JP2007274843A - Unit and method for electromotive drive control - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent generation of a chattering phenomenon during switching a voltage control mode, and to stably drive an electric machine. <P>SOLUTION: This electromotive drive control unit includes: a first current command value calculator for calculating a first current command value based on an electric machine target torque; a second current command value calculator for calculating a second current command value based on an electric machine target torque; a percentage modulation calculator for calculating a percentage modulation, based on the first and second current command values; a field-weakening controlling unit for calculating a field-weakening current, based on the percentage modulation for field-weakening control; and a voltage control mode switcher for switching a voltage control mode, based on the field-weakening current. Switching of the voltage control mode based on the field-weakening current enables to prevent generation of a chattering phenomenon. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法に関するものである。   The present invention relates to an electric drive control device and an electric drive control method.
従来、電気自動車、ハイブリッド型車両等の電動車両に、電動機械としての駆動モータ又は発電機が配設され、該駆動モータ又は発電機は、N極及びS極の永久磁石から成る磁極対を備えたロータ、該ロータより径方向外方に配設され、U相、V相及びW相のステータコイルを備えたステータ等を備える。   2. Description of the Related Art Conventionally, a drive motor or a generator as an electric machine is provided in an electric vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle, and the drive motor or the generator includes a magnetic pole pair made up of N-pole and S-pole permanent magnets. A rotor, a stator disposed radially outward from the rotor, and provided with U-phase, V-phase, and W-phase stator coils.
そして、例えば、駆動モータを駆動し、駆動モータのトルクである駆動モータトルクを発生させるために電動駆動装置が配設される。また、駆動モータの制御を行うために電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置が配設され、該駆動モータ制御装置において発生させられたU相、V相及びW相のパルス幅変調信号をインバータに送り、該インバータにおいて発生させられた相電流、すなわち、U相、V相及びW相の電流を前記各ステータコイルに供給することによって正弦波PWM制御を行い、前記駆動モータトルクを発生させるようになっている。   For example, an electric drive device is provided to drive the drive motor and generate a drive motor torque that is a torque of the drive motor. Also, a drive motor control device as an electric machine control device is provided to control the drive motor, and U-phase, V-phase, and W-phase pulse width modulation signals generated in the drive motor control device are invertered. To supply the phase currents generated in the inverter, that is, U-phase, V-phase, and W-phase currents, to the respective stator coils to perform sine wave PWM control and generate the drive motor torque. It has become.
ところで、前記駆動モータにおいては、ロータが回転するのに伴って逆起電力が発生し、駆動モータの回転速度である駆動モータ回転速度が高くなるほど駆動モータ又は発電機の端子電圧が高くなり、該端子電圧が閾(しきい)値を超えると、電圧飽和が発生し、駆動モータによる出力が不可能になってしまう。   By the way, in the drive motor, a counter electromotive force is generated as the rotor rotates, and the higher the drive motor rotation speed, which is the rotation speed of the drive motor, the higher the terminal voltage of the drive motor or generator, When the terminal voltage exceeds the threshold value, voltage saturation occurs and output by the drive motor becomes impossible.
そこで、電圧飽和の程度を表す値として変調率が算出され、該変調率が、理論上の最大電圧を表すための変調率の最大値、すなわち、最大変調率を超えると、弱め界磁制御領域に入ったと判断され、弱め界磁制御が行われるようになっている。そのために、記録装置に電流指令値マップが形成され、該電流指令値マップにおける駆動モータ回転速度の高い所定の領域で、d軸電流指令値が負の方向に大きくされ、駆動モータの運転領域が拡大され、駆動モータトルクが大きくされる。   Therefore, the modulation factor is calculated as a value representing the degree of voltage saturation, and when the modulation factor exceeds the maximum modulation factor for representing the theoretical maximum voltage, that is, when the maximum modulation factor is exceeded, the field weakening control region is entered. The field weakening control is performed. For this purpose, a current command value map is formed in the recording device, the d-axis current command value is increased in the negative direction in a predetermined region where the drive motor rotational speed is high in the current command value map, and the driving motor operating region is The drive motor torque is increased and the drive motor torque is increased.
また、前記正弦波PWM制御においては、正弦波PWMパターンで非同期PWM信号が発生させられるが、各ステータコイルに印加することができる各相の電圧の振幅には上限があり、上限を超えて電圧を印加しようとすると、比例・積分演算において、電流指令値の変動に電圧指令値の算出を追随させることができなくなり、電圧指令値に振動が発生してしまう。   Further, in the sine wave PWM control, an asynchronous PWM signal is generated in a sine wave PWM pattern, but there is an upper limit in the amplitude of the voltage of each phase that can be applied to each stator coil, and the voltage exceeding the upper limit Is applied, it becomes impossible to follow the calculation of the voltage command value in accordance with the fluctuation of the current command value in the proportional / integral calculation, and vibration occurs in the voltage command value.
そこで、前記正弦波PWM制御と過変調PWM制御、1パルス制御等とで電圧制御モードを切り換えることができるようにし、前記変調率が最大変調率以下である場合、正弦波PWM制御を行い、前記変調率が最大変調率を超えると、過変調PWM制御、1パルス制御等を行うようにしている(例えば、特許文献1参照。)。   Therefore, the voltage control mode can be switched between the sine wave PWM control, overmodulation PWM control, one-pulse control, etc., and when the modulation rate is equal to or less than the maximum modulation rate, sine wave PWM control is performed, When the modulation rate exceeds the maximum modulation rate, overmodulation PWM control, 1-pulse control, and the like are performed (for example, see Patent Document 1).
図2は従来の電圧制御モードの切換えの説明図である。なお、図において、横軸に変調率を、縦軸に電圧制御モードを採ってある。   FIG. 2 is an explanatory diagram of switching of the conventional voltage control mode. In the figure, the horizontal axis represents the modulation rate and the vertical axis represents the voltage control mode.
図に示されるように、変調率が最大変調率である1以下である場合、電圧制御モードは正弦波PWM制御にされ、変調率が1より大きくなると、電圧制御モードは1パルス制御に切り換えられる。
特開2005−218299号公報
As shown in the figure, when the modulation rate is 1 or less, which is the maximum modulation rate, the voltage control mode is set to sine wave PWM control, and when the modulation rate exceeds 1, the voltage control mode is switched to 1-pulse control. .
JP 2005-218299 A
しかしながら、前記従来の駆動モータ制御装置においては、変調率が1より大きくなると、電圧制御モードは1パルス制御に切り換えられ、変調率が1以下になると、電圧制御モードは正弦波PWM制御に切り換えられるが、変調率が1前後にある場合、頻繁に1パルス制御が開始されたり、終了されたりするチャタリング現象が発生してしまう。   However, in the conventional drive motor control device, when the modulation rate is greater than 1, the voltage control mode is switched to 1-pulse control, and when the modulation rate is 1 or less, the voltage control mode is switched to sine wave PWM control. However, when the modulation factor is around 1, chattering phenomenon in which one-pulse control is frequently started or ended occurs.
その結果、駆動モータを安定させて駆動することができない。   As a result, the drive motor cannot be driven stably.
本発明は、前記従来の駆動モータ制御装置の問題点を解決して、電圧制御モードを切り換える際にチャタリング現象が発生するのを防止することができるとともに、電動機械を安定させて駆動することができる電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法を提供することを目的とする。   The present invention solves the problems of the conventional drive motor control device, can prevent chattering from occurring when switching the voltage control mode, and can stably drive the electric machine. An object of the present invention is to provide an electric drive control device and an electric drive control method that can be performed.
そのために、本発明の電動駆動制御装置においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第1の電流指令値を算出する第1の電流指令値算出処理手段と、前記第1の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第2の電流指令値を算出する第2の電流指令値算出処理手段と、前記第1、第2の電流指令値に基づいて変調率を算出する変調率算出処理手段と、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行う弱め界磁制御処理手段と、前記弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードを切り換える電圧制御モード切換処理手段とを有する。   Therefore, in the electric drive control device of the present invention, the first current command value calculation processing means for calculating the first current command value based on the electric machine target torque representing the target value of the torque of the electric machine, Second current command value calculation processing means for calculating a second current command value based on the first current command value and the electric machine target torque; and a modulation factor based on the first and second current command values. A modulation factor calculation processing means for calculating; a field weakening control processing means for calculating a field weakening current based on the modulation factor; and performing field weakening control based on the field weakening current; and a voltage based on the field weakening current. Voltage control mode switching processing means for switching the control mode.
本発明の他の電動駆動制御装置においては、さらに、電圧制御モード切換処理手段は、設定されたヒステリシスに従って電圧制御モードを切り換える。   In another electric drive control device of the present invention, the voltage control mode switching processing means switches the voltage control mode according to the set hysteresis.
本発明の更に他の電動駆動制御装置においては、さらに、前記弱め界磁電流に第1、第2の閾値が設定され、前記電圧制御モード切換処理手段は、弱め界磁電流が第2の閾値より大きくなると、電圧制御モードを過変調PWM制御又は多パルス制御から1パルス制御に切り換え、弱め界磁電流が第1の閾値より小さくなると、電圧制御モードを1パルス制御から過変調PWM制御又は多パルス制御に切り換える。   In still another electric drive control device according to the present invention, first and second threshold values are set for the field weakening current, and the voltage control mode switching processing means sets the field weakening current to the second threshold value. When it becomes larger, the voltage control mode is switched from overmodulation PWM control or multi-pulse control to single-pulse control, and when the field weakening current becomes smaller than the first threshold, the voltage control mode is changed from single-pulse control to over-modulation PWM control or multi-pulse control. Switch to pulse control.
本発明の更に他の電動駆動制御装置においては、さらに、前記第1、第2の閾値は、過変調PWM制御又は多パルス制御を発生させるときの電圧振幅の最大値に対応させて設定される。   In still another electric drive control device of the present invention, the first and second threshold values are set corresponding to the maximum value of the voltage amplitude when overmodulation PWM control or multi-pulse control is generated. .
