JP2013521536A - オーディオ信号用の位相ボコーダに基づく帯域幅拡張方法における改善された振幅応答及び時間的整列のための装置及び方法 - Google Patents

Abstract

帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成するための装置が、入力信号から１つもしくは複数のピッチ信号を生成するためのパッチ生成器を備え、このパッチ生成器が分析フィルタバンクからのサブバンド信号の時間伸長処理（１８００、１８０８）を行うよう構成され、及びこのパッチ生成器が、さらにフィルタバンク−チャンネル依存の位相較正を用いてサブバンド信号の位相を調整するための位相調整器（１８０６）を備える。
【選択図】図９

Description

同期化重複加算（SOLA）のような時間又はピッチ修正アルゴリズム用の位相ボコーダ（文献１ないし３）または他の技術によって、オーディオ信号を、例えば、元のピッチを保存しながらも再生速度については修正することができる。さらにこれらの方法は、元の再生期間を維持しながら、信号の転換を実行するために用いることができる。後者は、整数の係数でオーディオ信号を伸長させ、伸長されたオーディオ信号の再生速度を同じ係数にてその後調整することによりなし遂げることができる。時間的離散信号について、後者は、サンプリング速度が不変のままである場合に、伸長係数について時間伸長されたオーディオ信号をダウンサンプリングすることに相当する。

文献４ないし５のような位相ボコーダに基づく帯域幅拡張方法は、必要な全帯域幅に依存して、様々な数の帯域制限されたサブバンド（パッチ）を生成する。サブバンド（パッチ）は、合計されることにより、必要な全帯域幅を示す総和信号を形成する。

位相ボコーダの応用によって生じる単一のパッチの時間的な整列は、特別な難しい課題であることが判明している。一般に、これらのパッチは、異なる期間の時間遅延を有している。これは、位相ボコーダの合成窓が、伸長係数に依存する固定されたホップサイズに配列されるため、個々のいずれのパッチも予め決められた期間の遅延を有するからである。このことは、帯域幅拡張総和信号の周波数選択的な時間遅延につながる。この周波数選択的な時間遅延は、全体の信号の垂直コヒーレンス特性に影響を与えるため、帯域拡張方法の過渡的応答に悪影響がある。

別の課題が、個々のパッチを考慮することにより提示される。これは、相互周波数コヒーレンスの欠如が位相ボコーダの振幅応答に悪影響があるということである。

本発明の目的は、改善されたオーディオ信号品質をもたらす、帯域幅拡張オーディオ信号を生成するための概念を提供することである。

この目的は、請求項１に記載される帯域幅拡張オーディオ信号を生成する装置、請求項１９に記載される帯域幅拡張オーディオ信号を生成する方法、又は請求項２０に記載されるコンピュータプログラムによって達成される。

帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成する装置は、入力信号から１つ又は複数のパッチ信号を生成するためのパッチ生成器を備える。パッチ生成器は、分析フィルタバンクからのサブバンド信号を時間伸長させるよう構成され、フィルタバンク−チャンネル依存の位相較正を用いて、サブバンド信号の位相を調整するための位相調整器を備える。

本発明のさらなる作用効果は、帯域幅拡張用のボコーダ型の構成又は他の構成により通常導入される振幅応答に対する悪影響が回避されるということである。

本発明の更なる作用効果は、例えば、位相ボコーダ又は位相ボコーダ型の構成により生じる個々のパッチの最適化振幅応答が得られる、ということである。さらなる実施形態においては、個々のパッチの時間的整列が同様に取り組まれるが、パッチ内、即ち、同じ転換係数を用いて処理された複数のサブバンド信号の間での位相較正を、全体としてパッチ内におけるすべてのサブバンド信号について有効である時間較正を用いて、もしくは用いずに適用できる。

本発明の実施形態は、位相ボコーダによって生成される単一のパッチの振幅応答及び時間的整列の最適化のための新規な方法である。この方法は、基本的に、複素変調されたフィルタバンクの実施における転換されたサブバンドに対する位相較正の選択、及び追加の時間遅延の、異なる転換係数にて位相ボコーダから生じる単一のパッチへの導入から構成される。特定のパッチに導入される追加の遅延の持続時間は、適用された転換係数に依存し、理論的に決定され得る。あるいは、遅延が、ディラックのインパルス入力信号を印加した場合、パッチ毎の転換されたディラックのインパルスの時間的重心が、スペクトログラム（分光記録）表現における同じ時間位置に整列されるように調整される。

位相ボコーダのような単一の転換係数によりオーディオ信号の転換を実施する多くの方法が存在する。いくつかの転換信号を組み合わせねばならない場合には、異なる出力間の時間遅延を較正することができる。パッチ間の正しい垂直整列は有用ではあるが、必ずしもこれらのアルゴリズムの一部を構成しない。これは、過渡応答が何ら考慮されない限り有害ではない。異なるパッチの正しい整列の問題は、文献の技術水準では取り組まれていない。

位相ボコーダによるスペクトルの転換により、過渡応答の垂直コヒーレンスの保存は保証されない。しかも、総和信号に寄与する単一のパッチの異なる時間遅延と同様、位相ボコーダにおいて利用される重複加算方法に因り、高周波数帯域では、後置エコーが出現する。そのため、帯域幅拡張パラメータの後置処理がパッチ間におけるより良好な垂直整列を活用できるようにパッチを整列するのが望ましい。前置及び後置エコーをカバーする全時間がこれにより最小化されるはずである。

位相ボコーダは、典型的には、複素変調されたフィルタバンクの分析／合成対の領域において、サブバンドサンプルの整数倍位相補正によって実施される。この処理は、各合成サブバンドからの、結果として生じる出力寄与の位相の適切な整列を自動的には保証せず、これは、位相ボコーダの非平坦振幅応答につながる。この結果（アーチファクト）は、転換された遅い正弦波掃引の時間変動振幅となる。一般的なオーディオについてのオーディオ品質の点での短所は、補正効果により出力が色付けされることである。

