JP2014017924A - Motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ制御装置に関し、特に、モータのトルクおよび速度を制御するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device that controls torque and speed of a motor.
従来、モータのトルクおよび速度を制御するモータ制御装置が知られている(たとえば、非特許文献1〜3および特許文献1参照)。
Conventionally, motor control devices that control the torque and speed of a motor are known (see, for example, Non-Patent
上記非特許文献1〜3および特許文献1では、モータ出力を高効率に制御するため、最大トルク制御と弱め界磁制御とを切り替えて実施する電流ベクトル制御技術が開示されている。
図11に示すように、最大トルク制御は、同一電流に対してモータ発生トルクを最大にすることが可能な最大トルク制御線MT上で電流ベクトル制御を行う制御である。モータは速度上昇に応じて誘起電圧が増大するため、最大トルク制御のままでは、モータへの印加可能な電圧上限に達して速度を上げられなくなる。この電圧上限を図11上で示したのが電圧制限線VLであり、電圧制限線VLはモータの速度上昇に伴って図11の下方向に下降する。弱め界磁制御は、負のd軸電流(弱め界磁電流)を増大させ、反作用磁束によって電機子鎖交磁束を減少させ、誘起電圧上昇を抑制することにより速度上限を拡大する制御である。このため、最大トルク制御では、電圧制限線VLが下降して電流ベクトルの座標(点Pc)に達するまでの間、図11の電流制限円CLで示した電流制限(モータに供給可能な電流上限)のみを考慮すればよい。一方、弱め界磁制御では、モータ速度(誘起電圧)の上昇に伴い電圧制限線VLが下降するため、電流制限(電流制限円CL)に加えて、さらに電圧制限(電圧制限線VL)を考慮して電流ベクトル指令値を決定する必要がある。 As shown in FIG. 11, the maximum torque control is a control that performs current vector control on a maximum torque control line MT that can maximize the motor-generated torque with respect to the same current. Since the induced voltage of the motor increases as the speed increases, the maximum voltage that can be applied to the motor is reached and the speed cannot be increased under the maximum torque control. The upper limit of the voltage is shown in FIG. 11 as a voltage limit line VL, and the voltage limit line VL drops downward in FIG. 11 as the motor speed increases. The field weakening control is a control that increases the negative d-axis current (field weakening current), decreases the armature linkage magnetic flux by the reaction magnetic flux, and suppresses the rise of the induced voltage, thereby expanding the upper speed limit. For this reason, in the maximum torque control, the current limit (current upper limit that can be supplied to the motor) indicated by the current limit circle CL in FIG. 11 until the voltage limit line VL descends and reaches the coordinates of the current vector (point Pc). ) Only need to be considered. On the other hand, in the field weakening control, the voltage limit line VL decreases as the motor speed (induced voltage) increases. Therefore, in addition to the current limit (current limit circle CL), the voltage limit (voltage limit line VL) is further taken into consideration. It is necessary to determine the current vector command value.
上記非特許文献1に開示された技術では、この最大トルク制御および弱め界磁制御における電流ベクトル指令値の決定手法が開示されている一方、弱め界磁制御における電流ベクトル指令値の算出には複雑な演算が必要であり、モータの各種パラメータの変動の影響も大きい。これに対し、上記非特許文献2では、電圧センサによって取得したPWMインバータに供給される電源電圧(電圧ループ)を用いて、電流ベクトルにおけるq軸電流の上限値を制御することにより、弱め界磁制御における計算負荷を軽減する構成が開示されている。また、非特許文献3では、電源電圧を取得して、弱め界磁制御におけるd軸電流(弱め界磁電流)の制限値を、電流ベクトルと電圧ベクトルとの相互変換によって決定する手法を定式化している。上記非特許文献1〜3に開示された技術は、いずれも、最大トルク制御の実施中に速度上限に達すると(電圧制限線VLが図11の点Pcに達すると)、電圧制限を考慮した弱め界磁制御に遷移する。弱め界磁制御においては、電圧制限線VL上で電流ベクトルが決定される。すなわち、図11では、電圧制限線VLと電流制限円CLとの交点に電流ベクトルが設定され、電圧制限線VLの下降に伴って電流ベクトルが円弧状に(図11の左斜め下方向に)下降していく。
While the technique disclosed in Non-Patent
また、上記特許文献1には、電圧センサによって取得されたPWMインバータの電源電圧から変調率を算出し、この変調率に応じて最大トルク制御と弱め界磁制御とを切替えるとともに、変調率に基づいて弱め界磁制御におけるd軸の弱め界磁電流を算出するモータ制御装置が開示されている。弱め界磁制御においては、モータ制御装置は、目標トルク値とd軸電流目標値とを対応付けた第1のマップからd軸電流目標値を読み出し、d軸電流目標値から弱め界磁電流を減算してd軸電流指令値を算出する。そして、モータ制御装置は、目標トルク値とd軸電流およびq軸電流とを対応付けた第2のマップから、弱め界磁電流が減算されたd軸電流指令値に対応するq軸電流指令値を読み出す。そして、モータ制御装置は、弱め界磁電流を減算したd軸電流指令値と、第2のマップから読み出したq軸電流指令値とを用いてインバータを制御し、モータの駆動制御を行っている。
In
しかしながら、上記非特許文献1〜3では、いずれも、電圧制限線VL上で最大トルク制御から弱め界磁制御に遷移し、弱め界磁領域では電圧制限線VLと電流制限円CLとの交点に電流ベクトルが決定されるように構成されているため、これらの制御手法を実際のモータ制御に適用した場合、負荷トルクの変動や電源電圧変化などの種々の外部環境変化によって、最大トルク制御から弱め界磁制御に遷移する際に電流ベクトルが制限条件を逸脱して制御不能となることがあった。具体的には、図11の太線で示した電流ベクトルが、負荷や外乱を考慮したシミュレーション結果である。電流ベクトルは、最大トルク制御から弱め界磁制御への遷移点Pcの近傍で電流ベクトル指令(図11の細線)から乖離し、弱め界磁領域へ遷移せずに逸脱している。このように、上記非特許文献1〜3では、実際のモータ制御に適用した場合に、弱め界磁およびその遷移における安定な電流ベクトル制御が困難であるという問題点がある。
However, in
また、上記特許文献1では、d軸電流指令値を算出した後、目標トルク値とd軸電流指令値とに対応するq軸電流指令値を第2のマップを用いて読み出している。このため、目標トルク値が上昇した場合には、まず、上昇した目標トルク値に対応するd軸電流指令値が読み出され、上昇した目標トルク値およびd軸電流指令値に対応させたq軸電流指令値が第2のマップから読み出される。この結果、目標トルク値の変化前のq軸電流指令値を、変化後のq軸電流指令値が上回り、電流ベクトルが電圧制限条件を逸脱する可能性がある。このため、上記非特許文献1〜3と同様に、弱め界磁領域における安定な電流ベクトル制御が困難であるという問題点がある。
In
また、上記非特許文献2および3や、上記特許文献1では、電流ベクトル指令値を算出するために電源電圧を取得する必要があるため、PWMインバータに供給される電源電圧を取得するために電圧センサを設ける必要がある。このため、モータ制御装置とは別個に、PWMインバータに供給される電源電圧を取得するための外部機器(電圧センサ)の追加が必要となるので、構成が複雑化するという問題点もある。
In
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の1つの目的は、外部機器の追加を必要としない簡単な構成で、弱め界磁およびその遷移における安定な電流ベクトル制御を行うことが可能なモータ制御装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and one object of the present invention is to provide a simple structure that does not require the addition of an external device, and is stable in the field weakening and its transition. A motor control device capable of performing current vector control is provided.
上記目的を達成するために、この発明の一の局面におけるモータ制御装置は、突極性を有するロータを含むモータのトルクおよび速度を制御するモータ制御装置であって、インバータに出力するPWM制御によるデューティ比を算出する手段と、デューティ比と、デューティ比基準値との比較結果に基づいて、q軸電流制限値を制御するq軸制限値制御手段とを備える。 In order to achieve the above object, a motor control device according to one aspect of the present invention is a motor control device that controls torque and speed of a motor including a rotor having saliency, and is a duty by PWM control that is output to an inverter. Means for calculating the ratio, and q-axis limit value control means for controlling the q-axis current limit value based on a comparison result between the duty ratio and the reference value of the duty ratio.