本発明の更に他の電動駆動制御装置においては、さらに、前記変調率算出処理手段は、前記第1、第2の電流指令値と第1、第2の実電流とから算出される第1、第2の電圧指令値に基づいて、前記変調率を算出する。   In still another electric drive control device of the present invention, the modulation factor calculation processing means further includes first and second current command values calculated from the first and second current command values and the first and second actual currents. The modulation factor is calculated based on the second voltage command value.
本発明の電動駆動制御方法においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第1の電流指令値を算出し、前記第1の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第2の電流指令値を算出し、前記第1、第2の電流指令値に基づいて変調率を算出し、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行い、前記弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードを切り換える。   In the electric drive control method of the present invention, the first current command value is calculated based on the electric machine target torque representing the target value of the torque of the electric machine, and based on the first current command value and the electric machine target torque. A second current command value is calculated, a modulation factor is calculated based on the first and second current command values, a field weakening current is calculated based on the modulation factor, and the field weakening current is calculated. Based on the field weakening current, the voltage control mode is switched based on the field weakening control.
本発明によれば、電動駆動制御装置においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第1の電流指令値を算出する第1の電流指令値算出処理手段と、前記第1の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第2の電流指令値を算出する第2の電流指令値算出処理手段と、前記第1、第2の電流指令値に基づいて変調率を算出する変調率算出処理手段と、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行う弱め界磁制御処理手段と、前記弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードを切り換える電圧制御モード切換処理手段とを有する。   According to the present invention, in the electric drive control device, the first current command value calculation processing means for calculating the first current command value based on the electric machine target torque representing the target value of the torque of the electric machine; Second current command value calculation processing means for calculating a second current command value based on the first current command value and the electric machine target torque; and a modulation factor based on the first and second current command values. A modulation factor calculation processing means for calculating; a field weakening control processing means for calculating a field weakening current based on the modulation factor; and performing field weakening control based on the field weakening current; and a voltage based on the field weakening current. Voltage control mode switching processing means for switching the control mode.
この場合、弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードが切り換えられるので、電圧制御モードの切換えに伴って、チャタリング現象が発生するのを防止することができ、電動機械を安定させて駆動することができる。   In this case, since the voltage control mode is switched based on the field weakening current, the chattering phenomenon can be prevented from occurring along with the switching of the voltage control mode, and the electric machine can be driven stably. it can.
また、弱め界磁電流は、積分値として発生させられるので、精度を高く、誤差を極めて小さくすることができる。したがって、ヒステリシス幅を小さくすることができるので、電圧制御モードを円滑に切り換えることができる。その結果、電圧振幅が急に変動することがなくなるので、電動機械トルクに変動が発生するのを防止することができる。   Moreover, since the field weakening current is generated as an integral value, the accuracy can be high and the error can be extremely reduced. Therefore, since the hysteresis width can be reduced, the voltage control mode can be switched smoothly. As a result, the voltage amplitude does not fluctuate suddenly, so that fluctuations in the electric machine torque can be prevented.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。この場合、電動車両としての電気自動車、ハイブリッド型車両等に搭載された電動駆動装置、及び該電動駆動装置を作動させるための電動駆動制御装置について説明する。また、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置について説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In this case, an electric drive device mounted on an electric vehicle as an electric vehicle, a hybrid vehicle, and the like, and an electric drive control device for operating the electric drive device will be described. A drive motor control device as an electric machine control device will be described.
図1は本発明の実施の形態における駆動モータ制御装置の要部を示すブロック図、図3は本発明の実施の形態における電動駆動装置の概念図、図4は本発明の実施の形態における最大駆動モータ目標トルクマップを示す図、図5は本発明の実施の形態における第1の電流指令値マップを示す図、図6は本発明の実施の形態における第2の電流指令値マップを示す図、図7は本発明の実施の形態における電圧制御モード切換処理の動作を示す図である。なお、図4において、横軸に角速度ωを、縦軸に駆動モータ目標トルクTM* の最大値を表す最大駆動モータ目標トルクTMmax* を、図5において、横軸に駆動モータ目標トルクTM* を、縦軸にd軸電流指令値id* を、図6において、横軸にd軸電流指令値id* を、縦軸にq軸電流指令値iq* を、図7において、横軸に弱め界磁電流Δidを、縦軸に電圧制御モードを採ってある。この場合、電動機械としての駆動モータ31のトルクである駆動モータトルクTMによって電動機械トルクが、駆動モータトルクTMの目標値を表す駆動モータ目標トルクTM* によって電動機械目標トルクが構成される。 FIG. 1 is a block diagram showing a main part of a drive motor control device according to an embodiment of the present invention, FIG. 3 is a conceptual diagram of an electric drive device according to an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is the maximum in the embodiment of the present invention. FIG. 5 is a diagram showing a drive motor target torque map, FIG. 5 is a diagram showing a first current command value map in the embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a diagram showing a second current command value map in the embodiment of the present invention. FIG. 7 is a diagram showing the operation of the voltage control mode switching process in the embodiment of the present invention. In FIG. 4, the horizontal axis represents the angular velocity ω, the vertical axis represents the maximum drive motor target torque TMmax * representing the maximum value of the drive motor target torque TM * , and in FIG. 5, the horizontal axis represents the drive motor target torque TM * . The vertical axis represents the d-axis current command value id * , the horizontal axis represents the d-axis current command value id * , the vertical axis represents the q-axis current command value iq * , and the horizontal axis in FIG. The magnetic current Δid is taken in the voltage control mode on the vertical axis. In this case, the electric machine torque is constituted by the drive motor torque TM which is the torque of the drive motor 31 as the electric machine, and the electric motor target torque is constituted by the drive motor target torque TM * representing the target value of the drive motor torque TM.
図3において、31は電動機械としての駆動モータであり、該駆動モータ31は、例えば、電気自動車の駆動軸等に取り付けられ、回転自在に配設された図示されないロータ、及び該ロータより径方向外方に配設されたステータを備える。前記ロータは、ロータコア、及びロータコアの円周方向における複数箇所に等ピッチで配設された永久磁石を備え、該永久磁石のS極及びN極によって磁極対が構成される。また、前記ステータは、円周方向における複数箇所に、径方向内方に向けて突出させてティースが形成されたステータコア、並びに前記ティースに巻装されたU相、V相及びW相のコイルとしてのステータコイル11〜13を備える。   In FIG. 3, reference numeral 31 denotes a drive motor as an electric machine. The drive motor 31 is attached to, for example, a drive shaft of an electric vehicle and is rotatably arranged, and a radial direction from the rotor. A stator disposed outward is provided. The rotor includes a rotor core and permanent magnets arranged at equal pitches at a plurality of locations in the circumferential direction of the rotor core, and a magnetic pole pair is configured by the S pole and the N pole of the permanent magnet. In addition, the stator includes a stator core in which teeth are formed by projecting radially inward at a plurality of locations in the circumferential direction, and U-phase, V-phase, and W-phase coils wound around the teeth. Stator coils 11-13.
前記ロータの出力軸に、ロータの磁極位置を検出するための磁極位置検出部として磁極位置センサ21が配設され、該磁極位置センサ21は、センサ出力として磁極位置信号SGθを発生させ、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置45に送る。なお、磁極位置検出部として前記磁極位置センサ21に代えてレゾルバを配設し、該レゾルバによって磁極位置信号を発生させることができる。   A magnetic pole position sensor 21 is disposed on the output shaft of the rotor as a magnetic pole position detector for detecting the magnetic pole position of the rotor. The magnetic pole position sensor 21 generates a magnetic pole position signal SGθ as a sensor output, and the electric machine It is sent to a drive motor control device 45 as a control device. Note that a resolver can be provided as a magnetic pole position detection unit in place of the magnetic pole position sensor 21, and a magnetic pole position signal can be generated by the resolver.
そして、前記駆動モータ31を駆動して電気自動車を走行させるために、バッテリ14からの直流の電流が、電流発生装置としてのインバータ40によって、相電流、すなわち、U相、V相及びW相の電流Iu、Iv、Iwに変換され、各相の電流Iu、Iv、Iwはそれぞれ各ステータコイル11〜13に供給される。   And in order to drive the said drive motor 31 and drive an electric vehicle, the direct current from the battery 14 is made into the phase current, ie, U phase, V phase, and W phase by the inverter 40 as a current generator. The currents Iu, Iv, and Iw are converted into currents Iu, Iv, and Iw, and the currents Iu, Iv, and Iw of each phase are supplied to the stator coils 11 to 13, respectively.
そのために、前記インバータ40は、6個のスイッチング素子としてのトランジスタTr1〜Tr6を備え、ドライブ回路51において発生させられた駆動信号を各トランジスタTr1〜Tr6に送り、各トランジスタTr1〜Tr6を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流Iu、Iv、Iwを発生させることができるようになっている。前記インバータ40として、2〜6個のスイッチング素子を一つのパッケージに組み込むことによって形成されたIGBT等のパワーモジュールを使用したり、IGBTにドライブ回路等を組み込むことによって形成されたIPMを使用したりすることができる。   For this purpose, the inverter 40 includes transistors Tr1 to Tr6 as six switching elements, sends the drive signals generated in the drive circuit 51 to the transistors Tr1 to Tr6, and selectively selects the transistors Tr1 to Tr6. By turning on and off, the currents Iu, Iv, and Iw of each phase can be generated. As the inverter 40, a power module such as an IGBT formed by incorporating 2 to 6 switching elements into one package, or an IPM formed by incorporating a drive circuit or the like in the IGBT is used. can do.
