JP2014007458A - Reception circuit - Google Patents
Reception circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014007458A JP2014007458A JP2012139997A JP2012139997A JP2014007458A JP 2014007458 A JP2014007458 A JP 2014007458A JP 2012139997 A JP2012139997 A JP 2012139997A JP 2012139997 A JP2012139997 A JP 2012139997A JP 2014007458 A JP2014007458 A JP 2014007458A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- node
- inductor
- supply voltage
- circuit
- receiving circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、受信回路に関し、特にオープンドレイン出力を受信する受信回路に関する。 The present invention relates to a receiving circuit, and more particularly to a receiving circuit that receives an open drain output.
伝送路を介して接続される、大規模集積回路(LSI)間での信号伝送にはオープンドレイン形式の出力回路を用いたものがある。LSIの出力回路はトランジスタを有しており、このトランジスタのドレインが外部出力端子に接続されており、外部接続端子に接続された伝送路を介して、他のLSIへ信号伝送が行なわれる。 Some signal transmissions between large scale integrated circuits (LSIs) connected via a transmission line use an output circuit of an open drain type. The output circuit of the LSI has a transistor, and the drain of this transistor is connected to an external output terminal, and signal transmission is performed to another LSI via a transmission line connected to the external connection terminal.
特許文献1には、図4(a)に示すように、出力用NMOSトランジスタ101がプリバッファ回路102により駆動されるよう構成されると共に、出力用NMOSトランジスタ101のバックゲートの電圧を制御するためのバックゲート電圧制御回路103が設けられたオープンドレイン出力回路が記載されている。出力用NMOSトランジスタ101のドレインは出力端子106に接続されており、オープンドレイン出力回路とされている。出力端子106には、外部回路のプルアップ用抵抗器107を介して外部回路の電源電圧が印加されている。バックゲート電圧制御回路103は、バックゲート駆動用NMOSトランジスタ105と定電流源104とを有している。出力用NMOSトランジスタ101のバックゲートは、定電流源104が接続されたバックゲート駆動用NMOSトランジスタ105のドレインに接続されている。
In
このオープンドレイン出力回路では、出力用NMOSトランジスタ101がまだオンとならない入力電源電圧が低い領域にあっては、バックゲートに正の電圧が印加される。さらに、入力電源電圧が上昇すると、出力用NMOSトランジスタ101と共にバックゲート駆動用NMOSトランジスタ105がオンとされて、出力用NMOSトランジスタ101のバックゲートはグランドレベルとなる。これにより、出力用NMOSトランジスタ101の閾値電圧が引き下げられ、出力電圧の持ち上がりが抑制されることが記載されている。
In this open drain output circuit, a positive voltage is applied to the back gate in a region where the input power supply voltage is low where the
特許文献2は、差動伝送機器に搭載されて用いられる、コモンモードフィルタ等のコイル部品を搭載した回路基板に関するものである。図4(b)を参照して説明する。回路基板111の電極パッド113には、コモンモードフィルタ116の端子電極115が接続されている。平面スパイラル線路117は、端子電極115に接続されていない平面スパイラル線路である。この線路の回路基板への投影パターンの境界110に対し、電極パッド113は外側にある。電極パッド113は、平面スパイラル線路のうち端子電極との接続のために延設された部分以外の部分(図4(b)破線で挟まれた平面スパイラル線路118の部分)とは、平面視で重ならないように配置されている。また、平面スパイラル線路118に接続される電極パッド113は、他の平面スパイラル線路117とも平面視で重なっていない。これにより、電極パッド113と平面スパイラル線路117、118は十分離れているので、結合が弱められ寄生容量が低減される。これにより、コモンモードインピーダンスが増加し、高いコモンモードノイズ減衰効果が得られることが記載されている。
しかしながら、オープンドレイン出力を受信する受信回路には以下のような課題がある。すなわち、LSI間の伝送路中には寄生容量が存在しており、高周波になるほど信号伝搬し難くなることである。その理由は、伝送路中の寄生容量の影響により高周波領域での周波数に比例して、波形鈍りが大きくなり、振幅が小さくなるためである。この課題は、特許文献1や特許文献2に記載された手法を用いても、解決することができない。
However, a receiving circuit that receives an open drain output has the following problems. That is, there is a parasitic capacitance in the transmission path between LSIs, and the higher the frequency, the more difficult the signal propagation. This is because the waveform bluntness increases and the amplitude decreases in proportion to the frequency in the high frequency region due to the influence of the parasitic capacitance in the transmission path. This problem cannot be solved even if the methods described in
本発明の目的は、高周波数で動作するシステムにおいて、LSI間の信号の振幅の減衰を抑えて、信号伝搬を安定して行える受信回路を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a receiving circuit capable of stably performing signal propagation by suppressing attenuation of signal amplitude between LSIs in a system operating at a high frequency.
