JP2013200281A

JP2013200281A - Magnetic sensor circuit

Info

Publication number: JP2013200281A
Application number: JP2012070209A
Authority: JP
Inventors: Toru Takeda; 田徹武
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2012-03-26
Filing date: 2012-03-26
Publication date: 2013-10-03

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a magnetic sensor circuit capable of improving detection accuracy.SOLUTION: A magnetic censor circuit has a second constant current source which includes; a first MOS transistor having one terminal connected to a power supply; a third resistor connected between the other terminal of the first MOS transistor and the ground; a second MOS transistor which has one terminal connected to the power supply and the gate connected to the gate of the first MOS transistor and outputs second constant current from the other terminal thereof; and a second operational amplifier which controls gate voltage at the gates of the first and second MOS transistors such that the voltage at the other terminal of the first MOS transistor is equal to the output voltage of the second MOS transistor. The magnetic sensor circuit is supplied with the second constant current and has a Hall element for detecting magnetic field. The third resistor includes a first combination resistor having a positive temperature coefficient and a second combination resistor having a negative temperature coefficient connected in parallel.

Description

磁気センサー回路に関する。 The present invention relates to a magnetic sensor circuit.

従来のＳｉホール素子を用いた磁気センサー回路は、応力を受けるとピエゾ・ホール効果によりＳｉホール素子の感度が変化する。 When a conventional magnetic sensor circuit using a Si Hall element receives stress, the sensitivity of the Si Hall element changes due to the piezoelectric Hall effect.

特に、樹脂モールドされた半導体チップに発生する応力は、樹脂の吸湿状態により大きく変化し、また樹脂の粘弾性により、温度サイクルによっても変化する。このため、樹脂モールドされた磁気センサーの磁気感度も、同様に変動してしまう。 In particular, the stress generated in the resin-molded semiconductor chip varies greatly depending on the moisture absorption state of the resin, and also varies depending on the temperature cycle due to the viscoelasticity of the resin. For this reason, the magnetic sensitivity of the resin-molded magnetic sensor also varies similarly.

ピエゾ抵抗効果を用いて生じている応力を検出、デジタル化し、演算処理により応力の影響を補正する例はある。しかし、この場合、精度は高いが、デジタル処理を行うため、回路規模が非常に大きくなる。 There is an example in which the stress generated by using the piezoresistance effect is detected and digitized, and the influence of the stress is corrected by arithmetic processing. However, in this case, although the accuracy is high, the circuit scale becomes very large because digital processing is performed.

特開平７−２８０８４４号公報JP 7-280844 A

検出精度を向上することが可能な磁気センサー回路を提供する。 A magnetic sensor circuit capable of improving detection accuracy is provided.

実施形態に従った磁気センサー回路は、Ｓｉ基板上に構成された磁気センサー回路である。磁気センサー回路は、第１の定電流を出力部から出力する第１の定電流源を備える。磁気センサー回路は、前記第１の定電流源の前記出力部と接地との間に接続された第２の抵抗を備える。磁気センサー回路は、前記第１の定電流源の前記出力部に入力部が接続され、利得が設定値に設定され、出力部から出力電圧を出力するアンプを備える。磁気センサー回路は、第２の定電流に比例した電流が流れる第３の抵抗と、前記第３の抵抗に生じる電圧が前記出力電圧に等しくなるように前記第２の定電流を出力する第２の定電流源と、
前記第２の定電流が供給され、磁場を検出するホール素子を備える。前記第３の抵抗は、正の温度係数を有する第１の合成用抵抗と、負の温度係数を有する第２の合成用抵抗とを含む。 The magnetic sensor circuit according to the embodiment is a magnetic sensor circuit configured on a Si substrate. The magnetic sensor circuit includes a first constant current source that outputs a first constant current from the output unit. The magnetic sensor circuit includes a second resistor connected between the output unit of the first constant current source and the ground. The magnetic sensor circuit includes an amplifier having an input unit connected to the output unit of the first constant current source, a gain set to a set value, and an output voltage output from the output unit. The magnetic sensor circuit outputs the second constant current so that a third resistor through which a current proportional to a second constant current flows and a voltage generated in the third resistor equal to the output voltage. A constant current source of
The second constant current is supplied, and a Hall element that detects a magnetic field is provided. The third resistor includes a first combining resistor having a positive temperature coefficient and a second combining resistor having a negative temperature coefficient.

図１は、第１の実施形態に係る磁気センサー回路１の構成の一例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the magnetic sensor circuit 1 according to the first embodiment. 図２は、第２の実施形態に係る磁気センサー回路２の構成の一例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the magnetic sensor circuit 2 according to the second embodiment. 図３は、第３の実施形態に係る磁気センサー回路３の構成の一例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the magnetic sensor circuit 3 according to the third embodiment. 図４は、第４の実施形態に係る磁気センサー回路４の構成の一例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the magnetic sensor circuit 4 according to the fourth embodiment.

以下、実施形態について図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings.

First embodiment

図１は、第１の実施形態に係る磁気センサー回路１の構成の一例を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the magnetic sensor circuit 1 according to the first embodiment.

図１に示す磁気センサー回路１は、図示しない面方位(１００) Ｓｉ基板（ウェハ）上に構成されている。なお、この面方位(１００) Ｓｉ基板（ウェハ）は、半導体集積回路に一般的に用いられている基板である。 The magnetic sensor circuit 1 shown in FIG. 1 is configured on a surface orientation (100) Si substrate (wafer) (not shown). The plane orientation (100) Si substrate (wafer) is a substrate generally used for semiconductor integrated circuits.

図１に示すように、この磁気センサー回路１は、第１の定電流源ＩＳ１と、第２の抵抗（応力検出抵抗Ｒｎ１）Ｒ２と、非反転アンプＡ１と、ホール素子Ｈと、を備える。 As shown in FIG. 1, the magnetic sensor circuit 1 includes a first constant current source IS1, a second resistor (stress detection resistor Rn1) R2, a non-inverting amplifier A1, and a Hall element H.

第１の定電流源ＩＳ１は、ピエゾ抵抗効果を有する第１の抵抗（電流センス抵抗Ｒｐ１）Ｒ１を含む。この第１の定電流源ＩＳ１は、第１の抵抗Ｒ１に出力電流に比例した電流を流し、第１の抵抗R1に生じる電圧が制御電圧と等しくなるように第１の定電流を出力部Ｔｏｕｔ１から出力するようになっている。 The first constant current source IS1 includes a first resistor (current sense resistor Rp1) R1 having a piezoresistive effect. The first constant current source IS1 allows a current proportional to the output current to flow through the first resistor R1, and outputs the first constant current to the output unit Tout1 so that the voltage generated at the first resistor R1 is equal to the control voltage. To output.

例えば、図１に示すように、第１の定電流源ＩＳ１は、第１のＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ１と、第２のＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ２と、第１の抵抗Ｒ１と、第１の定電流源用オペアンプＯＰＩＳ１と、を含む。 For example, as shown in FIG. 1, the first constant current source IS1 includes a first MOS transistor (here, a pMOS transistor) Tr1, a second MOS transistor (here, a pMOS transistor) Tr2, and a first resistor. R1 and a first constant current source operational amplifier OPIS1.

第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１は、一端（ソース）が電源に接続されている。 One end (source) of the first MOS transistor Tr1 is connected to a power source.

第１の抵抗Ｒ１は、第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１の他端（ドレイン）と接地との間に接続されている。 The first resistor R1 is connected between the other end (drain) of the first MOS transistor Tr1 and the ground.

この第１の抵抗Ｒ１は、電流センス抵抗Ｒｐ１であり、例えば、ポリシリコン抵抗である。 The first resistor R1 is a current sense resistor Rp1, for example, a polysilicon resistor.

第２のＭＯＳトランジスタＴｒ２は、一端（ソース）が電源に接続され、他端（ドレイン）が第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１に接続され、ゲートが第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。 The second MOS transistor Tr2 has one end (source) connected to the power supply, the other end (drain) connected to the output unit Tout1 of the first constant current source IS1, and the gate connected to the gate of the first MOS transistor Tr1. It is connected.

なお、第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１と第２のＭＯＳトランジスタＴｒ２とのミラー比は、Ｍ１である。
第１の定電流源用オペアンプＯＰＩＳ１は、反転入力端子が入力部Ｔｉｎ１に接続され、非反転入力端子が第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１の他端（ドレイン）に接続され、出力が第１および第２のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートに接続されている。 The mirror ratio between the first MOS transistor Tr1 and the second MOS transistor Tr2 is M1.
The first constant current source operational amplifier OPIS1 has an inverting input terminal connected to the input unit Tin1, a non-inverting input terminal connected to the other end (drain) of the first MOS transistor Tr1, and outputs of the first and second output terminals. Are connected to the gates of the MOS transistors Tr1 and Tr2.

この第１の定電流源用オペアンプＯＰＩＳ１は、第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１の他端（ドレイン）の電圧が制御電圧Ｖｃｔｒｌと等しくなるように、第１および第２のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートに印加するゲート電圧を制御するようになっている。 The first constant current source operational amplifier OPIS1 is connected to the gates of the first and second MOS transistors Tr1 and Tr2 so that the voltage at the other end (drain) of the first MOS transistor Tr1 is equal to the control voltage Vctrl. The gate voltage to be applied is controlled.

第２の抵抗Ｒ２は、第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１と接地との間に接続されている。 The second resistor R2 is connected between the output unit Tout1 of the first constant current source IS1 and the ground.