この発明の一の局面によるモータ制御装置では、上記のように、インバータに出力するPWM制御によるデューティ比を算出する手段と、デューティ比と、デューティ比基準値との比較結果に基づいて、q軸電流制限値を制御するq軸制限値制御手段とを設けることによって、インバータへの出力のデューティ比と、デューティ比基準値との比較結果に基づいて、弱め界磁領域での電流ベクトル制御を行うことができる。具体的には、たとえばデューティ比がデューティ比基準値を上回った時点から、q軸電流制限値によるq軸電流指令値の制限が働くように制御することができる。電圧制限線VL上でデューティ比が最大値(=100%)になるため、デューティ比が最大値になる前のデューティ比基準値に対しq軸電流制限値を制御することによって、負荷変動などの外部環境変化が起きた場合にも、安定した電流ベクトル制御を行うことができる。また、インバータに供給される電源電圧を取得するための外部機器(電圧センサ)を設ける必要がないため、外部機器(電圧センサ)を設けることなく簡単な構成で電流ベクトル制御を行うことができる。 In the motor control device according to one aspect of the present invention, as described above, the q-axis is calculated based on the comparison result between the duty ratio by the PWM control output to the inverter and the duty ratio and the duty ratio reference value. By providing q-axis limit value control means for controlling the current limit value, current vector control in the field weakening region is performed based on the comparison result between the duty ratio of the output to the inverter and the duty ratio reference value. be able to. Specifically, for example, control can be performed so that the q-axis current command value is limited by the q-axis current limit value from the time when the duty ratio exceeds the duty ratio reference value. Since the duty ratio becomes the maximum value (= 100%) on the voltage limit line VL, by controlling the q-axis current limit value with respect to the duty ratio reference value before the duty ratio becomes the maximum value, the load fluctuation or the like Even when the external environment changes, stable current vector control can be performed. Moreover, since it is not necessary to provide an external device (voltage sensor) for acquiring the power supply voltage supplied to the inverter, current vector control can be performed with a simple configuration without providing an external device (voltage sensor).
上記一の局面によるモータ制御装置において、q軸電流制限値の応答性を調整するq軸制限応答性調整手段をさらに備える。このように構成すれば、q軸制限応答性調整手段によって、q軸電流指令値の制限を早く変化させたり、遅く変化させるようにq軸電流制限値の応答性を調整することができる。これにより、加速時・減速時の応答性の差異、モータの性能や、モータに接続される負荷の大きさなどによる制御対象の外部環境変化に応じるように、q軸電流指令値の制限の応答性を調整することができるので、より安定した電流ベクトル制御を実現することができる。 The motor control device according to the above aspect further includes q-axis limit responsiveness adjusting means for adjusting the responsiveness of the q-axis current limit value. If comprised in this way, the responsiveness of the q-axis current limit value can be adjusted by the q-axis limit responsiveness adjusting means so that the limit of the q-axis current command value is changed quickly or slowly. As a result, the response of limiting the q-axis current command value so that it responds to changes in the external environment of the control target due to differences in responsiveness during acceleration and deceleration, motor performance, and the size of the load connected to the motor. Therefore, more stable current vector control can be realized.
この場合において、デューティ比とデューティ比基準値との比較結果と、比較結果基準値との差に基づいて、q軸電流制限値の応答性を調整するように構成されている。このように構成すれば、デューティ比とデューティ比基準値との比較結果と、比較結果基準値との差に基づくことにより、差の大きさに応じてq軸電流制限値を制御することができる。これにより、より容易に、q軸電流制限値を制御することができる。 In this case, the responsiveness of the q-axis current limit value is adjusted based on the difference between the comparison result between the duty ratio and the duty ratio reference value and the comparison result reference value. According to this configuration, the q-axis current limit value can be controlled according to the magnitude of the difference based on the difference between the comparison result of the duty ratio and the duty ratio reference value and the comparison result reference value. . Thereby, the q-axis current limit value can be controlled more easily.
この場合において、q軸制限応答性調整手段は、デューティ比とデューティ比基準値との比較結果としての、デューティ比がデューティ比基準値以上になった割合と、比較結果基準値としての割合基準値との差に基づいて、q軸電流制限値の応答性を調整するように構成されている。このように構成すれば、デューティ比がデューティ比基準値以上になった割合と、比較結果基準値としての割合基準値との差に基づくことにより、q軸電流制限値を安定して制御することができる。すなわち、モータの実際の運転状態ではデューティ比が時々刻々と変化し、デューティ比が全体として上昇していく過程においても、デューティ比がデューティ比基準値を上回る瞬間もあれば、デューティ比基準値を下回る瞬間もある。このため、割合をとることによりデューティ比の瞬間的な変動の影響を抑制して、q軸電流制限値を安定して制御することができる。 In this case, the q-axis limit responsiveness adjusting means determines the ratio of the duty ratio that is equal to or higher than the duty ratio reference value as a comparison result between the duty ratio and the duty ratio reference value, and the ratio reference value as the comparison result reference value. Is configured to adjust the responsiveness of the q-axis current limit value. With this configuration, the q-axis current limit value can be stably controlled based on the difference between the ratio at which the duty ratio is equal to or greater than the duty ratio reference value and the ratio reference value as the comparison result reference value. Can do. In other words, in the actual operating state of the motor, the duty ratio changes from moment to moment, and even when the duty ratio rises as a whole, there is a moment when the duty ratio exceeds the duty ratio reference value. There are also moments below. For this reason, by taking the ratio, it is possible to control the q-axis current limit value stably while suppressing the influence of instantaneous fluctuation of the duty ratio.
上記一の局面によるモータ制御装置において、最大トルク制御に基づくd軸電流目標値およびq軸電流目標値を算出する最大トルク制御手段をさらに備え、最大トルク制御手段により算出されたq軸電流目標値がq軸制限値制御手段により制御されたq軸電流制限値によって制限されることにより、電流ベクトル指令値が最大トルク制御領域から弱め界磁領域に遷移する。このように構成すれば、最大トルク制御による制御中にモータの速度が上昇し、電圧制限によって弱め界磁制御に遷移する場合に、最大トルク制御に基づいて算出されたq軸電流目標値をq軸電流制限値によって制限するだけで、電流ベクトルを最大トルク制御領域から弱め界磁領域に遷移させることができる。これにより、たとえば最大トルク制御と弱め界磁制御との切り替えを行うか否かを判断する制御や、弱め界磁電流値を別途算出して電流ベクトルから減算するなどの演算を行う必要がないので、制御処理を簡素化し計算負荷を軽減することができる。 The motor control device according to one aspect further includes a maximum torque control unit that calculates a d-axis current target value and a q-axis current target value based on the maximum torque control, and the q-axis current target value calculated by the maximum torque control unit. Is limited by the q-axis current limit value controlled by the q-axis limit value control means, the current vector command value transitions from the maximum torque control region to the field weakening region. With this configuration, when the motor speed increases during the control by the maximum torque control and the mode is changed to the field weakening control by the voltage limitation, the q-axis current target value calculated based on the maximum torque control is changed to the q-axis current. The current vector can be shifted from the maximum torque control region to the field weakening region only by being limited by the limit value. This eliminates the need to perform control such as determining whether or not to switch between maximum torque control and field weakening control, or calculating a field weakening current value separately and subtracting it from the current vector. Processing can be simplified and calculation load can be reduced.