前記バッテリ14からインバータ40に電流を供給する際の入口側に電圧検出部としての電圧センサ15が配設され、該電圧センサ15は、インバータ40の入口側の直流電圧Vdcを検出し、駆動モータ制御装置45に送る。なお、直流電圧Vdcとしてバッテリ電圧を使用することもでき、その場合、前記バッテリ14に電圧検出部としてバッテリ電圧センサが配設される。   A voltage sensor 15 serving as a voltage detection unit is disposed on the inlet side when supplying current from the battery 14 to the inverter 40. The voltage sensor 15 detects the DC voltage Vdc on the inlet side of the inverter 40, and drives the motor. Send to control device 45. In addition, a battery voltage can also be used as the DC voltage Vdc, and in this case, a battery voltage sensor is disposed in the battery 14 as a voltage detection unit.
そして、前記駆動モータ31、インバータ40、ドライブ回路51、図示されない駆動輪等によって電動駆動装置が構成され、該電動駆動装置及び駆動モータ制御装置45によって電動駆動制御装置が構成される。また、17はコンデンサである。   The drive motor 31, the inverter 40, the drive circuit 51, drive wheels (not shown), and the like constitute an electric drive device, and the electric drive device and the drive motor control device 45 constitute an electric drive control device. Reference numeral 17 denotes a capacitor.
ところで、前記ステータコイル11〜13はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Iu、Iv、Iwを制御するために、例えば、U相及びV相のステータコイル11、12のリード線に、U相及びV相の電流Iu、Ivを検出する電流検出部としての電流センサ33、34が配設され、該電流センサ33、34は、検出された電流を検出電流iu、ivとして駆動モータ制御装置45に送る。   By the way, since the stator coils 11 to 13 are star-connected, when the current values of two phases of each phase are determined, the current values of the remaining one phase are also determined. Therefore, in order to control the currents Iu, Iv, Iw of each phase, for example, current detection for detecting the U-phase and V-phase currents Iu, Iv on the lead wires of the U-phase and V-phase stator coils 11, 12. Current sensors 33 and 34 are arranged, and the current sensors 33 and 34 send detected currents to the drive motor controller 45 as detected currents iu and iv.
該駆動モータ制御装置45には、コンピュータとして機能する図示されないCPUのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのRAM、ROM等の図示されない記録装置が配設され、該記録装置に第1、第2の電流指令値マップが設定される。なお、CPUに代えてMPUを使用することができる。   In addition to a CPU (not shown) that functions as a computer, the drive motor control device 45 is provided with a recording device (not shown) such as a RAM and a ROM for recording data and various programs. First and second current command value maps are set in the recording device. Note that an MPU can be used instead of the CPU.
そして、前記ROMには、各種のプログラム、データ等が記録されるようになっているが、プログラム、データ等を、外部記憶装置として配設されたハードディスク等の他の記録媒体に記録することもできる。その場合、例えば、前記駆動モータ制御装置45にフラッシュメモリを配設し、前記記録媒体から前記プログラム、データ等を読み出してフラッシュメモリに記録する。したがって、外部の記録媒体を交換することによって、前記プログラム、データ等を更新することができる。   Various programs, data, and the like are recorded in the ROM, but the programs, data, and the like may be recorded on other recording media such as a hard disk provided as an external storage device. it can. In this case, for example, a flash memory is provided in the drive motor control device 45, and the program, data, etc. are read from the recording medium and recorded in the flash memory. Therefore, the program, data, etc. can be updated by exchanging an external recording medium.
次に、前記駆動モータ制御装置45の動作について説明する。   Next, the operation of the drive motor control device 45 will be described.
まず、前記駆動モータ制御装置45の図示されない位置検出処理手段は、位置検出処理を行い、前記磁極位置センサ21から送られた磁極位置信号SGθを読み込み、該磁極位置信号SGθに基づいて磁極位置θを検出する。また、前記位置検出処理手段の回転速度算出処理手段は、回転速度算出処理を行い、前記磁極位置信号SGθに基づいて駆動モータ31の角速度ωを算出する。なお、前記回転速度算出処理手段は、磁極数をpとしたとき、前記角速度ωに基づいて駆動モータ31の回転速度である駆動モータ回転速度NM
NM=60・(2/p)・ω/2π
も算出する。該駆動モータ回転速度NMによって電動機械回転速度が構成される。
First, a position detection processing unit (not shown) of the drive motor control device 45 performs a position detection process, reads the magnetic pole position signal SGθ sent from the magnetic pole position sensor 21, and based on the magnetic pole position signal SGθ, reads the magnetic pole position θ. Is detected. The rotational speed calculation processing means of the position detection processing means performs rotational speed calculation processing, and calculates the angular speed ω of the drive motor 31 based on the magnetic pole position signal SGθ. The rotational speed calculation processing means has a drive motor rotational speed NM that is the rotational speed of the drive motor 31 based on the angular speed ω, where p is the number of magnetic poles.
NM = 60 · (2 / p) · ω / 2π
Is also calculated. The electric motor rotation speed is constituted by the drive motor rotation speed NM.
また、前記駆動モータ制御装置45の図示されない検出電流取得処理手段は、検出電流取得処理を行い、前記検出電流iu、ivを読み込んで取得するとともに、検出電流iu、ivに基づいて検出電流iw
iw=−iu−iv
を算出することによって取得する。
A detection current acquisition processing unit (not shown) of the drive motor control device 45 performs a detection current acquisition process, reads and acquires the detection currents iu and iv, and also detects a detection current iw based on the detection currents iu and iv.
iw = -iu-iv
Is obtained by calculating.
次に、前記駆動モータ制御装置45の図示されない駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ制御処理を行い、駆動モータ目標トルクTM* 、検出電流iu、iv、iw、磁極位置θ、直流電圧Vdc等に基づいて駆動モータ31を駆動する。なお、本実施の形態においては、前記駆動モータ制御装置45において、ロータにおける磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の方向にq軸をそれぞれ採ったd−q軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。 Next, a drive motor control processing unit (not shown) of the drive motor control device 45 performs a drive motor control process to obtain a drive motor target torque TM * , detected currents iu, iv, iw, a magnetic pole position θ, a DC voltage Vdc, and the like. Based on this, the drive motor 31 is driven. In the present embodiment, in the drive motor control device 45, a vector on a dq axis model in which the d axis is taken in the direction of the magnetic pole pair in the rotor and the q axis is taken in the direction perpendicular to the d axis. Feedback control by control calculation is performed.
そのために、前記駆動モータ制御装置45の図示されない車速検出処理手段は、車速検出処理を行い、前記駆動モータ回転速度NMに基づいて、駆動モータ回転速度NMに対応する車速Vを検出し、検出された車速Vを、電気自動車の全体の制御を行う図示されない車両制御装置に送る。そして、該車両制御装置の車両用指令値算出処理手段は、車両用指令値算出処理を行い、前記車速V及びアクセル開度αを読み込み、車速V及びアクセル開度αに基づいて車両要求トルクTO* を算出し、該車両要求トルクTO* に対応させて駆動モータ目標トルクTM* を発生させ、前記駆動モータ制御装置45に送る。 For this purpose, vehicle speed detection processing means (not shown) of the drive motor control device 45 performs vehicle speed detection processing, and detects and detects a vehicle speed V corresponding to the drive motor rotation speed NM based on the drive motor rotation speed NM. The vehicle speed V is sent to a vehicle control device (not shown) that controls the entire electric vehicle. Then, the vehicle command value calculation processing means of the vehicle control device performs the vehicle command value calculation processing, reads the vehicle speed V and the accelerator opening α, and based on the vehicle speed V and the accelerator opening α, the vehicle required torque TO * Is calculated, a drive motor target torque TM * is generated corresponding to the vehicle required torque TO * , and is sent to the drive motor controller 45.
そして、該駆動モータ制御装置45において、前記駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ目標トルクTM* に基づいて駆動モータ31を駆動するために、トルク指令値制限処理手段としてのトルク指令値制限部22、電流指令値設定処理手段としての電流指令値設定部46、弱め界磁制御処理手段としての弱め界磁制御部47、電圧指令値設定処理手段としての電圧指令値設定部48、第1の相変換処理手段としての三相二相変換部49、及び出力信号発生処理手段としてのPWM発生器50を備える。 In the drive motor control device 45, the drive motor control processing means drives the drive motor 31 based on the drive motor target torque TM * , so that the torque command value limiter 22 as torque command value limit processing means. Current command value setting unit 46 as current command value setting processing means, field weakening control unit 47 as field weakening control processing means, voltage command value setting unit 48 as voltage command value setting processing means, and first phase conversion processing means The three-phase / two-phase converter 49 and the PWM generator 50 as output signal generation processing means are provided.
前記電流指令値設定部46は、電流指令値設定処理を行うために、第1の軸電流指令値算出処理手段として、d軸電流指令値算出部(最大トルク制御部)53及び減算器55を、第2の軸電流指令値設定処理手段としてq軸電流指令値算出部(等トルク制御部)54を備え、d軸電流指令値算出部53及び減算器55は、第1の軸電流指令値設定処理を行い、d軸電流idの目標値を表す第1の電流指令値としてのd軸電流指令値id* を算出し、前記q軸電流指令値算出部54は、第2の軸電流指令値設定処理を行い、q軸電流iqの目標値を表す第2の電流指令値としてのq軸電流指令値iq* を算出する。なお、前記d軸電流指令値算出部53によって第1の電流指令値算出処理手段及び最大トルク制御処理手段が、q軸電流指令値算出部54によって第2の電流指令値算出処理手段及び等トルク制御部処理手段が、前記減算器55によって電流指令値調整処理手段が構成される。 The current command value setting unit 46 includes a d-axis current command value calculation unit (maximum torque control unit) 53 and a subtractor 55 as first axis current command value calculation processing means for performing a current command value setting process. The q-axis current command value calculation unit (equal torque control unit) 54 is provided as the second axis current command value setting processing means, and the d-axis current command value calculation unit 53 and the subtractor 55 are provided with the first axis current command value A setting process is performed to calculate a d-axis current command value id * as a first current command value representing a target value of the d-axis current id, and the q-axis current command value calculation unit 54 A value setting process is performed to calculate a q-axis current command value iq * as a second current command value representing the target value of the q-axis current iq. The d-axis current command value calculation unit 53 uses the first current command value calculation processing unit and the maximum torque control processing unit, and the q-axis current command value calculation unit 54 uses the second current command value calculation processing unit and the equal torque. The controller processing means is constituted by the subtractor 55 to constitute current command value adjustment processing means.