この第２の抵抗Ｒ２は、第１の抵抗Ｒ１よりも大きいピエゾ抵抗効果を有する応力検出抵抗Ｒｎ１である。この場合、第２の抵抗Ｒ２は、例えば、n型拡散抵抗である。このn型拡散抵抗は、例えば、図１に示すように、Ｓｉ基板上において直列接続され互いに直行するように配置された２つの同じサイズのn型拡散抵抗を含む。この第２の抵抗Ｒ２は、第１の定電流ｉ１が流れて電圧降下を発生させ且つ磁気センサー回路１が構成されるSi基板に印加される応力に応じてピエゾ抵抗効果により抵抗値が変化する。例えば、図１に示す場合、第２の抵抗Ｒ２は、Si基板に引っ張り応力が加わると、抵抗値が下がり、一方、磁気センサー回路１に圧縮応力が加わると、抵抗値が上がる。 The second resistor R2 is a stress detection resistor Rn1 having a piezoresistance effect larger than that of the first resistor R1. In this case, the second resistor R2 is, for example, an n-type diffused resistor. The n-type diffused resistor includes, for example, two n-type diffused resistors of the same size arranged in series on the Si substrate so as to be orthogonal to each other, as shown in FIG. The resistance value of the second resistor R2 changes due to the piezoresistive effect in accordance with the stress applied to the Si substrate in which the magnetic sensor circuit 1 is generated by causing the first constant current i1 to flow and causing a voltage drop. . For example, in the case shown in FIG. 1, the resistance value of the second resistor R <b> 2 decreases when a tensile stress is applied to the Si substrate, while the resistance value increases when a compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 1.

非反転アンプＡ１は、第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１に入力部Ｔｉｎ２が接続され且つ利得すなわち帰還抵抗と入力抵抗との比（Ｒｆ／Ｒｓ）が設定値Ａに設定されたオペアンプＯＰを、含む。 The non-inverting amplifier A1 includes an operational amplifier OP in which the input unit Tin2 is connected to the output unit Tout1 of the first constant current source IS1 and the gain, that is, the ratio of feedback resistance to input resistance (Rf / Rs) is set to the set value A. including.

なお、設定値Ａは、磁気センサー回路１の磁気感度の応力依存が最小になるように設定される。 The set value A is set so that the stress dependence of the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 1 is minimized.

第２の定電流源ＩＳ２は、オペアンプＯＰの出力部Ｔｏｕｔ２から出力された出力電圧Ｖｃｔｒｌ２に応じて第２の定電流ｉ２を出力するようになっている。 The second constant current source IS2 outputs a second constant current i2 according to the output voltage Vctrl2 output from the output unit Tout2 of the operational amplifier OP.

この第２の定電流源ＩＳ２は、第３の抵抗Ｒｓｅｎを含む。そして、第２の定電流源ＩＳ２は、出力電圧Ｖｃｔｒｌ２に基づいて第３の抵抗Ｒｓｅｎに流れる電流に応じた第２の定電流ｉ２を、出力部Ｔｏｕｔ３から出力するようになっている。 The second constant current source IS2 includes a third resistor Rsen. The second constant current source IS2 outputs a second constant current i2 corresponding to the current flowing through the third resistor Rsen from the output unit Tout3 based on the output voltage Vctrl2.

例えば、第３の抵抗Ｒｓｅｎは、並列に接続された、正の温度係数を有する第１の合成用抵抗Ｒｎ２と、負の温度係数を有する第２の合成用抵抗Ｒｐ２とを含む。 For example, the third resistor Rsen includes a first composition resistor Rn2 having a positive temperature coefficient and a second composition resistor Rp2 having a negative temperature coefficient connected in parallel.

そして、第３の抵抗Ｒｓｅｎの温度係数はホール素子の温度依存性やVctrl2の温度依存性を相殺し、ホール素子の出力電圧の温度依存が最小になるように、第１の合成用抵抗Ｒｎ２の温度係数と第２の合成用抵抗Ｒｐ２の温度係数とが設定されている。 The temperature coefficient of the third resistor Rsen cancels the temperature dependency of the Hall element and the temperature dependency of Vctrl2, and the temperature of the output voltage of the Hall element is minimized so that the temperature dependency of the output voltage of the Hall element is minimized. A temperature coefficient and a temperature coefficient of the second combining resistor Rp2 are set.

例えば、第２の定電流源ＩＳ２は、第３のＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ３と、第４のＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ４と、第３の抵抗（センス抵抗）ＲＳｅｎと、第２の定電流源用オペアンプＯＰＩＳ２と、を含む。 For example, the second constant current source IS2 includes a third MOS transistor (here, a pMOS transistor) Tr3, a fourth MOS transistor (here, a pMOS transistor) Tr4, a third resistor (sense resistor) RSen, And a second constant current source operational amplifier OPIS2.

第３のＭＯＳトランジスタＴｒ３は、一端（ソース）が電源に接続されている。 One end (source) of the third MOS transistor Tr3 is connected to a power source.

第３の抵抗ＲＳｅｎは、第２のＭＯＳトランジスタＴｒ２の他端（ドレイン）と接地との間に接続されている。 The third resistor RSen is connected between the other end (drain) of the second MOS transistor Tr2 and the ground.

第４のＭＯＳトランジスタＴｒ４は、一端（ソース）が電源に接続され、他端（ドレイン）が第２の定電流源ＩＳ２の出力部Ｔｏｕｔ３に接続され、ゲートが第３のＭＯＳトランジスタＴｒ３のゲートに接続されている。 The fourth MOS transistor Tr4 has one end (source) connected to the power supply, the other end (drain) connected to the output unit Tout3 of the second constant current source IS2, and the gate connected to the gate of the third MOS transistor Tr3. It is connected.

なお、第３のＭＯＳトランジスタＴｒ３と第４のＭＯＳトランジスタＴｒ４とのミラー比は、Ｍ２である。
また、第２の定電流源用オペアンプＯＰＩＳ２は、反転入力端子が入力部Ｔｉｎ３に接続され、非反転入力端子が第３のＭＯＳトランジスタＴｒ３の他端（ドレイン）に接続され、出力が第３および第４のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のゲートに接続されている。 The mirror ratio between the third MOS transistor Tr3 and the fourth MOS transistor Tr4 is M2.
The second constant current source operational amplifier OPIS2 has an inverting input terminal connected to the input portion Tin3, a non-inverting input terminal connected to the other end (drain) of the third MOS transistor Tr3, and an output of It is connected to the gates of the fourth MOS transistors Tr3 and Tr4.

この第２の定電流源用オペアンプＯＰＩＳ２は、第３のＭＯＳトランジスタＴｒ３の他端（ドレイン）の電圧（第３の抵抗ＲＳｅｎの電圧降下）が出力電圧Ｖｃｔｒｌ２と等しくなるように、第３および第４のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のゲートに印加するゲート電圧を制御するようになっている。 The second constant current source operational amplifier OPIS2 includes the third and the second so that the voltage (voltage drop of the third resistor RSen) of the other end (drain) of the third MOS transistor Tr3 is equal to the output voltage Vctrl2. The gate voltage applied to the gates of the four MOS transistors Tr3 and Tr4 is controlled.

また、ホール素子Ｈは、出力部Ｔｏｕｔ３と接地との間に接続されている。このホール素子Ｈは、第２の定電流ｉ２が供給され、磁場を検出するようになっている。このホール素子Ｈは、例えば、引っ張り応力が加わると、ピエゾ・ホール効果により積感度Ｋｈが増加し、一方、圧縮応力が加わると、積感度Ｋｈが減少する。 The Hall element H is connected between the output unit Tout3 and the ground. The Hall element H is supplied with a second constant current i2 and detects a magnetic field. For example, when a tensile stress is applied to the Hall element H, the product sensitivity Kh increases due to the piezo-Hall effect. On the other hand, when a compressive stress is applied, the product sensitivity Kh decreases.

ここで、以上のような構成を有する本実施形態に係る磁気センサー回路１の特性について検討する。 Here, the characteristics of the magnetic sensor circuit 1 according to this embodiment having the above-described configuration will be examined.

第１の定電流源ＩＳ１は、センス抵抗Rp１に発生する電圧をフィードバックしてn型拡散抵抗Rn１に制御電圧Vctrlに応じた定電流I（第１の定電流ｉ１）=Vctrl・M１/Rp１を流す。 The first constant current source IS1 feeds back a voltage generated in the sense resistor Rp1 and supplies a constant current I (first constant current i1) corresponding to the control voltage Vctrl to the n-type diffusion resistor Rn1 = Vctrl · M1 / Rp1. Shed.

ここで、電流センス抵抗Rp１は、ポリシリコン抵抗を用いているのでピエゾ抵抗効果は小さい。このため、電流センス抵抗Rp１に流れる電流の電流値は応力の影響をあまり受けない。 Here, since the current sense resistor Rp1 uses a polysilicon resistor, the piezoresistive effect is small. For this reason, the current value of the current flowing through the current sense resistor Rp1 is not significantly affected by the stress.

そして、n型拡散抵抗Rn１には、定電流Iと抵抗値Rn１の積に比例した電圧（定電流I・n型拡散抵抗Rn１）が発生する。n型拡散抵抗Rn１は、ピエゾ抵抗効果の影響を受けやすい。 A voltage (constant current I · n-type diffused resistor Rn1) proportional to the product of the constant current I and the resistance value Rn1 is generated in the n-type diffused resistor Rn1. The n-type diffusion resistor Rn1 is easily affected by the piezoresistance effect.

また、既述のように、n型拡散抵抗Rn１は、互いに直行する抵抗で構成されている。このため、生じるピエゾ抵抗効果は、応力の方向に関係なくなる。そして、応力σ=σxx+σyyを受けたときの抵抗値は、Rn１(１+πσ)となる。なお、πはピエゾ抵抗係数である。 Further, as described above, the n-type diffusion resistor Rn1 is composed of resistors that are orthogonal to each other. For this reason, the resulting piezoresistance effect is irrelevant to the direction of the stress. The resistance value when receiving the stress σ = σxx + σyy is Rn1 (1 + πσ). Note that π is a piezoresistance coefficient.

この時、n型拡散抵抗Rn１に発生する出力電圧Vctrl１は、M１ (Rn１(１+πσ) )Vctrl / Rp１となる。 At this time, the output voltage Vctrl1 generated in the n-type diffusion resistor Rn1 is M1 (Rn1 (1 + πσ)) Vctrl / Rp1.