この場合において、q軸制限値制御手段により制御されたq軸電流制限値に応じてq軸電流目標値を制限するq軸電流制限手段をさらに備える。このように構成すれば、最大トルク制御手段から出力されるq軸電流目標値をq軸電流制限手段により制限するだけで、容易に、電流ベクトルを最大トルク制御領域から弱め界磁領域に遷移させることができる。すなわち、モータの速度が低い場合には、q軸電流制限値が十分に大きく、q軸電流目標値に制限がかからないため、最大トルク制御手段から出力されるq軸電流目標値により最大トルク制御を行うことができる。そして、モータの速度が上昇した場合(電圧制限が強くなった場合)には、q軸電流目標値がq軸電流制限手段によりq軸電流制限値に基づいて制限されるので、電流ベクトルを弱め界磁領域に遷移させることができる。 In this case, it further includes q-axis current limiting means for limiting the q-axis current target value in accordance with the q-axis current limit value controlled by the q-axis limit value control means. With this configuration, the current vector is easily changed from the maximum torque control region to the field weakening region only by limiting the q-axis current target value output from the maximum torque control unit by the q-axis current limiting unit. be able to. That is, when the motor speed is low, the q-axis current limit value is sufficiently large and the q-axis current target value is not limited. Therefore, the maximum torque control is performed by the q-axis current target value output from the maximum torque control means. It can be carried out. When the motor speed increases (when the voltage limit becomes stronger), the q-axis current target value is limited based on the q-axis current limit value by the q-axis current limiter, so the current vector is weakened. Transition to the field region is possible.
上記最大トルク制御手段を備える構成において、弱め界磁領域において、q軸電流制限値によって制限されたq軸電流目標値とは独立して最大トルク制御手段により算出されたd軸電流目標値から、電流ベクトルのd軸電流指令値が決定され、q軸電流制限値によって制限されたq軸電流目標値から、電流ベクトルのq軸電流指令値が決定される。このように構成すれば、弱め界磁制御を行う場合に、最大トルク制御手段により算出されたq軸電流目標値をq軸電流制限手段により制限してq軸電流指令値を決定することができるとともに、最大トルク制御手段により算出されたd軸電流目標値からそのまま電流ベクトルのd軸電流指令値を決定することができる。これにより、電流ベクトル(指令値)の算出のための制御処理をさらに簡素化し、計算負荷の更なる軽減を図ることができる。 In the configuration including the maximum torque control means, in the field-weakening region, from the d-axis current target value calculated by the maximum torque control means independently of the q-axis current target value limited by the q-axis current limit value, The d-axis current command value of the current vector is determined, and the q-axis current command value of the current vector is determined from the q-axis current target value limited by the q-axis current limit value. With this configuration, when performing field weakening control, the q-axis current target value calculated by the maximum torque control unit can be limited by the q-axis current limiting unit, and the q-axis current command value can be determined. The d-axis current command value of the current vector can be determined as it is from the d-axis current target value calculated by the maximum torque control means. As a result, the control process for calculating the current vector (command value) can be further simplified, and the calculation load can be further reduced.
本発明によれば、上記のように、外部機器の追加を必要としない簡単な構成で、弱め界磁およびその遷移において外部環境変化にも追従する安定な電流ベクトル制御を行うことが可能なモータ制御装置を提供することができる。 According to the present invention, as described above, a motor capable of performing stable current vector control that follows a field weakening and changes in the external environment at the transition thereof with a simple configuration that does not require the addition of an external device. A control device can be provided.
以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments embodying the present invention will be described below with reference to the drawings.
(第1実施形態)
まず、図1〜図6を参照して、本発明の第1実施形態によるモータ制御装置100の全体構成について説明する。第1実施形態では、たとえば航空機に搭載される電動アクチュエータや、一般産業用のモータ装置におけるモータ制御装置100に本発明を適用した例について説明する。
(First embodiment)
First, with reference to FIGS. 1-6, the whole structure of the
図1に示すように、第1実施形態によるモータ制御装置100は、モータ2、インバータ3および位置検出器4などを備えるモータ装置(電動アクチュエータ)1の一部を構成し、モータ2の駆動制御を行う機能を有する。
As shown in FIG. 1, the
モータ2は、たとえば3相交流で駆動する埋込磁石構造の同期モータ(IPMSM:Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)であり、永久磁石を内部に埋め込んだロータと、電機子巻線が配置されたステータとを含む。このIPMモータ2は、d軸インダクタンスとq軸インダクタンスとが相違する突極性を有する。モータ2は、インバータ3から供給される3相交流電流(iu、iv、iw)によって回転駆動され、出力軸に接続された負荷(図示せず)を動作させる。モータ2の位置は位置検出器4により検出され、位置検出器4から位置信号Pfbがモータ制御装置100へ出力(フィードバック)される。
The
インバータ3は、モータ制御装置100と、モータ2とに接続され、電源部(図示せず)の直流を3相交流に変換してモータ2に供給する。インバータ3は、モータ制御装置100の3相ゲート駆動信号(Gu、Gv、Gw)によってスイッチング制御され、PWM(パルス幅変調)信号によるモータ駆動を行う。インバータ3から出力されるU相電流信号iuおよびV相電流信号ivは、モータ制御装置100へ出力(フィードバック)される。
The
モータ制御装置100は、速度指令ωcと、フィードバックされたU相電流信号iu、V相電流信号ivおよび位置信号Pfbとに基づいて、3相ゲート駆動信号(Gu、Gv、Gw)を生成し、インバータ3へ出力する。第1実施形態では、モータ制御装置100は、FPGA(Field−Programmable Gate Array)により構成されており、図2に示す各種制御ブロックを含んでいる。
具体的には、図2に示すように、モータ制御装置100は、速度制御器10と、最大トルク制御器20と、電流制御器30と、リミッタ40と、3相変換部50と、ゲート信号変換部60と、q軸制限制御部70とを主として含んでいる。モータ制御装置100は、全体としては、位置信号Pfbを速度演算した速度信号ωfbを用いる速度フィードバック制御と、U相電流信号iuおよびV相電流信号ivを用いる電流フィードバック制御とのカスケード制御により、モータ2の駆動制御を行う。なお、最大トルク制御器20およびリミッタ40は、それぞれ、特許請求の範囲の「最大トルク制御手段」および「q軸電流制限手段」と対応する。また、q軸制限制御部70は、特許請求の範囲の「q軸制限値制御手段」および「q軸制限応答性調整手段」と対応する。