本発明の好適な実施形態が、添付の図面に関して引き続き論じられる。

図１は、低域通過フィルタに通されたディラックのインパルスのスペクトログラムを示す図である。 図２は、転換係数２、３及び４での、ディラックのインパルスの現在の技術水準の転換のスペクトログラム状態を示す図である。 図３は、転換係数２、３及び４での、ディラックのインパルスの時間整列された転換のスペクトログラムを示す図である。 図４は、転換係数２、３及び４での、並びに遅延調整された、ディラックのインパルスの時間整列された転換のスペクトログラムを示す図である。 図５は、不十分な位相調整での遅い正弦波掃引の転換の時間グラフを示す図である。 図６は、より良好な位相較正による遅い正弦波掃引の転換を示す図である。 図７は、一層改善された位相較正による遅い正弦波掃引の転換を示す図である。 図８は、ある実施形態による帯域幅拡張システムを示す図である。 図９は、単一のサブバンド信号を処理するための例示としての処理実施の別の実施形態を示す図である。 図１０は、非線形サブバンド処理およびそれに続くサブバンド領域内の包絡線調整が示される実施形態を示す図である。 図１１ａは、図１０の非線形サブバンド処理のさらなる実施形態を示す図である。 図１１ｂは、図１０の非線形サブバンド処理のさらなる実施形態を示す図である。 図１２は、サブバンドチャンネル依存の位相較正を選択するための異なる実施を示す図である。 図１３は、位相調整器の実施を示す図である。 図１４ａは、転換−係数非依存の位相較正を可能とする分析フィルタバンクについての実施の詳細を示す図である。 図１４ｂは、転換−係数依存の位相較正を必要とする分析フィルタバンクについての実施の詳細を示す図である。

本発明は、帯域拡張の場合および他のオーディオ応用の場合においてオーディオ信号を処理するための装置、方法又はコンピュータプログラムという異なる局面を提供するものである。以下に説明し特許請求の範囲に記載される個々の局面の特徴は、部分的又は全面的に組み合わせ可能であるが、互いに別々にも用いられ得るものである。個々の局面は、コンピュータシステム又はマイクロプロセッサで実施されるときに、知覚的品質、演算の複雑度及びプロセッサ／メモリ資源に関して既に利点をもたらしているからである。

実施形態は、位相ボコーダにより生成される異なる高調波のパッチの時間整列を使用している。この時間整列は、転換されたディラックのインパルスの重心に基づいて実施される。つづいて図１は、制限帯域を表出する低域通過フィルタに通されたディラックのインパルスのスペクトログラムを示している。この信号は、転換のための入力信号として機能する。

このディラックのインパルスを位相ボコーダによって転換することにより、周波数選択的遅延が、結果として生じるサブバンドに導入される。これらの継続時間は、利用された転換係数に依存する。つづいて、転換係数２、３及び４でのディラックのインパルスの転換が図２に示されている。

周波数選択的遅延は、付加的な個々の時間遅延を、結果として生じるパッチの各々に挿入することにより補償される。このように、すべての単一のサブバンドは、各パッチにおけるディラックのインパルスの重心が、最も高いパッチにおけるディラックのインパルスの重心と同じ時間的位置に配置されるように整列される。時間的整列は、最も高いパッチに基いて実施される。というのは、通常、それが最も高い時間遅延を持つからである。本発明の遅延補償を適用すると、ディラックのインパルスの重心は、スペクトログラムの内部のすべてのパッチについて同じ時間的位置に配置される。結果として生じる信号についてのこのような表現は、図３に示したようなものに見えるかもしれない。これは、全体の過渡エネルギー拡散を最小化することにつながる。

最終的には、転換された高周波数領域と元の入力信号の間の残りの時間遅延を追加補償する必要がある。そのために、入力信号は、予めある時間的位置に整列された転換後のディラックのインパルスの重心が帯域制限されたディラックのインパルスの時間位置と一致するように同様に遅延される。つづいて、結果として生じる信号のスペクトトログラムが図４に示されている。

上述した方法を適用するにあたって、帯域幅拡張方法の基本的な構成要素としての位相ボコーダが、時間領域において実現されるのか、又は、例えば、ｐＱＭＦフィルタバンクのようなフィルタバンク表現内において実現されるかは重要ではない。

ＳＯＬＡ技術を用いると、過渡の主観的なオーディオ品質が、重複加算に因るエコー効果により損なわれるのに対して、垂直コヒーレンス基準は、過渡で満たされる。単一のパッチにおける重心の位置の、最も高いパッチにおける実際の重心からの、起こり得るわずかな偏位（ずれ）は、前置マスキング又は後置マスキングの範囲内にそれぞれある。

振幅応答の点で調整が十分になされていない位相ボコーダの結果が、一定の振幅の正弦波掃引入力に相当する、図５に示される出力信号により示されている。図からわかるように、強い振幅変動が存在し、出力が消去すらされている。わずかにより良く調整された位相ボコーダからの出力が図６に示されている。

複素変調化フィルタバンクベースの位相ボコーダにおける動作は、サブバンドサンプルの倍数位相補正である。入力時間領域のシヌソイドは、下記数式の複素数値化されたサブバンド信号において極めて良好な精度に帰着する。

ここで、ωはシヌソイドの周波数、ｎはサブバンド指標、ｋはサブバンドタイムスロット指標、ｑ_Ａは分析フィルタバンクの時間ストライド（歩幅）、Ｃは複素定数、ν_ｎ（ω）はフィルタバンクプロトタイプフィルタの周波数応答、及びθ_ｎは、ν_ｎ（ω）が実数値化される要件により定義される、問題となるフィルタバンクの位相項特性である。典型的なＱＭＦフィルタバンク設計では、それは正とされ得る。位相補正の際には、典型的な結果は下記数式で表される。

ここで、Ｔは転換次数、及びｑ_Ｓは分析フィルタバンクの時間ストライドである。合成フィルタバンクは、典型的には分析フィルタバンクの鏡像となるように選択されるので、適切なシヌソイド合成では、シヌソイドの分析サブバンドに対応するようこの最後の数式が必要となる。これに一致しないと、図５において描写されるような振幅変調につながることになる。

本発明の実施形態は、下記数式に基づく付加的な後置変調位相較正を用いるものである。

これにより、未変調サブバンド信号が、所望の相互サブバンド位相展開をもつものへとマッピングされる。

奇数個積み重ねられた複素変調化ＱＭＦフィルタバンクの特定の例として下記の数式がある。

そして、本発明の位相較正は、下記数式に基いて与えられる。

この規則に従う位相が調整されたボコーダの出力が図７に示されている。

分析／合成フィルタバンク対が位相回転のより非対称的な分布を持っている場合には、分析サブバンドに加算されたときに、位相較正 が存在するであろう。そして、合成に先立つマイナス符号により上記対称の場合への復活がなされる。その場合には、上述した本発明の位相較正を下記数式に基づいて調整すべきである。

