JP2013188014A - Dc-dc converter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control an inverter circuit so as to prevent a flow of overcurrent by changing an output voltage of the inverter circuit.SOLUTION: A DC-DC converter includes the inverter circuit, a rectification circuit, a voltage detection circuit, and a control device for controlling the inverter circuit. The control device includes a comparison section for outputting an error value calculated by the comparison of a voltage detection value with a voltage command value, a control section for calculating a manipulated variable of operation of the inverter circuit on the basis of the error value, and a limitation section for limiting the manipulated variable so as to put a constant limit on a voltage drop for a step-down change from the voltage detection value to the voltage command value if an output voltage value is stepped down according to the manipulated variable.

Description

本発明は、直流電源から入力される直流電圧値を所望の電圧値に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a DC-DC converter that converts a DC voltage value input from a DC power source into a desired voltage value.

従来から、直流電源から出力される直流電圧を昇圧若しくは降圧するための装置として、特許文献１のようなＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、インバータ回路と整流回路とを電気的に絶縁する絶縁用変圧器と、整流回路から出力される直流電力を平滑化する平滑化回路と、インバータ回路の出力電圧値を制御する制御装置とを備える。   Conventionally, a DC-DC converter as disclosed in Patent Document 1 has been used as a device for boosting or stepping down a DC voltage output from a DC power supply. This DC-DC converter includes an inverter circuit that converts DC power into AC power, a rectifier circuit that rectifies AC power output from the inverter circuit, and an insulating transformer that electrically isolates the inverter circuit and the rectifier circuit. A smoothing circuit that smoothes the DC power output from the rectifier circuit, and a control device that controls the output voltage value of the inverter circuit.

このように構成されるインバータ回路は、所定の直流電圧を出力する直流電源に接続される。そして、このインバータ回路は、入力された直流電圧を交流電力に変換する。また、このインバータ回路は、同時に、その出力電圧値も、ＤＣ−ＤＣコンバータに対して必要に応じて随時変更される電圧指令値と一致するように変換する。このようにして変換された交流電力は、絶縁用変圧器を介して、整流回路に供給される。整流回路は、この交流電力を直流電力に整流する。この直流電力は、平滑化回路で平滑化される。そして、この直流電力は、平滑化回路の出力側に接続されている負荷に供給される。   The inverter circuit configured as described above is connected to a DC power source that outputs a predetermined DC voltage. The inverter circuit converts the input DC voltage into AC power. In addition, the inverter circuit simultaneously converts the output voltage value so as to match the voltage command value that is changed as needed for the DC-DC converter. The alternating-current power thus converted is supplied to the rectifier circuit via the insulating transformer. The rectifier circuit rectifies this AC power into DC power. This DC power is smoothed by a smoothing circuit. This DC power is supplied to a load connected to the output side of the smoothing circuit.

特開２０１１−１１４９５８号公報JP 2011-114958 A

一般的に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する回路部品を保護するために、インバータ回路には流すことができる電流値に一定の制限が加えられている。   In general, in order to protect the circuit components constituting the DC-DC converter, a certain limit is imposed on the current value that can be passed through the inverter circuit.

また、特許文献１のようなＤＣ−ＤＣコンバータには、インダクタンスを有する平滑化コイルと、残留電圧が残ることがある平滑化コンデンサとが平滑化回路に設けられている。絶縁用変圧器には、漏れインダクタンスが含まれる。   Further, in a DC-DC converter such as Patent Document 1, a smoothing coil having an inductance and a smoothing capacitor in which a residual voltage may remain are provided in the smoothing circuit. The isolation transformer includes a leakage inductance.

このようなＤＣ−ＤＣコンバータに対して、平滑化コンデンサに残留電圧が残ったまま出力電圧値を降圧すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路部には、この電圧に起因して電流値の高い大電流が流れることがある。この大電流がＤＣ−ＤＣコンバータの回路部に繰り返し流れると、インバータ回路内に流すことができる電流値を超える過電流に達することがある。   When the output voltage value is stepped down with such a DC-DC converter with the residual voltage remaining in the smoothing capacitor, a large current having a high current value is caused in the circuit part of the DC-DC converter. May flow. When this large current repeatedly flows in the circuit part of the DC-DC converter, an overcurrent exceeding the current value that can be passed through the inverter circuit may be reached.

このような過電流が原因でインバータ回路や整流回路を構成する素子が破壊されることがある。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧する際に発生する過電流は、出力電圧を平滑化するために必要な平滑化コンデンサと平滑化コイルとに起因して発生することもあり、必ずしもこれらの設定値を変更すればよいというわけではない。つまり、回路部を構成する回路部品側の設定値を変更することによって、過電流が流れないように制限することができないときがあった。   Such an overcurrent may cause destruction of elements constituting the inverter circuit or the rectifier circuit. In particular, an overcurrent generated when the DC-DC converter is stepped down may be generated due to a smoothing capacitor and a smoothing coil necessary for smoothing the output voltage. It is not necessary to change In other words, there is a case where it is impossible to limit the overcurrent from flowing by changing the set value on the circuit component side constituting the circuit unit.

よって、本発明は、かかる事情に鑑み、インバータ回路の出力電圧を変圧することによって過電流が流れないようにインバータ回路を制御することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題とする。   Therefore, an object of the present invention is to provide a DC-DC converter that can control an inverter circuit so that an overcurrent does not flow by transforming the output voltage of the inverter circuit.

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備えることを特徴とする。   A DC-DC converter according to the present invention includes an inverter circuit that converts DC power input from a DC power source into AC power, a rectifier circuit that rectifies AC power output from the inverter circuit, and an output from the rectifier circuit. A voltage detection circuit that detects an output voltage value, and a control device that controls the inverter circuit based on the voltage detection value detected from the voltage detection circuit, wherein the control device includes a voltage command value and the voltage detection A comparison unit that outputs a control deviation value calculated by comparing the values, a control unit that calculates an operation amount for operating the inverter circuit based on the control deviation value, and controls the inverter circuit, and the operation A limiting unit that limits the operation amount so as to add a certain limit to a step-down amount that is stepped down from the voltage detection value to the voltage command value when stepping down the output voltage value according to the amount Characterized in that it comprises a.

かかる構成によれば、まず、比較部が電圧指令値と電圧検出値とを比較して、制御偏差値を算出する。そして、制御部は、この制御偏差値に基づいてインバータ回路を操作する操作量を算出する。この操作量は、電圧検出値から電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように制限部で制限されている。そして、制御装置は、このようにして制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、インバータ回路の回路部に流れる電流が急激に変化して過電流とならないようインバータ回路を制御することができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータには、過電流が流れないようになっている。   According to this configuration, first, the comparison unit compares the voltage command value with the voltage detection value to calculate a control deviation value. And a control part calculates the operation amount which operates an inverter circuit based on this control deviation value. This operation amount is limited by the limiting unit so that a certain limitation is imposed on the amount of step-down that is stepped down from the voltage detection value to the voltage command value. Since the control device operates the inverter circuit with the limited operation amount in this way, the control device controls the inverter circuit so that the current flowing through the circuit portion of the inverter circuit does not change suddenly and becomes an overcurrent. Can do. Therefore, no overcurrent flows through the DC-DC converter.

また、本発明によれば、前記制限部は、前記出力電圧値を降圧する際に過電流が流れないように前記操作量に下限値を設定しており、前記操作量が前記下限値以上に入るように制限することが好ましい。   According to the present invention, the limiting unit sets a lower limit value for the operation amount so that an overcurrent does not flow when the output voltage value is stepped down, and the operation amount is greater than or equal to the lower limit value. It is preferable to limit it to enter.