Specifically, as shown in FIG. 2, the
速度制御器10は、速度指令ωcと、速度信号ωfbとの差分ωerrから電流指令Iaを生成し、生成した電流指令Iaを最大トルク制御器20へ出力する。ここで、図5に示すように、d軸電流およびq軸電流を横軸および縦軸にとった電流ベクトル図において、所定のd軸座標およびq軸座標を決定することで、電流ベクトルが定まる。速度制御器10の電流指令Iaは、電流ベクトルの大きさに相当し、図5において原点を中心とし、半径が電流指令Iaに相当する円を設定することに相当する。
最大トルク制御器20は、最大トルク制御に基づく最大トルク制御電流ベクトル指令値(d軸電流目標値idexおよびq軸電流目標値iqex)を計算し出力する。ここで、図5に示す最大トルク制御線MTは、同一電流に対して発生トルクを最大にする電流ベクトルの軌跡である。最大トルク制御器20は、電流指令Iaに基づいて図5に示す最大トルク制御線MT上の点(電流指令Iaの大きさに相当する円と最大トルク制御線MTとの交点)を決定し、そのd軸電流目標値idexおよびq軸電流目標値iqexを出力する。図2に示すように、第1実施形態では、d軸電流目標値idexは、d軸電流指令値idcとして、そのまま電流制御器30へ出力され、q軸電流目標値iqexは、リミッタ40へ出力される。
The
リミッタ40は、q軸制限制御部70により制御(設定)されたq軸電流制限値iqlimに応じて、最大トルク制御器20から入力されたq軸電流目標値iqexを制限する機能を有する。q軸電流目標値iqexがq軸電流制限値iqlimよりも小さい場合には、リミッタ40におけるq軸電流制限は作用せず、q軸電流目標値iqexがそのままq軸電流指令値iqcとして出力される。一方、q軸電流目標値iqexがq軸電流制限値iqlimよりも大きい場合には、リミッタ40におけるq軸電流制限処理によって、q軸電流目標値iqexがq軸電流制限値iqlimに制限された後、q軸電流指令値iqcとして出力される。
The
電流制御器30は、最大トルク制御器20からのd軸電流指令値idcおよびリミッタ40からのq軸電流指令値iqcを取得するとともに、U相電流信号iuおよびV相電流信号iv(フィードバック)をdq軸に座標変換したd軸FB電流idfbおよびq軸FB電流iqfbを取得する。電流制御器30は、d、q軸電流指令値(idc、iqc)と、d、q軸FB電流(idfb、iqfb)とに基づき、d、q軸電圧指令値(Vdc、Vqc)を出力する。
The
3相変換部50は、d、q軸電圧指令値(Vdc、Vqc)を、3相指令値(Vuc、Vvc、Vwc)に座標変換して、ゲート信号変換部60へ出力する。
The three-
ゲート信号変換部60は、モータ2の位置信号Pfbから座標変換された回転角度位置θを取得し、ベクトルPWM手法を用いて3相指令値(Vuc、Vvc、Vwc)を3相ゲート駆動信号(Gu、Gv、Gw)に変換する。これにより、3相ゲート駆動信号(Gu、Gv、Gw)がモータ制御装置100からインバータ3に出力される。また、ゲート信号変換部60は、ベクトルPWM手法により出力される3相ゲート駆動信号(Gu、Gv、Gw)のデューティ比Drealをq軸制限制御部70に出力する。
The gate
ここで、第1実施形態では、q軸制限制御部70は、ゲート信号変換部60から取得したデューティ比Drealを用いて、q軸電流制限値iqlimを制御し、リミッタ40にq軸電流制限値iqlimを出力(設定)する機能を有する。q軸制限制御部70は、比較器71と、UD(アップダウン)カウンタ72と、積分器73とを主として含んでいる。
Here, in the first embodiment, the q-axis
比較器71は、デューティ比Drealと、デューティ比基準値Dcritとを比較し、比較結果CRをUDカウンタ72に出力する。q軸制限制御部70は、この比較結果CRに基づいてq軸電流制限値iqlimを制御する。比較結果CRは、Dreal≧Dcritの時にH信号、Dreal<Dcritの時にL信号が出力される二値信号である。デューティ比基準値Dcritは、モータ制御装置100に予め設定され、記憶部74に記憶されている。後述するように、このデューティ比基準値Dcritによって、最大トルク制御から弱め界磁制御への遷移タイミングが任意に設定される。デューティ比基準値Dcritは、たとえば、最大のデューティ比100%に対して、95%程度に設定する。
The
UDカウンタ72は、比較結果CRを取得し、比較結果CRがHのときにカウンタ値を+1(加算)し、比較結果CRがLのときにカウンタ値を−1(減算)する。カウンタ値は、最大値を100、最小値を0として正規化した0〜100の値をとる。そして、UDカウンタ72は、現在のカウンタ値Dfbを出力する。このカウンタ値Dfbは、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit以上になった割合に相当する。これらの比較器71およびUDカウンタ72は、アナログ値であるデューティ比Drealを、デジタル値であるカウンタ値Dfbに変換して出力している。
The
ここで、図3を用いてカウンタ値Dfbの増減について説明する。たとえば、モータ駆動時間の経過に伴ってモータ2の速度が上昇する場合、誘起電圧の増大によりモータ2の端子電圧が上昇する(デューティ比Drealが上昇する)。このときのデューティ比の変化を所定期間T1〜T6で区切ってみると、実際のデューティ比Drealの値は図3の円で示した範囲でばらつきながら、全体としては増大していく。期間T1およびT2では、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritに達することがないため、比較結果CRのH信号/L信号の割合は0/100(減算のみ)となる。したがって、カウンタ値Dfbは0になる。一方、期間T3およびT4では、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritの近傍に達するため、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit以上となったり、デューティ比基準値Dcritを下回ったりを繰り返す。このとき、期間全体で見れば、期間T3ではH信号/L信号=50/50となるため、上限(100)または下限(0)でのカウントストップや、後述のq軸電流制限値iqlimの変化を考慮しなければ、カウンタ値Dfbの増減の割合は略等しくなる(カウンタ値の変化なし)、期間T4ではH信号/L信号=70/30となるため、カウントストップや、後述のq軸電流制限値iqlimの変化を考慮しなければ、カウンタ値Dfbは緩やかに上昇する。期間T5およびT6では、デューティ比Drealが完全にデューティ比基準値Dcritを上回るため、H信号/L信号=100/0(加算のみ)となる。この結果、カウンタ値Dfbは速やかに上限の100に達し、その後100のまま継続する。
Here, increase / decrease of the counter value D fb will be described with reference to FIG. For example, when the speed of the
図2に示すように、積分器73は、割合基準値LRRと、UDカウンタ72のカウンタ値Dfbとの差分(LRR−Dfb)である割合差分値dRを取得して、積算する。そして、積分器73は、得られた積算値をq軸電流制限値iqlimとしてリミッタ40へ出力(設定)する。積算値が負方向に大きいほど、q軸電流制限値iqlimは小さくなり、リミッタ40におけるq軸電流制限が強くなる。また、積算値が正方向に大きいほど、制限値は大きくなり、リミッタ40におけるq軸電流制限が緩和される。なお、割合基準値LRRは、特許請求の範囲の「比較結果基準値」と対応する。
As shown in FIG. 2, the
割合基準値LRRは、q軸電流制限値iqlimの増減の応答性(積分器73における増減の比率)、およびカウンタ値Dfbの収束点を決定する数値であり、モータ制御装置100に予め設定され、記憶部75に記憶されている。割合基準値LRRは、0<LRR<100の値から設定される。カウンタ値Dfbと割合基準値LRRの差分を積算しq軸電流制限値iqlimを変動させるため、カウンタ値Dfb、およびq軸電流制限値iqlimはその差分が0となる割合基準値LRRの値へ収束する。応答性に関しては、図4に示すように、割合基準値LRRが50の場合には、積分器73における割合差分値dRの積算値の増減(すなわち、q軸電流制限値iqlimの増減)が同比率となる。また、割合基準値LRRが50よりも小さい場合には、割合差分値dRの積算値(q軸電流制限値iqlim)の増減が減少方向により大きい比率となり、割合基準値LRRが50よりも大きい場合には、割合差分値dRの積算値(q軸電流制限値iqlim)の増減が増大方向により大きい比率となる。割合基準値LRRの作用を端的に示すため、カウンタ値Dfb=100で固定された場合を仮定する。このとき、割合基準値LRR=50の場合には、積分器73で−50が積算されていき、割合基準値LRR=25の場合には、積分器73で−75が積算されていくため、割合基準値LRRが小さいほど積算値(q軸電流制限値iqlim)が負方向に速やかに増大する。そのため、q軸電流制限を強める応答が速くなり、弱める応答が遅くなる。一方、割合基準値LRRが大きいほど積算値が負方向に緩やかに増大する。そのため、q軸電流制限を強める応答が遅くなり、弱める応答が早くなる。より安定な制御動作を行うために、望ましくは、割合基準値LRRは50より小さい値を取る。このように、第1実施形態では、割合基準値LRRと、UDカウンタ72のカウンタ値Dfbとの差分である割合差分値dRに基づいて、q軸電流制限の応答性を調整し、制限値を制御する。
The ratio reference value LRR is a numerical value that determines the responsiveness of increase / decrease in the q-axis current limit value iq lim (ratio of increase / decrease in the integrator 73) and the convergence point of the counter value Dfb , and is set in the