この一例が、下記数式に基づく統一化音声およびオーディオ符号化処理（ＵＳＡＣ）における来るＭＰＥＧ標準において用いられる６４フィルタバンク対によって与えられる。

ここで、Ｃは実数であり、２と３．５の間の値をとる。特別の値は、３２１／１２８または３８５／１２８である。

よって、その対について、下記数式を用いることができる。

さらに、上記状況の特別な実施において、転換次数Ｔに依存しない位相較正が、分析フィルタバンクステップそれ自体に編入され得るということが観測される。ボコーダ位相倍数化前の較正が位相倍数化後の同じ較正のＴ倍に対応するため、下記の分解が利点として生じる。

分析フィルタバンク変調は、次に、標準化ＱＭＦフィルタバンク対についての場合に比較して位相３８５／１２８・π（ｎ＋１／２）を加えるよう変更され、本発明の位相較正は、下記の第２項のみに等しくなる。

位相較正による作用効果は、出力に対する各ボコーダの次数寄与の平坦な振幅応答が得られるということである。

本発明の処理は、位相ボコーダの時間伸長及びダウンサンプリング、又は各々の増加率での再生の適用によりオーディオ信号の帯域幅を拡張するすべてのオーディオ応用に適している。

図８は、本発明の一局面に従う帯域幅拡張システムを示している。この帯域幅拡張システムは、コアの復号化信号を生成するコア復号器８０を備える。コア復号器８０は、後に詳述するパッチ生成器８２に接続されている。パッチ生成器８２は、コア復号器８０、低帯域接続８３、低帯域較正器８４及び合流器８５を除いて、図８に示されるすべての特徴を備える。具体的には、パッチ生成器は、入力オーディオ信号８６から１つもしくは複数のパッチ信号を生成するよう構成され、ここでは、パッチ信号が、異なるパッチのパッチ中心周波数又は入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数をもっている。具体的には、パッチ生成器は、第１のパッチャ８７ａ、第２のパッチャ８７ｂ及び第３のパッチャ８７ｃを備え、図８に示される実施形態では、各個別のパッチャ８７ａ、８７ｂ及び８７ｃは、ダウンサンプラ８８ａ、８８ｂ、８８ｃ、ＱＭＦ分析ブロック８９ａ、８９ｂ、８９ｃ、時間伸長ブロック９０ａ、９０ｂ、９０ｃ及びパッチチャンネル較正器ブロック９１ａ、９１ｂ、９１ｃを備える。ブロック９１ａないし９１ｃ及び低帯域較正器８４からの出力は、帯域幅拡張信号を出力する合流器８５に入力される。この信号は、帯域幅拡張信号処理から公知の包絡線較正モジュール、調性較正モジュール又は他のモジュールのようなさらなる処理モジュールによって処理され得る。

好ましくは、パッチ較正は、パッチ生成器８２が、較正のない処理に比較して、入力オーディオ信号と１つもしくは複数のパッチ信号との間の時間的不整列、若しくは異なるパッチ信号間の時間的不整列が低減又は除去されるように、１つもしくは複数のパッチ信号を生成するような方法で行なわれる。図８に示される実施形態において時間的不整列のこのような低減又は除去は、パッチ較正器９１ａないし９１ｃにより得られる。これに代えて、又はこれに付け加えて、パッチ生成器８２は、時間伸長機能によりフィルタバンク−チャンネル依存の位相較正を行うよう構成されている。このことは、位相較正入力９２ａ、９２ｂ、９２ｃにより示される。

尚、図８の実施形態は、ＱＭＦ分析ブロック８９ａのような各ＱＭＦ分析ブロックが複数のサブバンド信号を出力するように構成されている。時間伸長機能は、各個別のサブバンド信号について行われねばならない。例えば、ＱＭＦ分析８９ａが３２個のサブバンド信号を出力するときには、３２個の時間伸長器９０ａが存在し得る。しかしながら、このパッチャ８７ａの個別に時間伸長された信号すべてに対して単一のパッチ較正器で十分である。後述されるように、図９は、時間伸長器において、ＱＭＦ分析バンク８９ａ、８９ｂ、８９ｃのようなＱＭＦ分析バンクにより出力される各個別のサブバンド信号に対してなされる処理を示している。

同じ時間伸長量を用いて処理されたすべての時間伸長された信号の結果については単一の遅延で十分であるものの、個々の位相較正は、各サブバンド信号について適用しなければならない。なぜなら、個々の位相較正は、信号に依存していないが、サブバンドフィルタバンクのチャンネル番号に依存、即ち、別の言い方をするとサブバンド信号のサブバンド指標に依存するからである。ここで、サブバンド指標は、本明細書中ではチャンネル番号と同じことを意味する。

図９は、単一のサブバンド信号を処理するための例示としての処理実施の別の実施形態を示している。単一のサブバンド信号は、図９には示されていない分析フィルタバンクによってフィルタ処理される前あるいは後のいずれかにおいて、何らかの間引きを受けている。そのため、単一のサブバンド信号の時間長は、間引き以前の時間長よりも短くなっている。単一のサブバンド信号は、ブロック抽出器２０１と同一であり得るが、異なる方法でも実施され得るブロック抽出器１８００に入力される。図９に示されるこのブロック抽出器１８００は、例示的にｅと呼ばれるサンプル／ブロック進行値(advance value)を用いて動作する。このサンプル／ブロック進行値は、可変もしくは固定的に設定され得るもので、図９においてブロック抽出器のボックス１８００への矢印として示されている。ブロック抽出器１８００の出力には、複数の抽出されたブロックが存在している。これらのブロックは、サンプル／ブロック進行値ｅが、ブロック抽出器のブロック長よりも有意に小さいため、極度に重複している。一例は、ブロック抽出器が１２個のサンプルのブロックを抽出するものである。第１のブロックはサンプル０乃至１１を備え、第２のブロックはサンプル１乃至１２を備え、第３のブロックはサンプル２乃至１３を備える。この実施形態においては、サンプル／ブロック進行値ｅが１に等しく、１１回の重複となっている。

個々のブロックは、各ブロックについて、窓機能を用いてブロックに窓を掛けるための窓処理器１８０２に入力される。加えて、各ブロックについて位相を計算する位相計算器１８０４が設けられる。この位相計算器１８０４は、窓掛け処理の前又は窓掛け処理の後のいずれかに個々のブロックを用いることができる。次に、位相調整値ｐ×ｋが計算されて、位相調整器１８０６に入力される。位相調整器は、ブロック内の各サンプルに対して調整値を適用する。さらに、係数ｋは、帯域幅拡張係数に等しい。例えば、係数２による帯域幅拡張を得ようとする時には、ブロック抽出器１８００により抽出されたブロックについて計算された位相ｐに係数２が掛けられ、位相調整器１８０６においてブロックの各サンプルに適用される調整値は、２が掛けられたｐである。