かかる構成によれば、制御装置は、操作量に従って出力電圧値が降圧する際に、下限値以上となるように制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、過電流が流れないようになっている。   According to such a configuration, the control device operates the inverter circuit with the operation amount limited to be equal to or higher than the lower limit value when the output voltage value decreases according to the operation amount, so that no overcurrent flows. It has become.

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、前記操作量に従って前記出力電圧値を昇圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部であって、前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備えることを特徴とする。   A DC-DC converter according to the present invention includes an inverter circuit that converts DC power input from a DC power source into AC power, a rectifier circuit that rectifies AC power output from the inverter circuit, and an output from the rectifier circuit. A voltage detection circuit that detects an output voltage value, and a control device that controls the inverter circuit based on the voltage detection value detected from the voltage detection circuit, wherein the control device includes a voltage command value and the voltage detection A comparison unit that outputs a control deviation value calculated by comparing the values, a control unit that calculates an operation amount for operating the inverter circuit based on the control deviation value, and controls the inverter circuit, and the operation A limiting unit that limits the operation amount so that a certain limit is added to the boost amount that is boosted from the voltage detection value to the voltage command value when boosting the output voltage value according to the amount And a limiting unit that limits the manipulated variable so that a certain restriction is applied to a step-down amount that is stepped down from the voltage detection value to the voltage command value when the output voltage value is stepped down according to the manipulated variable. It is characterized by.

かかる構成によれば、まず、比較部が電圧指令値と電圧検出値とを比較して、制御偏差値を算出する。そして、制御部は、この制御偏差値に基づいてインバータ回路を操作する操作量を算出する。この操作量は、電圧検出値から電圧指令値に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように制限部で制限されている。また、この操作量は、電圧検出値から電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように制限部で制限されている。そして、制御装置は、このようにして制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、インバータ回路の回路部に流れる電流が急激に変化して過電流とならないようインバータ回路を制御することができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータには、過電流が流れないようになっている。   According to this configuration, first, the comparison unit compares the voltage command value with the voltage detection value to calculate a control deviation value. And a control part calculates the operation amount which operates an inverter circuit based on this control deviation value. This manipulated variable is limited by the limiting unit so that a certain limit is added to the boost amount that is boosted from the voltage detection value to the voltage command value. In addition, the operation amount is limited by the limiting unit so that a certain limitation is imposed on the amount of step-down that is stepped down from the voltage detection value to the voltage command value. Since the control device operates the inverter circuit with the limited operation amount in this way, the control device controls the inverter circuit so that the current flowing through the circuit portion of the inverter circuit does not change suddenly and becomes an overcurrent. Can do. Therefore, no overcurrent flows through the DC-DC converter.

また、本発明によれば、前記制限部は、前記出力電圧値を昇圧する際に過電流が流れないように前記操作量に上限値を設定するとともに、前記出力電圧値を降圧する際に過電流が流れないように前記操作量に下限値を設定しており、前記出力電圧値を昇圧する際に前記操作量が前記上限値以下となるように制限し、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量が前記下限値以上となるように制限することが好ましい。   Further, according to the present invention, the limiting unit sets an upper limit value for the manipulated variable so that no overcurrent flows when boosting the output voltage value, and excessively reduces the output voltage value. A lower limit is set for the manipulated variable so that no current flows, and when the output voltage value is boosted, the manipulated variable is limited to be less than or equal to the upper limit value, and when the output voltage value is lowered It is preferable to limit the operation amount to be equal to or greater than the lower limit value.

かかる構成によれば、制御装置は、操作量に従って出力電圧値が昇圧する際に、上限値以下となるように制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、過電流が流れないようになっている。また、制御装置は、操作量に従って出力電圧値が降圧する際に、下限値以上となるように制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、過電流が流れないようになっている。   According to such a configuration, the control device operates the inverter circuit with the operation amount limited to be equal to or lower than the upper limit value when the output voltage value is boosted according to the operation amount, so that no overcurrent flows. It has become. In addition, when the output voltage value decreases according to the operation amount, the control device operates the inverter circuit with an operation amount that is limited to be equal to or higher than the lower limit value, so that no overcurrent flows. .

以上の如く、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、インバータ回路の出力電圧を変圧することによって過電流が流れないようにインバータ回路を制御することができるという優れた効果を奏する。   As described above, the DC-DC converter according to the present invention has an excellent effect that the inverter circuit can be controlled so that no overcurrent flows by transforming the output voltage of the inverter circuit.

図１は、本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの全体回路図である。FIG. 1 is an overall circuit diagram of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention. 図２は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路部を表した詳細回路図である。FIG. 2 is a detailed circuit diagram showing a circuit unit of the DC-DC converter according to the embodiment. 図３は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのトランジスタのオン・オフ動作のタイミングチャートである。FIG. 3 is a timing chart of the on / off operation of the transistor of the DC-DC converter according to the embodiment. 図４は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路のオン・オフ動作のタイミングチャートである。FIG. 4 is a timing chart of the on / off operation of the rectifier circuit of the DC-DC converter according to the embodiment. 図５は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制限部に設定されている制御角の範囲を表したグラフである。FIG. 5 is a graph showing the range of control angles set in the voltage limiting unit of the DC-DC converter according to the embodiment. 図６は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路のスイッチング制御に関するフローチャートである。FIG. 6 is a flowchart regarding switching control of the inverter circuit of the DC-DC converter according to the embodiment. 図７は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路のスイッチング制御に関するフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart regarding switching control of the inverter circuit of the DC-DC converter according to the embodiment. 図８は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて制御角が下限値を超えて動作した場合の出力電流値の挙動を示す図である。（ａ）は、出力指令値と該出力指令値に従って出力される出力電圧値とを示す。（ｂ）は、インバータ回路に出力する制御角と、該制御角の上限値及び下限値とを示す。（ｃ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流を示す。FIG. 8 is a diagram showing the behavior of the output current value when the control angle exceeds the lower limit value in the conventional DC-DC converter. (A) shows an output command value and an output voltage value output according to the output command value. (B) shows the control angle output to the inverter circuit and the upper limit value and lower limit value of the control angle. (C) shows the 2nd electric current which flows through a smoothing coil. 図９は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が負のときの波形を示すグラフである。（ａ）は、インバータ回路の出力側を流れる第１の電流の波形である。（ｂ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流の波形である。FIG. 9 is a graph showing a waveform when the output current is negative in the DC-DC converter according to the embodiment. (A) is a waveform of the 1st electric current which flows through the output side of an inverter circuit. (B) is a waveform of the second current flowing through the smoothing coil. 図１０は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が零のときの波形を示すグラフである。（ａ）は、インバータ回路の出力側を流れる第１の電流の波形である。（ｂ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流の波形である。FIG. 10 is a graph showing waveforms when the output current is zero for the DC-DC converter according to the embodiment. (A) is a waveform of the 1st electric current which flows through the output side of an inverter circuit. (B) is a waveform of the second current flowing through the smoothing coil. 図１１は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が正のときの波形を示すグラフである。（ａ）は、インバータ回路の出力側を流れる第１の電流の波形である。（ｂ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流の波形である。FIG. 11 is a graph showing a waveform when the output current is positive in the DC-DC converter according to the embodiment. (A) is a waveform of the 1st electric current which flows through the output side of an inverter circuit. (B) is a waveform of the second current flowing through the smoothing coil. 図１２は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が負のときの電流の流れを表す回路図である。（ａ）は、動作モードＡのときの回路図である。（ｂ）は、動作モードＢのときの回路図である。（ｃ）は、動作モードＣのときの回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing the flow of current when the output current is negative in the DC-DC converter according to the embodiment. (A) is a circuit diagram in the operation mode A. FIG. (B) is a circuit diagram in the operation mode B. FIG. (C) is a circuit diagram in the operation mode C. FIG. 図１３は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が零のときの電流の流れを表す回路図である。（ａ）は、動作モードＡのときの回路図である。（ｂ）は、動作モードＢのときの回路図である。（ｃ）は、動作モードＣのときの回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a current flow when the output current is zero in the DC-DC converter according to the embodiment. (A) is a circuit diagram in the operation mode A. FIG. (B) is a circuit diagram in the operation mode B. FIG. (C) is a circuit diagram in the operation mode C. FIG. 図１４は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が正のときの電流の流れを表す回路図である。（ａ）は、動作モードＡのときの回路図である。（ｂ）は、動作モードＢのときの回路図である。（ｃ）は、動作モードＣのときの回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a current flow when the output current is positive, in the DC-DC converter according to the embodiment. (A) is a circuit diagram in the operation mode A. FIG. (B) is a circuit diagram in the operation mode B. FIG. (C) is a circuit diagram in the operation mode C. FIG.