以上の構成により、最大トルク制御器20の出力のうち、d軸電流目標値idexは、リミッタ40のq軸電流制限値iqlimとは独立して決定され、そのまま電流ベクトルのd軸電流指令値idcとなる。一方、q軸電流目標値iqexは、リミッタ40(q軸電流制限値iqlim)によって制限された後の目標値(リミッタ40の出力)が、電流ベクトルのq軸電流指令値iqcとなる。
With the above configuration, of the output of the
次に、図5および図6を参照して、第1実施形態によるモータ制御装置100の電流ベクトル制御について説明する。図5および図6では、負荷トルクが変動せず、一定の状態における電流ベクトル制御のシミュレーション結果を模式的に示している。図5および図6において、負荷トルク線CTは、負荷トルクと等しいトルクをモータ2が出力するための電流ベクトルの軌跡である。また、電流制限円CLは、定常状態における電流ベクトルの大きさの最大値であり、インバータ3などのハードウェア仕様(定格電流値)に基づいて設定される。電流制限円CLによる電流制限は、モータ2の始動時(加速時)などの過渡状態では行われず、モータ2の回転速度ωが速度指令ωcの近傍に達すると、電流ベクトルが電流制限円CL以内に制限される。なお、図2の制御ブロック図においては、この電流制限の処理は省略している。
Next, the current vector control of the
また、電圧制限線VL(ω1)、VL(ω2)、およびVL(ω3)は、それぞれモータ2の回転速度ω=ω1、ω2およびω3(ω1<ω2<ω3)における誘起電圧による電圧制限を示す軌跡である。電圧制限線VLは、速度ωの上昇に伴って下降する。電圧制限線VLが電流ベクトルの位置に達するとき、理論上はデューティ比が100%になる。電流ベクトルが電圧制限線VLの外部(上側)に設定された場合、インバータ3の最大出力電圧(デューティ比100%)を超えることになるため、電流制御が不可能となる。このため、電流ベクトルは、モータ2の速度変化に追従して現在の速度ωに対応する電圧制限線VL以下(電圧制限線VLの下側)の制限領域内に設定する必要がある。したがって、最大トルク制御線MTに沿った最大トルク制御では、電流制限円CL以内(定常状態)では点P1で発生トルクが最大となり、速度ω1が速度限界(デューティ比100%)となる。また、点P2では、負荷トルク線CTと釣り合う等速回転(速度ω2)の限界点となる。点P2よりも内側(図5の最大トルク制御線MT上の点P2の点P1とは反対側)では、モータ2の回転速度を保てない。したがって、たとえば速度ω2を越える速度ω3の速度指令ωcが与えられた場合、最大トルク制御線MTに沿った最大トルク領域から、ハッチング領域により示した弱め界磁領域FWに遷移する必要がある。
Also, voltage limit lines VL (ω1), VL (ω2), and VL (ω3) indicate voltage limits due to induced voltages at the rotational speeds ω = ω1, ω2 and ω3 (ω1 <ω2 <ω3), respectively. It is a trajectory. The voltage limit line VL drops as the speed ω increases. When the voltage limit line VL reaches the position of the current vector, the duty ratio is theoretically 100%. When the current vector is set outside (upper side) of the voltage limit line VL, the maximum output voltage (
第1実施形態では、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit(たとえば95%)を越えて100%に近付くほど、カウンタ値Dfbが上昇し、割合差分値dR(LRR−Dfb)が負の値をとることから、積分器73の出力としてのq軸電流制限値iqlimが下降する(q軸電流制限が強くなる)。逆に、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit(たとえば95%)を下回るほど、カウンタ値Dfbが低下し、割合差分値dR(LRR−Dfb)が増加することから、積分器73の出力としてのq軸電流制限値iqlimが上昇する(q軸電流制限が緩和される)。割合差分値dR(LRR−Dfb)が0のときにq軸電流制限値iqlimが維持されることから、割合カウンタ値Dfbが割合基準値LRRとなるよう制御され、それに伴い電圧制限線VLの内側(図5の下側)で、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritの近傍に収束するように電流ベクトル(q軸電流目標値)が制御される。したがって、デューティ比基準値Dcritとしてたとえば95%を設定することは、デューティ比100%である電圧制限線VLよりも下側(図5の下側)にデューティ比基準値に相当する仮想的な電圧制限線VLcを設定することに相当する。
In the first embodiment, as the duty ratio D real exceeds the duty ratio reference value D crit (for example, 95%) and approaches 100%, the counter value D fb increases, and the ratio difference value dR (LRR−D fb ) Since it takes a negative value, the q-axis current limit value iq lim as the output of the
以下では、速度ω3(電圧制限線VL(ω3))を目標としてモータ2を駆動する場合について考える。デューティ比基準値Dcritを95%(電圧制限線VLc)とする。この場合、負荷トルク線CTと電圧制限線VLcとの交点P6(収束点)において、負荷トルクとモータ2の発生トルクとが釣り合い、速度ω3での等速回転が可能となる。なお、図5および図6において電流ベクトル(指令)は、d、q軸電流指令値(idc、iqc)により定まる電流ベクトルであり、電流ベクトル(FB)は、d、q軸FB電流(idfb、iqfb)により定まる電流ベクトル(制御結果)である。
Hereinafter, a case where the
まず、モータ駆動開始時点では、速度指令ωc(=ω3)に基づいて、原点から最大トルク制御線MTに沿った最大トルク制御が行われる。速度指令ωcと速度信号ωfb(≒0)との差分が十分に大きいため、最大トルク制御器20のd、q軸電流目標値(idex、iqex)は、最大トルク制御線MT上の最大値に相当する点Pmtが出力される。このとき、モータ2は加速中の過渡状態にあり、速度ωが十分に低いため、誘起電圧による電圧制限VL、および電流制限円CLは問題とならない。したがって、図3の期間T1やT2に示すようにデューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritを下回るため、積分器73からのq軸電流制限値iqlimは十分に高い値となっている。この場合、最大トルク制御器20のq軸電流目標値iqexは、リミッタ40の制限を受けずに、そのままq軸電流指令値iqcとなる。
First, at the time of starting the motor drive, maximum torque control from the origin along the maximum torque control line MT is performed based on the speed command ω c (= ω3). Since the difference between the speed command ω c and the speed signal ω fb (≈0) is sufficiently large, the d and q axis current target values (id ex , iq ex ) of the
モータ2の回転速度ωが上昇すると、電圧制限線VLは下降する。上述の通り、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit(95%)を上回り始めると、q軸電流制限値iqlimが下降する。これにより、デューティ比Drealが100%に到達するよりも早い段階(電圧制限線VLcが電流ベクトルの指令値に到達する段階)で、q軸電流制限値iqlimによる制限が効き始める。このため、q軸電流目標値iqexがリミッタ40によってq軸電流制限値iqlimに制限される。この結果、電流ベクトルが最大トルク制御線MT上から逸れて、速度上昇に追従して点P3まで下降する。この結果、モータ2の速度ωは目標速度ω3の近傍に到達し、徐々に目標速度ω3に収束する定常状態になるため、電流制限円CLによる電流制限が追加される。
When the rotational speed ω of the
このため、電流ベクトルは、点P3まで下降するとq軸電流制限値iqlimによって制限されたまま右方向に移動し、電流制限円CLとの交点P4に達する。点P4以降も、回転速度ωの上昇に伴い電圧制限線VL(VLc)は下降するため、これに応じてq軸電流制限値iqlimは下降し、電流ベクトルは電流制限円CLに沿って点P5まで移動する。 For this reason, when the current vector falls to the point P3, the current vector moves to the right while being limited by the q-axis current limit value iq lim , and reaches the intersection P4 with the current limit circle CL. After point P4, voltage limit line VL (VLc) decreases as rotation speed ω increases. Accordingly, q-axis current limit value iq lim decreases accordingly, and the current vector changes along current limit circle CL. Move to P5.