また、前記弱め界磁制御部47は、弱め界磁制御処理を行うために、電圧飽和指標算出処理手段としての減算器58、及び電圧飽和判定処理手段としての、かつ、弱め界磁電流算出処理手段としてのd軸電流調整制御部59を備え、弱め界磁制御処理を行い、直流電圧Vdc(又はバッテリ電圧)が低くなったり、角速度ω(又は駆動モータ回転速度NM)が高くなったりすると、自動的に弱め界磁制御を行う。なお、前記d軸電流調整制御部59は積分器によって構成される。   Further, the field weakening control unit 47 performs a field weakening control process, and includes a subtractor 58 as a voltage saturation index calculation processing means and a d as a field saturation current calculation processing means as a voltage saturation determination processing means. A shaft current adjustment control unit 59 is provided to perform field weakening control processing. When the DC voltage Vdc (or battery voltage) decreases or the angular velocity ω (or drive motor rotational speed NM) increases, field weakening control is automatically performed. Do. The d-axis current adjustment control unit 59 is configured by an integrator.
そして、前記電圧指令値設定部48は、電圧指令値設定処理を行うために、電流制御処理手段としての、かつ、軸電圧指令値算出処理手段としての電流制御部61、及び電圧制御処理手段としての、かつ、第2の相変換処理手段としての電圧制御部62を備える。   The voltage command value setting unit 48 serves as a current control processing unit and a current control unit 61 as a shaft voltage command value calculation processing unit and a voltage control processing unit in order to perform a voltage command value setting process. And a voltage control unit 62 as second phase conversion processing means.
前記電流制御部61は、電流制御処理及び軸電圧指令値算出処理を行い、第1、第2の軸電圧指令値としてのd軸電圧指令値vd* 及びq軸電圧指令値vq* を算出する。また、前記電圧制御部62は、第1の電圧指令値算出処理手段としての、かつ、変調率算出処理手段としての電圧振幅算出部63、第2の電圧指令値算出処理手段としての、かつ、電圧位相角算出処理手段としての電圧位相角算出部64、及び電圧位相角変換処理手段としての加算器65を備える。そして、前記電圧制御部62は、電圧制御処理を行い、d軸電圧指令値vd* 及びq軸電圧指令値vq* を変換し、第1、第2の電圧指令値としての変調率(電圧振幅指標)m及び電圧位相角γを算出する。なお、前記d軸電圧指令値vd* 及びq軸電圧指令値vq* によって第1、第2の軸電圧指令値が構成される。 The current control unit 61 performs current control processing and shaft voltage command value calculation processing to calculate a d-axis voltage command value vd * and a q-axis voltage command value vq * as first and second shaft voltage command values. . The voltage control unit 62 is a first voltage command value calculation processing unit, a voltage amplitude calculation unit 63 as a modulation factor calculation processing unit, a second voltage command value calculation processing unit, and A voltage phase angle calculation unit 64 as voltage phase angle calculation processing means and an adder 65 as voltage phase angle conversion processing means are provided. The voltage control unit 62 performs voltage control processing, converts the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq *, and converts the modulation factor (voltage amplitude) as the first and second voltage command values. Index) m and voltage phase angle γ are calculated. The d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * constitute first and second axis voltage command values.
また、前記PWM発生器50は、出力信号発生処理を行うために、過変調PWMパターン発生処理手段としての過変調PWMパターン発生部72、正弦波PWMパターン発生処理手段としての正弦波PWMパターン発生部73、第1のパルスパターン発生処理手段としての、かつ、多パルスパターン発生処理手段としての5パルスパターン発生部74、第2のパルスパターン発生処理手段としての、かつ、1パルスパターン発生処理手段としての1パルスパターン発生部75、及び電圧モード切換処理手段としての電圧モード切換部77を備える。該電圧モード切換部77は、過変調PWMパターン、正弦波PWMパターン、5パルスパターン及び1パルスパターンの第1〜第4のパターンのうちの一つのパターンを選択し、選択されたパターンで各相のパルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを出力信号として発生させ、前記ドライブ回路51に送る。   The PWM generator 50 includes an overmodulation PWM pattern generation unit 72 as an overmodulation PWM pattern generation processing unit and a sine wave PWM pattern generation unit as a sine wave PWM pattern generation processing unit in order to perform an output signal generation process. 73, 5-pulse pattern generation unit 74 as first pulse pattern generation processing means and as multi-pulse pattern generation processing means, second pulse pattern generation processing means and as 1 pulse pattern generation processing means 1 pulse pattern generation unit 75, and voltage mode switching unit 77 as voltage mode switching processing means. The voltage mode switching unit 77 selects one of the first to fourth patterns of an overmodulation PWM pattern, a sine wave PWM pattern, a five-pulse pattern, and a one-pulse pattern, and selects each phase in the selected pattern. The pulse width modulation signals Mu, Mv, and Mw are generated as output signals and sent to the drive circuit 51.
なお、前記パルス幅変調信号Mu、Mv、Mwは、過変調PWMパターンで発生させられる場合、過変調PWM信号として、正弦波PWMパターンで発生させられる場合、正弦波PWM信号として、5パルスパターンで発生させられる場合、5パルス信号として、1パルスパターンで発生させられる場合、1パルス信号として電圧モード切換部77に送られる。なお、必要に応じて3パルスパターン発生部を配設し、3パルスパターンで3パルス信号を発生させることができる。前記過変調PWM信号及び正弦波PWM信号は非同期PWM信号を構成し、5パルス信号、3パルス信号、1パルス信号等は同期PWM信号を構成する。   When the pulse width modulation signals Mu, Mv, and Mw are generated with an overmodulation PWM pattern, they are generated with a sine wave PWM pattern as an overmodulation PWM signal. When it is generated, as a 5-pulse signal, it is sent to the voltage mode switching unit 77 as a 1-pulse signal. A three-pulse pattern generator can be provided as necessary to generate a three-pulse signal with a three-pulse pattern. The overmodulation PWM signal and sine wave PWM signal constitute an asynchronous PWM signal, and the 5-pulse signal, 3-pulse signal, 1-pulse signal, etc. constitute a synchronous PWM signal.
前記ドライブ回路51は、前記各相のパルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを受けて6個の駆動信号を発生させ、該各駆動信号をインバータ40に送る。該インバータ40は、前記パルス幅変調信号Mu、Mv、Mwに基づいて、トランジスタTr1〜Tr6をスイッチングして各相の電流Iu、Iv、Iwを発生させ、該各相の電流Iu、Iv、Iwを前記駆動モータ31の各ステータコイル11〜13に供給する。   The drive circuit 51 receives the pulse width modulation signals Mu, Mv, Mw of each phase, generates six drive signals, and sends the drive signals to the inverter 40. The inverter 40 switches the transistors Tr1 to Tr6 to generate currents Iu, Iv, Iw of the respective phases based on the pulse width modulation signals Mu, Mv, Mw, and the currents Iu, Iv, Iw of the respective phases. Is supplied to the stator coils 11 to 13 of the drive motor 31.
このように、駆動モータ目標トルクTM* に基づいてトルク制御が行われ、駆動モータ31が駆動されて電気自動車が走行させられる。 In this manner, torque control is performed based on the drive motor target torque TM * , and the drive motor 31 is driven to run the electric vehicle.
次に、前記電流指令値設定部46の動作について説明する。   Next, the operation of the current command value setting unit 46 will be described.
この場合、前記電流指令値設定部46は、駆動モータ目標トルクTM* 、角速度ω及び直流電圧Vdcを読み込み、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* を算出する。 In this case, the current command value setting unit 46 reads the drive motor target torque TM * , the angular velocity ω, and the DC voltage Vdc, and calculates the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * .
そのために、前記車両用指令値算出処理手段から駆動モータ制御装置45に駆動モータ目標トルクTM* が送られると、前記トルク指令値制限部22は、トルク指令値制限処理を行い、前記直流電圧Vdc、角速度ω及び駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、前記記録装置に設定された図4の最大駆動モータ目標トルクマップを参照し、前記直流電圧Vdc及び角速度ωに対応する最大駆動モータ目標トルクTMmax* を読み込み、駆動モータ目標トルクTM* が最大駆動モータ目標トルクTMmax* を超えないように制限する。 Therefore, when the drive motor target torque TM * is sent from the vehicle command value calculation processing means to the drive motor control device 45, the torque command value limiting unit 22 performs a torque command value limiting process, and the DC voltage Vdc. , Read the angular speed ω and the drive motor target torque TM * , refer to the maximum drive motor target torque map of FIG. 4 set in the recording device, and the maximum drive motor target torque TMmax * corresponding to the DC voltage Vdc and the angular speed ω . Is limited so that the drive motor target torque TM * does not exceed the maximum drive motor target torque TMmax * .
前記駆動モータ目標トルクマップにおいて、角速度ωが所定の値ω1以下である場合、最大駆動モータ目標トルクTMmax* は一定の値を採り、角速度ωが所定の値ω1を超えると、最大駆動モータ目標トルクTMmax* は曲線状に小さくされる。角速度ωが所定の値ω1を超える領域において、最大駆動モータ目標トルクTMmax* は、直流電圧Vdcが高いほど大きく、直流電圧Vdcが低いほど小さく設定される。なお、前記最大駆動モータ目標トルクマップによって最大電動機械目標トルクマップが、前記最大駆動モータ目標トルクTMmax* によって最大電動機械目標トルクが構成される。 In the drive motor target torque map, when the angular velocity ω is equal to or less than a predetermined value ω1, the maximum drive motor target torque TMmax * takes a constant value, and when the angular velocity ω exceeds the predetermined value ω1, the maximum drive motor target torque. TMmax * is reduced in a curved line. In the region where the angular velocity ω exceeds the predetermined value ω1, the maximum drive motor target torque TMmax * is set to be larger as the DC voltage Vdc is higher and smaller as the DC voltage Vdc is lower. The maximum electric motor target torque map is constituted by the maximum driving motor target torque map, and the maximum electric machine target torque is constituted by the maximum driving motor target torque TMmax * .