ミラー比M１は、応力0のときにVctrl１=VctrlとなるようにM１=Rp１/Rn１に設定されており、出力電圧Vctrl１は、以下に示す式（１）で表される。

Vctrl１ = (１+πσ)Vctrl （１）
The mirror ratio M1 is set to M1 = Rp1 / Rn1 so that Vctrl1 = Vctrl when the stress is 0, and the output voltage Vctrl1 is expressed by the following equation (1).

Vctrl1 = (1 + πσ) Vctrl (1)

出力電圧Vctrl１は、非反転アンプＡ１により増幅される。ここで、非反転アンプＡ１を構成する帰還抵抗と入力抵抗との比Rf / Rsを設定値Ａとする。この場合、出力電圧Vctrl２は、以下に示す式（２）で表される。

Vctrl２ = [(A+１)πσ+ １ ]Vctrl （２）
The output voltage Vctrl1 is amplified by the non-inverting amplifier A1. Here, the ratio Rf / Rs between the feedback resistance and the input resistance constituting the non-inverting amplifier A1 is set as a set value A. In this case, the output voltage Vctrl2 is expressed by the following equation (2).

Vctrl2 = [(A + 1) πσ + 1] Vctrl (2)

また、第２の定電流源ＩＳ２は、電圧Vctrl２に応じた一定の電流をホール素子Ｈに流す。このときの磁気センサー回路１の磁気感度Sは、ホール素子Ｈの積感度をKh、ピエゾ・ホール係数をPとすると、以下の式（３）で表される。

S = Kh(１+Pσ) M２・Vctrl２ / Rsen （３）
The second constant current source IS2 allows a constant current corresponding to the voltage Vctrl2 to flow through the Hall element H. The magnetic sensitivity S of the magnetic sensor circuit 1 at this time is expressed by the following equation (3), where the product sensitivity of the Hall element H is Kh and the piezo Hall coefficient is P.

S = Kh (1 + Pσ) M2 / Vctrl2 / Rsen (3)

第３の抵抗Rsenを構成するn型拡散抵抗は、ピエゾ抵抗効果の影響を受けやすく、これを考慮した抵抗値Rsen’は、以下の式（４）で表される。

Rsen’=Rp２・Rn２(１+πσ) / (Rp２+Rn２(１+πσ) ) （４）
The n-type diffused resistor constituting the third resistor Rsen is easily affected by the piezoresistive effect, and the resistance value Rsen ′ considering this is expressed by the following equation (4).

Rsen '= Rp2 ・ Rn2 (1 + πσ) / (Rp2 + Rn2 (1 + πσ)) (4)

したがって、磁気感度Sは、以下の式（５）のように表される。

Therefore, the magnetic sensitivity S is expressed as the following formula (5).

そして、式（２）、（５）から以下の式（６）が得られる。

Then, the following equation (6) is obtained from the equations (2) and (5).

この式（６）において、σの一次の項まで近似すると以下の式（７）のようになる。

In this equation (6), approximation to the first order term of σ yields the following equation (7).

σの一次の係数は、設定値Aに応じて変化する。例えば、設定値Ａを式（８）のようにすると一次の係数は0になる。これにより、磁気感度Sに対する応力σの寄与は高次の項のみにすることができる。すなわち、磁気感度Ｓの応力依存を小さくすることができる。

The first-order coefficient of σ changes according to the set value A. For example, when the set value A is expressed by equation (8), the first order coefficient is 0. As a result, the contribution of the stress σ to the magnetic sensitivity S can be made only to higher order terms. That is, the stress dependence of the magnetic sensitivity S can be reduced.

実際には、設定値Ａの値は求めた値の付近で最適値に調整する。面方位(１００) Ｓｉ基板の場合、ピエゾ抵抗係数πおよびピエゾ・ホール係数Ｐは以下のように計算される。

π = (π₁₁＋π₁₂)／２ = (-102.2×10−11＋53.4×10-11)／2[1/Pa]
= -24.4×10^-11[1/Pa]
P = P₁₂ = +45×10^-11[1/Pa]
Actually, the set value A is adjusted to an optimum value in the vicinity of the obtained value. In the case of a plane orientation (100) Si substrate, the piezoresistance coefficient π and the piezo Hall coefficient P are calculated as follows.

π = (π ₁₁ + π ₁₂ ) / 2 = (-102.2 × 10−11 + 53.4 × 10-11) / 2 [1 / Pa]
= -24.4 × 10 ^-11 [1 / Pa]
P = P ₁₂ = + 45 × 10 ^-11 [1 / Pa]

したがって、設定値Ａは正の値となる。 Accordingly, the set value A is a positive value.

このように、設定値Ａ、すなわち帰還抵抗と入力抵抗との比Rf / Rsを、例えば、式（８）に示すような値に設定することにより、磁気センサー回路１の磁気感度Ｓの応力依存を低減することができる。 As described above, by setting the set value A, that is, the ratio Rf / Rs of the feedback resistance and the input resistance to a value as shown in, for example, Expression (8), the magnetic sensitivity S of the magnetic sensor circuit 1 depends on the stress. Can be reduced.

一方、第３の抵抗（センス抵抗）Rsenの温度係数Tc_Rsenは、Tc_Rsen≒(Rp２Tc_Rn２+Rn２Tc_Rp２)/(Rp２+Rn２)となる。そして、既述のように、第１の合成用抵抗（拡散抵抗）Rn２の温度係数Tc_Rnは正であり、第２の合成用抵抗（ポリシリコン抵抗）Rp２は、温度係数が負である。すなわち、第１、第２の合成抵抗Rn２, Rp２の値を調整することにより、第３の抵抗（センス抵抗）Rsenの温度係数Tc_Rsenを調整することができる。 On the other hand, the temperature coefficient Tc _Rsen of the third resistor (sense resistor) Rsen is Tc _Rsen ≈ (Rp2Tc _Rn2 + Rn2Tc _Rp2 ) / (Rp2 + Rn2). As described above, the temperature coefficient Tc _Rn of the first combining resistor (diffusion resistor) Rn2 is positive, and the second combining resistor (polysilicon resistor) Rp2 has a negative temperature coefficient. That is, the temperature coefficient Tc _Rsen of the third resistor (sense resistor) Rsen can be adjusted by adjusting the values of the first and second combined resistors Rn2 and Rp2.

そこで、上記第３の抵抗ＲＳｅｎの温度係数Tc_Rsenがホール素子Ｈの積感度温度係数Tc_Kh及びVctrl2の温度係数を相殺するように、第１、第２の合成抵抗Rn２, Rp２の値を設定する。 Therefore, as the temperature coefficient Tc _Rsen of the third resistor RSen to offset the temperature coefficient of the product sensitivity temperature coefficient Tc _Kh and Vctrl2 Hall elements H, setting the first value of the second combined resistance of Rn2, Rp2 To do.

これにより、ホール素子の出力電圧の温度依存性を打ち消して、磁気感度Ｓの温度依存を低減できる。 Thereby, the temperature dependence of the output voltage of the Hall element can be canceled, and the temperature dependence of the magnetic sensitivity S can be reduced.

以上のようにして、磁気センサー回路１の磁気感度を応力や温度によらずほぼ一定にすることができる。 As described above, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 1 can be made substantially constant regardless of stress and temperature.

ここで、以上のようにして特性が設定された磁気センサー回路１の動作の一例について説明する。 Here, an example of the operation of the magnetic sensor circuit 1 having the characteristics set as described above will be described.

例えば、磁気センサー回路１に引っ張り応力が印加された場合、ホール素子Ｈは、積感度Ｋｈが増加する方向に特性が変化する。 For example, when a tensile stress is applied to the magnetic sensor circuit 1, the Hall element H changes its characteristics in the direction in which the product sensitivity Kh increases.

しかし、この場合、磁気センサー回路１の第２の抵抗Ｒ２は、既述のように、抵抗値が下がる。これにより、第１の定電流源ＩＳ１の出力電圧Vctrl１が降下する。出力電圧Vctrl１が降下すると、非反転アンプＡ１の出力電圧Vctrl２が降下する。そして、出力電圧Vctrl２が降下すると、第２の定電流源ＩＳ２はホール素子Ｈに供給する第２の定電流ｉ２を減少させる。 However, in this case, the resistance value of the second resistor R2 of the magnetic sensor circuit 1 decreases as described above. As a result, the output voltage Vctrl1 of the first constant current source IS1 drops. When the output voltage Vctrl1 drops, the output voltage Vctrl2 of the non-inverting amplifier A1 drops. When the output voltage Vctrl2 drops, the second constant current source IS2 decreases the second constant current i2 supplied to the Hall element H.

これにより、磁気センサー回路１に引っ張り応力が印加されても、磁気センサー回路１ａの磁気感度は一定に保たれる。 Thereby, even if a tensile stress is applied to the magnetic sensor circuit 1, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 1a is kept constant.

一方、磁気センサー回路１に圧縮応力が印加された場合、ホール素子Ｈは、積感度Ｋｈが減少する方向に特性が変化する。 On the other hand, when a compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 1, the Hall element H changes its characteristic in a direction in which the product sensitivity Kh decreases.

しかし、この場合、磁気センサー回路１の第２の抵抗Ｒ２は、既述のように、抵抗値が上がる。これにより、第１の定電流源ＩＳ１の出力電圧Vctrl１が上昇する。出力電圧Vctrl１が上昇すると、非反転アンプＡ１の出力電圧Vctrl２が上昇する。そして、出力電圧Vctrl２が上昇すると、第２の定電流源ＩＳ２はホール素子Ｈに供給する第２の定電流ｉ２を増加させる。 However, in this case, the resistance value of the second resistor R2 of the magnetic sensor circuit 1 increases as described above. As a result, the output voltage Vctrl1 of the first constant current source IS1 rises. When the output voltage Vctrl1 increases, the output voltage Vctrl2 of the non-inverting amplifier A1 increases. When the output voltage Vctrl2 increases, the second constant current source IS2 increases the second constant current i2 supplied to the Hall element H.