前記目的を達成するため、本発明に係る受信回路は、差動形式のオープンドレイン出力を受信する受信回路であって、
前記差動形式のオープンドレイン出力は第1および第2の外部接続端子に与えられ、
前記第1の外部接続端子と電源電圧との間に直列接続された、第1のインダクタおよび第1の終端抵抗と、前記第2の外部接続端子と前記電源電圧との間に直列接続された、第2のインダクタおよび第2の終端抵抗と有することを特徴とする。
To achieve the above object, a receiving circuit according to the present invention is a receiving circuit that receives a differential open drain output,
The differential open drain output is applied to first and second external connection terminals,
A first inductor and a first termination resistor connected in series between the first external connection terminal and a power supply voltage, and a series connection between the second external connection terminal and the power supply voltage. And a second inductor and a second termination resistor.
本発明は、高周波数のデータを安定して転送することができる。 The present invention can stably transfer high-frequency data.
本発明の好ましい実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、本発明の一実施形態による受信回路を説明するための回路図である。 Preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a receiving circuit according to an embodiment of the present invention.
本実施形態による受信回路は、LSI間の信号伝送が差動形式の伝送路で行なわれるシステムに用いられるものである。本実施形態の受信回路は、一つのLSIの受信回路1であり、他のLSIの送信回路2との間が差動形式の伝送路3で接続されている。
The receiving circuit according to the present embodiment is used in a system in which signal transmission between LSIs is performed on a differential transmission path. The receiving circuit of this embodiment is a
送信回路2は、差動形式のオープンドレイン出力回路であり、電源電圧Vssと一つの送信端子5との間にソースドレイン路が挿入されたトランジスタTr1と、電源電圧Vssともう一つの送信端子5との間にソースドレイン路が挿入されたトランジスタTr2とを有している。トランジスタTr2のゲート、すなわち入力ノードAbには、入力ノードAの反転信号が入力されて、差動形式の伝送信号であるオープンドレイン出力を伝送路3に出力する。
The
本実施形態による受信回路は図1に示すように、差動形式のオープンドレイン出力を受信する受信回路1であって、差動形式のオープンドレイン出力は第1および第2の外部接続端子の一例としての一対の受信端子4に与えられ、一つの受信端子4と電源電圧Vddとの間に直列接続された、インダクタL1および終端抵抗R1と、もう一つの受信端子4と電源電圧Vddとの間に直列接続された、インダクタL2および終端抵抗R2と有することを特徴としている。ここで、L1=L2、R1=R2、C1=C2とする。
As shown in FIG. 1, the receiving circuit according to the present embodiment is a
より具体的には、第1のノードの一例としてのノードCと電源電圧Vddとの間に終端抵抗R1が接続されており、第2のノードの一例としてのノードCbと電源電圧Vddとの間に終端抵抗R2が接続されている。さらに、受信端子4とノードCとの間にインダクタL1が接続されており、受信端子4とノードCbとの間にインダクタL2が接続されている。図1では、ノードBは一つの受信端子4に接続されており、ノードBbはもう一つの受信端子4に接続されている。 More specifically, the terminating resistor R 1 is connected between the node C and the power supply voltage V dd as an example of the first node, the node Cb and the power supply voltage V dd as an example of a second node terminating resistor R 2 is connected between the. Furthermore, the inductor L 1 is connected between a reception terminal 4 and the node C, the inductor L 2 is connected between the receiving terminal 4 and the node Cb. In FIG. 1, the node B is connected to one receiving terminal 4, and the node Bb is connected to another receiving terminal 4.
次に、本実施形態の受信回路の動作について説明する。図2(a)は本発明の一実施形態による受信回路の動作を説明するための回路図であり、図2(b)はノードA、BおよびCの状態遷移を示す状態遷移図である。図3(a)はノードAおよびノードBの電圧波形を示すグラフであり、横軸は時間(単位:ピコ秒)を示し縦軸は電圧を示している。図3(b)はi1およびi1−i2の電流波形を示すグラフであり、横軸は時間(単位:ピコ秒)を示し縦軸は電流を示している。 Next, the operation of the receiving circuit of this embodiment will be described. FIG. 2A is a circuit diagram for explaining the operation of the receiving circuit according to the embodiment of the present invention, and FIG. 2B is a state transition diagram showing state transitions of the nodes A, B, and C. FIG. 3A is a graph showing voltage waveforms at node A and node B, where the horizontal axis indicates time (unit: picoseconds) and the vertical axis indicates voltage. FIG. 3B is a graph showing current waveforms of i 1 and i 1 -i 2 , where the horizontal axis represents time (unit: picoseconds) and the vertical axis represents current.