続いて、前記d軸電流指令値算出部53は、第1の電流指令値算出処理及び最大トルク制御処理を行い、前記トルク指令値制限部22において制限された駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、前記記録装置に設定された図5の第1の電流指令値マップを参照し、前記駆動モータ目標トルクTM* に対応するd軸電流指令値id* を読み出し、該d軸電流指令値id* を減算器55に送る。 Subsequently, the d-axis current command value calculation unit 53 performs a first current command value calculation process and a maximum torque control process, reads the drive motor target torque TM * limited by the torque command value limit unit 22, Referring to the first current command value map shown in FIG. 5 which is set in the recording apparatus reads out the target drive motor torque TM * d-axis current command value corresponding to the id *, the d-axis current command value id * This is sent to the subtracter 55.
この場合、前記第1の電流指令値マップにおいて、d軸電流指令値id* は、駆動モータ目標トルクTM* を達成するために電流振幅指令値の絶対値が最も小さくなるように設定される。そして、前記第1の電流指令値マップにおいて、駆動モータ目標トルクTM* が正の値を採るのに対して、d軸電流指令値id* は負の値を採り、駆動モータ目標トルクTM* が零(0)である場合、d軸電流指令値id* は零にされ、駆動モータ目標トルクTM* が大きくなるにつれてd軸電流指令値id* は負の方向に大きくなるように設定される。 In this case, in the first current command value map, the d-axis current command value id * is set so that the absolute value of the current amplitude command value is minimized in order to achieve the drive motor target torque TM * . In the first current command value map, the drive motor target torque TM * takes a positive value, whereas the d-axis current command value id * takes a negative value, and the drive motor target torque TM * is In the case of zero (0), the d-axis current command value id * is set to zero, and the d-axis current command value id * is set to increase in the negative direction as the drive motor target torque TM * increases.
このようにして、d軸電流指令値id* が算出されると、前記q軸電流指令値算出部54は、前記トルク指令値制限部22において制限された駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、前述されたように、第1の電流指令値マップを参照し、前記駆動モータ目標トルクTM* に対応するd軸電流指令値id* を読み出し、続いて、前記記録装置に設定された図6の第2の電流指令値マップを参照し、駆動モータ目標トルクTM* 及びd軸電流指令値id* に対応するq軸電流指令値iq* を読み出すことによって算出し、該q軸電流指令値iq* を前記電流制御部61に送る。 When the d-axis current command value id * is calculated in this way, the q-axis current command value calculation unit 54 reads the drive motor target torque TM * limited by the torque command value limiting unit 22, and as refers to the first current command value map, it reads the drive motor target torque TM * corresponding to the d-axis current command value id *, subsequently, in FIG. 6, which is set in the recording apparatus first Referring to the second current command value map is calculated by reading the corresponding q-axis current command value iq * to the driving motor target torque TM * and the d-axis current command value id *, the q-axis current command value iq * This is sent to the current control unit 61.
なお、前記第2の電流指令値マップにおいて、駆動モータ目標トルクTM* が大きくなるほどd軸電流指令値id* が負の方向に、q軸電流指令値iq* が正の方向に大きくなり、駆動モータ目標トルクTM* が小さくなるほどd軸電流指令値id* が負の方向に、q軸電流指令値iq* が正の方向に小さくなるように設定される。また、駆動モータ目標トルクTM* が一定の場合、d軸電流指令値id* が負の方向に大きくなると、q軸電流指令値iq* が正の方向に小さくなる。 In the second current command value map, the d-axis current command value id * increases in the negative direction and the q-axis current command value iq * increases in the positive direction as the drive motor target torque TM * increases. The smaller the motor target torque TM * is, the smaller the d-axis current command value id * is set in the negative direction, and the q-axis current command value iq * is set in the positive direction. Further, when the drive motor target torque TM * is constant, when the d-axis current command value id * increases in the negative direction, the q-axis current command value iq * decreases in the positive direction.
続いて、前記電圧指令値設定部48の動作について説明する。   Next, the operation of the voltage command value setting unit 48 will be described.
前記三相二相変換部49は、第1の相変換処理としての三相/二相変換を行い、磁極位置θを読み込み、検出電流iu、iv、iwをそれぞれd軸電流id及びq軸電流iqに変換し、d軸電流id及びq軸電流iqを第1、第2の実電流として算出し、電流制御部61に送る。そして、電流制御部61は、減算器55を介してd軸電流指令値算出部53から送られたd軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値算出部54から送られたq軸電流指令値iq* を受け、三相二相変換部49から前記d軸電流id及びq軸電流iqを受けると、フィードバック制御を行う。 The three-phase / two-phase converter 49 performs three-phase / two-phase conversion as the first phase conversion process, reads the magnetic pole position θ, and uses the detected currents iu, iv, and iw as the d-axis current id and the q-axis current, respectively. iq, the d-axis current id and the q-axis current iq are calculated as the first and second actual currents and sent to the current control unit 61. Then, the current control unit 61 sends the d-axis current command value id * sent from the d-axis current command value calculation unit 53 via the subtractor 55 and the q-axis current command sent from the q-axis current command value calculation unit 54. When the value iq * is received and the d-axis current id and the q-axis current iq are received from the three-phase / two-phase converter 49, feedback control is performed.
そのために、電流制御部61は、前記d軸電流指令値id* とd軸電流idとの電流偏差δid、及びq軸電流指令値iq* とq軸電流iqとの電流偏差δiqを算出し、各電流偏差δid、δiqに基づいて、比例制御及び積分制御から成る比例積分演算を行う。 Therefore, the current control unit 61 calculates a current deviation δid between the d-axis current command value id * and the d-axis current id, and a current deviation δiq between the q-axis current command value iq * and the q-axis current iq, Based on the current deviations δid and δiq, a proportional-integral calculation including proportional control and integral control is performed.
すなわち、前記電流制御部61は、電流偏差δidに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Vzdp、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Vzdiを算出し、電圧降下Vzdp、Vzdiを加算して、電圧降下Vzd
Vzd=Vzdp+Vzdi
を算出する。
That is, the current control unit 61 calculates a voltage drop Vzdp representing the voltage command value of the proportional component and a voltage drop Vzdi representing the voltage command value of the integral component based on the current deviation δid, and adds the voltage drops Vzdp and Vzdi. The voltage drop Vzd
Vzd = Vzdp + Vzdi
Is calculated.
また、前記電流制御部61は、角速度ω及びq軸電流iqを読み込み、角速度ω、q軸電流iq及びq軸インダクタンスLqに基づいて、q軸電流iqによって誘起される誘起電圧ed
ed=ω・Lq・iq
を算出するとともに、前記電圧降下Vzdから誘起電圧edを減算し、出力電圧としてのd軸電圧指令値vd*
vd* =Vzd−ed
=Vzd−ω・Lq・iq
を算出する。
The current controller 61 reads the angular velocity ω and the q-axis current iq, and the induced voltage ed induced by the q-axis current iq based on the angular velocity ω, the q-axis current iq, and the q-axis inductance Lq.
ed = ω ・ Lq ・ iq
And the induced voltage ed is subtracted from the voltage drop Vzd to obtain a d-axis voltage command value vd * as an output voltage .
vd * = Vzd-ed
= Vzd-ω · Lq · iq
Is calculated.
また、電流制御部61は、電流偏差δiqに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Vzqp、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Vzqiを算出し、電圧降下Vzqp、Vzqiを加算して、電圧降下Vzq
Vzq=Vzqp+Vzqi
を算出する。
Further, the current control unit 61 calculates a voltage drop Vzqp representing the voltage command value of the proportional component and a voltage drop Vzqi representing the voltage command value for the integral term based on the current deviation δiq, and adds the voltage drops Vzqp and Vzqi. The voltage drop Vzq
Vzq = Vzqp + Vzqi
Is calculated.
さらに、電流制御部61は、角速度ω及びd軸電流idを読み込み、角速度ω、逆起電圧定数MIf、d軸電流id及びd軸インダクタンスLdに基づいて、d軸電流idによって誘起される誘起電圧eq
eq=ω(MIf+Ld・id)
を算出するとともに、電圧降下Vzqに誘起電圧eqを加算し、出力電圧としてのq軸電圧指令値vq*
vq* =Vzq+eq
=Vzq+ω(MIf+Ld・id)
を算出する。
Further, the current control unit 61 reads the angular velocity ω and the d-axis current id, and based on the angular velocity ω, the counter electromotive voltage constant MIf, the d-axis current id, and the d-axis inductance Ld, an induced voltage induced by the d-axis current id. eq
eq = ω (Mif + Ld · id)
And the induced voltage eq is added to the voltage drop Vzq, and the q-axis voltage command value vq * as the output voltage is calculated .
vq * = Vzq + eq
= Vzq + ω (Mif + Ld · id)
Is calculated.
続いて、前記電圧制御部62は、前記d軸電圧指令値vd* 、q軸電圧指令値vq* 、直流電圧Vdc及び磁極位置θを読み込み、変調率m及びd−q座標上の電圧位相角γを算出し、該電圧位相角γを固定座標上の電圧位相角βに変換し、変調率m及び電圧位相角βをPWM発生器50に送る。 Subsequently, the voltage controller 62 reads the d-axis voltage command value vd * , the q-axis voltage command value vq * , the DC voltage Vdc, and the magnetic pole position θ, and the voltage phase angle on the modulation factor m and dq coordinates. γ is calculated, the voltage phase angle γ is converted into a voltage phase angle β on a fixed coordinate, and the modulation factor m and the voltage phase angle β are sent to the PWM generator 50.