本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図１〜図１４を参酌しつつ説明する。まず、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成について、図１〜図５を参酌しつつ説明する。   A DC-DC converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. First, the configuration of the DC-DC converter according to the embodiment will be described with reference to FIGS.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１に示すように、特定の電圧値Ｅ１の直流電力を供給する直流電源２と、該直流電源２の電圧値Ｅ１と異なる別の電圧値Ｅ２の直流電力を必要とする１以上の負荷３と、該負荷３に対して供給すべき直流電力の電圧値を該ＤＣ−ＤＣコンバータ１に対して指令する電圧指令部４とに接続される。このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電力の電圧値Ｅ１を電圧指令部４から指令される電圧値Ｅ３に変換する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、電圧値Ｅ３に変換された直流電力を負荷３に供給する。   As shown in FIG. 1, the DC-DC converter 1 requires a DC power source 2 that supplies DC power having a specific voltage value E1, and DC power having a voltage value E2 that is different from the voltage value E1 of the DC power source 2. And one or more loads 3, and a voltage command unit 4 that commands the DC-DC converter 1 with a voltage value of DC power to be supplied to the load 3. The DC-DC converter 1 converts the voltage value E1 of DC power into a voltage value E3 commanded from the voltage command unit 4. The DC-DC converter 1 supplies the direct-current power converted into the voltage value E3 to the load 3.

直流電源２は、具体的には、直接、直流電力を供給可能な蓄電池であったり、商用電源などの交流電力から直流電力に変換された電源などである。本実施形態に係る直流電源２は、単相の直流電源である例を説明する。直流電源２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力側に接続される。そこで、本明細書では、直流電源２からＤＣ−ＤＣコンバータ１に入力される電圧値Ｅ１のことを「入力電圧値Ｅ１」と呼ぶ。この入力電圧値Ｅ１は、該直流電源２ごとに定まる特定の固定値である。   Specifically, the DC power source 2 is a storage battery that can directly supply DC power, or a power source converted from AC power to DC power, such as a commercial power source. An example in which the DC power supply 2 according to the present embodiment is a single-phase DC power supply will be described. The DC power source 2 is connected to the input side of the DC-DC converter 1. Therefore, in this specification, the voltage value E1 input from the DC power supply 2 to the DC-DC converter 1 is referred to as “input voltage value E1”. This input voltage value E1 is a specific fixed value determined for each DC power supply 2.

負荷３は、直流電力で動作する負荷全般を対象とする。負荷３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側に接続される。本実施形態に係る負荷３は、単相の直流負荷である例を説明する。そこで、本明細書では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から負荷３に出力される電圧値Ｅ２のことを「出力電圧値Ｅ２」と呼ぶ。出力電圧値Ｅ２は、負荷３ごとに異なっており、また、その運転状態によっても異なる。つまり、負荷３に供給すべき電圧値は、特定の固定された値でなく、変更できることを求められている。   The load 3 is intended for all loads operating with DC power. The load 3 is connected to the output side of the DC-DC converter 1. An example in which the load 3 according to the present embodiment is a single-phase DC load will be described. Therefore, in this specification, the voltage value E2 output from the DC-DC converter 1 to the load 3 is referred to as “output voltage value E2”. The output voltage value E2 is different for each load 3 and also varies depending on the operation state. In other words, the voltage value to be supplied to the load 3 is not a specific fixed value but is required to be changeable.

電圧指令部４は、負荷３などを運転制御する設備の一部である。電圧指令部４もＤＣ−ＤＣコンバータ１に接続されている。電圧指令部４は、負荷３が所望する電圧値をＤＣ−ＤＣコンバータ１に指令する装置である。そこで、本明細書では、電圧指令部４からＤＣ−ＤＣコンバータ１に対して指令される電圧値Ｅ３のことを「電圧指令値Ｅ３」と呼ぶ。   The voltage command unit 4 is a part of equipment that controls the operation of the load 3 and the like. The voltage command unit 4 is also connected to the DC-DC converter 1. The voltage command unit 4 is a device that commands a voltage value desired by the load 3 to the DC-DC converter 1. Therefore, in this specification, the voltage value E3 commanded from the voltage command unit 4 to the DC-DC converter 1 is referred to as “voltage command value E3”.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源２から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１０と、該インバータ回路１０を電気的に絶縁する絶縁用変圧器１１と、該絶縁用変圧器１１から出力される交流電力を整流する整流回路１２と、該整流回路１２で整流される直流電力を平滑化する平滑化回路１３と、該平滑化回路１３から出力される電圧値を検出する電圧検出回路１４と、該電圧検出回路１４から検出された電圧検出値Ｅ４に基づいてインバータ回路１０の交流電力の電圧値を制御する制御装置１５とを備える。   The DC-DC converter 1 includes an inverter circuit 10 that converts DC power input from a DC power source 2 into AC power, an insulation transformer 11 that electrically insulates the inverter circuit 10, and the insulation transformer 11. The rectifier circuit 12 rectifies the AC power output from the rectifier, the smoothing circuit 13 that smoothes the DC power rectified by the rectifier circuit 12, and the voltage detection that detects the voltage value output from the smoothing circuit 13 A circuit 14 and a control device 15 that controls the voltage value of the AC power of the inverter circuit 10 based on the voltage detection value E4 detected from the voltage detection circuit 14 are provided.

インバータ回路１０は、図１及び図２の回路図に示すように、直流電源２から入力される入力電圧値Ｅ１の直流電力を負荷３に出力する出力電圧値Ｅ２とするために適当なインバータ出力電圧値ＶINVの交流電力に変換する。このインバータ回路１０は、単相のフルブリッジ回路を構成する。つまり、インバータ回路１０は、直流電源２を接続可能な入力端子１００と、この入力端子１００に接続されて直流電源２の正極側から負極側に向かって流れる電流の流れをスイッチングして切り換える４つのスイッチング素子１０１〜１０４と、入力端子１００に接続されて直流電源２の負極側から正極側に向かって流れる電流の流れを許容する４つの還流ダイオード１０５〜１０８と、絶縁側変圧器１１を接続可能な出力端子１０９とを備える。 As shown in the circuit diagrams of FIGS. 1 and 2, the inverter circuit 10 is an inverter output suitable for converting the DC power of the input voltage value E1 input from the DC power supply 2 to the output voltage value E2 output to the load 3. Convert to AC power with voltage value V INV . The inverter circuit 10 constitutes a single-phase full bridge circuit. That is, the inverter circuit 10 switches the switching between the input terminal 100 to which the DC power supply 2 can be connected and the current flow that is connected to the input terminal 100 and flows from the positive electrode side to the negative electrode side of the DC power supply 2. The isolation elements 11 can be connected to the switching elements 101 to 104, the four free-wheeling diodes 105 to 108 that are connected to the input terminal 100 and allow the flow of current flowing from the negative electrode side to the positive electrode side of the DC power supply 2. Output terminal 109.