これにより、磁気センサー回路１に圧縮応力が印加されても、磁気センサー回路１の磁気感度は一定に保たれる。 Thereby, even if compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 1, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 1 is kept constant.

なお、上述のように、第３の抵抗ＲＳｅｎの温度係数Tc_Rsenがホール素子Ｈの積感度温度係数Tc_Kh及びVctrl2の温度係数を相殺するように、第１、第２の合成抵抗Rn２, Rp２の値を設定されている。このため、磁気センサー回路１の動作において、温度が上下しても、磁気センサー回路１の磁気感度の変化は抑制されている。 Note that, as described above, so that the temperature coefficient Tc _Rsen of the third resistor RSen to offset the temperature coefficient of the product sensitivity temperature coefficient Tc _Kh and Vctrl2 Hall elements H, first, second combined resistance Rn2, Rp2 The value is set. For this reason, in the operation of the magnetic sensor circuit 1, even if the temperature rises and falls, the change in magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 1 is suppressed.

すなわち、本実施形態に係る磁気センサー回路によれば、検出精度を向上することができる。 That is, according to the magnetic sensor circuit according to the present embodiment, the detection accuracy can be improved.

Second embodiment

この第２の実施形態では、既述の第１の実施形態に対して応力検出抵抗Ｒｎ１と電流センス抵抗Ｒｐ１の位置を入れ替えた構成の一例について説明する
図２は、第２の実施形態に係る磁気センサー回路２の構成の一例を示す回路図である。なお、図２において、図１の符号と同じ符号は、第１の実施形態と同様の構成を示す。 In the second embodiment, an example of a configuration in which the positions of the stress detection resistor Rn1 and the current sense resistor Rp1 are replaced with respect to the first embodiment described above will be described. FIG. 2 relates to the second embodiment. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a magnetic sensor circuit 2. FIG. In FIG. 2, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same configurations as those in the first embodiment.

図２に示すように、この磁気センサー回路２は、第１の定電流源ＩＳ１と、第２の抵抗（電流センス抵抗Ｒｐ１）Ｒ２と、反転アンプＡ１ｂと、ホール素子Ｈと、を備える。 As shown in FIG. 2, the magnetic sensor circuit 2 includes a first constant current source IS1, a second resistor (current sense resistor Rp1) R2, an inverting amplifier A1b, and a Hall element H.

第１の定電流源ＩＳ１は、ピエゾ抵抗効果を有する第１の抵抗（応力検出抵抗Ｒｎ１）Ｒ１を含む。この第１の定電流源ＩＳ１は、第１の抵抗R1に生じる電圧が制御電圧と等しくなる電流を流し、第１の抵抗R1に流れる電流に応じた第１の定電流を出力部Ｔｏｕｔ１から出力するようになっている。 The first constant current source IS1 includes a first resistor (stress detection resistor Rn1) R1 having a piezoresistance effect. The first constant current source IS1 passes a current in which the voltage generated in the first resistor R1 is equal to the control voltage, and outputs a first constant current corresponding to the current flowing in the first resistor R1 from the output unit Tout1. It is supposed to be.

この第１の抵抗Ｒ１は、第２の抵抗Ｒ２よりも大きいピエゾ抵抗効果を有する応力検出抵抗Ｒｎ１であり、例えば、n型拡散抵抗である。このn型拡散抵抗は、例えば、図２に示すように、Ｓｉ基板上において直列接続され互いに直行するように配置された２つの同じサイズのn型拡散抵抗を含む。この第１の抵抗Ｒ１は、磁気センサー回路２が構成されるSi基板に印加される応力に応じてピエゾ抵抗効果により抵抗値が変化するようになっている。例えば、図２に示す場合、第１の抵抗Ｒ１は、磁気センサー回路２に引っ張り応力が加わると、抵抗値が下がり、一方、磁気センサー回路２に圧縮応力が加わると、抵抗値が上がる。 The first resistor R1 is a stress detection resistor Rn1 having a piezoresistance effect larger than that of the second resistor R2, and is, for example, an n-type diffusion resistor. The n-type diffused resistor includes, for example, two n-type diffused resistors of the same size arranged in series on the Si substrate so as to be orthogonal to each other, as shown in FIG. The resistance value of the first resistor R1 is changed by the piezoresistance effect according to the stress applied to the Si substrate on which the magnetic sensor circuit 2 is configured. For example, in the case shown in FIG. 2, the resistance value of the first resistor R <b> 1 decreases when a tensile stress is applied to the magnetic sensor circuit 2, while the resistance value increases when a compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 2.

この第２の抵抗Ｒ２は、電流センス抵抗Ｒｐ１である。この場合、第２の抵抗Ｒ２は、例えばポリシリコン抵抗である。 The second resistor R2 is a current sense resistor Rp1. In this case, the second resistor R2 is, for example, a polysilicon resistor.

非反転アンプＡ１は、第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１に入力部Ｔｉｎ２が接続され且つ帰還抵抗と入力抵抗との比（Ｒｆ／Ｒｓ）が設定値Ａに設定されたオペアンプＯＰを、含む。 The non-inverting amplifier A1 includes an operational amplifier OP in which the input unit Tin2 is connected to the output unit Tout1 of the first constant current source IS1 and the ratio (Rf / Rs) of the feedback resistance to the input resistance is set to the set value A. Including.

なお、設定値Ａは、磁気センサー回路２の磁気感度の応力依存が最小になるように設定される。 The set value A is set so that the stress dependence of the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 2 is minimized.

その他の磁気センサー回路２の構成・機能は、第１の実施形態の磁気センサー回路１と同様である。 Other configurations and functions of the magnetic sensor circuit 2 are the same as those of the magnetic sensor circuit 1 of the first embodiment.

ここで、以上のような構成を有する本実施形態に係る磁気センサー回路２の特性について検討する。 Here, the characteristics of the magnetic sensor circuit 2 according to this embodiment having the above-described configuration will be examined.

第１の定電流源ＩＳ１は、電流センス抵抗Rn１に発生する電圧をフィードバックしてポリシリコン抵抗Rp１に定電流I（第１の定電流ｉ１）を流す。 The first constant current source IS1 feeds back a voltage generated in the current sense resistor Rn1 and causes a constant current I (first constant current i1) to flow through the polysilicon resistor Rp1.

ここで、電流センス抵抗Rn１は、n型拡散抵抗で構成されているためピエゾ抵抗効果が大きく応力の影響を受けやすい。そして、電流センス抵抗Rn１において、応力σ=σxx+σyyを受けたときの抵抗値は、ピエゾ抵抗効果によりRn１(１+πσ)となる。 Here, since the current sense resistor Rn1 is composed of an n-type diffused resistor, the piezoresistive effect is large and is easily affected by stress. Then, in the current sense resistor Rn1, when the stress σ = σxx + σyy is received, the resistance value becomes Rn1 (1 + πσ) due to the piezoresistance effect.

したがって、定電流Iは、応力に依存し、I = Vctrl M１ / (Rn１(１+πσ))となる。 Therefore, the constant current I depends on the stress and becomes I = Vctrl M1 / (Rn1 (1 + πσ)).

そして、ポリシリコン抵抗に発生する電圧Vctrl１は、Rp１ M１ / (Rn１(１+πσ) )Vctrl となる。 The voltage Vctrl1 generated in the polysilicon resistor is Rp1M1 / (Rn1 (1 + πσ)) Vctrl.

ミラー比M１は、応力0のときにVctrl１=Vctrlとなるように、M１=Rn１/Rp１に設定されている。このため、出力電圧Vctrl１は、以下に示す式（９）で表される。

Vctrl１=(１-πσ)Vctrl （９）
The mirror ratio M1 is set to M1 = Rn1 / Rp1 so that Vctrl1 = Vctrl when the stress is zero. Therefore, the output voltage Vctrl1 is expressed by the following equation (9).

Vctrl1 = (1-πσ) Vctrl (9)

出力電圧Vctrl１は、反転アンプＡ１ｂにより増幅される。反転アンプＡ１ｂを構成する帰還抵抗と入力抵抗との比（Ｒｆ／Ｒｓ）を設定値Ａとする。この場合、出力電圧Vctrl２は、以下に示す式（１０）で表される。

Vctrl２ = (Aπσ+ １ )Vctrl （１０）
The output voltage Vctrl1 is amplified by the inverting amplifier A1b. The ratio (Rf / Rs) between the feedback resistance and the input resistance constituting the inverting amplifier A1b is set as a set value A. In this case, the output voltage Vctrl2 is expressed by the following equation (10).

Vctrl2 = (Aπσ + 1) Vctrl (10)

また、第２の定電流源ＩＳ２は、電圧Vctrl２に応じた一定の電流をホール素子Ｈに流す。このときの磁気センサーの磁気感度Sは、ホール素子Ｈの積感度をKhのピエゾ・ホール係数をPと、以下の式（１１）で表される。

S = Kh(１+Pσ) M２・Vctrl２ / Rsen （１１）
The second constant current source IS2 allows a constant current corresponding to the voltage Vctrl2 to flow through the Hall element H. The magnetic sensitivity S of the magnetic sensor at this time is expressed by the following equation (11), where the product sensitivity of the Hall element H is Ph and the piezoelectric Hall coefficient of Kh.

S = Kh (1 + Pσ) M2 / Vctrl2 / Rsen (11)

第３の抵抗Rsenを構成するn型拡散抵抗は、ピエゾ抵抗効果の影響を受けやすく、これを考慮した抵抗値Rsen’は、以下の式（１２）で表される。

Rsen’=Rp２・Rn２(１+πσ) / (Rp２+Rn２(１+πσ) ) （１２）
The n-type diffused resistor constituting the third resistor Rsen is easily affected by the piezoresistive effect, and the resistance value Rsen ′ considering this is expressed by the following equation (12).

Rsen '= Rp2 / Rn2 (1 + πσ) / (Rp2 + Rn2 (1 + πσ)) (12)

したがって、磁気感度Ｓは、以下の式（１３）のように表される。

Therefore, the magnetic sensitivity S is expressed as the following formula (13).