そのために、前記電圧振幅算出部63は、変調率算出処理を行い、電圧振幅|v|   For this purpose, the voltage amplitude calculation unit 63 performs a modulation factor calculation process, and the voltage amplitude | v |
を、理論上の最大の電圧Vmax
Vmax=0.78×Vdc
によって除算することによって、変調率m
Is the theoretical maximum voltage Vmax.
Vmax = 0.78 × Vdc
By dividing by the modulation factor m
を算出してPWM発生器50に送る。なお、前記変調率mは、電圧振幅|v|の程度を表す値である。また、前記電圧位相角算出部64は、d−q座標上の電圧位相角γ
γ=arctan(vq* /vd*
を算出して加算器65に送り、該加算器65は、電圧位相角変換処理を行い、電圧位相角γに磁極位置θを加算して、固定座標上の前記電圧位相角β
β=γ+θ
を算出し、PWM発生器50に送る。
Is sent to the PWM generator 50. The modulation factor m is a value representing the degree of the voltage amplitude | v |. In addition, the voltage phase angle calculation unit 64 is configured such that the voltage phase angle γ on the dq coordinate is
γ = arctan (vq * / vd * )
Is calculated and sent to the adder 65. The adder 65 performs voltage phase angle conversion processing, adds the magnetic pole position θ to the voltage phase angle γ, and outputs the voltage phase angle β on the fixed coordinates.
β = γ + θ
Is sent to the PWM generator 50.
次に、弱め界磁制御部47の動作について説明する。   Next, the operation of the field weakening control unit 47 will be described.
ところで、前記駆動モータ31においては、ロータが回転するのに伴って逆起電力が発生するが、駆動モータ回転速度NMが高くなるほど駆動モータ31の端子電圧が高くなり、該端子電圧が閾値を超えると、電圧飽和が発生し、駆動モータ31による出力が不可能になってしまう。   In the drive motor 31, a counter electromotive force is generated as the rotor rotates. The higher the drive motor rotational speed NM, the higher the terminal voltage of the drive motor 31, and the terminal voltage exceeds the threshold value. Then, voltage saturation occurs and output by the drive motor 31 becomes impossible.
そこで、前記減算器58は、電圧飽和指標算出処理を行い、前記変調率mを読み込むとともに、あらかじめ設定された変調率mの指令値、すなわち、変調率指令値kを読み込み、電圧飽和の程度を表す指標である電圧飽和指標Δm
Δm=m−k
を算出し、電圧飽和指標Δmをd軸電流調整制御部59に送る。
Therefore, the subtractor 58 performs a voltage saturation index calculation process and reads the modulation factor m, and also reads a preset command value of the modulation factor m, that is, a modulation factor command value k, and determines the degree of voltage saturation. Voltage saturation index Δm that is an index to represent
Δm = m−k
And the voltage saturation index Δm is sent to the d-axis current adjustment control unit 59.
続いて、該d軸電流調整制御部59は、電圧飽和判定処理及び弱め界磁電流算出処理を行い、制御タイミングごとに前記電圧飽和指標Δmを積算し、積算値ΣΔmを算出し、該積算値ΣΔmが正の値を採るかどうかによって電圧飽和が生じているかどうかを判断し、積算値ΣΔmが正の値を採り、電圧飽和が生じている場合、積算値ΣΔmに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うための弱め界磁電流Δidを算出して設定し、積算値ΣΔmが零以下の値を採り、電圧飽和が生じていない場合、前記弱め界磁電流Δidを零にする。   Subsequently, the d-axis current adjustment control unit 59 performs voltage saturation determination processing and field weakening current calculation processing, integrates the voltage saturation index Δm at each control timing, calculates an integrated value ΣΔm, and calculates the integrated value. It is determined whether voltage saturation occurs depending on whether ΣΔm takes a positive value. If the integrated value ΣΔm takes a positive value and voltage saturation occurs, the integrated value ΣΔm is multiplied by a proportional constant to weaken it. A field weakening current Δid for performing field control is calculated and set, and when the integrated value ΣΔm takes a value of zero or less and no voltage saturation occurs, the field weakening current Δid is set to zero.
そして、弱め界磁電流Δidは、q軸電流指令値算出部54及び減算器55に送られ、該減算器55は、弱め界磁電流Δidを受けると、電流指令値調整処理を行い、前記d軸電流指令値id* から弱め界磁電流Δidを減算することによってd軸電流指令値id* を調整し、弱め界磁電流Δidを電流制御部61に送る。 The field weakening current Δid is sent to the q-axis current command value calculation unit 54 and the subtractor 55. When the subtractor 55 receives the field weakening current Δid, it performs a current command value adjustment process, and the d adjust the d-axis current command value id * by subtracting the field weakening current Δid from axis current command value id *, and sends the field weakening current Δid to the current controller 61.
この場合、弱め界磁電流Δidが零の値を採るとき、実質的にd軸電流指令値id* の調整は行われず、弱め界磁制御も行われない。一方、弱め界磁電流Δidが正の値を採るとき、d軸電流指令値id* は調整されて値が負の方向に大きくされ、弱め界磁制御が行われる。 In this case, when the field weakening current Δid takes a zero value, the d-axis current command value id * is not substantially adjusted, and field weakening control is not performed. On the other hand, when the field weakening current Δid takes a positive value, the d-axis current command value id * is adjusted to increase the value in the negative direction, and field weakening control is performed.
したがって、図6に示されるように、減算器55に送られたd軸電流指令値id* の値がida* であるときに、弱め界磁電流Δidが零であって弱め界磁制御が行われない場合は、q軸電流指令値算出部54において、値ida* に対応するq軸電流指令値iq* の値iqa* が読み出される。これに対して、弱め界磁電流Δidが正の値を採り、弱め界磁制御が行われる場合、例えば、減算器55において、d軸電流指令値id* は、負の方向に弱め界磁電流Δidだけ大きい値idb* にされ、値idb* がq軸電流指令値算出部54に送られる。したがって、q軸電流指令値算出部54においてq軸電流指令値iq* は値iqa* より正の方向に小さくされて、値iqb* になる。 Therefore, as shown in FIG. 6, when the value of the d-axis current command value id * sent to the subtractor 55 is ida * , the field weakening current Δid is zero and the field weakening control is not performed. If, in the q-axis current command value calculating section 54, the q-axis current command value iq * values iqa corresponding to the value ida * * is read. On the other hand, when the field weakening current Δid takes a positive value and field weakening control is performed, for example, in the subtractor 55, the d-axis current command value id * is only the field weakening current Δid in the negative direction. The large value idb * is set, and the value idb * is sent to the q-axis current command value calculation unit 54. Therefore, q-axis current command value iq * is set to be smaller in value iqa * more positive direction in the q-axis current command value calculating section 54, a value Iqb *.
ところで、前述されたように、PWM発生器50は、変調率m及び電圧位相角βを受けると、出力信号発生処理を行い、過変調PWMパターン、正弦波PWMパターン、5パルスパターン及び1パルスパターンの各パターンのうちの一つのパターンを選択し、選択されたパターンで各相のパルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを発生させるようになっている。   By the way, as described above, when the PWM generator 50 receives the modulation factor m and the voltage phase angle β, the PWM generator 50 performs an output signal generation process, and performs an overmodulation PWM pattern, a sine wave PWM pattern, a five pulse pattern, and a one pulse pattern. One of these patterns is selected, and pulse width modulation signals Mu, Mv, and Mw of each phase are generated with the selected pattern.
次に、前記PWM発生器50の動作について説明する。   Next, the operation of the PWM generator 50 will be described.
ところで、電圧飽和が生じておらず、電圧振幅|v|の低い領域、すなわち、正弦波領域において、電圧モード切換部77は、電圧モード切換処理を行い、正弦波PWMパターン発生部73で発生させられた正弦波PWM信号を受け、前記ドライブ回路51に送る。   By the way, in a region where no voltage saturation occurs and the voltage amplitude | v | is low, that is, in the sine wave region, the voltage mode switching unit 77 performs a voltage mode switching process, and the sine wave PWM pattern generation unit 73 generates the voltage mode. The received sine wave PWM signal is received and sent to the drive circuit 51.
そのために、前記正弦波PWMパターン発生部73は、正弦波PWMパターン発生処理を行い、変調率m及び電圧位相角βを受け、変調率m及び電圧位相角βに基づいて各相の正弦波を発生させ、該正弦波と一定の周波数及び一定の振幅で発振する三角波とを比較し、不等のパルス幅を有する複数のパルスから成るパルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを発生させ、該パルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを電圧モード切換部77に送る。このようにして、正弦波PWM信号に基づいて、非同期PWM制御としての正弦波PWM制御が行われる。   Therefore, the sine wave PWM pattern generation unit 73 performs a sine wave PWM pattern generation process, receives the modulation factor m and the voltage phase angle β, and generates a sine wave of each phase based on the modulation factor m and the voltage phase angle β. Comparing the sine wave with a triangular wave oscillating at a constant frequency and a constant amplitude to generate a pulse width modulation signal Mu, Mv, Mw comprising a plurality of pulses having unequal pulse widths, The width modulation signals Mu, Mv, and Mw are sent to the voltage mode switching unit 77. In this way, sine wave PWM control as asynchronous PWM control is performed based on the sine wave PWM signal.
ところで、前記正弦波PWM制御においては、正弦波PWMパターンで正弦波PWM信号が発生させられるが、各ステータコイル11〜13に印加することができる各相の電圧の振幅|v|には上限があり、上限を超えて電圧を印加しようとすると、比例・積分演算において、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* の変動に変調率m及び電圧位相角βの算出を追随させることができなくなり、変調率m及び電圧位相角βに振動が発生してしまう。 By the way, in the sine wave PWM control, a sine wave PWM signal is generated in a sine wave PWM pattern, but there is an upper limit on the amplitude | v | of each phase that can be applied to each of the stator coils 11 to 13. Yes, if a voltage is applied exceeding the upper limit, the calculation of the modulation factor m and the voltage phase angle β follows the fluctuation of the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * in the proportional / integral calculation. And the oscillation occurs in the modulation factor m and the voltage phase angle β.