図6に示すように、点P5の近傍では、電流ベクトルがデューティ比基準値Dcrit(95%)に対応する電圧制限線VLcの下側にある場合、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritを下回り、q軸電流制限値iqlimが上昇する。このため、リミッタ40のq軸電流制限値iqlimの上昇(制限緩和)に伴い、リミッタ40の出力としてq軸電流指令値iqcが徐々に増加する。この結果、目標速度ω3よりも速度が低い場合には、発生した速度差分ωerrによって電流ベクトルが負荷トルク線CTよりも上方に設定され、発生トルクの増大によって速度ωが上昇する(電圧制限線VLは下降する)。
As shown in FIG. 6, in the vicinity of the point P5, when the current vector is below the voltage limit line VLc corresponding to the duty ratio reference value D crit (95%), the duty ratio D real is equal to the duty ratio reference value D. The q-axis current limit value iq lim increases below crit . For this reason, as the q-axis current limit value iq lim of the
一方、電流ベクトルが電圧制限線VLcの上側にある場合、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritを上回り、q軸電流制限値iqlimが下降する。このため、リミッタ40のq軸電流制限値iqlimの下降(制限強化)に伴い、リミッタ40の出力としてのq軸電流指令値iqcが徐々に低下する。この結果、目標速度ω3よりも速度が高い場合には、発生した速度差分ωerrとq軸電流制限値iqlimとによって電流ベクトルが負荷トルク線CTよりも下方に設定され、発生トルクの減少によって速度ωが低下する(電圧制限線VLは上昇する)。この際のq軸電流制限値iqlimの上昇および下降の早さ(応答性)は、割合基準値LRRの設定によって調節される。一連の制御動作の結果、P5の近傍では、電流ベクトルが負荷トルク線CTを挟んで上下し、徐々に収束点P6(目標速度ω3)に近付いていく。
On the other hand, when the current vector is above the voltage limit line VLc, the duty ratio D real exceeds the duty ratio reference value D crit, q-axis current limit value iq lim is lowered. For this reason, the q-axis current command value iq c as the output of the
収束点P6では、電流ベクトルがデューティ比基準値Dcrit(デューティ比95%)に対応する電圧制限線VLc(ω3)近傍に位置する。このときカウンタ値Dfbが割合基準値LRRと等しい値となり、q軸電流制限値iqlimが略一定値に収束する。これにより、電流ベクトルが収束点P6に収束し、負荷トルク線CTと釣り合う速度ω3での等速駆動となる。
At the convergence point P6, the current vector is located in the vicinity of the voltage limit line VLc (ω3) corresponding to the duty ratio reference value D crit (
このように、モータ制御装置100では、q軸制限制御部70の動作により、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritとなるようにq軸電流制限値iqlimが調整され、電圧制限線VLの内側で、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit近傍で収束する(収束点に到達する)ように電流ベクトル制御が行われる。
Thus, in the
第1実施形態では、上記のように、デューティ比Drealを算出するゲート信号変換部60と、デューティ比Drealと、デューティ比基準値Dcritとの比較結果(カウンタ値Dfb)に基づいて、q軸電流制限値iqlimを制御するq軸制限制御部70とを設けることによって、インバータ3への出力のデューティ比Drealと、デューティ比基準値Dcritとの比較結果に基づいて、弱め界磁領域での電流ベクトル制御を行うことができる。具体的には、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritを上回った場合に、q軸電流制限値iqlimによるq軸電流目標値iqexの制限が働くように制御することができる。電圧制限線VL上でデューティ比Drealが最大値(=100%)になるため、カウンタ値Dfbに基づいてデューティ比Drealが最大値になる前のデューティ比基準値Dcrit(たとえば95%)に対しq軸電流制限値iqlimを制御することによって、負荷変動などの外部環境変化が起きた場合にも、安定した電流ベクトル制御を行うことができる。また、インバータ3に供給される電源電圧を取得するための外部機器(電圧センサ)を設ける必要がないため、外部機器(電圧センサ)を設けることなく簡単な構成で電流ベクトル制御を行うことができる。
In the first embodiment, as described above, the gate
また、第1実施形態では、上記のように、q軸電流制限値iqlimの応答性を調整するq軸制限制御部70を設ける。このように構成すれば、q軸制限制御部70によって、q軸電流目標値iqexの制限を早く変化させたり、遅く変化させるようにq軸電流制限値iqlimの応答性を調整することができる。これにより、加速時・減速時の応答性の差異、モータ2の性能や、モータ2に接続される負荷の大きさなどの外部環境変化にも追従するように、q軸電流目標値iqexの制限の応答性を調整することができるので、より安定した電流ベクトル制御を実現することができる。
In the first embodiment, as described above, the q-axis
一例として、たとえば機械的時定数が小さなモータでは、回転数の上昇(下降)が速く、電圧制限線VL(電圧制限線VLc)の変化も早くなるため、電流ベクトルが電圧制限線VLを越える可能性が高くなる。このような機械的時定数が小さなモータに対しては、割合基準値LRRを50よりも小さく設定することにより、q軸電流制限の応答性を早め、電流ベクトルの制限外への逸脱を防止することができる。また、ノイズや負荷トルク変動などの影響により電圧制限線VL(電圧制限線VLc)が変化する場合にもq軸電流制限を速やかに応答させ、電流ベクトルの制限外への逸脱を防止することができる。 As an example, in a motor with a small mechanical time constant, for example, the number of revolutions increases (decreases) quickly, and the voltage limit line VL (voltage limit line VLc) changes quickly, so that the current vector can exceed the voltage limit line VL. Increases nature. For a motor with such a small mechanical time constant, the ratio reference value LRR is set to be smaller than 50, thereby speeding up the response of the q-axis current limit and preventing the current vector from deviating from the limit. be able to. Further, even when the voltage limit line VL (voltage limit line VLc) changes due to the influence of noise, load torque fluctuation, etc., the q-axis current limit can be promptly responded to prevent the current vector from deviating from the limit. it can.
また、第1実施形態では、上記のように、q軸制限制御部70を、デューティ比Drealとデューティ比基準値Dcritとの比較結果(カウンタ値Dfb)と、割合基準値LRRとに基づいて、q軸電流制限値iqlimの応答性を調整するように構成する。このように構成すれば、カウンタ値Dfbに基づいてq軸電流制限値iqlimを制御する際に、割合基準値LRRの調整によって容易にq軸電流制限値iqlimの応答性を調整することができる。これにより、q軸電流目標値iqexの制限の応答性を柔軟に調整することができる。
Further, in the first embodiment, as described above, the q-axis
また、第1実施形態では、上記のように、q軸制限制御部70を、デューティ比Drealとデューティ比基準値Dcritとの比較結果(カウンタ値Dfb)と、割合基準値LRRとの差(割合差分値dR)に基づいて、q軸電流制限値iqlimの応答性を調整するように構成する。このように構成すれば、割合差分値dRに基づくことにより、差の大きさに応じてq軸電流制限値iqlimを制御することができる。これにより、より容易に、q軸電流制限値iqlimの応答性を調整することができる。
In the first embodiment, as described above, the q-axis
また、第1実施形態では、上記のように、q軸制限制御部70を、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcrit以上になった割合(カウンタ値Dfb)と、割合基準値LRRとの差(割合差分値dR)に基づいて、q軸電流制限値iqlimの応答性を調整し、制限値を制御するように構成する。このように構成すれば、割合差分値dRに基づくことにより、q軸電流制限値iqlimの応答性を安定して調整することができる。すなわち、図3に示すように、モータの実際の運転状態ではデューティ比Drealが時々刻々と変化し、デューティ比Drealが全体として上昇していく過程においても、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritを上回る瞬間もあれば、デューティ比基準値Dcritを下回る瞬間もある。このため、割合をとることによりデューティ比Drealの瞬間的な変動の影響を抑制して、q軸電流制限値iqlimを安定して制御することができる。
In the first embodiment, as described above, the q-axis
また、第1実施形態では、上記のように、最大トルク制御に基づくd軸電流目標値idexおよびq軸電流目標値iqexを算出する最大トルク制御器20を設ける。そして、最大トルク制御器20により算出されたq軸電流目標値iqexがq軸制限制御部70により制御されたq軸電流制限値iqlimによって制限されることにより、電流ベクトル指令値(d軸電流指令値idc、q軸電流指令値iqc)が最大トルク制御領域(最大トルク制御線MT)から弱め界磁領域FWに遷移するようにモータ制御装置100を構成する。このように構成すれば、最大トルク制御による制御中にモータ2の速度が上昇し、電圧制限によって弱め界磁制御に遷移する場合に、最大トルク制御に基づいて算出されたq軸電流目標値iqexをq軸電流制限値iqlimによって制限するだけで、電流ベクトルを最大トルク制御領域(MT)から弱め界磁領域FWに遷移させることができる。これにより、たとえば最大トルク制御と弱め界磁制御との切り替えを行うか否かを判断する制御や、弱め界磁電流値を別途算出して電流ベクトルから減算するなどの演算を行う必要がないので、制御処理を簡素化し計算負荷を軽減することができる。
In the first embodiment, as described above, the
また、第1実施形態では、上記のように、q軸制限制御部70により制御されたq軸電流制限値iqlimに応じてq軸電流目標値iqexを制限するリミッタ40を設ける。このように構成すれば、最大トルク制御器20から出力されるq軸電流目標値iqexをリミッタ40により制限するだけで、容易に、電流ベクトルを最大トルク制御領域(MT)から弱め界磁領域FWに遷移させることができる。すなわち、モータ2の速度が低い場合には、q軸電流制限値iqlimが十分に大きいので、q軸電流目標値iqexに制限がかからないため、最大トルク制御器20から出力されるq軸電流目標値iqexにより最大トルク制御を行うことができる。そして、モータ2の速度が上昇した場合(電圧制限が強くなった場合)には、q軸電流目標値iqexがリミッタ40によりq軸電流制限値iqlimに基づいて制限されるので、電流ベクトルを弱め界磁領域FWに遷移させることができる。