実施形態において、単一のサブバンド信号は、複素サブバンド信号であり、ブロックの位相は、複数の方法で計算することができる。１つの方法は、ブロックの中央もしくは中央の周りにおけるサンプルを採り、そしてこの複素サンプルの位相を計算することである。

図９においては、位相調整器が窓処理器に続いて動作するように示されたが、ブロック調整器により抽出されたブロックに位相調整が行われ、その後窓掛け操作が行われるようにこれら２つのブロックは相互に交換可能である。両方の操作、即ち、窓掛け処理と位相調整とは、実数値もしくは複素数値の乗算であり、これら２つの操作は、それ自体、位相調整乗算係数および窓掛け係数である複素乗算係数を用いた単一の操作にまとめることができる。

位相調整されたブロックは、重複／加算および振幅較正ブロック１８０８に入力される。窓掛け処理され、かつ位相調整されたブロックが重複−加算される。しかし、重要なことは、ブロック１８０８におけるサンプル／ブロック進行値は、ブロック抽出器１８００において用いられる値と異なるということである。特に、ブロック１８０８におけるサンプル／ブロック進行値は、ブロック１８０８により出力される信号の時間伸長が得られるようにブロック１８００において用いられる値ｅよりも大きくなっている。こうして、ブロック１８０８によって出力される処理済みサブバンド信号は、ブロック１８００に入力されるサブバンド信号よりも長い長さを持っている。２倍の帯域幅拡張を得ようとする時、ブロック１８００における対応する値の２倍のサンプル／ブロック進行値が用いられる。これにより、係数が２の時間伸長となる。しかしながら、他の時間伸長係数が必要な場合は、ブロック１８０８の出力が必要な時間長をもつように他のサンプル／ブロック進行値を用いることができる。実施形態においては、ｍ＝０での１つのサンプルのみがその位相のｋ（又は、Ｔ）倍をもつよう修正され得る。この実施形態において、このことは、ブロック全体について有効ではない。他のサンプルでは、図１３のブロック１４３に示されるような例とは修正は異なり得る。

重複の問題に対する取り組みとして、ブロック１８００及び１８０８における異なる重複の問題に取り組むために、好ましくは振幅較正が行われる。ただし、この振幅較正を窓処理器／位相調整器の乗算係数に導入することも可能であるが、振幅較正は、重複／処理に引き続いて行うこともできる。

ブロック長が１２で、ブロック抽出器におけるサンプル／ブロック進行値が１である上記例において、重複／加算ブロック１８０８についてのサンプル／ブロック進行値は、係数が２の帯域幅拡張が行われるとき、２となる。これでは、依然として、５つのブロックが重複することとなる。係数が３の帯域幅拡張を行うときには、ブロック１８０８により用いられるサンプル／ブロック進行値が３になることになり、その重複は３の重複に低下する。４倍の帯域幅拡張を行なうときには、重複／加算ブロック１８０８は、４のサンプル／ブロック進行値を用いねばならないが、依然として２つのブロックよりも多くの重複となる。

加えて、フィルタバンクチャンネルに依存する位相較正は位相調整器に入力される。好ましくは、位相較正値が、位相計算器により決定されるような信号−依存調整位相値と、信号−非依存の（しかし、フィルタバンクチャンネル番号依存である）位相較正との組み合わせである、単一の位相較正操作が行われる。

図８は、元のコア復号器信号よりも高い帯域幅を有する帯域幅拡張オーディオ信号を生成するための装置の帯域幅拡張であって、いくつかのＱＭＦ分析フィルタバンク８９ａないし８９ｃが用いられる実施形態を示すが、単一の分析フィルタバンクのみが用いられるさらなる実施形態が図１０及び図１１に関して記載されている。さらに、コア符号器についてのＱＭＦ分析８９ｄは、合流器８５が合成フィルタバンクを備えるときに必要となるだけであるということが、図８に関して概説されるものである。但し、低帯域信号との合流が時間領域で生じるときには、ＱＭＦ分析８９ｄは必要ではない。

さらに、合流器８５は、包絡線調整器、または、基本的に、高周波再構成器に入力された信号を、送信された高周波数再構成パラメータに基いて処理するための高周波数再構成プロセッサをさらに備え得る。これら再構成パラメータは、包絡線調整パラメータ、雑音付加パラメータ、逆フィルタリングパラメータ、欠落高調波パラメータ、又は他のパラメータを含み得る。これらパラメータの用法及びパラメータ自体、並びに包絡線調整を行うための応用の方法、又は一般に、帯域幅拡張信号の生成は、スペクトル帯域複製（ＳＢＲ）ツールに専用のＩＳＯ／ＩＥＣ１４４９６−３：２００５（Ｅ）、セクション４．６．８において記述されている。

しかし、あるいは、合流器８５は、合成フィルタバンクと、フィルタバンク領域よりはむしろ時間領域におけるＨＦＲパラメータを用いて信号を処理するための、合成フィルタバンクに続くＨＦＲプロセッサとを備えることが可能であり、ＨＦＲプロセッサが合成フィルタバンクの前に設置される。

さらに、図８を考察すると、間引き機能をＱＭＦ分析に続いて適用することもできる。同時に、各転換分岐について個別に示されている、９２ａないし９２ｃで示される時間伸長機能を、単一の操作で３つの分岐のすべてに対して一緒に行うこともできる。

図１０は、さらなる実施形態に従って、低帯域入力信号１００から帯域拡張されたオーディオ信号を生成するための装置を示している。この装置は、分析フィルタバンク１０１、サブバンド式非線形サブバンドプロセッサ１０２ａ、１０２ｂ、続いて接続された包絡線調整器１０３、又は、一般に言えば、例えばパラメータライン１０４で入力されるような高周波数再構成パラメータで動作する高周波数再構成プロセッサを備える。図１０又は図１１の非線形サブバンドプロセッサ１０２ａ、１０２ｂは、図８におけるブロック８２に類似するパッチ生成器である。包絡線調整器、一般に言う高周波数再構成プロセッサは、各サブバンドチャンネルについての個々のサブバンド信号を処理し、各サブバンドチャンネルについて処理されたサブバンド信号を合成フィルタバンク１０５に入力する。合成フィルタバンク１０５は、例えば、図８に示されるＱＭＦ分析バンク８９ｄにより生成されるような低帯域コア復号器信号のサブバンド表現を低チャンネル入力信号として受信する。実施によっては、図１０における分析フィルタバンク１０１の出力から低帯域を取り出すこともできる。転換されたサブバンド信号は、高周波数再構成を行う合成フィルタバンクのより高いフィルタバンクチャネルに供給される。