そこで、電圧振幅|v|が高くなると、電圧モード切換部77の図示されない過変調領域判定処理手段は、過変調領域判定処理を行い、駆動モータ回転速度NMが所定の値N1より低い領域、すなわち、過変調領域に収まるかどうかを判断し、駆動モータ回転速度NMが過変調領域に収まる場合、電圧モード切換部77の図示されない電圧制御モード切換処理手段は、電圧制御モード切換処理を行い、過変調PWMパターン発生部72で発生させられた過変調PWM信号を受け、前記ドライブ回路51に送り、電圧制御モードを正弦波PWM制御から過変調PWM制御に切り換える。   Therefore, when the voltage amplitude | v | increases, the overmodulation region determination processing unit (not shown) of the voltage mode switching unit 77 performs the overmodulation region determination processing, that is, a region where the drive motor rotational speed NM is lower than the predetermined value N1, that is, When the drive motor rotational speed NM falls within the overmodulation region, the voltage control mode switching processing unit (not shown) of the voltage mode switching unit 77 performs voltage control mode switching processing. The overmodulation PWM signal generated by the modulation PWM pattern generator 72 is received and sent to the drive circuit 51, and the voltage control mode is switched from sine wave PWM control to overmodulation PWM control.
そして、過変調PWMパターン発生部72は、過変調領域で過変調PWMパターン発生処理を行い、電圧位相角βに基づいて、各相の第1の値v1以上の部分、すなわち、正弦波のピーク値の近傍がカットされた正弦波を発生させ、該正弦波と一定の周波数及び一定の振幅で発振する三角波とを比較し、不等のパルス幅を有する複数のパルスから成るパルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを発生させ、該パルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを電圧モード切換部77に送る。このようにして、過変調PWM信号に基づいて、過変調PWM制御が行われる。   Then, the overmodulation PWM pattern generation unit 72 performs overmodulation PWM pattern generation processing in the overmodulation region, and based on the voltage phase angle β, the portion of each phase that is equal to or greater than the first value v1, that is, the peak of the sine wave A sine wave whose value is cut is generated, the sine wave is compared with a triangular wave oscillating at a constant frequency and a constant amplitude, and a pulse width modulation signal Mu composed of a plurality of pulses having unequal pulse widths is compared. , Mv, Mw are generated, and the pulse width modulation signals Mu, Mv, Mw are sent to the voltage mode switching unit 77. In this way, overmodulation PWM control is performed based on the overmodulation PWM signal.
ところで、前記インバータ40の各トランジスタTr1〜Tr6によるスイッチングのタイミングが、電圧位相角βと同期させられるようになっていないので、高速回転領域において駆動モータ31を駆動しようとすると、各相の電圧に振動が発生し、ビート現象が発生してしまう。   By the way, since the timing of switching by the transistors Tr1 to Tr6 of the inverter 40 is not synchronized with the voltage phase angle β, when the drive motor 31 is driven in the high speed rotation region, the voltage of each phase is changed. Vibration occurs and beat phenomenon occurs.
そこで、本実施の形態においては、過変調PWM制御と1パルス制御とで、更に電圧制御モードを切り換えることができるようになっている。そのために、前記電圧制御モード切換処理手段は、前記過変調領域のような、駆動モータ回転速度NMが前記値N1より低い低速領域においては、過変調PWM制御を行い、電圧振幅|v|が第1の値v1以上で、かつ、駆動モータ回転速度NMが値N1以上になる高速領域、すなわち、同期領域においては、1パルス信号を発生させて、1パルス制御を行うようにしている。   Therefore, in the present embodiment, the voltage control mode can be further switched between overmodulation PWM control and one-pulse control. Therefore, the voltage control mode switching processing unit performs overmodulation PWM control in the low speed region where the drive motor rotational speed NM is lower than the value N1, such as the overmodulation region, and the voltage amplitude | v | In the high speed region where the value v1 of 1 or higher and the drive motor rotational speed NM is higher than the value N1, that is, in the synchronous region, 1 pulse signal is generated to perform 1 pulse control.
そのために、電圧モード切換部77は、1パルスパターン発生部75で発生させられた1パルス信号を受け、該1パルス信号を前記ドライブ回路51に送る。   For this purpose, the voltage mode switching unit 77 receives the 1 pulse signal generated by the 1 pulse pattern generation unit 75 and sends the 1 pulse signal to the drive circuit 51.
前記1パルスパターン発生部75は、第2のパルスパターン発生処理及び1パルスパターン発生処理を行い、電圧位相角βを受け、電圧位相角βに基づいて、電気角で原点を中心に最大で±180〔°〕の範囲内で、例えば、±90〔°〕の範囲で1個のパルスを有する1パルス信号を発生させる。このようにして、1パルス制御を行うことができる。   The one-pulse pattern generation unit 75 performs a second pulse pattern generation process and a one-pulse pattern generation process, receives the voltage phase angle β, and based on the voltage phase angle β, the electrical angle is ± One pulse signal having one pulse is generated within a range of 180 [°], for example, within a range of ± 90 [°]. In this way, one-pulse control can be performed.
ところが、駆動モータ回転速度NMが高い領域で過変調PWM制御を行うと、ビート現象が発生してしまう。   However, when overmodulation PWM control is performed in a region where the drive motor rotational speed NM is high, a beat phenomenon occurs.
そこで、前記電圧制御モード切換処理手段の非同期・同期切換処理手段は、非同期・同期切換処理を行い、電圧制御モードを正弦波PWM制御又は過変調PWM制御から1パルス制御に切り換えるに当たり、あらかじめ5パルス制御を行うようにしている。そのために、電圧モード切換部77は、5パルスパターン発生部74で発生させられた5パルス信号を受け、該5パルス信号を前記ドライブ回路51に送る。   Therefore, the asynchronous / synchronous switching processing means of the voltage control mode switching processing means performs asynchronous / synchronous switching processing, and in order to switch the voltage control mode from sine wave PWM control or overmodulation PWM control to one-pulse control, five pulses in advance. Control is performed. For this purpose, the voltage mode switching unit 77 receives the 5-pulse signal generated by the 5-pulse pattern generation unit 74 and sends the 5-pulse signal to the drive circuit 51.
前記5パルスパターン発生部74は、第1のパルスパターン発生処理及び5パルスパターン発生処理を行い、変調率m及び電圧位相角βを受け、変調率m及び電圧位相角βに基づいて、原点を中心に±180〔°〕の範囲内で5個のパルスを有する5パルスパターンの同期PWM信号を発生させる。このようにして、同期制御のうちの5パルス制御、すなわち、多パルス制御を行うことができる。   The 5-pulse pattern generation unit 74 performs a first pulse pattern generation process and a 5-pulse pattern generation process, receives the modulation rate m and the voltage phase angle β, and sets the origin based on the modulation rate m and the voltage phase angle β. A 5-pulse pattern synchronous PWM signal having 5 pulses within a range of ± 180 [°] at the center is generated. In this way, 5-pulse control of the synchronous control, that is, multi-pulse control can be performed.
なお、前記5パルスパターン発生処理が終了したときと1パルスパターン発生処理が開始されたときとで、各ステータコイル11〜13に印加される電圧の変化をなくすために、前述されたように、3パルスパターン発生部を配設し、該3パルスパターンによって三つのパルスを有する3パルスパターンの同期PWM信号を発生させ、3パルスパターンを介して5パルスパターンから1パルスパターンに移行させることができる。   In order to eliminate the change in voltage applied to each of the stator coils 11 to 13 when the 5-pulse pattern generation process is completed and when the 1-pulse pattern generation process is started, as described above, A 3-pulse pattern generation unit is provided, and a 3-pulse pattern synchronous PWM signal having three pulses can be generated by the 3-pulse pattern, and a 5-pulse pattern can be shifted to a 1-pulse pattern via the 3-pulse pattern. .
ところで、本実施の形態においては、前述されたように、電圧振幅|v|が変動するのに伴って、前記正弦波PWM制御と、過変調PWM制御、1パルス制御、5パルス制御等とで電圧制御モードを切り換えることができるようになっているが、電圧制御モードを変調率mに従って切り換え、例えば、変調率mが最大変調率以下である場合、過変調PWM制御、5パルス制御等を行い、前記変調率mが最大変調率を超えると、1パルス制御を行うようにすると、駆動モータ31を安定させて駆動することができない。   By the way, in the present embodiment, as described above, as the voltage amplitude | v | fluctuates, the sine wave PWM control, overmodulation PWM control, one-pulse control, five-pulse control, etc. The voltage control mode can be switched, but the voltage control mode is switched according to the modulation factor m. For example, when the modulation factor m is equal to or less than the maximum modulation factor, overmodulation PWM control, 5-pulse control, etc. are performed. When the modulation rate m exceeds the maximum modulation rate, if the 1-pulse control is performed, the drive motor 31 cannot be driven stably.
すなわち、変調率mが最大変調率である1前後にある場合、1パルス制御を開始したり、終了したりするチャタリング現象が発生してしまう。   That is, when the modulation factor m is around 1 which is the maximum modulation factor, a chattering phenomenon that starts or ends one-pulse control occurs.
そこで、変調率mにヒステリシスを設定し、変調率mが最大変調率より所定の値だけ大きい第1の値、及び最大変調率より所定の値だけ小さい第2の値を設定し、変調率mが第1の値より大きくなると1パルス制御を行い、変調率mが第2の値より小さくなると、過変調PWM制御、5パルス制御等を行うことが考えられる。   Therefore, a hysteresis is set for the modulation rate m, a first value that is larger than the maximum modulation rate by a predetermined value, and a second value that is smaller than the maximum modulation rate by a predetermined value, and a modulation rate m It is conceivable that one pulse control is performed when the value becomes larger than the first value, and overmodulation PWM control, five pulse control, etc. are performed when the modulation factor m becomes smaller than the second value.