入力端子１００は、直流電源２から直流電圧の入力を受け付けるための入力インターフェースである。直流電源２が単相であるため、入力端子１００には正極と負極とが設けられている。   The input terminal 100 is an input interface for receiving a DC voltage input from the DC power supply 2. Since the DC power supply 2 is single-phase, the input terminal 100 is provided with a positive electrode and a negative electrode.

スイッチング素子１０１〜１０４は、該スイッチング素子１０１〜１０４のオン状態又はオフ状態を外部からの信号によって任意に切換可能な自己消弧形半導体素子である。具体的には、スイッチング素子１０１〜１０４は、トランジスタである。本明細書では、これらのスイッチング素子を「第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４」と呼ぶ。第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４は、直流電源２の正極側の入力端子１００に並列に設けられる２つの電源側トランジスタ１０１，１０２と、負極側の入力端子１００に並列に設けられる２つの負極側トランジスタ１０３，１０４とを備える。電源側トランジスタ１０１，１０２と負極側トランジスタ１０３，１０４とはそれぞれ直列に接続される。そして、出力端子１０９は、これらの接続点に設けられる。   The switching elements 101 to 104 are self-extinguishing semiconductor elements that can be arbitrarily switched between on and off states of the switching elements 101 to 104 by a signal from the outside. Specifically, the switching elements 101 to 104 are transistors. In this specification, these switching elements are referred to as “first to fourth transistors 101 to 104”. The first to fourth transistors 101 to 104 include two power supply transistors 101 and 102 provided in parallel to the positive input terminal 100 of the DC power supply 2 and two power supply transistors 101 and 102 provided in parallel to the negative input terminal 100. Negative-side transistors 103 and 104. The power supply side transistors 101 and 102 and the negative side transistors 103 and 104 are connected in series, respectively. The output terminal 109 is provided at these connection points.

還流ダイオード１０５〜１０８は、直流電源２の正極側の入力端子１００と並列に設けられる２つの電源側還流ダイオード１０５，１０６と、負極側の入力端子１００と並列に設けられる２つの負極側還流ダイオード１０７，１０８とを備える。電源側還流ダイオード１０５，１０６と負極側還流ダイオード１０７，１０８とはそれぞれ直列に接続される。そして、出力端子１０９は、これらの接続点に設けられる。本明細書では、これらの還流ダイオードを「第１〜第４の還流ダイオード１０５〜１０８」と呼ぶ。第１〜第４の還流ダイオード１０５〜１０８は、第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４のそれぞれに逆バイアスとなるように並列に接続される。   The free-wheeling diodes 105 to 108 include two power-side free-wheeling diodes 105 and 106 provided in parallel with the positive-side input terminal 100 of the DC power supply 2 and two negative-side free-wheeling diodes provided in parallel with the negative-side input terminal 100. 107 and 108. The power supply side reflux diodes 105 and 106 and the negative electrode side reflux diodes 107 and 108 are connected in series, respectively. The output terminal 109 is provided at these connection points. In this specification, these free-wheeling diodes are referred to as “first to fourth free-wheeling diodes 105 to 108”. The first to fourth free-wheeling diodes 105 to 108 are connected in parallel to each of the first to fourth transistors 101 to 104 so as to be reverse-biased.

出力端子１０９は、絶縁用変圧器１１に交流電圧を出力する出力インターフェースである。出力する交流電圧が単相であるため、出力端子１０９にも正極と負極とが設けられている。   The output terminal 109 is an output interface that outputs an AC voltage to the insulating transformer 11. Since the AC voltage to be output is single phase, the output terminal 109 is also provided with a positive electrode and a negative electrode.

絶縁用変圧器１１は、１次側回路と２次側回路とを電磁結合する。つまり、絶縁用変圧器１１は、１次側回路としてのインバータ回路１０と２次側回路としての整流回路１２とを絶縁する変圧器である。この絶縁用変圧器１１には、１次巻線と２次巻線との間の磁気漏れなどで変圧作用に寄与しない漏れインダクタンスＬ１が含まれている。この漏れインダクタンスＬ１は、実質的にこの絶縁用変圧器１１と直列に接続されるインダクタンスとして機能する。   The insulating transformer 11 electromagnetically couples the primary side circuit and the secondary side circuit. That is, the insulating transformer 11 is a transformer that insulates the inverter circuit 10 as the primary circuit and the rectifier circuit 12 as the secondary circuit. The insulation transformer 11 includes a leakage inductance L1 that does not contribute to the transformation action due to magnetic leakage between the primary winding and the secondary winding. The leakage inductance L1 substantially functions as an inductance connected in series with the insulating transformer 11.

整流回路１２は、インバータ回路１０から絶縁用変圧器１１を介して入力されるインバータ出力電圧値ＶINVの交流電力を直流電力に変換する。この整流回路１２は、スイッチング素子を用いて入力される交流電力を整流する制御整流回路を構成する。つまり、整流回路１２は、直流電源２を接続可能な入力端子１２０と、この入力端子１２０に接続されて負荷３の正極側から負極側に向かって流れる電流の流れをスイッチングして切り換える４つのスイッチング素子１２１〜１２４と、入力端子１２０に接続されて負荷３の負極側から正極側に向かって流れる電流の流れを許容する４つの還流ダイオード１２５〜１２８と、負荷３を接続可能な出力端子１２９とを備える。 The rectifier circuit 12 converts AC power of the inverter output voltage value V INV input from the inverter circuit 10 via the insulating transformer 11 into DC power. The rectifier circuit 12 constitutes a control rectifier circuit that rectifies AC power input using a switching element. In other words, the rectifier circuit 12 switches the input terminal 120 to which the DC power source 2 can be connected, and the four switchings that switch the current flow that is connected to the input terminal 120 and flows from the positive electrode side to the negative electrode side of the load 3. Elements 121 to 124, four free-wheeling diodes 125 to 128 that are connected to the input terminal 120 and allow a current to flow from the negative electrode side to the positive electrode side of the load 3, and an output terminal 129 that can connect the load 3 Is provided.

入力端子１２０は、直流電源２から絶縁用変圧器１１を介して直流電圧の入力を受け付けるための入力インターフェースである。直流電源２が単相であるため、入力端子１２０には正極と負極とが設けられている。   The input terminal 120 is an input interface for receiving an input of a DC voltage from the DC power supply 2 via the insulation transformer 11. Since the DC power supply 2 has a single phase, the input terminal 120 is provided with a positive electrode and a negative electrode.