フィルタバンク１０５は、最後に、転換係数が２，３，４の帯域拡張を含む転換器出力信号を出力し、ブロック１０５による出力信号はもはや、クロスオーバ周波数、すなわちＳＢＲまたはＨＦＲ生成信号成分の最も低い周波数に対応するコア符号器信号の最も高い周波数に限定された帯域幅ではない。

図１０の実施形態において、分析フィルタバンクは、２倍のオーバサンプリングを行い、ある分析サブバンド間隔１０６をもっている。合成フィルタバンク１０５は、この実施形態においては、図１１において後述するような転換寄与に帰着する分析サブバンド間隔の２倍の大きさを有する合成サブバンド間隔１０７をもっている。

図１１は、図１０における非線形サブバンドプロセッサ１０２ａの好適な実施形態についての詳細な実施を示している。図１１に示される回路は、単一のサブバンド信号１０８を入力として受け取り、これは、３つの「分岐」において処理される。上側分岐１１０ａは、転換係数が２の転換用である。図１１において１１０ｂで示される中央の分岐は、転換係数が３の転換用のものであり、図１１における下側の分岐は、転換係数が４の転換用のものであり参照番号１１０ｃにより示されている。しかし、分岐１１０ａについて、図１１の各処理要素により得られる実際の転換は１にすぎない（即ち、転換なし）。中央の分岐１１０ｂについて図１１に示される処理要素により得られる実際の転換は、１．５に等しく、下側分岐１１０ｃについての実際の転換は２に等しい。このことは、転換係数Ｔが示されている図１１の左側への括弧書きの番号により示されている。１．５及び２の転換は、分岐１１０ｂ、１１０ｃにおける間引き操作及び重複−加算プロセッサによる時間伸長処理を有することにより得られる第１の転換寄与を表している。第２の寄与、即ち、転換の２倍処理は、分析フィルタバンクのサブバンド間隔の２倍である合成サブバンド間隔１０７を有する合成フィルタバンク１０５により得られる。従って、合成フィルタバンクは、合成サブバンド間隔の２倍をもつので、いずれの間引き機能も分岐１１０ａにおいては生じない。

しかしながら、１．５による転換を得るために、分岐１１０ｂは間引き機能をもっている。合成フィルタバンクが分析フィルタバンクの物理的サブバンド間隔の２倍を有するという事実により、図１１の第２の分岐１１０ｂについてのブロック抽出器の左側に示すように転換係数３が得られる。

同様に、第３の分岐は、転換係数２に対応する間引き機能を有し、分析フィルタバンク及び合成フィルタバンクにおける異なるサブバンド間隔の最終的な寄与は、最終的に第３の分岐１１０ｃの転換係数４に対応する。

特に、各分岐は、ブロック抽出器１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃを有し、これらブロック抽出器の各々は図９のブロック抽出器１８００と同じようなものであってもよい。さらに、各分岐は、位相計算器１２２ａ、１２２ｂ及び１２２ｃを有し、この位相計算器は、図９の位相計算器１８０４と同じようなものであってもよい。さらに、各分岐は位相調整器１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃを有し、この位相調整器は、図９の位相調整器１８０６と同じようなものであってもよい。さらに、各分岐は、窓処理器１２６ａ、１２６ｂ、１２６ｃを有し、これら窓処理器の各々は図９の窓処理器１８０２と同じようなものであってもよい。それにもかかわらず、窓処理器１２６ａ、１２６ｂ、１２６ｃは、いくつかの「ゼロ詰め」とともに矩形窓を適用するようにも構成され得る。図１１の実施形態における各分岐１１０ａ、１１０ｂ、１１０ｃからの転換又はパッチ信号は、加算器１２８に入力され、加算器１２８は、各分岐からの寄与を現在のサブバンド信号に加算し、加算器１２８の出力でいわゆる転換ブロックを最終的に得る。次に、重複−加算器１３０における重複−加算処理が行われるのであるが、重複−加算器１３０は、図９の重複／加算ブロック１８０８と同じようなものであってもよい。重複−加算器は、重複−加算進行値２・ｅ（ここで、ｅは、ブロック抽出器１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃの重複−進行値又は「ストライド値」である）を適用し、重複−加算器１３０が、図１１の実施形態においては、チャンネルｋ、即ち、現在観察されているサブバンドチャンネルについての単一のサブバンド出力である転換された信号を出力する。図１１において示される処理は、各分析サブバンドについて又はあるグループの分析サブバンドについて行われ、図１０において示されるように、転換されたサブバンド信号は、ブロック１０３によって処理された後で合成フィルタバンク１０５に入力されて、図１０において示される転換出力信号をブロック１０５の出力で最終的に得る。

ある実施形態においては、第１の転換分岐１１０ａのブロック抽出器１２０ａは、１０個のサブバンドサンプルを抽出し、その後これら１０個のＱＭＦサンプルを極座標に変換する。次に、この出力は、後述するような図１３のブロック１４３と定義される。位相調整器１２４ａにより生成されるこの出力は、窓処理器１２６ａに送られ、それから窓処理器１２６ａは、ブロックの最初及び最後の値についてのゼロにより出力を拡張する。この操作は、長さ１０の矩形窓での（合成）窓処理に等しい。分岐１１０ａにおけるブロック抽出器１２０ａは、間引きを行わない。したがって、ブロック抽出器によって抽出されたサンプルは、それらが抽出されたのと同じサンプル間隔で抽出されたブロックにマッピングされる。

しかしながら、これは、分岐１１０ｂ及び１１０ｃについてのものとは異なる。ブロック抽出器１２０ｂは、好ましくは８つのサブバンドサンプルのブロックを抽出し、それら８つのサブバンドサンプルを、抽出されたブロック内において異なるサブバンドサンプル間隔にて分配する。抽出されたブロックについての非整数サブバンドサンプル入力は、内挿により得られ、こうして得られたＱＭＦサンプルは、内挿サンプルとともに極座標に変換されて、図１３のブロック１４３における表現と同様の表現となるように位相調整器１２４ｂにより処理される。次に、ここでも、窓処理器１２６ｂにおける窓掛け処理が、最初の２つのサンプルと最後の２つのサンプルについてのゼロにより位相調整器１２４ｂにより出力されるブロックを拡張するために行われ、その処理は、長さ８の矩形窓での（合成）窓掛け処理に等しい。