ところが、変調率mは、d軸電圧指令値vq* 及びq軸電圧指令値vq* に基づいて算出され、該d軸電圧指令値vq* 及びq軸電圧指令値vq* は更にd軸電流指令値id* 、d軸電流id(実電流)、q軸電流指令値iq* 及びq軸電流iq(実電流)に基づいて算出されるようになっているので、d軸電流id及びq軸電流iqにノイズが発生すると、変調率mに比較的に大きいノイズが発生してしまう。 However, the modulation factor m is calculated based on the d-axis voltage command value vq * and q-axis voltage command value vq *, the d-axis voltage command value vq * and q-axis voltage command value vq * is further d-axis current command value id *, d-axis current id (actual current), because is adapted to be calculated based on the q-axis current command value iq * and the q-axis current iq (actual current), d-axis current id and the q-axis current When noise occurs in iq, relatively large noise is generated in the modulation factor m.
したがって、チャタリング現象が発生するのを防止しようとすると、ヒステリシス幅を大きくしなければならなくなるので、電圧制御モードの切換えを円滑に行うことができなくなってしまう。   Therefore, if it is attempted to prevent the chattering phenomenon from occurring, the hysteresis width must be increased, so that the voltage control mode cannot be switched smoothly.
そこで、本実施の形態においては、弱め界磁電流Δidに基づいて、しかも、弱め界磁電流Δidにヒステリシスを設定して、電圧制御モードの切換えを行うようにしている。   Therefore, in the present embodiment, based on the field weakening current Δid, a hysteresis is set in the field weakening current Δid to switch the voltage control mode.
すなわち、電圧モード切換部77の前記電圧制御モード切換処理手段は、図7に示されるように、弱め界磁電流Δidに第1、第2の閾値id1、id2を設定し、第1、第2の閾値id1、id2間にヒステリシスを設定するようにしている。   That is, the voltage control mode switching processing means of the voltage mode switching unit 77 sets the first and second threshold values id1 and id2 to the field weakening current Δid as shown in FIG. Hysteresis is set between the threshold values id1 and id2.
そして、弱め界磁電流Δidが負の方向に大きくなり、第2の閾値id2より大きくなると、前記電圧制御モード切換処理手段は、電圧制御モードを過変調PWM制御、5パルス制御等から1パルス制御に切り換え、弱め界磁電流Δidが負の方向に小さくなり、第1の閾値id1より小さくなると、前記電圧制御モード切換処理手段は、電圧制御モードを1パルス制御から過変調PWM制御、5パルス制御等に切り換える。   When the field weakening current Δid increases in the negative direction and exceeds the second threshold value id2, the voltage control mode switching processing means changes the voltage control mode from overmodulation PWM control, five-pulse control, etc. to one-pulse control. When the field weakening current Δid decreases in the negative direction and becomes smaller than the first threshold value id1, the voltage control mode switching processing means changes the voltage control mode from 1 pulse control to overmodulation PWM control and 5 pulse control. Switch to etc.
なお、前記第1、第2の閾値id1、id2は、過変調PWM制御、5パルス制御等を行うときの電圧振幅|v|の最大値に対応させて設定される。また、前記過変調PWM制御、5パルス制御等によって第1のパルス制御が、1パルス制御によって第2のパルス制御が構成される。   The first and second threshold values id1 and id2 are set corresponding to the maximum value of the voltage amplitude | v | when performing overmodulation PWM control, five-pulse control, and the like. Further, the first pulse control is constituted by the overmodulation PWM control, the five pulse control, etc., and the second pulse control is constituted by the one pulse control.
このように、本実施の形態においては、電圧制御モードを弱め界磁電流Δidに基づいて切り換え、該弱め界磁電流Δidにヒステリシスが設定されるようになっているので、電圧制御モードの切換えに伴って、チャタリング現象が発生するのを防止することができる。   As described above, in the present embodiment, the voltage control mode is switched based on the field weakening current Δid, and hysteresis is set for the field weakening current Δid. Accordingly, the occurrence of chattering can be prevented.
また、弱め界磁電流Δidは、d軸電流調整制御部59による積分値として発生させられるので、精度を高く、誤差を極めて小さくすることができる。したがって、ヒステリシス幅を小さくすることができるので、電圧制御モードを円滑に切り換えることができる。その結果、電圧振幅|v|が急に変動することがなくなるので、駆動モータトルクTMに変動が発生するのを防止することができ、電動機械を安定させて駆動することができる。   Further, since the field weakening current Δid is generated as an integral value by the d-axis current adjustment control unit 59, the accuracy can be increased and the error can be extremely reduced. Therefore, since the hysteresis width can be reduced, the voltage control mode can be switched smoothly. As a result, the voltage amplitude | v | does not fluctuate suddenly, so that fluctuations in the drive motor torque TM can be prevented, and the electric machine can be driven stably.
なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。   In addition, this invention is not limited to the said embodiment, It can change variously based on the meaning of this invention, and does not exclude them from the scope of the present invention.
本発明の実施の形態における駆動モータ制御装置の要部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the principal part of the drive motor control apparatus in embodiment of this invention. 従来の電圧制御モードの切換えの説明図である。It is explanatory drawing of the switching of the conventional voltage control mode. 本発明の実施の形態における電動駆動装置の概念図である。It is a conceptual diagram of the electric drive device in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における最大駆動モータ目標トルクマップを示す図である。It is a figure which shows the maximum drive motor target torque map in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における第1の電流指令値マップを示す図である。It is a figure which shows the 1st electric current command value map in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における第2の電流指令値マップを示す図である。It is a figure which shows the 2nd electric current command value map in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における電圧制御モード切換処理の動作を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement of the voltage control mode switching process in embodiment of this invention.
符号の説明Explanation of symbols
31 駆動モータ
40 インバータ
45 駆動モータ制御装置
46 電流指令値設定部
47 弱め界磁制御部
51 ドライブ回路
53 d軸電流指令値算出部
54 q軸電流指令値算出部
59 d軸電流調整制御部
63 電圧振幅算出部
31 drive motor 40 inverter 45 drive motor control device 46 current command value setting unit 47 field weakening field control unit 51 drive circuit 53 d-axis current command value calculation unit 54 q-axis current command value calculation unit 59 d-axis current adjustment control unit 63 voltage amplitude calculation Part

Claims (6)

  1. 電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第1の電流指令値を算出する第1の電流指令値算出処理手段と、前記第1の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第2の電流指令値を算出する第2の電流指令値算出処理手段と、前記第1、第2の電流指令値に基づいて変調率を算出する変調率算出処理手段と、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行う弱め界磁制御処理手段と、前記弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードを切り換える電圧制御モード切換処理手段とを有することを特徴とする電動駆動制御装置。   First current command value calculation processing means for calculating a first current command value based on an electric machine target torque representing a target value of torque of the electric machine, and based on the first current command value and the electric machine target torque. Second current command value calculation processing means for calculating a second current command value; modulation rate calculation processing means for calculating a modulation rate based on the first and second current command values; and A field weakening control unit that calculates a field weakening current based on the field weakening current and performs field weakening control based on the field weakening current, and a voltage control mode switching processing unit that switches a voltage control mode based on the field weakening current. The electric drive control apparatus characterized by the above-mentioned.
  2. 前記電圧制御モード切換処理手段は、設定されたヒステリシスに従って電圧制御モードを切り換える請求項1に記載の電動駆動制御装置。   The electric drive control device according to claim 1, wherein the voltage control mode switching processing means switches the voltage control mode according to a set hysteresis.
  3. 前記弱め界磁電流に第1、第2の閾値が設定され、前記電圧制御モード切換処理手段は、弱め界磁電流が第2の閾値より大きくなると、電圧制御モードを過変調PWM制御又は多パルス制御から1パルス制御に切り換え、弱め界磁電流が第1の閾値より小さくなると、電圧制御モードを1パルス制御から過変調PWM制御又は多パルス制御に切り換える請求項1に記載の電動駆動制御装置。   When the first and second threshold values are set for the field weakening current, and the voltage control mode switching processing means is greater than the second threshold value, the voltage control mode is set to overmodulation PWM control or multi-pulse. The electric drive control device according to claim 1, wherein when the field weakening current is smaller than the first threshold value when the control is switched to the one-pulse control, the voltage control mode is switched from the one-pulse control to the overmodulation PWM control or the multi-pulse control.
  4. 前記第1、第2の閾値は、過変調PWM制御又は多パルス制御を発生させるときの電圧振幅の最大値に対応させて設定される請求項1に記載の電動駆動制御装置。   2. The electric drive control device according to claim 1, wherein the first and second threshold values are set corresponding to a maximum value of a voltage amplitude when overmodulation PWM control or multi-pulse control is generated.
  5. 前記変調率算出処理手段は、前記第1、第2の電流指令値と第1、第2の実電流とから算出される第1、第2の電圧指令値に基づいて、前記変調率を算出する請求項1に記載の電動駆動制御装置。   The modulation factor calculation processing means calculates the modulation factor based on first and second voltage command values calculated from the first and second current command values and the first and second actual currents. The electric drive control device according to claim 1.
  6. 電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて第1の電流指令値を算出し、前記第1の電流指令値及び電動機械目標トルクに基づいて第2の電流指令値を算出し、前記第1、第2の電流指令値に基づいて変調率を算出し、前記変調率に基づいて弱め界磁電流を算出し、該弱め界磁電流に基づいて弱め界磁制御を行い、前記弱め界磁電流に基づいて電圧制御モードを切り換えることを特徴とする電動駆動制御方法。   A first current command value is calculated based on an electric machine target torque representing a target value of torque of the electric machine, and a second current command value is calculated based on the first current command value and the electric machine target torque. Calculating a modulation factor based on the first and second current command values; calculating a field weakening current based on the modulation factor; performing field weakening control based on the field weakening current; and An electric drive control method characterized by switching a voltage control mode based on a magnetic current.
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