スイッチング素子１２１〜１２４は、該スイッチング素子１２１〜１２４のオン状態又はオフ状態を外部からの信号によって任意に切換可能な自己消弧形半導体素子である。具体的には、スイッチング素子１２１〜１２４は、トランジスタである。本明細書では、これらのスイッチング素子を「第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４」と呼ぶ。第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４は、正極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの電源側トランジスタ１２１，１２２と、負極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの負極側トランジスタ１２３，１２４とを備える。電源側トランジスタ１２１，１２２と負極側トランジスタ１２３，１２４とは直列に接続される。そして、出力端子１２９は、この接続点に設けられる。   The switching elements 121 to 124 are self-extinguishing semiconductor elements that can arbitrarily switch the on or off state of the switching elements 121 to 124 by an external signal. Specifically, the switching elements 121 to 124 are transistors. In this specification, these switching elements are referred to as “first to fourth transistors 121 to 124”. The first to fourth transistors 121 to 124 include two power supply transistors 121 and 122 provided in parallel to the positive input terminal 120 and two negative transistors 123 provided in parallel to the negative input terminal 120. , 124. The power supply side transistors 121 and 122 and the negative side transistors 123 and 124 are connected in series. The output terminal 129 is provided at this connection point.

還流ダイオード１２５〜１２８は、正極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの電源側還流ダイオード１２５，１２６と、負極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの負極側還流ダイオード１２７，１２８とを備える。電源側還流ダイオード１２５，１２６と負極側スイッチング素子１２７，１２８とは直列に接続される。そして、出力端子１２９は、この接続点に設けられる。本明細書では、これらの還流ダイオードを「第１〜第４の還流ダイオード１２５〜１２８」と呼ぶ。第１〜第４の還流ダイオード１２５〜１２８は、第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４のそれぞれに逆バイアスとなるように並列に接続される。   The free-wheeling diodes 125 to 128 include two power-supply-side free-wheeling diodes 125 and 126 provided in parallel to the positive-side input terminal 120 and two negative-side free-wheeling diodes 127 and 128 provided in parallel to the negative-side input terminal 120. Is provided. The power supply side reflux diodes 125 and 126 and the negative electrode side switching elements 127 and 128 are connected in series. The output terminal 129 is provided at this connection point. In this specification, these free-wheeling diodes are referred to as “first to fourth free-wheeling diodes 125 to 128”. The first to fourth freewheeling diodes 125 to 128 are connected in parallel to each of the first to fourth transistors 121 to 124 so as to be reverse-biased.

出力端子１２９は、負荷３に直流電圧を出力する出力インターフェースである。出力する直流電圧が単相であるため、出力端子１２９にも正極と負極とが設けられている。   The output terminal 129 is an output interface that outputs a DC voltage to the load 3. Since the output DC voltage is single phase, the output terminal 129 is also provided with a positive electrode and a negative electrode.

平滑化回路１３は、整流回路１２から入力される入力電圧に含まれるスイッチングリプルを減衰させて平滑化する。平滑化回路１３は、入力側に接続される整流回路１２に対して直列に接続される平滑化コイル１３０と、該平滑化コイル１３０の出力側に並列に接続される平滑化コンデンサ１３１とを備える。平滑化コイル１３０は、例えば、チョークコイルなどである。平滑化コンデンサ１３１は、例えば、電解コンデンサなどである。   The smoothing circuit 13 attenuates and smoothes the switching ripple included in the input voltage input from the rectifier circuit 12. The smoothing circuit 13 includes a smoothing coil 130 connected in series to the rectifier circuit 12 connected to the input side, and a smoothing capacitor 131 connected in parallel to the output side of the smoothing coil 130. . The smoothing coil 130 is, for example, a choke coil. The smoothing capacitor 131 is, for example, an electrolytic capacitor.

電圧検出回路１４は、平滑化回路１３から出力される直流電圧を電圧検出値Ｅ４として検出する。この電圧検出値Ｅ４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が負荷３に出力する出力電圧値Ｅ２を表している。具体的には、電圧検出回路１４は、平滑化回路１３の出力側の電圧を検出する計器用変圧器（いわゆる「ＶＴ」，図示しない）である。しかし、電圧検出回路１４は、この計器用変圧器に限定されず、トランスデューサなどであってもよい。   The voltage detection circuit 14 detects the DC voltage output from the smoothing circuit 13 as a voltage detection value E4. This voltage detection value E4 represents the output voltage value E2 output from the DC-DC converter 1 to the load 3. Specifically, the voltage detection circuit 14 is an instrument transformer (so-called “VT”, not shown) that detects the voltage on the output side of the smoothing circuit 13. However, the voltage detection circuit 14 is not limited to this instrument transformer, and may be a transducer or the like.

制御装置１５は、図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の制御を行うコンバータ制御部１５０と、該コンバータ制御部１５０からの動作信号に基づいてインバータ回路１０を制御するインバータ回路制御部１５１と、コンバータ制御部１５０からの動作信号に基づいて整流回路１２を制御する整流回路制御部１５２と、過電流の発生を抑制するために出力電圧値Ｅ２を制限する電圧制限部１５３とを備える。   As shown in FIG. 1, the control device 15 includes a converter control unit 150 that controls the entire DC-DC converter 1, and an inverter circuit control unit that controls the inverter circuit 10 based on an operation signal from the converter control unit 150. 151, a rectifier circuit controller 152 that controls the rectifier circuit 12 based on an operation signal from the converter controller 150, and a voltage limiter 153 that limits the output voltage value E2 in order to suppress the occurrence of overcurrent. .

コンバータ制御部１５０は、インバータ回路制御部１５１と整流回路制御部１５２とに接続される。そして、コンバータ制御部１５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の起動及び停止のタイミングに、インバータ制御回路１５１と整流回路制御部１５２とに起動信号又は停止信号を入力する。   Converter control unit 150 is connected to inverter circuit control unit 151 and rectifier circuit control unit 152. Then, the converter control unit 150 inputs a start signal or a stop signal to the inverter control circuit 151 and the rectifier circuit control unit 152 at the start and stop timing of the DC-DC converter 1.

インバータ回路制御部１５１は、コンバータ制御部１５０と、電圧制限部１５３と、インバータ回路１０の第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４とに接続される。インバータ回路制御部１５１は、コンバータ制御部１５０からの起動信号に基づきインバータ回路１０を起動する。そして、インバータ回路制御部１５１は、電圧制限部１５３から入力される制御信号に基づきインバータ出力電圧値ＶINVを制御する。また、インバータ回路制御部１５１は、コンバータ制御部１５０からの停止信号に基づきインバータ回路１０を停止する。 The inverter circuit control unit 151 is connected to the converter control unit 150, the voltage limiting unit 153, and the first to fourth transistors 101 to 104 of the inverter circuit 10. Inverter circuit control unit 151 activates inverter circuit 10 based on the activation signal from converter control unit 150. Then, the inverter circuit control unit 151 controls the inverter output voltage value V INV based on the control signal input from the voltage limiting unit 153. Further, inverter circuit control unit 151 stops inverter circuit 10 based on a stop signal from converter control unit 150.

インバータ回路制御部１５１は、電圧指令部４から電圧制限部１５３を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力させる出力電圧値Ｅ２の入力を受け付ける。インバータ回路制御部１５１は、電圧検出回路１４から検出される電圧検出値Ｅ４がこの電圧指令値Ｅ３になるように、インバータ出力電圧値ＶINVを制御する。つまり、インバータ回路制御部１５１は、インバータ回路１０の第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングする制御量を電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４との差に比例した大きさとなるようにして制御するＰＩ制御を行う。 The inverter circuit control unit 151 receives an input of the output voltage value E2 to be output from the DC-DC converter 1 from the voltage command unit 4 via the voltage limiting unit 153. The inverter circuit control unit 151 controls the inverter output voltage value V INV so that the voltage detection value E4 detected from the voltage detection circuit 14 becomes the voltage command value E3. That is, the inverter circuit control unit 151 sets the control amount for switching the first to fourth transistors 101 to 104 of the inverter circuit 10 so that the control amount is proportional to the difference between the voltage command value E3 and the voltage detection value E4. PI control is performed.