ブロック抽出器１２０ｃは、６個のサブバンドサンプルの時間範囲を持つブロックを抽出するよう構成され間引き係数２の間引きを行い、ＱＭＦサンプルの極座標への変換を行い、そして図１３のブロック１４３に含まれるものと同様の表現を得るために、位相調整器１２４ｂにおいて再度操作を行い、その出力は、ここでは最初の３つのサブバンドサンプル及び最後の３つのサブバンドサンプルについてのゼロによりここでも拡張される。この操作は、長さ６の矩形窓での（合成）窓掛け処理と等しい。

各分岐の転換出力は、ついで加算器１２８により加算されて組み合わされたＱＭＦ出力を形成し、組み合わされたＱＭＦ出力は最終的にブロック１３０において重複−加算処理を用いて重畳される。ここで、重複−加算進行又はストライド値は、上述したようにブロック抽出器１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃのストライド値の２倍である。

続いて、好適な位相較正を決定するための異なる実施形態を図１２を参照して説明する。１５１で示される実施形態においては、分析／合成フィルタバンク対の対称的な状況が存在し、位相較正Δθ_ｎは、転換係数Ｔに依存する第１の項１５１ａ及びチャンネル番号ｎ、即ち図１１における表記ｋに依存する第２の項１５１ｂを有する。

この実施形態において、位相調整器は、図１１でΩ（ｋ）として示される、項１５１ｂに従ってフィルタバンクチャンネルに依存するのみならず項１５１ａに示されるように転換係数Ｔにも依存し得る値Δθ_ｎを用いて位相較正を適用するよう構成されている。但し、重要なことに、位相較正は実際のサブバンド信号には依存しない。この依存性は、ブロック１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｂを参照して説明されるようなボコーダ転換のための位相計算器によるものであるが、位相較正、即ち「複素出力利得Ω（ｋ）」は、サブバンド信号非依存である。

図１２の１５２に示されるようなさらなる実施形態において、位相回転の非対称的分布が生じる。位相回転は、時間軸にそって分析フィルタバンク入力サンプルのブロックをシフトするのに、及び合成フィルタバンクの出力値を同様に時間軸に沿ってシフトするのに用いられる。位相回転の値は、Ψ_ｎによって示される。位相回転の非対称分布を伴う場合において実際に用いられた位相較正はΔθ_ｎについて示され、ここでも、転換係数依存項１５２ａ及びサブバンドチャンネル依存項１５２ｂが存在する。

１５３にて示された本発明のさらに好適な実施形態は、図１１に示される位相較正項Δθ_ｎ又はΩ（ｋ）はサブバンドチャンネルにのみ依存して、転換係数にはもはや依存しないという点で、実施形態１５１および１５２を上回る利点をもっている。この有利な状況は、位相較正の転換−依存項を消失させるために、分析フィルタバンクに位相回転の特定の応用を与えることにより得ることができる。特定のフィルタバンク実施についてのある実施形態において、この値は、図１２に示されるΔθ_ｎに等しくなる。但し、他のフィルタバンク設計については、Δθ_ｎの値は変動し得る。図１２は、３８５／１２８の定数係数を示しているが、この係数は状況により２から４まで変動し得る。さらに、３８５／１２８から離れる他の値を用いることができ、この値が最適である特定のフィルタバンク設計についてこの値からの偏位は、ある程度は無視可能な、転換係数に対するわずかな依存性となるに過ぎないであろうことが概説される。

図１３は、各転換分岐１１０ａ、１１０ｂ、１１０ｃにより行われたステップ系列を示している。ステップ１４０において、抽出されたブロックについてのサンプルｍは、ブロック１２０ａにおけるような純粋のサンプル抽出によって、又はブロック１２０ｂ、１２０ｃにおけるように間引きを行うことによって、のいずれかによって、及びおそらくブロック１２０ｂの背景において示されるような内挿によっても求められる。ついで、ステップ１４１において、各サンプルの振幅ｒ及び位相Φが算出される。ブロック１４２において、図１１における計算器１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃは、ブロックについてある振幅と位相とを計算する。好適な実施形態において、抽出され、間引きされ及び内挿された可能性のあるブロックの中央における値の振幅値及び位相は、ブロックについての位相として及びブロックの振幅として計算される。但し、各ブロックについての位相及び振幅を求めるために、ブロックの他のサンプルを採ることもできる。その代替として、ブロック中のすべてのサンプルの振幅と位相を足し合わせることにより、及び結果として生じる値をブロック中のサンプルの数で割り算することにより求められる、各ブロックの平均化振幅又は平均化位相でさえもブロックの位相及び振幅として用いることができる。但し、図１３における実施形態においては、ブロックについての振幅及び位相として指標ゼロでのブロックの中央におけるサンプルの振幅及び位相を用いるのが好ましい。次に、調整されたサンプルは、第１項目として本発明の位相較正Ω（複素数）を用いて、第２項目（但し、なくてもよい）として振幅補正を用いて、第３項目として（Ｔ−１）・Φ（０）に対応するブロック１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃにより計算された信号依存位相値を用いて、及びブロック１４３に示されるような第４項目として実際に考察されたサンプルΦ（ｍ）の実際の位相を用いて、位相調整器１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃによって計算される。

図１４ａ及び図１４ｂは、図１２における実施形態についての分析フィルタバンクについての２つの異なる変調機能を示している。図１４ａは、転換係数に依存する位相較正を必要とする分析フィルタバンクについての変調を示している。フィルタバンクのこの変調は、図１２における実施形態１５３に対応している。

別の実施形態は、転換係数−依存位相較正が位相回転の非対称分布に因り適用される実施形態１５２に対応する図１４ｂにおいて示されている。特に、図１４ｂは、参照によりここに組み込まれているＩＳＯ／ＩＥＣ１４４９６−３、セクション４．６．１８．４．２における複素ＳＢＲフィルタバンクと整合する特定の分析フィルタバンク変調を示している。

図１４ａと図１４ｂを比較すると、余弦値と正弦値の計算について位相回転の量が、図１４ｂの最後の２つの項及び図１４ａの最後の項において異なっていることが明らかになる。

ある実施形態は、帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成する装置であって、入力オーディオ信号から１つ又は複数のパッチ信号を生成するパッチ生成器を備え、パッチ信号が、異なるパッチのパッチ中心周波数又は入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数を有し、パッチ生成器は、入力オーディオ信号と１つ又は複数のパッチ信号との間の時間的不整列又は異なるパッチ信号間の時間的不整列を低減又は除去するように１つ又は複数のパッチ信号を生成するよう構成され、又はパッチ生成器は時間伸長機能内でフィルタバンク−チャンネル依存位相較正を行うよう構成されている。