そして、式（１０）、（１３）から以下の式（１４）が得られる。

Then, the following expression (14) is obtained from the expressions (10) and (13).

この式（１４）において、σの一次の項まで近似すると以下の式（１５）のようになる。

In this equation (14), approximation to the first order term of σ yields the following equation (15).

σの一次の係数は、設定値Aに応じて変化する。例えば、設定値Ａを式（１６）のようにすると一次の係数は0になる。これにより、磁気感度Sに対する応力σの寄与は高次の項のみにすることができる。すなわち、磁気感度Ｓの応力依存を小さくすることができる。

The first-order coefficient of σ changes according to the set value A. For example, when the set value A is expressed by the equation (16), the primary coefficient becomes 0. As a result, the contribution of the stress σ to the magnetic sensitivity S can be made only to higher order terms. That is, the stress dependence of the magnetic sensitivity S can be reduced.

実際には、設定値Ａの値は求めた値の付近で最適値に調整する。面方位(１００) Ｓｉ基板の場合、ピエゾ抵抗係数πおよびピエゾ・ホール係数Ｐは以下のように計算される。

π = (π₁₁＋π₁₂)／2 = (-102.2×10−11＋53.4×10−11)／2[1/Pa]
= -24.4×10^-11[1/Pa]
P = P₁₂ = +45×10^-11[1/Pa]

したがって、設定値Ａは正の値となる。 Actually, the set value A is adjusted to an optimum value in the vicinity of the obtained value. In the case of a plane orientation (100) Si substrate, the piezoresistance coefficient π and the piezo Hall coefficient P are calculated as follows.

π = (π ₁₁ + π ₁₂ ) / 2 = (-102.2 × 10−11 + 53.4 × 10−11) / 2 [1 / Pa]
= -24.4 × 10 ^-11 [1 / Pa]
P = P ₁₂ = + 45 × 10 ^-11 [1 / Pa]

Accordingly, the set value A is a positive value.

このように、設定値Ａ、すなわち帰還抵抗と入力抵抗との比Rf / Rsを、例えば、式（１６）に示すような値に設定することにより、磁気センサー回路２の磁気感度Ｓの応力依存を低減することができる。 Thus, by setting the set value A, that is, the ratio Rf / Rs of the feedback resistance and the input resistance to a value as shown in, for example, the equation (16), the stress dependence of the magnetic sensitivity S of the magnetic sensor circuit 2 is determined. Can be reduced.

以上のようにして、磁気センサー回路２の磁気感度を応力や温度によらずほぼ一定にすることができる。 As described above, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 2 can be made substantially constant regardless of stress or temperature.

ここで、以上のようにして特性が設定された磁気センサー回路２の動作の一例について説明する。 Here, an example of the operation of the magnetic sensor circuit 2 whose characteristics are set as described above will be described.

例えば、磁気センサー回路２に引っ張り応力が印加された場合、ホール素子Ｈは、積感度Ｋｈが増加する方向に特性が変化する。 For example, when a tensile stress is applied to the magnetic sensor circuit 2, the Hall element H changes its characteristics in the direction in which the product sensitivity Kh increases.

しかし、この場合、磁気センサー回路２の第１の抵抗Ｒ１は、既述のように、抵抗値が下がる。これにより、第１の定電流源ＩＳ１の出力電圧Vctrl１が上昇する。出力電圧Vctrl１が上昇すると、反転アンプＡ１ｂの出力電圧Vctrl２が降下する。そして、出力電圧Vctrl２が降下すると、第２の定電流源ＩＳ２はホール素子Ｈに供給する第２の定電流ｉ２を減少させる。 However, in this case, the resistance value of the first resistor R1 of the magnetic sensor circuit 2 decreases as described above. As a result, the output voltage Vctrl1 of the first constant current source IS1 rises. When the output voltage Vctrl1 increases, the output voltage Vctrl2 of the inverting amplifier A1b decreases. When the output voltage Vctrl2 drops, the second constant current source IS2 decreases the second constant current i2 supplied to the Hall element H.

これにより、磁気センサー回路２に引っ張り応力が印加されても、磁気センサー回路２の磁気感度は一定に保たれる。 Thereby, even if a tensile stress is applied to the magnetic sensor circuit 2, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 2 is kept constant.

一方、磁気センサー回路２に圧縮応力が印加された場合、ホール素子Ｈは、積感度Ｋｈが減少する方向に特性が変化する。 On the other hand, when compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 2, the Hall element H changes its characteristics in a direction in which the product sensitivity Kh decreases.

しかし、この場合、磁気センサー回路２の第１の抵抗Ｒ１は、既述のように、抵抗値が上がる。これにより、第１の定電流源ＩＳ１の出力電圧Vctrl１が降下する。出力電圧Vctrl１が降下すると、反転アンプＡ１ｂの出力電圧Vctrl２が上昇する。そして、出力電圧Vctrl２が上昇すると、第２の定電流源ＩＳ２はホール素子Ｈに供給する第２の定電流ｉ２を増加させる。 However, in this case, the resistance value of the first resistor R1 of the magnetic sensor circuit 2 increases as described above. As a result, the output voltage Vctrl1 of the first constant current source IS1 drops. When the output voltage Vctrl1 decreases, the output voltage Vctrl2 of the inverting amplifier A1b increases. When the output voltage Vctrl2 increases, the second constant current source IS2 increases the second constant current i2 supplied to the Hall element H.

これにより、磁気センサー回路２に圧縮応力が印加されても、磁気センサー回路２の磁気感度は一定に保たれる。 Thereby, even if compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 2, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 2 is kept constant.

なお、上述のように、第３の抵抗ＲＳｅｎの温度係数Tc_Rsenがホール素子Ｈの積感度温度係数Tc_Kh及び出力電圧Vctrl2の温度係数を相殺するように、第１、第２の合成抵抗Rn２, Rp２の値を設定されている。このため、磁気センサー回路２の動作において、温度が上下しても、磁気センサー回路２の磁気感度の変化のは抑制されている。 Note that, as described above, so that the temperature coefficient Tc _Rsen of the third resistor RSen to offset the temperature coefficient of the product sensitivity temperature coefficient Tc _Kh and the output voltage Vctrl2 Hall elements H, first, second combined resistance Rn2 , Rp2 is set. For this reason, in the operation of the magnetic sensor circuit 2, the change in magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 2 is suppressed even if the temperature rises and falls.

Third embodiment

例えば、既述の第１の実施形態の磁気センサー回路では、センス抵抗Rp１, 応力検出抵抗Rn１の温度依存性のため、出力電圧Vctrl１が温度に依存する。 For example, in the magnetic sensor circuit of the first embodiment described above, the output voltage Vctrl1 depends on the temperature because of the temperature dependency of the sense resistor Rp1 and the stress detection resistor Rn1.

この温度依存は、第１の合成用抵抗Rn２, 第２の合成用抵抗Rp２の値を調整することにより、ホール素子の温度係数と共に相殺可能である。 This temperature dependence can be offset together with the temperature coefficient of the Hall element by adjusting the values of the first synthesis resistor Rn2 and the second synthesis resistor Rp2.

しかし、出力電圧Vctrl１の温度係数は、非反転アンプＡ１により増幅される。このため、センス抵抗Rp１, 応力検出抵抗Rn１の高次の温度係数が大きい場合には、温度範囲が広くなると相殺の効果が限られてしまう。 However, the temperature coefficient of the output voltage Vctrl1 is amplified by the non-inverting amplifier A1. For this reason, when the higher order temperature coefficient of the sense resistor Rp1 and the stress detection resistor Rn1 is large, if the temperature range is widened, the canceling effect is limited.

そこで、第３の実施形態では、既述の第１の実施形態に対して出力電圧Vctrl１の温度係数を小さくする構成の一例について説明する
図３は、第３の実施形態に係る磁気センサー回路３の構成の一例を示す回路図である。なお、図３において、図１の符号と同じ符号は、第１の実施形態と同様の構成を示す。 Therefore, in the third embodiment, an example of a configuration for reducing the temperature coefficient of the output voltage Vctrl1 with respect to the first embodiment described above will be described. FIG. 3 illustrates the magnetic sensor circuit 3 according to the third embodiment. It is a circuit diagram which shows an example of a structure. In FIG. 3, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same configurations as those in the first embodiment.

図３に示すように、この磁気センサー回路３は、第１の定電流源ＩＳ１と、第２の抵抗（応力検出抵抗Ｒｎ１および温度補償抵抗Ｒｐ３）Ｒ２と、非反転アンプＡ１と、ホール素子Ｈと、を備える。センス抵抗Rp1はポリシリコン抵抗で構成されている。 As shown in FIG. 3, the magnetic sensor circuit 3 includes a first constant current source IS1, a second resistor (stress detection resistor Rn1 and temperature compensation resistor Rp3) R2, a non-inverting amplifier A1, and a Hall element H. And comprising. The sense resistor Rp1 is composed of a polysilicon resistor.

第１の実施形態と同様に、第２の抵抗Ｒ２は、第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１と接地との間に接続されている。 Similar to the first embodiment, the second resistor R2 is connected between the output unit Tout1 of the first constant current source IS1 and the ground.

この第２の抵抗Ｒ２は、応力検出抵抗Ｒｎ１と、温度補償抵抗Ｒｐ３との合成抵抗である。図３の例では、応力検出抵抗Ｒｎ１と温度補償抵抗Ｒｐ３とは第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１と接地との間で、直列に接続されている。しかし、応力検出抵抗Ｒｎ１と温度補償抵抗Ｒｐ３とは、第１の定電流源ＩＳ１の出力部Ｔｏｕｔ１と接地との間で、並列に接続されていてもよい。
この場合、応力検出抵抗Ｒｎ１は、例えば、n型拡散抵抗である。このn型拡散抵抗は、例えば、図３に示すように、Ｓｉ基板上において直列接続され互いに直行するように配置された２つの同じサイズのn型拡散抵抗を含む。 The second resistance R2 is a combined resistance of the stress detection resistance Rn1 and the temperature compensation resistance Rp3. In the example of FIG. 3, the stress detection resistor Rn1 and the temperature compensation resistor Rp3 are connected in series between the output unit Tout1 of the first constant current source IS1 and the ground. However, the stress detection resistor Rn1 and the temperature compensation resistor Rp3 may be connected in parallel between the output unit Tout1 of the first constant current source IS1 and the ground.
In this case, the stress detection resistor Rn1 is, for example, an n-type diffusion resistor. For example, as shown in FIG. 3, the n-type diffused resistors include two n-type diffused resistors of the same size arranged in series on the Si substrate and arranged to be orthogonal to each other.