インバータ回路制御部１５１は、インバータ回路１０を構成する第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４のゲート端子Ｇにスイッチング信号を送信する。そして、インバータ回路制御部１５１は、このスイッチング信号を送信したタイミングで第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をオン・オフ動作させる。このスイッチング信号は、オン状態とオフ状態とを周期的に切り換える信号である。スイッチング信号の周期Ｔは、角度で表す。スイッチング信号の１周期は、３６０度である。   The inverter circuit control unit 151 transmits a switching signal to the gate terminals G of the first to fourth transistors 101 to 104 constituting the inverter circuit 10. Then, the inverter circuit control unit 151 turns on / off the first to fourth transistors 101 to 104 at the timing when the switching signal is transmitted. This switching signal is a signal that periodically switches between an on state and an off state. The period T of the switching signal is represented by an angle. One cycle of the switching signal is 360 degrees.

インバータ回路制御部１５１は、図３（ａ）〜（ｆ）に示すように、第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングするタイミングを調整することにより、出力する極性を変更する。負極側トランジスタ１０３，１０４をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＡ，Ｆでは、出力端子１０９から出力されない。電源側トランジスタの第１のトランジスタ１０１と負荷側トランジスタの第４のトランジスタ１０４をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＢでは、出力端子１０９から正の電圧が出力される。電源側トランジスタ１０１，１０２をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＣ，Ｄでは、出力端子１０９から出力されない。電源側トランジスタの第２のトランジスタ１０２と負荷側トランジスタの第３のトランジスタ１０３をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＥでは、出力端子１０９から負の電圧が出力される。   As illustrated in FIGS. 3A to 3F, the inverter circuit control unit 151 changes the polarity to be output by adjusting the timing for switching the first to fourth transistors 101 to 104. In the operation modes A and F in which the negative side transistors 103 and 104 are turned on and the other transistors are turned off, no output is made from the output terminal 109. In the operation mode B in which the first transistor 101 of the power supply side transistor and the fourth transistor 104 of the load side transistor are turned on and the other transistors are turned off, a positive voltage is output from the output terminal 109. In the operation modes C and D in which the power supply side transistors 101 and 102 are turned on and the other transistors are turned off, no output is made from the output terminal 109. In the operation mode E in which the second transistor 102 of the power supply side transistor and the third transistor 103 of the load side transistor are turned on and the other transistors are turned off, a negative voltage is output from the output terminal 109.

インバータ回路制御部１５１は、動作モードＢ，Ｅの期間を調整することにより、出力端子１０９から出力される出力電圧値Ｅ２を昇降圧する。つまり、動作モードＢ，Ｅの期間が長くなるように操作すると、出力電圧値Ｅ２が高くなる。動作モードＢ，Ｅの期間が短くなるように操作すると、出力電圧値Ｅ２が低くなる。具体的には、第４のトランジスタ１０４がオンしているときに第１のトランジスタ１０１がオンしてから第２のトランジスタ１０２がオンするまでの期間θに比例して定常状態における出力電圧値Ｅ２が決定される。また、第２のトランジスタ１０２がオンしているときに第３のトランジスタ１０３がオンしてから第４のトランジスタ１０４がオンするまでの期間θに比例して定常状態における出力電圧値Ｅ２が決定される。なお、本明細書では、このθのことを「制御角」と呼ぶ。この制御角θは、角度［°］を用いて期間を表している。そして、この制御角θは、本発明の「操作量」に相当する。また、第１〜第４の各トランジスタ１０１〜１０４のスイッチングにおいてデッドタイムを設けると、制御角θと出力電圧値Ｅ２との関係に影響がでる場合もあるが、上記の関係においては無視できる程度であるため、デッドタイムとの関係についての説明は省略する。   The inverter circuit control unit 151 increases or decreases the output voltage value E2 output from the output terminal 109 by adjusting the periods of the operation modes B and E. That is, when the operation mode B, E is operated so that the period becomes longer, the output voltage value E2 becomes higher. When the operation modes B and E are operated so as to shorten the period, the output voltage value E2 is lowered. Specifically, when the fourth transistor 104 is turned on, the output voltage value E2 in a steady state is proportional to a period θ from when the first transistor 101 is turned on to when the second transistor 102 is turned on. Is determined. Further, when the second transistor 102 is turned on, the output voltage value E2 in the steady state is determined in proportion to the period θ from when the third transistor 103 is turned on to when the fourth transistor 104 is turned on. The In the present specification, this θ is referred to as “control angle”. The control angle θ represents a period using an angle [°]. The control angle θ corresponds to the “operation amount” of the present invention. In addition, if a dead time is provided in the switching of each of the first to fourth transistors 101 to 104, the relationship between the control angle θ and the output voltage value E2 may be affected. However, in the above relationship, it can be ignored. Therefore, the description of the relationship with the dead time is omitted.

整流回路制御部１５２は、図１に示すように、コンバータ制御部１５０と整流回路１２の第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４とに接続される。整流回路制御部１５２は、コンバータ制御部１５０からの起動信号に基づき整流回路１２を起動する。整流回路制御部１５２は、整流回路１２を一定周期でスイッチング制御する。また、整流回路制御部１５２は、コンバータ制御部１５０からの停止信号に基づき整流回路１２を停止する。   As shown in FIG. 1, the rectifier circuit controller 152 is connected to the converter controller 150 and the first to fourth transistors 121 to 124 of the rectifier circuit 12. The rectifier circuit controller 152 activates the rectifier circuit 12 based on the activation signal from the converter controller 150. The rectifier circuit control unit 152 controls switching of the rectifier circuit 12 at a constant period. Further, the rectifier circuit control unit 152 stops the rectifier circuit 12 based on the stop signal from the converter control unit 150.

整流回路制御部１５２は、図４（ａ）〜（ｆ）に示すように、第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４をスイッチングすることにより、交流電力を整流する。つまり、第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４は、半周期ごとにスイッチングする。整流回路１２に対して正の電圧値が入力される動作モードＡ〜Ｃでは、第１のトランジスタ１２１と第４のトランジスタ１２４とをオンして、それら以外のトランジスタをオフする。よって、出力される電圧は、正の電圧値となる。一方、整流回路１２に対して負の電圧値が入力される動作モードＤ〜Ｆでは、第２のトランジスタ１２２と第３のトランジスタ１２３とをオンして、それら以外のトランジスタをオフする。よって、出力される電圧は、極性が反転して、正の電圧値となる。   The rectifier circuit control unit 152 rectifies AC power by switching the first to fourth transistors 121 to 124 as shown in FIGS. That is, the first to fourth transistors 121 to 124 switch every half cycle. In the operation modes A to C in which a positive voltage value is input to the rectifier circuit 12, the first transistor 121 and the fourth transistor 124 are turned on, and the other transistors are turned off. Therefore, the output voltage has a positive voltage value. On the other hand, in the operation modes D to F in which a negative voltage value is input to the rectifier circuit 12, the second transistor 122 and the third transistor 123 are turned on, and the other transistors are turned off. Thus, the output voltage has a positive voltage value with the polarity reversed.