入力ノードAがロウレベルからハイレベルに変化する、図2(b)の状態(1)の場合、トランジスタTr1がオフからオンになり、電流i1が流れ、ノードBの電位をハイレベルからロウレベルに下げる。すなわち、図3(a)に示すように、ノードAがロウレベルからハイレベルに上がるのに対応して、ノードBの電位がハイレベルからロウレベルに下がる。伝送路中の寄生容量C1が放電し電流i2が流れ、インダクタL1および抵抗R1に電流i1−i2が流れる。入力ノードAbは、入力ノードAの反転信号が入力されるので、トランジスタTr2がオンからオフになり、電流i1が流れず、ノードBbの電位をロウレベルからハイレベルに上げる。伝送路中の寄生容量C2が充電し電流−i2b(図2(a)の電流i2bの矢印方向に対し逆方向の電流)が流れ、インダクタL2および抵抗R2に電流i2bが流れる。 Input node A changes from the low level to the high level, when the condition (1) in FIG. 2 (b), the turned on transistor Tr 1 is from off, the current i 1 flows, low level potential of the node B from the high level Lower. That is, as shown in FIG. 3A, the potential of the node B decreases from the high level to the low level as the node A increases from the low level to the high level. The parasitic capacitance C 1 in the transmission path is discharged, the current i 2 flows, and the current i 1 -i 2 flows in the inductor L 1 and the resistor R 1 . Input node Ab, since the inverted signal of the input node A is input, the transistor Tr 2 is turned from ON to OFF, no current i 1 flows, increase the potential of the node Bb from the low level to the high level. Flow (reverse current with respect to the arrow direction of the current i 2b in FIG. 2 (a)) the parasitic capacitance C 2 is charged current -i 2b in the transmission path, the inductor L 2 and the resistor R 2 to the current i 2b is Flowing.
入力ノードAがハイレベルからロウレベルに変化する、図2(b)の状態(2)の場合、トランジスタTr1がオンからオフになり、電流i1bが流れず、ノードBの電位をロウレベルからハイレベルに上げる。すなわち、図3(a)に示すように、ノードAがハイレベルからロウレベルに下がるのに対応して、ノードBの電位がロウレベルからハイレベルに上がる。伝送路中の寄生容量C1が充電し電流−i2(図2(a)の電流i2の矢印方向に対し逆方向の電流)が流れ、インダクタL1および抵抗R1に電流i2が流れる。入力ノードAbは、入力ノードAの反転信号が入力されるので、トランジスタTr2がオフからオンになり、電流i1bが流れ、ノードBbの電位をハイレベルからロウレベルに下げる。伝送路中の寄生容量C2が放電し電流i2bが流れ、インダクタL2および抵抗R2に電流i1b−i2bが流れる。 The input node A is changed from the high level to the low level, when the condition (2) in FIG. 2 (b), the transistor Tr 1 is turned from ON to OFF, no current i 1b flowing, high potential of the node B from the low level Raise to level. That is, as shown in FIG. 3A, the potential of the node B rises from the low level to the high level in response to the fall of the node A from the high level to the low level. The parasitic capacitance C 1 in the transmission line is charged and current −i 2 (current in the direction opposite to the arrow direction of the current i 2 in FIG. 2A) flows, and the current i 2 flows through the inductor L 1 and the resistor R 1. Flowing. Input node Ab, since the inverted signal of the input node A is input, the transistor Tr 2 is turned on from off, the current i 1b flows, reduced to a low level potential of the node Bb from the high level. Parasitic capacitance C 2 is discharged currents i 2b in the transmission line flows, current flows i 1b -i 2b in the inductor L 2 and the resistor R 2.