また、温度補償抵抗Ｒｐ３は、ポリシリコン抵抗である。 The temperature compensation resistor Rp3 is a polysilicon resistor.

この第２の抵抗Ｒ２は、第１の定電流ｉ１が流れて電圧降下を発生させ且つ磁気センサー回路１が構成されるSi基板に印加される応力に応じて抵抗値が変化する。例えば、図３に示す場合、第２の抵抗Ｒ２は、磁気センサー回路１に引っ張り応力が加わると、抵抗値が下がり、一方、磁気センサー回路１に圧縮応力が加わると、抵抗値が上がる。 The resistance value of the second resistor R2 changes according to the stress applied to the Si substrate on which the magnetic sensor circuit 1 is formed, causing the first constant current i1 to flow to cause a voltage drop. For example, in the case shown in FIG. 3, the resistance value of the second resistor R <b> 2 decreases when a tensile stress is applied to the magnetic sensor circuit 1, while the resistance value increases when a compressive stress is applied to the magnetic sensor circuit 1.

その他の磁気センサー回路３の構成・機能は、第１の実施形態の磁気センサー回路１と同様である。 Other configurations and functions of the magnetic sensor circuit 3 are the same as those of the magnetic sensor circuit 1 of the first embodiment.

ここで、以上のような構成を有する本実施形態に係る磁気センサー回路３の特性について検討する。 Here, the characteristics of the magnetic sensor circuit 3 according to this embodiment having the above-described configuration will be examined.

例えば、ポリシリコン抵抗Rp２,Rp3の温度係数は、不純物濃度を調整することにより負に設計されており、Rp1の温度係数は最小になるように設計されている。また、既述のように、２つのn型拡散抵抗Rn１,Rn２は、同じ寸法で互いに直行するように配置された二つの抵抗の直列接続で構成されている。抵抗Rp3と抵抗Rn１の比はVctrl1の温度依存性が最小になるように設定される。 For example, the temperature coefficients of the polysilicon resistors Rp2 and Rp3 are designed to be negative by adjusting the impurity concentration, and the temperature coefficient of Rp1 is designed to be minimum. Further, as described above, the two n-type diffusion resistors Rn1 and Rn2 are configured by a series connection of two resistors arranged to be orthogonal to each other with the same dimensions. The ratio of the resistors Rp3 and Rn1 is set so that the temperature dependence of Vctrl1 is minimized.

抵抗Rp3と抵抗Rn１には電流I（第１の定電流ｉ１）と抵抗値(Rp3+Rn１)の積に比例した電圧I・(Rp3+Rn１)が発生する。n型拡散抵抗はピエゾ抵抗効果の影響を受けやすいが、poly Si抵抗はピエゾ抵抗効果の影響をあまり受けない。 A voltage I · (Rp3 + Rn1) proportional to the product of the current I (first constant current i1) and the resistance value (Rp3 + Rn1) is generated in the resistor Rp3 and the resistor Rn1. n-type diffused resistors are susceptible to piezoresistive effects, while poly Si resistors are less susceptible to piezoresistive effects.

また、抵抗Rn１は、互いに直行する抵抗で構成されているため、生じるピエゾ抵抗効果は応力の方向に関係なくなる。これにより、応力σ=σxx+σyyを受けたときの抵抗値は、Rn１(１+πσ)となる。なお、πはピエゾ抵抗係数である。
この時、合成抵抗Rp3+Rn１に発生する出力電圧Vctrl１は、M１ (Rp3+Rn１(１+πσ) )Vctrl / Rp１となる。 Further, since the resistance Rn1 is composed of resistances orthogonal to each other, the resulting piezoresistance effect is irrelevant to the direction of stress. As a result, the resistance value when receiving the stress σ = σxx + σyy is Rn1 (1 + πσ). Note that π is a piezoresistance coefficient.
At this time, the output voltage Vctrl1 generated in the combined resistor Rp3 + Rn1 is M1 (Rp3 + Rn1 (1 + πσ)) Vctrl / Rp1.

ミラー比M１は応力0のときに出力電圧Vctrl１=VctrlとなるようにM１=Rp１/(Rp3+Rn１) に設定されており、出力電圧Vctrl１は、以下に示す式（１７）で表される。

Vctrl１ = (１+Rn１/(Rp3+Rn１)*πσ)Vctrl （１７）
The mirror ratio M1 is set to M1 = Rp1 / (Rp3 + Rn1) so that the output voltage Vctrl1 = Vctrl when the stress is zero, and the output voltage Vctrl1 is expressed by the following equation (17).

Vctrl1 = (1 + Rn1 / (Rp3 + Rn1) * πσ) Vctrl (17)

一方、Rp3とRn１の比はVctrl1の温度依存性が最小になるように設定されているため、出力電圧Vctrl１は殆ど温度に依存しない。 On the other hand, since the ratio of Rp3 and Rn1 is set so that the temperature dependence of Vctrl1 is minimized, the output voltage Vctrl1 is almost independent of temperature.

出力電圧Vctrl１は非反転増幅器により増幅される。ここで、非反転アンプＡ１を構成する帰還抵抗と入力抵抗との比Rf / Rsを設定値Ａとする。この場合、利得はA+１となり、出力電圧Vctrl２は、以下に示す式（１８）で表される。

Vctrl２ = [(A+１) Rn１/(Rp3+Rn１)πσ+ １ ]Vctrl （１８）
The output voltage Vctrl1 is amplified by a non-inverting amplifier. Here, the ratio Rf / Rs between the feedback resistance and the input resistance constituting the non-inverting amplifier A1 is set as a set value A. In this case, the gain is A + 1, and the output voltage Vctrl2 is expressed by the following equation (18).

Vctrl2 = [(A + 1) Rn1 / (Rp3 + Rn1) πσ + 1] Vctrl (18)

また、第２の定電流源ＩＳ２は、電圧Vctrl２に応じた一定の電流をホール素子Ｈに流す。このときの磁気センサー回路１の磁気感度Sは、ホール素子Ｈの積感度をKh、ピエゾ・ホール係数をPとすると、以下の式（１９）で表される。

S = Kh(１+Pσ) M２ Vctrl２ / Rsen （１９）
The second constant current source IS2 allows a constant current corresponding to the voltage Vctrl2 to flow through the Hall element H. The magnetic sensitivity S of the magnetic sensor circuit 1 at this time is expressed by the following equation (19), where the product sensitivity of the Hall element H is Kh and the piezo Hall coefficient is P.

S = Kh (1 + Pσ) M2 Vctrl2 / Rsen (19)

第３の抵抗Rsenを構成するn型拡散抵抗は、ピエゾ抵抗効果の影響を受けやすく、これを考慮した抵抗値Rsen’は、以下の式（２０）で表される。

Rsen’=Rp２ Rn２(１+πσ) / (Rp２+Rn２(１+πσ) ) （２０）
The n-type diffused resistor constituting the third resistor Rsen is easily affected by the piezoresistive effect, and the resistance value Rsen ′ considering this is expressed by the following equation (20).

Rsen '= Rp2 Rn2 (1 + πσ) / (Rp2 + Rn2 (1 + πσ)) (20)

したがって、磁気感度Sは、以下の式（２１）のように表される。

Therefore, the magnetic sensitivity S is expressed as the following formula (21).

そして、式（１８）、（２１）から以下の式（２２）が得られる。

Then, the following expression (22) is obtained from the expressions (18) and (21).

この式（２２）において、σの一次の項まで近似すると以下の式（２３）のようになる。

In this equation (22), approximation to the first order term of σ yields the following equation (23).

σの一次の係数は、設定値Aに応じて変化する。例えば、設定値Ａを式（２４）のようにすると一次の係数は0になる。これにより、磁気感度Sに対する応力σの寄与は高次の項のみにすることができる。すなわち、磁気感度Ｓの応力依存を小さくすることができる。

The first-order coefficient of σ changes according to the set value A. For example, when the set value A is expressed by the equation (24), the primary coefficient becomes 0. As a result, the contribution of the stress σ to the magnetic sensitivity S can be made only to higher order terms. That is, the stress dependence of the magnetic sensitivity S can be reduced.

実際には、設定値Ａの値は求めた値の付近で最適値に調整する。面方位(１００) Ｓｉ基板の場合、ピエゾ抵抗係数πおよびピエゾ・ホール係数Ｐは以下のように計算される。

π = (π₁₁+π₁₂)/2 = (-102.2×10-11＋53.4×10−11)/2[1/Pa]
= -24.4×10^-11[1/Pa]
P = P₁₂ = +45×10^-11[1/Pa]
P/π=-1.84
Actually, the set value A is adjusted to an optimum value in the vicinity of the obtained value. In the case of a plane orientation (100) Si substrate, the piezoresistance coefficient π and the piezo Hall coefficient P are calculated as follows.

π = (π ₁₁ + π ₁₂ ) / 2 = (-102.2 × 10-11 + 53.4 × 10−11) / 2 [1 / Pa]
= -24.4 × 10 ^-11 [1 / Pa]
P = P ₁₂ = + 45 × 10 ^-11 [1 / Pa]
P / π = -1.84

上記式（２４）の右辺の第一項は正、第二項項＞１である。したがって、設定値Aは正の値となる。 The first term on the right side of the formula (24) is positive and the second term> 1. Therefore, the set value A is a positive value.