電圧制限部１５３は、図１に示すように、電圧指令値Ｅ３から電圧検出値Ｅ４を減算して算出される制御偏差値ΔＥ３４を出力する減算器１５３０と、制御偏差値ΔＥ３４に基づいてインバータ回路１０をＰＩ制御するために制御角θを算出するＰＩ制御器１５３１と、制御角θに一定の制限が加わるように制限するリミッタ１５３２とを備える。   As shown in FIG. 1, the voltage limiter 153 includes a subtractor 1530 that outputs a control deviation value ΔE34 calculated by subtracting the voltage detection value E4 from the voltage command value E3, and an inverter circuit based on the control deviation value ΔE34. 10 includes a PI controller 1531 that calculates a control angle θ in order to perform PI control, and a limiter 1532 that limits the control angle θ so as to apply a certain limit.

減算器１５３０は、電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４とを比較して、その差分値（Ｅ３−Ｅ４）を制御偏差値ΔＥ３４として出力する。つまり、減算器１５３０は、本発明の「比較部」に相当する。減算器１５３０は、電圧指令部４から電圧指令値Ｅ３を受け付け、電圧検出回路１４から電圧検出値Ｅ４を受け付ける。そして、減算器１５３０は、電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４とを比較した結果をＰＩ制御器１５３１に出力する。減算器１５３０は、これらの電圧指令値Ｅ３及び電圧検出値Ｅ４を常時監視している。そして、減算器１５３０は、リアルタイムに電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４との比較結果をＰＩ制御器１５３１に出力できるように構成されている。なお、減算器１５３０は、必ずしも電圧指令部４から指令される電圧指令値Ｅ３を常時監視している必要はなく、所定のタイミングごとに電圧指令部４から指令される電圧指令値Ｅ３を読み込むようにしてもよい。   The subtractor 1530 compares the voltage command value E3 and the voltage detection value E4, and outputs the difference value (E3-E4) as the control deviation value ΔE34. That is, the subtractor 1530 corresponds to the “comparator” of the present invention. The subtractor 1530 receives the voltage command value E3 from the voltage command unit 4 and receives the voltage detection value E4 from the voltage detection circuit 14. Then, the subtractor 1530 outputs the result of comparing the voltage command value E3 and the detected voltage value E4 to the PI controller 1531. The subtractor 1530 constantly monitors the voltage command value E3 and the voltage detection value E4. The subtractor 1530 is configured to output a comparison result between the voltage command value E3 and the voltage detection value E4 to the PI controller 1531 in real time. The subtractor 1530 does not always need to constantly monitor the voltage command value E3 commanded from the voltage command unit 4, and reads the voltage command value E3 commanded from the voltage command unit 4 at every predetermined timing. It may be.

ＰＩ制御器１５３１は、制御偏差値ΔＥ３４に基づいて電圧検出値Ｅ４が電圧指令値Ｅ３と一致するようにインバータ回路１０を操作する制御角θを算出する。そして、ＰＩ制御器１５３１は、この制御角θによってインバータ回路１０を制御する。つまり、ＰＩ制御器１５３１は、本発明の「制御部」に相当する。   PI controller 1531 calculates control angle θ for operating inverter circuit 10 based on control deviation value ΔE34 so that voltage detection value E4 matches voltage command value E3. The PI controller 1531 controls the inverter circuit 10 based on the control angle θ. That is, the PI controller 1531 corresponds to the “control unit” of the present invention.

リミッタ１５３２は、制御角θに従って出力電圧値Ｅ２を昇圧する際に電圧検出値Ｅ４から電圧指令値Ｅ３に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように制御角θを制限するとともに、制御角θに従って出力電圧値Ｅ２を降圧する際に電圧検出値Ｅ４から電圧指令値Ｅ３に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように制御角θを制限する。具体的には、リミッタ１５３２には、出力電圧値Ｅ２を昇圧する際に過電流が流れないように制御角θに上限値θｍａｘが設定されており、出力電圧値Ｅ２を降圧する際に過電流が流れないように制御角θに下限値θｍｉｎが設定されている。   The limiter 1532 limits the control angle θ so as to add a certain limit to the amount of voltage boosted from the voltage detection value E4 to the voltage command value E3 when boosting the output voltage value E2 according to the control angle θ. Accordingly, when the output voltage value E2 is stepped down, the control angle θ is limited so that a certain limit is added to the step-down amount that is stepped down from the voltage detection value E4 to the voltage command value E3. Specifically, the limiter 1532 has an upper limit value θmax set to the control angle θ so that no overcurrent flows when the output voltage value E2 is boosted, and the overcurrent is set when the output voltage value E2 is stepped down. Is set to the control angle θ so that the current does not flow.

この上限値θｍａｘ及び下限値θｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４ごとに決定されており、インバータ回路１０を制御角θで制御したときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部に流れる電流が過電流に至らない制御角θの閾値である。つまり、制御角θは、電圧検出値Ｅ４に基づく上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎの範囲内に収まるように制限されている。   The upper limit value θmax and the lower limit value θmin are determined for each voltage detection value E4, and when the inverter circuit 10 is controlled at the control angle θ, the current flowing through the circuit portion of the DC-DC converter 1 reaches an overcurrent. There is no threshold of the control angle θ. That is, the control angle θ is limited to be within the range between the upper limit value θmax and the lower limit value θmin based on the voltage detection value E4.

ここでいう過電流は、図８に示すように、平滑化コンデンサ１３１の残留電圧に起因して、出力電圧値Ｅ２を昇圧又は降圧する際に、小刻みに発生する個々のリプル成分の傾きが大きくなって大電流に至ったものである。このリプル分の傾きは、平滑化コンデンサ１３１の残留電圧に比例し、また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の内部のインダクタンスの合計値ΣＬ（Ｌ１＋Ｌ２）に反比例して変化する。そして、この過電流は、この主回路電流が通電可能な回路部に流れることにより、該回路部を構成する各素子及び電路に異常が生じる又は生じる可能性のある値以上の電流を指す。なお、ここで言う「回路部」とは、具体的には、インバータ回路１０、絶縁用変圧器１１、整流回路１２及び平滑化回路１３により構成される回路を指す。   As shown in FIG. 8, the overcurrent here is caused by the residual voltage of the smoothing capacitor 131, and when the output voltage value E2 is stepped up or down, the slope of each ripple component generated in small increments is large. It has become a large current. The slope of the ripple is proportional to the residual voltage of the smoothing capacitor 131 and changes in inverse proportion to the total inductance value ΣL (L1 + L2) of the internal inductance of the DC-DC converter 1. The overcurrent indicates a current greater than or equal to a value that may cause or cause an abnormality in each element and electric circuit constituting the circuit unit when the main circuit current flows through the circuit unit that can be energized. Note that the “circuit portion” referred to here specifically refers to a circuit constituted by the inverter circuit 10, the insulating transformer 11, the rectifier circuit 12, and the smoothing circuit 13.

制御角θが取り得る範囲は、図５のグラフに示すように、電圧検出値Ｅ４ごとに決められた制御角θの上限値θｍａｘを示す上限曲線θｃ−ｍａｘと、電圧検出値Ｅ４ごとに決められた制御角θの下限値θｍｉｎを示す下限曲線θｃ−ｍｉｎとから設定されている。   As shown in the graph of FIG. 5, the possible range of the control angle θ is determined for an upper limit curve θc-max indicating the upper limit value θmax of the control angle θ determined for each voltage detection value E4 and for each voltage detection value E4. The lower limit curve θc-min indicating the lower limit value θmin of the control angle θ is set.