ここで本実施形態の受信回路では、伝送路中にインダクタLが直列接続されているので、状態(1)の場合、ノードBがハイレベルからロウレベルに変化するに伴い抵抗R1に流れる電流は、i2からi1−i2に増加する。この電流がインダクタL1にも流れることから、ノードBは、ノードCよりもインダクタL1での誘導起電力L×dI/dt(dI/dtは、インダクタに流れる単位時間当たりの電流の増減)の電圧差の分、速くロウレベルに達する。状態(2)の場合、ノードBがロウレベルからハイレベルに変化するに伴い抵抗R1に流れる電流は、i1−i2からi2に減少する。この電流がインダクタL1にも流れることから、ノードBは、ノードCよりもインダクタL1での誘導起電力L×dI/dtの電圧差の分、速くハイレベルに達する。この状態(1)および状態(2)の動作説明から、インダクタが無い場合よりも速くロウレベルまたはハイレベルに達するので、振幅は大きくなる。 Here the receiving circuit of this embodiment, since the transmission path to the inductor L are connected in series, when the state of (1), the current flowing through the resistor R 1 with the node B changes from the high level to the low level , I 2 to i 1 -i 2 . Since this current also flows through the inductor L 1 , the node B has an induced electromotive force L × dI / dt in the inductor L 1 rather than the node C (dI / dt is an increase / decrease in current per unit time flowing through the inductor). The low level is reached quickly by the voltage difference. If the state of (2), the current flowing through the resistor R 1 with the node B changes from the low level to the high level is reduced from i 1 -i 2 to i 2. Since this current flows through the inductor L 1, Node B, the partial voltage differential induced electromotive force L × dI / dt of the inductor L 1 than the node C, reaches quickly high. From the description of the operations of the state (1) and the state (2), the amplitude increases because the low level or the high level is reached faster than when there is no inductor.
本実施形態の受信回路によれば、オープンドレイン出力からの差動の転送データが高周波数であっても、信号の振幅を十分に確保し、正常にデータ転送ができる。さらに、オープンドレイン出力からの差動の転送データが高周波数であっても、電子基板設計における配線長などの制約を緩和できる。その理由は、データの伝送路中に存在する寄生容量によるデータ波形の鈍りを、直列接続したインダクタにより低減することができるからである。このように本実施形態によれば、高周波数で動作するシステムにおいて、LSI間の信号の振幅の減衰を抑えて、信号伝搬を安定して行える受信回路を提供できる。 According to the receiving circuit of this embodiment, even when differential transfer data from the open drain output has a high frequency, a sufficient signal amplitude can be secured and data transfer can be performed normally. Furthermore, even if the differential transfer data from the open drain output has a high frequency, restrictions such as the wiring length in the electronic board design can be relaxed. The reason is that the dullness of the data waveform due to the parasitic capacitance existing in the data transmission path can be reduced by the inductor connected in series. As described above, according to the present embodiment, it is possible to provide a receiving circuit capable of stably performing signal propagation by suppressing attenuation of the amplitude of signals between LSIs in a system operating at a high frequency.
以上、好ましい実施形態について本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。 As mentioned above, although this invention was demonstrated about preferable embodiment, this invention is not limited to this.
1 受信回路
2 送信回路
3 伝送路
4 受信端子
5 送信端子
Tr1、Tr2 トランジスタ
R1、R2 終端抵抗
L1、L2 インダクタ
C1、C2 寄生容量
1 receiving
Claims (3)
前記差動形式のオープンドレイン出力は第1および第2の外部接続端子に与えられ、
前記第1の外部接続端子と電源電圧との間に直列接続された、第1のインダクタおよび第1の終端抵抗と、前記第2の外部接続端子と前記電源電圧との間に直列接続された、第2のインダクタおよび第2の終端抵抗と有することを特徴とする受信回路。 A receiving circuit for receiving a differential open drain output,
The differential open drain output is applied to first and second external connection terminals,
A first inductor and a first termination resistor connected in series between the first external connection terminal and a power supply voltage, and a series connection between the second external connection terminal and the power supply voltage. A receiving circuit comprising: a second inductor; and a second termination resistor.