さらなる実施形態においては、パッチ生成器が、複数のパッチャを含み、各パッチャが間引き機能、時間伸長機能、及び時間的不整列を低減又は除去するためにパッチ信号に対して時間的較正を適用するためのパッチ較正器を有している。

さらなる実施形態においては、インパルス状の信号が処理されるときに、その処理により得られるパッチ信号の重心が時間的に互いに整列するように時間遅延が記憶され選択されるように、パッチ生成器が構成される。

さらなる実施形態においては、不整列を低減又は除去するためのパッチ生成器によって適用された時間遅延は、固定的に記憶され及び処理された信号に非依存である。

さらなる実施形態においては、時間伸長器が、抽出進行値を用いるブロック抽出器、窓処理器／位相調整器、及び抽出進行値とは異なる重複−加算進行値を有する重複−加算器を備える。

さらなる実施形態においては、不整列を低減又は除去するために適用された時間遅延は抽出進行値、重複−加算進行値又はそれら両方の値に依存している。

さらなる実施形態においては、時間伸長器は、分析フィルタバンクの異なるチャンネル番号を有する少なくとも２つの異なるチャンネルについてのブロック抽出器、窓処理器/位相調整器、及び重複／加算器を備え、少なくとも２チャンネルの各々についての窓処理器／位相調整器は各チャンネルごとに位相調整を行うよう構成され、その位相調整は、チャンネル番号に依存している。

さらなる実施形態においては、位相調整器は、サンプル値ブロックのサンプル値に対して位相調整を行うよう構成され、この位相調整は、時間伸長量及びブロックの実際の位相に依存する位相値と、チャンネル番号に依存する信号非依存の位相値との組み合わせになっている。

装置の場合においてのいくつかの局面を記載したが、これら局面は、ブロック又はデバイスが方法ステップ又は方法ステップの特徴に対応するような対応の方法の記載をも表すものであることは明らかである。同様に、方法の場合において記載された局面は、対応する装置の対応するブロックもしくは項目又は特徴の記載をも表している。

本発明の符号化オーディオ信号は、デジタル記憶媒体に記憶することもできるし、又はインターネットのような、有線伝送媒体もしくは無線伝送媒体のような伝送媒体で送信することが可能である。

実施要件によっては、本発明の実施形態は、ハードウェア又はソフトウェアにおいて実施可能である。そのような実施は、それぞれの方法が行われるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協同する（又は協同し得る）電気的に読み取り可能な制御信号を記憶させるデジタル記憶媒体、例えば、フロッピーディスク、ＤＶＤ、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、又はフラッシュメモリを用いて行うことが可能である。

本発明によるいくつかの実施形態は、ここで記述された方法の内の１つを行うように、プログラム可能なコンピュータシステムと協働し得る電気的に読み取り可能な制御信号を有するデータキャリアを含む。

一般的に、本発明の実施形態は、コンピュータプログラムがコンピュータで実行されるときに、方法の内の１つを行う動作が可能なプログラムコードを持つコンピュータプログラム製品として実施することが可能である。プログラムコードは、例えば、マシン可読キャリアに記憶され得る。

他の実施形態は、マシン可読キャリアに記憶された、ここで記述された方法の内の１つを行うコンピュータプログラムを含む。

言い換えると、本発明の方法の実施形態は、それゆえにコンピュータプログラムがコンピュータで実行されるときに、ここで記述された方法のうちの１つを行うためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

よって、本発明の方法のさらなる実施形態は、ここで記述された方法のうちの１つを行うためのコンピュータプログラムを記憶して成るデータキャリア（デジタル記憶媒体、又はコンピュータ可読媒体）である。

よって、本発明の方法のさらなる実施形態は、ここで記載された方法のうちの１つを行うためのコンピュータプログラムを表すデータ流または信号系列である。このデータストリーム又は信号系列は、例えば、インターネットを介したデータ通信接続を介して転送されるよう構成され得る。

さらなる実施形態は、ここで記述された方法のうちの１つを行うよう構成されるか又は適合する処理手段、例えば、コンピュータ、即ち、プログラム可能な論理デバイスを含む。

さらなる実施形態は、ここで記述された方法のうちの１つを行うためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを含む。

いくつかの実施形態において、プログラム可能な論理デバイス（例えば、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ）を、ここで記述された方法のうちの機能のいくつか又はすべてを行うよう使用し得る。いくつかの実施形態においては、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイは、ここで記述された方法のうちの１つを行うために、マイクロプロセッサと協同し得るものである。一般に、これらの方法は、好ましくは、何らかのハードウェア装置により行われる。

上述した実施形態は、単に本発明の原理を例示するに過ぎない。構成の変更及び変形、並びにここに記述された詳細は、当業者にとっては明白であると考える。従って、本発明は、ここでの実施形態の記述及び説明により表される特定の細部によるのではなく、付随する特許請求の範囲によってのみ限定されるべきであることが意図される。

文献：
[1] J. L. Flanagan and R. M. Golden, Phase Vocoder, The Bell System Technical Journal, November 1966, pp 1394 -1509
[2] United States Patent 6549884 Laroche, J. & Dolson, M.: Phase-vocoder pitch-shifting
[3] J. Laroche and M. Dolson, New Phase-Vocoder Techniques for Pitch-Shifting, Harmonizing and Other Exotic Effects, Proc. IEEE Workshop on App. of Signal Proc. to Signal Proc. to Audio and Acous., New Paltz, NY 1999.
[4] Frederik Nagel, Sascha Disch, A harmonic bandwidth extension method for audio codecs, ICASSP, Taipei, Taiwan, April 2009
[5] Frederik Nagel., Sascha Disch and Nikolaus Rettelbach, A phase vocoder driven bandwidth extension method with novel transient handling for audio codecs, 126th AES Convention, Munich, Germany, May 7-10, 2009

Claims (20)