これにより、ホール素子積感度Ｋｈ及びVctrl2 の温度依存性を打ち消して、磁気感度Ｓの温度依存を低減できる。 As a result, the temperature dependence of the magnetic sensitivity S can be reduced by canceling the temperature dependence of the Hall element product sensitivity Kh and Vctrl2.

以上のようにして、磁気センサー回路３の磁気感度を応力や温度によらずほぼ一定にすることができる。特に、センス抵抗Rp１, 応力検出抵抗Rn１の高次の温度係数が大きい場合でも、広い温度範囲に渡って温度係数を小さくすることができる。 As described above, the magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit 3 can be made substantially constant regardless of stress or temperature. In particular, even when the high-order temperature coefficient of the sense resistor Rp1 and the stress detection resistor Rn1 is large, the temperature coefficient can be reduced over a wide temperature range.

なお、以上のようにして特性が設定された磁気センサー回路３の動作は、第１の実施形態の磁気センサー回路１と同様である。 The operation of the magnetic sensor circuit 3 whose characteristics are set as described above is the same as that of the magnetic sensor circuit 1 of the first embodiment.

以上のように、本実施形態に係る磁気センサー回路によれば、検出精度を向上することができる。 As described above, according to the magnetic sensor circuit according to the present embodiment, detection accuracy can be improved.

また、この磁気センサー回路は、アナログ回路のみで、ホール素子の磁気感度を応力や温度によらずほぼ一定にすることができる。このため、樹脂モールドした場合でも、温度、湿度等の環境の影響を受けにくい高精度な磁気センサー回路を実現できる。さらに、この磁気センサー回路は、制御電圧により磁気感度を連続的に変えることができる。 The magnetic sensor circuit is an analog circuit only, and the magnetic sensitivity of the Hall element can be made almost constant regardless of stress and temperature. For this reason, even when resin molding is performed, a highly accurate magnetic sensor circuit that is not easily affected by the environment such as temperature and humidity can be realized. Furthermore, this magnetic sensor circuit can continuously change the magnetic sensitivity by the control voltage.

Fourth embodiment

この第４の実施形態では、既述の第３の実施形態に対して第１の定電流源の構成が異なる例について説明する。 In the fourth embodiment, an example in which the configuration of the first constant current source is different from the third embodiment described above will be described.

図４は、第４の実施形態に係る磁気センサー回路４の構成の一例を示す回路図である。なお、図４において、図３の符号と同じ符号は、第３の実施形態と同様の構成を示す。 FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the magnetic sensor circuit 4 according to the fourth embodiment. In FIG. 4, the same reference numerals as those in FIG. 3 indicate the same configurations as those in the third embodiment.

図４に示すように、この磁気センサー回路４は、第１の定電流源（基準電流源）ＩＳ１と、第２の抵抗（応力検出抵抗Ｒｎ１および電流センス抵抗Ｒｐ３）Ｒ２と、非反転アンプＡ１と、ホール素子Ｈと、を備える。 As shown in FIG. 4, the magnetic sensor circuit 4 includes a first constant current source (reference current source) IS1, a second resistor (stress detection resistor Rn1 and current sense resistor Rp3) R2, and a non-inverting amplifier A1. And a Hall element H.

ここで、第１の定電流源ＩＳ１は、第１のＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ１と、第２のＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ２と、ＭＯＳトランジスタ（ここではｐＭＯＳトランジスタ）Ｔｒａ、ＭＯＳトランジスタ（ここではｎＭＯＳトランジスタ）Ｔｒｂ、ＭＯＳトランジスタ（ここではｎＭＯＳトランジスタ）Ｔｒｃと、第１のバイポーラトランジスタ（ここでは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ）Ｑ１と、第２のバイポーラトランジスタ（ここでは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ）Ｑ２と、第１の基準抵抗Ｒｘと、第２の基準抵抗Ｒｙ１と、第３の基準抵抗Ｒｙ２と、を含む。 Here, the first constant current source IS1 includes a first MOS transistor (here pMOS transistor) Tr1, a second MOS transistor (here pMOS transistor) Tr2, a MOS transistor (here pMOS transistor) Tra, MOS transistor (here nMOS transistor) Trb, MOS transistor (here nMOS transistor) Trc, first bipolar transistor (here PNP type bipolar transistor) Q1, and second bipolar transistor (here PNP type bipolar) Transistor) Q2, a first reference resistor Rx, a second reference resistor Ry1, and a third reference resistor Ry2.

第１のバイポーラトランジスタＱ１は、エミッタが第１のノードＴ１に接続され、コレクタが接地に接続され、ベースが接地に接続されている。すなわち、この第１のバイポーラトランジスタＱ１は、第１のノードＴ１と接地との間に接続された第１のＰＮ接合を構成する。 The first bipolar transistor Q1 has an emitter connected to the first node T1, a collector connected to the ground, and a base connected to the ground. That is, the first bipolar transistor Q1 forms a first PN junction connected between the first node T1 and the ground.

第２のバイポーラトランジスタＱ２は、エミッタが第２のノードＴ２に接続され、コレクタが接地に接続され、ベースが接地に接続されている。すなわち、この第２のバイポーラトランジスタＱ２は、第２のノードＴ２と接地との間に接続され、第１のＰＮ接合よりも面積の大きい第２のＰＮ接合を構成する。 The second bipolar transistor Q2 has an emitter connected to the second node T2, a collector connected to the ground, and a base connected to the ground. That is, the second bipolar transistor Q2 is connected between the second node T2 and the ground, and constitutes a second PN junction having a larger area than the first PN junction.

なお、第１、第２のバイポーラトランジスタQ１、Q２は、面積比１:nである。 The first and second bipolar transistors Q1 and Q2 have an area ratio of 1: n.

第１の基準抵抗Ｒｘは、第２のノードＴ２と接地との間で、第２のバイポーラトランジスタＱ２（すなわち第２のＰＮ接合）に直列に接続されている。 The first reference resistor Rx is connected in series with the second bipolar transistor Q2 (that is, the second PN junction) between the second node T2 and the ground.

第２の基準抵抗Ｒｙ１は、第１のノードＴ１と接地との間で、第１のバイポーラトランジスタＱ１（すなわち、第１のＰＮ接合）と並列に接続されている。 The second reference resistor Ry1 is connected in parallel with the first bipolar transistor Q1 (ie, the first PN junction) between the first node T1 and the ground.

第３の基準抵抗Ｒｙ２は、第２のノードＴ２と接地との間で、第２のバイポーラトランジスタＱ２（すなわち第２のＰＮ接合）と並列に接続されている。 The third reference resistor Ry2 is connected in parallel with the second bipolar transistor Q2 (ie, the second PN junction) between the second node T2 and the ground.

なお、第２、第３の基準抵抗Ｒｙ１、Ｒｙ２は、同じ抵抗値Ｒｙを有する。以下、第２、第３の基準抵抗Ｒｙ１、Ｒｙ２の抵抗値を意味する場合には、それぞれの抵抗値をＲｙと表記する。 The second and third reference resistors Ry1 and Ry2 have the same resistance value Ry. Hereinafter, when the resistance values of the second and third reference resistors Ry1 and Ry2 are meant, the respective resistance values are expressed as Ry.

さらに、第１ないし第３の基準抵抗Ｒｘ, Ｒｙ１、Ｒｙ２は、出力電流（第１の定電流）ｉ１の温度係数が最小になるように設計されている。 Further, the first to third reference resistors Rx, Ry1, and Ry2 are designed so that the temperature coefficient of the output current (first constant current) i1 is minimized.

第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１は、ダイオード接続されている。 The first MOS transistor Tr1 is diode-connected.

また、ＭＯＳトランジスタＴｒａは、ソースが電源に接続され、ゲートが第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。 The MOS transistor Tra has a source connected to the power supply and a gate connected to the gate of the first MOS transistor Tr1.

ＭＯＳトランジスタＴｒｂは、ドレインがＭＯＳトランジスタＴｒａのドレインに接続され、ソースが第１のノードＴ１に接続され、ダイオード接続されている。 The MOS transistor Trb has a drain connected to the drain of the MOS transistor Tra, a source connected to the first node T1, and a diode connection.

ＭＯＳトランジスタＴｒｃは、ドレインが第１のＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインに接続され、ソースが第２のノードＴ２に接続され、ゲートがＭＯＳトランジスタＴｒｂのゲートに接続されている。 The MOS transistor Trc has a drain connected to the drain of the first MOS transistor Tr1, a source connected to the second node T2, and a gate connected to the gate of the MOS transistor Trb.

すなわち、ＭＯＳトランジスタＴｒａ〜Ｔｒｃ、第１、第２のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は、カレントミラー回路を構成する。 That is, the MOS transistors Tra to Trc and the first and second MOS transistors Tr1 and Tr2 constitute a current mirror circuit.

第１のＭＯＳトランジスタTr1とＭＯＳトランジスタTraのカレント・ミラー回路は第１のＭＯＳトランジスタTr1に流れる電流と等しい電流を流す。そして、等しい電流が流れるＭＯＳトランジスタTrbとＭＯＳトランジスタTrcのカレント・ミラー回路はノードT1とノードT2を同電位にする。 The current mirror circuit of the first MOS transistor Tr1 and the MOS transistor Tra passes a current equal to the current flowing through the first MOS transistor Tr1. The current mirror circuit of the MOS transistor Trb and the MOS transistor Trc through which an equal current flows makes the node T1 and the node T2 have the same potential.

すなわち、カレントミラー回路は、第１のノードＴ１に第１の電圧Ｖｘを印加し且つ第１の電流ｉｘを流し、第２のノードＴ２に第１の電圧Ｖｘと等しい同じ第２の電圧Ｖｙを印加し且つ第１の電流ｉｘと等しい第２の電流ｉｙを流すようになっている。さらに、このカレントミラー回路は、第２の電流ｉｙ（＝第１の電流ｉｘ）に応じた（第２の電流ｉｙ（をミラーした）第１の定電流ｉ１を出力部Ｔｏｕｔから出力するようになっている。 That is, the current mirror circuit applies the first voltage Vx to the first node T1 and flows the first current ix, and applies the same second voltage Vy equal to the first voltage Vx to the second node T2. A second current iy that is applied and equal to the first current ix flows. Further, the current mirror circuit outputs a first constant current i1 (mirrored from the second current iy) corresponding to the second current iy (= first current ix) from the output unit Tout. It has become.