前記第1の外部接続端子と前記第1のノードとの間に前記第1のインダクタが接続されており、前記第2の外部接続端子と前記第1のノードとの間に前記第2のインダクタが接続されていることを特徴とする請求項1に記載の受信回路。 The first termination resistor is connected between a first node and the power supply voltage, and the second termination resistor is connected between a second node and the power supply voltage,
The first inductor is connected between the first external connection terminal and the first node, and the second inductor is connected between the second external connection terminal and the first node. The receiving circuit according to claim 1, wherein: is connected.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012139997A JP2014007458A (en) | 2012-06-21 | 2012-06-21 | Reception circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012139997A JP2014007458A (en) | 2012-06-21 | 2012-06-21 | Reception circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014007458A true JP2014007458A (en) | 2014-01-16 |
Family
ID=50104858
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012139997A Pending JP2014007458A (en) | 2012-06-21 | 2012-06-21 | Reception circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2014007458A (en) |
Citations (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0983263A (en) * | 1995-09-11 | 1997-03-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Mos input-output circuit |
JPH09162653A (en) * | 1995-12-04 | 1997-06-20 | Hitachi Ltd | High frequency differential output circuit |
JP2001274846A (en) * | 2000-03-28 | 2001-10-05 | Toshiba Corp | Bus system |
JP2003347860A (en) * | 2002-05-29 | 2003-12-05 | Nec Corp | Differential output buffer, differential input buffer, semiconductor integrated circuit and circuit board |
JP2004215137A (en) * | 2003-01-08 | 2004-07-29 | Hitachi Ltd | Semiconductor integrated circuit device and semiconductor integrated circuit |
JP2005252588A (en) * | 2004-03-03 | 2005-09-15 | Seiko Epson Corp | Termination circuit |
US20060061391A1 (en) * | 2004-09-20 | 2006-03-23 | Tam Kimo Y F | High-speed differential logic buffer |
JP2006345258A (en) * | 2005-06-09 | 2006-12-21 | Canon Inc | Differential transmission system |
JP2007082099A (en) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Fuji Xerox Co Ltd | Bus circuit and semiconductor circuit |
WO2007110915A1 (en) * | 2006-03-27 | 2007-10-04 | Fujitsu Limited | Peaking control circuit |
-
2012
- 2012-06-21 JP JP2012139997A patent/JP2014007458A/en active Pending
Patent Citations (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0983263A (en) * | 1995-09-11 | 1997-03-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Mos input-output circuit |
JPH09162653A (en) * | 1995-12-04 | 1997-06-20 | Hitachi Ltd | High frequency differential output circuit |
JP2001274846A (en) * | 2000-03-28 | 2001-10-05 | Toshiba Corp | Bus system |
JP2003347860A (en) * | 2002-05-29 | 2003-12-05 | Nec Corp | Differential output buffer, differential input buffer, semiconductor integrated circuit and circuit board |
JP2004215137A (en) * | 2003-01-08 | 2004-07-29 | Hitachi Ltd | Semiconductor integrated circuit device and semiconductor integrated circuit |
JP2005252588A (en) * | 2004-03-03 | 2005-09-15 | Seiko Epson Corp | Termination circuit |
US20060061391A1 (en) * | 2004-09-20 | 2006-03-23 | Tam Kimo Y F | High-speed differential logic buffer |
JP2006345258A (en) * | 2005-06-09 | 2006-12-21 | Canon Inc | Differential transmission system |
JP2007082099A (en) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Fuji Xerox Co Ltd | Bus circuit and semiconductor circuit |
WO2007110915A1 (en) * | 2006-03-27 | 2007-10-04 | Fujitsu Limited | Peaking control circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100622322B1 (en) | Driver circuit, receiver circuit, and signal transmission bus system | |
US7443211B2 (en) | Transmitter and transmission circuit | |
JP2006287939A (en) | Signal driver | |
US6864726B2 (en) | Output signal control from a DAC-driven amplifier-based driver | |
KR101699033B1 (en) | Output driver | |
JP5812103B2 (en) | Decoupling circuit and semiconductor integrated circuit | |
US20060158224A1 (en) | Output driver with feedback slew rate control | |
US10418994B1 (en) | Circuit for and method of extending the bandwidth of a termination block | |
US7053670B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device and semiconductor integrated circuit | |
US10305481B2 (en) | Pre-driver for driving low voltage differential signaling (LVDS) driving circuit | |
KR100486301B1 (en) | Termination circuit for reducing consumption of power | |
JP2014007458A (en) | Reception circuit | |
EP2464009B1 (en) | Differential signal termination circuit | |
US9871516B2 (en) | Transmitting apparatus with source termination | |
JP2015019160A (en) | Driver circuit, differential transmitter using the same, electronic apparatus, and industrial apparatus | |
US8860470B1 (en) | Input/output line driver circuit | |
JP2004241930A (en) | Output circuit | |
US9698778B2 (en) | On-die termination/driving circuit and method of using the same | |
US11831153B1 (en) | High-bandwidth signal driver/receiver | |
US8120421B2 (en) | Circuit structure free from test effect and testing method thereof | |
US11909388B2 (en) | Terminal resistance circuit, chip and chip communication device | |
TW201737671A (en) | Line driver and method for driving a transmission line | |
KR101053539B1 (en) | Data output circuit with output driver | |
JP4964926B2 (en) | Output buffer circuit and semiconductor device | |
JP2008010469A (en) | Electronic device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20131018 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20140523 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140603 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20141007 |