1. 帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成するための装置において、
   異なるパッチのパッチ中心周波数、又は前記入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数を有する１つもしくは複数のパッチ信号を前記入力信号から生成するためのパッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）を備え、
   前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）は、分析フィルタバンク（１０１）からのサブバンド信号の時間伸長（９０ａ、９０ｂ、９０ｃ；１８０８；１３０）を行うよう構成されており、
   前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）は、前記サブバンド信号の位相を、フィルタバンク−チャンネル依存の位相較正（１５１、１５２、１５３）を用いて調整するための位相調整器（１８０６、１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ）を備える装置。
2. 前記位相調整器（１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ、１８０６）は、前記フィルタバンク（１０１、１０５）の設計により導入された信号の振幅変動が低減もしくは除去されるように、位相較正（１５１、１５２、１５３）を選択するよう構成されている、請求項１に記載の装置。
3. 前記位相調整器（１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ、１８０６）は、前記サブバンド信号非依存の位相較正（１５１、１５２、１５３）を適用するよう構成されている請求項１又は２に記載の装置。
4. 前記位相調整器（１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ、１８０６）は、適用された転換係数（１４３）に依存する信号依存の位相較正をさらに適用するよう構成されている、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
5. 前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）は、ブロック式処理を行うよう構成され、
   ブロック進行値（ｅ）を用いて、前記サブバンド信号からの値の後続のブロックを抽出するためのブロック抽出器（１８００、１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ）と、
   前記位相調整器（１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ、１８０６）と、
   時間伸長を得るために前記ブロック進行値（ｅ）よりも大きいブロック進行値（ｋ・ｅ）を適用するよう構成されている重複加算プロセッサ（１８０８、１３０）とを備える、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
6. 前記ブロック抽出器（１２０ｂ、１２０ｃ）は、前記転換係数Ｔに依存する間引き操作をさらに行い、非整数間引き操作の場合に内挿を行うよう構成されている請求項５に記載の装置。
7. 前記位相調整器（１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ、１８０６）は、ｋがフィルタバンクチャンネルを示し、Ｃが２と４の間の実数であるとして、下記数式
   πC(k + 1/2)
   を含む位相較正（１５３）を適用するよう構成されている、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
8. 前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）が、窓関数を用いてブロックに窓掛け処理をするための窓処理器（１２６ａ、１２６ｂ、１２６ｃ、１８０２）をさらに備える、請求項５に記載の装置。
9. 少なくとも２つの転換係数Ｔを用いて帯域幅拡張を行うよう構成される装置であって、前記パッチ生成器が、
   第１の転換係数について
   ブロック進行値を用いて、かつ第１の間引き係数を用いる第１の間引きを用いて、もしくは用いないで抽出処理（１２０ａ、１２０ｂ）を行い、
   サブバンドサンプルブロックのサンプルを位相調整し、
   前記位相調整されたブロックに、ある長さになるようゼロ詰めをして第１の転換信号を得、
   第２の転換係数について
   ブロック進行値を用いて、かつ第１の間引きがなされた時の前記第１の間引き係数よりも大きな第２の間引き係数を用いる間引きを用いてサブバンドサンプルのブロックを抽出し、
   前記サブバンドサンプルブロックのサンプルを位相調整し、
   前記位相調整されたブロックに、ある長さになるようゼロ詰めをして、第２の転換された信号を得、
   前記第１及び第２の転換された信号をサンプル毎に加算（１２８）して、転換ブロックを得、
   前記ブロック進行値よりも大きい進行値を用いて連続する転換ブロックを重複加算（１３０）して、転換されたサブバンド信号を得るよう構成されている、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
10. 調整されたサブバンド信号を得るために、前記サブバンド信号に適用された位相較正に引き続くサブバンド信号に高周波数再構成パラメータ（１０４）を適用するための高周波数再構成プロセッサ（１０３）をさらに備える、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
11. 前記分析フィルタバンク（１０１）のサブバンド間隔よりも大きなサブバンド間隔を有する合成フィルタバンク（１０５）をさらに備える、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
12. 前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）が低帯域信号から前記サブバンド信号を生成するための分析フィルタバンク（１０１）を備え、前記分析フィルタバンク（１０１）が、位相回転処理を有する直交鏡像フィルタバンクであり、前記位相較正が前記転換係数に依存するものである、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
13. 前記分析フィルタバンク（１０１）がＱＭＦフィルタバンクであり、前記位相較正（１５３）が前記１つ又は複数のパッチ化信号を生成するのに用いられる転換係数に依存しないように位相回転処理を適用するよう構成されている、請求項１ないし１１のうちの１項に記載の装置。
14. 前記パッチ生成器が、時間伸長器（９２ａ）を備え、前記時間伸長器（９２ａ）が抽出進行値を用いたブロック抽出器を備える、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
15. 前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）が、時間伸長器（９２ａ）を備え、前記時間伸長器（９２ａ）が、分析フィルタバンクの異なるチャンネル番号を有する少なくとも２つの異なるチャンネルについてのブロック抽出器、窓処理器又は位相調整器及び重複−加算器を備え、
    前記少なくとも２チャンネルの各々についての前記窓処理器又は位相調整器が、各チャンネルについて、前記チャンネル番号に依存する位相調整を適用するよう構成されている、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
16. 前記位相調整器が、位相調整をサンプリング値ブロックのサンプリング値に適用するよう構成され、前記位相調整は、前記位相較正として、時間伸長量及びブロックの実際の位相に依存する位相値と、前記チャンネル番号に依存する信号非依存位相値との組み合わせである、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
17. 前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）が、前記入力オーディオ信号と前記１つ又は複数のパッチ信号の間の時間的不整列、又は異なるパッチ信号間の時間的不整列を低減又は除去するように前記１つ又は複数のパッチ信号を生成するよう構成されている、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
18. 前記パッチ生成器（８２、１０２ａ、１０２ｂ）が、複数のパッチャ（８７ａ、８７ｂ、８７ｃ、１１０ａ、１１０ｂ、１１０ｃ）を備え、少なくとも１つのパッチャが、間引き機能、時間伸長機能及び時間的不整列を低減又は除去するために前記パッチ信号に時間較正を適用するためのパッチ生成器を有する、先行する請求項のうちの１項に記載の装置。
19. 帯域幅拡張オーディオ信号を、入力信号から生成する方法であって、
    異なるパッチのパッチ中心周波数、又は前記入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数を有する１つもしくは複数のパッチ信号を前記入力オーディオ信号から生成する処理（８２、１０２ａ、１０２ｂ）を含み、
    分析フィルタバンク（１０１）からのサブバンド信号の時間伸長処理（９０ａ、９０ｂ、９０ｃ；１８０８；１３０）が行われ、
    前記サブバンド信号の位相がフィルタバンク−チャンネル依存の位相較正（１５１、１５２、１５３）を用いて調整される（１８０６、１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ）方法。
20. コンピュータにおいて実行されるときに、請求項１９に記載の方法を行うためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
    
    

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