In the first embodiment, as described above, the
また、第1実施形態では、上記のように、弱め界磁領域において、q軸電流指令値iqcとは独立して最大トルク制御器20により算出されたd軸電流目標値idexから、電流ベクトルのd軸電流指令値idcを決定し、q軸電流制限値iqlimによって制限されたq軸電流目標値iqexから、電流ベクトルのq軸電流指令値iqcを決定する。このように構成すれば、弱め界磁制御を行う場合に、最大トルク制御器20により算出されたq軸電流目標値iqexをリミッタ40により制限してq軸電流指令値iqcを決定することができるとともに、最大トルク制御器20により算出されたd軸電流目標値idexからそのまま電流ベクトルのd軸電流指令値idcを決定することができる。これにより、電流ベクトル(指令値)の算出のための制御処理をさらに簡素化し、計算負荷の更なる軽減を図ることができる。
In the first embodiment, as described above, in the field-weakening region, the current is calculated from the d-axis current target value id ex calculated by the
(実施例)
次に、第1実施形態によるモータ制御装置100の電流ベクトル制御の安定性を確認するために行った実証試験(実施例1〜3)の結果について説明する。
(Example)
Next, the result of the verification test (Examples 1 to 3) performed to confirm the stability of the current vector control of the
(実施例1)
図7では、図5の点P2(最大トルク制御領域)における速度ω2での等速駆動の状態から、段階的に速度指令ωcを変化させた結果を示している。上記のように点P2は、負荷トルク線CTとの釣り合いの位置にあり、速度ω2での最大トルク制御の限界点である。なお、シミュレーションとは異なり、実際の試験では負荷変動が存在するため、負荷トルク線CTには変動幅がある。
Example 1
In Figure 7, from a state of constant speed drive at a speed ω2 at the point of FIG. 5 P2 (maximum torque control region) shows the result of gradually changing the speed command omega c. As described above, the point P2 is in a position balanced with the load torque line CT and is the limit point of the maximum torque control at the speed ω2. Note that, unlike the simulation, there is a load fluctuation in an actual test, and thus the load torque line CT has a fluctuation width.
電圧制限線VL(ω11〜ω17)は、速度指令ωcを段階的に上昇させたときの、それぞれの速度に対応した電圧制限線であり、速度上昇に伴い下降している。図7に示す試験結果では、電流ベクトルは、速度上昇に伴い最大トルク制御線MTから逸れて、負荷トルク線CTに沿って移動している。つまり、電圧制限線VLの下降に伴うq軸電流制限値iqlimの下降によって、電流ベクトルの収束点P11〜P17が負荷トルク線CTに沿って移動している。このように、速度指令ωcを変化させた場合にも、電圧制限線VL(ω11〜ω17)の変化に追従して収束点P11〜P17を変化させ、安定した速度制御を実現していることが確認された。 Voltage limiting lines VL (ω11~ω17) is when the speed command omega c increased stepwise, the voltage limit line corresponding to the respective speeds are lowered with the speed increase. In the test results shown in FIG. 7, the current vector deviates from the maximum torque control line MT as the speed increases, and moves along the load torque line CT. That is, the current vector convergence points P11 to P17 are moved along the load torque line CT due to the decrease of the q-axis current limit value iq lim accompanying the decrease of the voltage limit line VL. Thus, even in the case of changing the speed command omega c, changing the convergence point P11~P17 following the change of the voltage limit line VL (ω11~ω17), that has achieved a stable speed control Was confirmed.
(実施例2)
図8では、最大トルク制御領域上の点P21から、段階的に負荷トルクを上昇させた結果を示している。負荷トルク線CT21〜CT26は、負荷トルクを段階的に上昇させたときの、それぞれの負荷トルクに対応した負荷トルク線(代表値)である。速度指令ωcは一定(ω21)とし、速度指令ωcに対応する電圧制限線がVL(ω21)である。図8の試験結果では、負荷トルクの変動に対応し、電流ベクトルが電圧制限線VLに沿って移動している。このように、実際の使用状態における負荷トルクの変化に対しても、安定した制御が可能であることが確認された。
(Example 2)
FIG. 8 shows a result of increasing the load torque stepwise from the point P21 on the maximum torque control region. The load torque lines CT21 to CT26 are load torque lines (representative values) corresponding to the respective load torques when the load torque is increased stepwise. The speed command ω c is constant (ω 21), and the voltage limit line corresponding to the speed command ω c is VL (ω 21). In the test result of FIG. 8, the current vector moves along the voltage limit line VL corresponding to the fluctuation of the load torque. Thus, it was confirmed that stable control is possible even with respect to changes in load torque in actual use conditions.
(実施例3)
図9では、インバータ3の電源電圧を段階的に低下させた結果を示している。速度ωが一定であっても、電源電圧の低下に伴って、電圧制限線VL(VL31〜VL36)は低下する。これに対して、図9の試験結果では、電流ベクトルが電源電圧の低下に伴う電圧制限線VLの変動に追従し、負荷トルク線CT(代表値)に沿って移動している。負荷トルク線CTに沿って電流ベクトルが移動しているため、モータ2の発生トルクと負荷トルクとは略釣り合いの状態にあり、速度変化が抑制されている。このように、実際の使用状態において電源電圧が変動した場合にも、安定した速度制御が可能であることが確認された。
(Example 3)
FIG. 9 shows the result of gradually reducing the power supply voltage of the
(第2実施形態)
次に、図2、図3および図10を参照して、本発明の第2実施形態によるモータ制御装置200について説明する。第2実施形態では、比較器71、UDカウンタ72および割合基準値LRRを用いてq軸電流制限値を制御するq軸制限制御部70を設けた上記第1実施形態とは異なり、q軸制限制御部を簡素化した構成について説明する。
(Second Embodiment)
Next, a
図10に示すように、第2実施形態によるモータ制御装置200のq軸制限制御部170は、PI制御器171を主として含んでいる。なお、モータ制御装置200のq軸制限制御部170以外の構成は、上記第1実施形態と同様であり、上記第1実施形態と同一の符号を用いるとともに説明を省略する。なお、q軸制限制御部170は、特許請求の範囲の「q軸制限値制御手段」および「q軸制限応答性調整手段」と対応する。
As shown in FIG. 10, the q-axis
q軸制限制御部170は、比較器71およびUDカウンタ72(図2参照)を用いてアナログ値であるデューティ比Drealをデジタル値(カウンタ値Dfb)に変換した上記第1実施形態とは異なり、アナログ値そのままで取り扱うように構成されている。すなわち、q軸制限制御部170は、デューティ比Drealと、デューティ比基準値Dcritとの差分(Dcrit−Dreal)をとり、PI制御器171へ出力する。そして、PI制御器171によるP(比例)、I(積分)制御の出力が、q軸電流制限値iqlimとしてリミッタ40へ出力(設定)される。
The q-axis
図3の期間T5およびT6に示すように、速度上昇に伴いデューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritよりも大きくなると、PI制御器171に対して負の差分が入力され、q軸電流制限値iqlimが低下する。これにより、最大トルク制御器20からのq軸電流目標値iqexがリミッタ40で制限される。
As shown in the period T5 and T6 in FIG. 3, the duty ratio D real with the speed increase is greater than the duty ratio reference value D crit, negative difference is inputted to a
一方、図3の期間T1およびT2に示すように、速度低下に伴いデューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritを下回ると、PI制御器171に対して正の差分が入力され、q軸電流制限値iqlimは上昇する。これにより、リミッタ40による制限が解除(緩和)され、最大トルク制御器20からのq軸電流目標値iqexがそのままq軸電流指令値iqcとして出力される。これにより、モータ2の速度が増加し、再びリミッタ40での制限が働くようになる
On the other hand, as shown in the periods T1 and T2 in FIG. 3, when the duty ratio D real falls below the duty ratio reference value D crit due to the speed reduction, a positive difference is input to the
この結果、PI制御器171の動作により、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritとなるようにq軸電流制限値iqlimが調整され、電圧制限線VLの内側で、デューティ比Drealがデューティ比基準値Dcritに収束するように、電流ベクトルが収束点まで移動されることになる。
As a result, the operation of the
なお、上記第1実施形態では、カウンタ値Dfbと割合基準値LRRとの差分を積分器73に入力する構成により、割合基準値LRRの大きさに応じてq軸電流制限値iqlimの応答性を調節可能としたが、この第2実施形態においても、PI制御器171のゲインを調整することによって、q軸電流制限値iqlimの応答性の調節が可能である。
In the first embodiment, the difference between the counter value D fb and the ratio reference value LRR is input to the