すなわち、第１の定電流源ＩＳ１は、第２の電流ｉｙ（＝第１の電流ｉｘ）に応じた（第２の電流ｉｙ（をミラーした）第１の定電流ｉ１を出力部Ｔｏｕｔから出力するようになっている。 That is, the first constant current source IS1 outputs the first constant current i1 corresponding to the second current iy (= the first current ix) (mirrored from the second current iy) from the output unit Tout. It is supposed to be.

ここで、以上のような構成を有する第１の定電流源ＩＳ１の動作の一例について説明する。 Here, an example of the operation of the first constant current source IS1 having the above configuration will be described.

第１の定電流源ＩＳ１は、次のように動作し温度に依存しない第１の低電流ｉ１を出力する。 The first constant current source IS1 operates as follows and outputs a first low current i1 independent of temperature.

まず、第１、第２の電流ｉｘ,ｉｙは、カレントミラー回路により同じ電流値になる。 First, the first and second currents ix and iy have the same current value by the current mirror circuit.

既述のように、ｉｘ=ｉｙなので、第１、第２の電圧Ｖｘ,Ｖｙは、カレントミラー回路により同じ電位になる。 As described above, since ix = iy, the first and second voltages Vx and Vy have the same potential by the current mirror circuit.

第１の電圧Ｖｘは、第１のバイポーラトランジスタQ１のベース・エミッター間電圧Vbeと等しくなり、約-２[mV/℃]のほぼ一定の温度依存性を持つ。 The first voltage Vx is equal to the base-emitter voltage Vbe of the first bipolar transistor Q1, and has a substantially constant temperature dependency of about −2 [mV / ° C.].

第１の基準抵抗Ｒｘの両端の電圧は、第１のバイポーラトランジスタQ１と第２のバイポーラトランジスタQ２のVbeの差ΔVbe= kT/e×ln(n)となる(kはボルツマン定数、eは素電荷、Tは絶対温度)。そして、この温度係数TcDVbeは、k/e×ln(n)で、第１、第２のバイポーラトランジスタQ１,Q２の面積比nで決まる正の一定値となる。 The voltage across the first reference resistor Rx is the difference ΔVbe = kT / e × ln (n) between Vbe of the first bipolar transistor Q1 and the second bipolar transistor Q2 (k is the Boltzmann constant, e is the prime Charge, T is absolute temperature). The temperature coefficient TcDVbe is k / e × ln (n), and is a positive constant value determined by the area ratio n of the first and second bipolar transistors Q1 and Q2.

ここで、電流ｉｗ=ΔVbe/Ｒｘ, 電流ｉｚ=Ｖｘ/Ｒｙ=Vbe/Ｒｙである。したがって、第２の電流ｉｙは、以下に示す式（２５）で表される。

ｉｙ=ｉｚ+ｉｗ=ΔVbe/Ｒｘ+Vbe/Ｒｙ（２５）
Here, current iw = ΔVbe / Rx, current iz = Vx / Ry = Vbe / Ry. Therefore, the second current iy is expressed by the following equation (25).

iy = iz + iw = ΔVbe / Rx + Vbe / Ry (25)

上記式（２５）において、Vbe, ΔVbe, Rの温度係数をそれぞれTcVbe, TcDVbe, TcRとすると、第２の電流ｉｙは、以下に示す式（２６）で表される(Vbe, ΔVbe, Rはそれぞれ常温の値、ΔTは常温からの温度差)。

ｉｙΔVbe/Ｒｙ(１+(TcVbe-TcR)ΔT)+ΔVbe/Ｒｘ(１+(TcDVbe-TcR)ΔT) （２６）
In the above equation (25), if the temperature coefficients of Vbe, ΔVbe, and R are TcVbe, TcDVbe, and TcR, respectively, the second current iy is expressed by the following equation (26) (Vbe, ΔVbe, and R are The values at room temperature, ΔT is the temperature difference from room temperature).

iyΔVbe / Ry (1+ (TcVbe−TcR) ΔT) + ΔVbe / Rx (1+ (TcDVbe−TcR) ΔT) (26)

TcRは、TcR<0,|TcR|<|TcVbe|に設定されている。このため、式（２６）の右辺の第一項の温度係数は負に、第二項の温度係数は正になる。 TcR is set to TcR <0, | TcR | <| TcVbe |. For this reason, the temperature coefficient of the first term on the right side of Expression (26) is negative, and the temperature coefficient of the second term is positive.

そして、Ｒｘ,Ｒｙの値は、第一項と第二項の温度係数が相殺して最小になる値に設定されている。このため、ｉｙは殆ど温度に依存しない。 The values of Rx and Ry are set to values at which the temperature coefficients of the first term and the second term cancel each other and become minimum. For this reason, iy is almost independent of temperature.

第１の定電流ｉ１は、ミラー比mによりｉ１=m×ｉｙとなる。これにより、第１の定電流ｉ１は温度に殆ど依存しない。 The first constant current i1 is i1 = m × iy depending on the mirror ratio m. As a result, the first constant current i1 hardly depends on the temperature.

また、特別な低温度係数のポリシリコン抵抗を用いることなく、磁気感度を応力や温度によらずほぼ一定にすることができる。このため、温度や湿度等の環境の影響が低減された高精度な磁気センサーを実現できる。 Further, without using a special low temperature coefficient polysilicon resistor, the magnetic sensitivity can be made almost constant regardless of stress or temperature. For this reason, a highly accurate magnetic sensor in which the influence of the environment such as temperature and humidity is reduced can be realized.

また、第１の定電流源ＩＳ１は、内部で第１の低電流ｉ１を生成し出力するので、第１〜第３の実施形態のように制御電圧Ｖｃｔｒｌを外部から与える必要がない。 Moreover, since the first constant current source IS1 generates and outputs the first low current i1 internally, it is not necessary to apply the control voltage Vctrl from the outside as in the first to third embodiments.

なお、その他の磁気センサー回路４の動作・機能は、第１の実施形態の磁気センサー回路１と同様である。 The other operations and functions of the magnetic sensor circuit 4 are the same as those of the magnetic sensor circuit 1 of the first embodiment.

なお、実施形態は例示であり、発明の範囲はそれらに限定されない。 In addition, embodiment is an illustration and the range of invention is not limited to them.

１、２、３、４磁気センサー回路
ＩＳ１第１の定電流源
ＩＳ２第２の定電流源
Ｒ２第２の抵抗
Ａ１非反転アンプ
Ａ１ｂ反転アンプ
Ｈホール素子 1, 2, 3, 4 Magnetic sensor circuit IS1 First constant current source IS2 Second constant current source R2 Second resistor A1 Non-inverting amplifier A1b Inverting amplifier H Hall element

Claims

A magnetic sensor circuit configured on a Si substrate,
A first constant current source for outputting a first constant current from the output unit;
A second resistor connected between the output of the first constant current source and ground;
An amplifier having an input unit connected to the output unit of the first constant current source, a gain set to a set value, and an output voltage output from the output unit;
A third resistor through which a current proportional to the second constant current flows; and a second constant current source that outputs the second constant current so that a voltage generated in the third resistor is equal to the output voltage; ,
A Hall element that is supplied with the second constant current and detects a magnetic field,
The magnetic sensor circuit, wherein the third resistor includes a first combining resistor having a positive temperature coefficient and a second combining resistor having a negative temperature coefficient.

The first constant current source includes a first resistor, and a current proportional to an output current flows through the first resistor, and the voltage generated in the first resistor is equal to a control voltage. The first constant current is output from the output unit,
The second resistor has a greater piezoresistive effect than the first resistor;
The magnetic sensor circuit according to claim 1, wherein the amplifier is a non-inverting amplifier.

The first constant current source includes a first resistor, and a current proportional to an output current flows through the first resistor, and the voltage generated in the first resistor is equal to a control voltage. The first constant current is output from the output unit,
The first resistor has a greater piezoresistive effect than the second resistor;
The magnetic sensor circuit according to claim 1, wherein the amplifier is an inverting amplifier.

The temperature coefficient, resistance value, and connection of the first combining resistor and the second combining resistor are set so that the temperature dependency of the output voltage of the Hall element is minimized. The magnetic sensor circuit according to any one of claims 1 to 3.

5. The magnetic sensor circuit according to claim 1, wherein the set value is set so that stress dependence of magnetic sensitivity of the magnetic sensor circuit is minimized.

The first resistor is a polysilicon resistor;
The magnetic sensor circuit according to claim 2, wherein the second resistor is a diffused resistor.

The first resistor is a diffused resistor;
The magnetic sensor circuit according to claim 3, wherein the second resistor is a polysilicon resistor.

The magnetic sensor circuit according to claim 2, wherein the second resistor is a combined resistor of a diffused resistor and a polysilicon resistor.

The first constant current source is:
A first PN junction connected between a first node and said ground;
A second PN junction connected between a second node and the ground and having a larger area than the first PN junction;
A first reference resistor connected in series with the second PN junction between the second node and the ground;
Applying a first voltage to the first node and passing a first current, applying the same second voltage equal to the first voltage to the second node and equaling the first current A circuit for passing a second current;
A second reference resistor connected in parallel with the first PN junction between the first node and the ground;
A third reference resistor connected in parallel with the second PN junction between the second node and the ground;
The magnetic sensor circuit according to claim 1, wherein the first constant current corresponding to the first current is output from the output unit.

9. The magnetic sensor according to claim 6, wherein the diffusion resistor includes two diffusion resistors of the same size that are connected in series on the Si substrate and arranged to be orthogonal to each other. circuit.

The magnetic sensor circuit according to claim 1, wherein the Si substrate is a plane orientation (100) Si substrate.