第2実施形態では、上記のように、デューティ比Drealを算出するゲート信号変換部60と、デューティ比Drealを用いて、q軸電流制限値iqlimを制御するq軸制限制御部170とを設けることによって、インバータ3への出力のデューティ比Drealに基づいて、電流ベクトル制御を行うことができるので、インバータ3に供給される電源電圧を取得するための外部機器(電圧センサ)を設ける必要がない。そして、デューティ比Drealを用いてq軸電流制限値iqlimを制御することによって、最大トルク制御器20のq軸電流目標値iqexの増大に対して制限をかけることができる。これにより、電圧制限線VLの近傍で電流ベクトルが制御される場合に、たとえd軸電流指令値idcが増大したとしてもq軸電流指令値iqcの増大を制限することができるので、電圧制限線VLでの電流ベクトル制御を行うことができる。以上により、第2実施形態によるモータ制御装置200によれば、外部機器の追加を必要とすることなく、安定した電流ベクトル制御を行うことができる。
In the second embodiment, as described above, the gate
また、第2実施形態では、上記第1実施形態とは異なり、比較器71およびUDカウンタ72を設けることなく、デューティ比Drealをアナログ値のまま扱ってq軸電流指令値iqcを制御することができる。これにより、モータ制御装置200の構成および制御処理を簡素化することができる。
Further, in the second embodiment, unlike the first embodiment, the q-axis current command value iq c is controlled by treating the duty ratio D real as an analog value without providing the
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and further includes all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims for patent.
たとえば、上記第1および第2実施形態では、制御装置100とインバータ3とを別個に設けた例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、インバータ回路を内蔵したモータ制御装置としてもよい。
For example, in the first and second embodiments, the example in which the
また、上記第1および第2実施形態では、埋込磁石構造のIPMモータ(IPMSM)の駆動制御を行う例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、IPMモータ(IPMSM)以外のモータ(突極機)の駆動制御を行うように構成してもよい。 In the first and second embodiments, an example of performing drive control of an IPM motor (IPMSM) having an embedded magnet structure has been described, but the present invention is not limited to this. In this invention, you may comprise so that drive control of motors (salient pole machine) other than an IPM motor (IPMSM) may be performed.
また、上記第1および第2実施形態では、モータ制御装置をFPGAにより構成した例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、たとえばマイコンやCPUに所定のプログラム(ソフトウェア)を実行させる構成により、図2(図10)に示した制御ブロックによる制御処理を実現するように構成してもよい。 Moreover, although the example which comprised the motor control apparatus by FPGA was shown in the said 1st and 2nd embodiment, this invention is not limited to this. In the present invention, for example, a control process by the control block shown in FIG. 2 (FIG. 10) may be realized by a configuration in which a microcomputer or CPU executes a predetermined program (software).
また、上記第1および第2実施形態では、最大トルク制御と弱め界磁制御とを行うモータ制御装置について説明したが、本発明はこれに限られない。本発明では、最大トルク制御および弱め界磁制御に加えて、最大トルク制御および弱め界磁制御以外の他の制御手法を実行するように構成してもよい。 Moreover, although the said 1st and 2nd embodiment demonstrated the motor control apparatus which performs maximum torque control and field-weakening control, this invention is not limited to this. In the present invention, in addition to the maximum torque control and the field weakening control, a control method other than the maximum torque control and the field weakening control may be executed.
また、上記第1実施形態では、UDカウンタの出力Dfbを0〜100として、割合基準値LRRとの差分を積分器に入力するように構成した例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、UDカウンタの出力Dfbを−50〜+50として、これに適切な係数をかけた値を積分器に入力するように構成してもよい。 In the first embodiment, the output D fb of the UD counter is set to 0 to 100 and the difference from the ratio reference value LRR is input to the integrator. However, the present invention is not limited to this. I can't. For example, the output D fb of the UD counter may be set to −50 to +50, and a value obtained by multiplying this by an appropriate coefficient may be input to the integrator.
2 モータ
3 インバータ
20 最大トルク制御器(最大トルク制御手段)
40 リミッタ(q軸電流制限手段)
60 ゲート信号変換部
70、170 q軸制限制御部70(q軸制限値制御手段、q軸制限応答性調整手段)
100 モータ制御装置
Dreal デューティ比
Dcrit デューティ比基準値
idc d軸電流指令値
iqc q軸電流指令値
idex d軸電流目標値
iqex q軸電流目標値
iqlim q軸電流制限値
LRR 割合基準値(比較結果基準値)
2
40 limiter (q-axis current limiting means)
60 Gate
100 motor controller D real duty ratio D crit duty ratio reference value id c d-axis current command value iq c q-axis current command value id ex d-axis current target value iq ex q-axis current target value iq lim q-axis current limit value LRR Ratio standard value (comparison result standard value)
Claims (7)
インバータに出力するPWM制御によるデューティ比を算出する手段と、
前記デューティ比と、デューティ比基準値との比較結果に基づいて、q軸電流制限値を制御するq軸制限値制御手段とを備える、モータ制御装置。 A motor controller for controlling torque and speed of a motor including a rotor having saliency,
Means for calculating a duty ratio by PWM control output to the inverter;
A motor control device comprising q-axis limit value control means for controlling a q-axis current limit value based on a comparison result between the duty ratio and a duty ratio reference value.
前記最大トルク制御手段により算出されたq軸電流目標値が前記q軸制限値制御手段により制御されたq軸電流制限値によって制限されることにより、電流ベクトル指令値が最大トルク制御領域から弱め界磁領域に遷移する、請求項1〜4のいずれか1項に記載のモータ制御装置。 A maximum torque control means for calculating a d-axis current target value and a q-axis current target value based on the maximum torque control;
The q-axis current target value calculated by the maximum torque control means is limited by the q-axis current limit value controlled by the q-axis limit value control means, so that the current vector command value is weakened from the maximum torque control region. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device transitions to a magnetic region.
前記q軸電流制限値によって制限された前記q軸電流目標値とは独立して前記最大トルク制御手段により算出されたd軸電流目標値から、電流ベクトルのd軸電流指令値が決定され、
前記q軸電流制限値によって制限された前記q軸電流目標値から、電流ベクトルのq軸電流指令値が決定される、請求項5または6に記載のモータ制御装置。 In the field weakening region,
A d-axis current command value of a current vector is determined from a d-axis current target value calculated by the maximum torque control means independently of the q-axis current target value limited by the q-axis current limit value;
The motor control device according to claim 5 or 6, wherein a q-axis current command value of a current vector is determined from the q-axis current target value limited by the q-axis current limit value.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2014017924A true JP2014017924A (en) | 2014-01-30 |
JP5920067B2 JP5920067B2 (en) | 2016-05-18 |
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JP2012152371A Expired - Fee Related JP5920067B2 (en) | 2012-07-06 | 2012-07-06 | Motor control device |
Country Status (1)
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JP (1) | JP5920067B2 (en) |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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