上限曲線θｃ−ｍａｘは、電圧検出値Ｅ４が０Ｖのときに所定の制御角θを上限値として有する。そして、上限曲線θｃ−ｍａｘは、その電圧検出値Ｅ４が０Ｖのときの上限値から該電圧検出値Ｅ４の増加に比例して制御角θが増加する傾向にある。上限曲線θｃ−ｍａｘは、電圧検出値Ｅ４が０Ｖのとき、１００°であり、電圧検出値Ｅ４が０Ｖから４００Ｖまで該電圧検出値Ｅ４に比例して制御角θが増加する一次関数で示されている。   The upper limit curve θc-max has a predetermined control angle θ as an upper limit value when the voltage detection value E4 is 0V. The upper limit curve θc-max tends to increase the control angle θ in proportion to the increase of the detected voltage value E4 from the upper limit value when the detected voltage value E4 is 0V. The upper limit curve θc-max is 100 ° when the voltage detection value E4 is 0V, and is represented by a linear function in which the control angle θ increases in proportion to the voltage detection value E4 from 0V to 400V. ing.

下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４の減少に比例して減少する傾向にある。そして、下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４が所定の電圧値から０Ｖまでは制御角θが０°である。下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４が７００Ｖのとき、９０°である。この下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４が７００Ｖから２００Ｖまで該電圧検出値Ｅ４に比例して制御角θが減少する一次関数で示されている。   The lower limit curve θc-min tends to decrease in proportion to the decrease of the voltage detection value E4. The lower limit curve θc-min has a control angle θ of 0 ° when the voltage detection value E4 is from a predetermined voltage value to 0V. The lower limit curve θc-min is 90 ° when the voltage detection value E4 is 700V. This lower limit curve θc-min is shown as a linear function in which the control angle θ decreases in proportion to the detected voltage value E4 from 700V to 200V.

リミッタ１５３２は、インバータ回路１０に対して出力する制御角θを下限曲線θｃ−ｍｉｎ以上、上限曲線θｃ−ｍａｘ以下の範囲に収まるように設定する。つまり、リミッタ１５３２は、制限を掛ける前の制限前制御角（以下、制限を掛けた後の制御角θと区別するため、このように称する）θｏが下限曲線θｃ−ｍｉｎ以上、上限曲線θｃ−ｍａｘ以下であれば、その制限前制御角θｏをそのまま制御角θとして設定する。一方、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏが上限曲線θｃ−ｍａｘ以上であれば、そのときの電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘを制御角θとして設定する。また、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏが下限曲線θｃ−ｍｉｎ以下であれば、そのときの電圧検出値Ｅ４に対応する下限値θｍｉｎを制御角θとして設定する。   The limiter 1532 sets the control angle θ output to the inverter circuit 10 so that it falls within the range of the lower limit curve θc-min or more and the upper limit curve θc-max or less. That is, the limiter 1532 has a control angle before restriction before the restriction (hereinafter, referred to as a control angle θ after restriction) θo is equal to or higher than the lower limit curve θc-min and the upper limit curve θc−. If it is equal to or less than max, the pre-limit control angle θo is set as it is as the control angle θ. On the other hand, if the pre-limit control angle θo is equal to or greater than the upper limit curve θc-max, the limiter 1532 sets the upper limit value θmax corresponding to the voltage detection value E4 at that time as the control angle θ. Further, the limiter 1532 sets the lower limit value θmin corresponding to the detected voltage value E4 at that time as the control angle θ if the pre-limit control angle θo is equal to or lower than the lower limit curve θc-min.

次に、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について、図１〜図１４を参酌しつつ説明する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の起動時の動作について、図６及び図７に示すフローチャートを主に参酌しつつ説明する。   Next, the operation of the DC-DC converter 1 according to the embodiment will be described with reference to FIGS. First, the operation at the time of starting the DC-DC converter 1 will be described with reference mainly to the flowcharts shown in FIGS. 6 and 7.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１を起動動作に移すとき（図６のステップＳ１でＹＥＳ）、コンバータ制御部１５０は、インバータ回路制御部１５１と整流回路制御部１５２とに起動信号を出力する。   When the DC-DC converter 1 is shifted to the start operation (YES in step S1 in FIG. 6), the converter control unit 150 outputs a start signal to the inverter circuit control unit 151 and the rectifier circuit control unit 152.

インバータ回路制御部１５１は、電圧指令部４により指令された出力電圧値Ｅ２に対応するインバータ出力電圧値ＶINVとなるように、インバータ回路１０の第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングする。具体的には、電圧制限部１５３の減算器１５３０は、電圧指令部４から電圧指令値Ｅ３を受信する（ステップＳ２でＹＥＳ）。更に、減算器１５３０は、電圧検出回路１４から電圧検出値Ｅ４を受信する（ステップＳ３でＹＥＳ）。そして、減算器１５３０は、電圧指令値Ｅ３から電圧検出値Ｅ４を減算して制御偏差値ΔＥ３４を出力する（ステップＳ４）。減算器１５３０が出力した制御偏差値ΔＥ３４に基づいて、ＰＩ制御器１５３１が制御角θ（制限前制御角θｏ）を出力する（ステップＳ５）。 The inverter circuit control unit 151 switches the first to fourth transistors 101 to 104 of the inverter circuit 10 so that the inverter output voltage value V INV corresponds to the output voltage value E2 commanded by the voltage command unit 4. . Specifically, the subtractor 1530 of the voltage limiting unit 153 receives the voltage command value E3 from the voltage command unit 4 (YES in step S2). Further, the subtractor 1530 receives the voltage detection value E4 from the voltage detection circuit 14 (YES in step S3). Then, the subtracter 1530 subtracts the voltage detection value E4 from the voltage command value E3 and outputs a control deviation value ΔE34 (step S4). Based on the control deviation value ΔE34 output from the subtractor 1530, the PI controller 1531 outputs the control angle θ (pre-limit control angle θo) (step S5).

リミッタ１５３２は、ＰＩ制御器１５３１が出力した制限前制御角θｏが電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎとの間の範囲に収まるように制限を加える（図７のステップＳ６）。つまり、制限前制御角θｏが上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎとの間の範囲に入っている場合、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏをそのまま制御角θとして設定する（ステップＳ７）。しかし、制限前制御角θｏが上限値θｍａｘを超えている場合、リミッタ１５３２は、電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘを制御角θとして設定する（ステップＳ８）。制限前制御角θｏが下限値θｍｉｎ未満の場合、リミッタ１５３２は、電圧検出値Ｅ４に対応する下限値θｍｉｎを制御角θとして設定する（ステップＳ９）。   The limiter 1532 limits the pre-limit control angle θo output from the PI controller 1531 so that it falls within the range between the upper limit value θmax and the lower limit value θmin corresponding to the detected voltage value E4 (step S6 in FIG. 7). . That is, when the pre-restriction control angle θo is in the range between the upper limit value θmax and the lower limit value θmin, the limiter 1532 sets the pre-restriction control angle θo as the control angle θ as it is (step S7). However, when the pre-limit control angle θo exceeds the upper limit value θmax, the limiter 1532 sets the upper limit value θmax corresponding to the voltage detection value E4 as the control angle θ (step S8). When the pre-limit control angle θo is less than the lower limit value θmin, the limiter 1532 sets the lower limit value θmin corresponding to the voltage detection value E4 as the control angle θ (step S9).

そして、リミッタ１５３２は、この制御角θをインバータ回路制御部１５１に出力する。インバータ回路制御部１５１は、インバータ回路１０をこの制御角θで第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングする（ステップＳ１０）。   Then, the limiter 1532 outputs this control angle θ to the inverter circuit control unit 151. The inverter circuit control unit 151 switches the first to fourth transistors 101 to 104 at the control angle θ in the inverter circuit 10 (step S10).

一方、整流回路制御部１５２は、インバータ回路１０から整流回路１２に入力される交流電力を整流するために、整流回路１２の第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４をスイッチングする（図６のステップＳ１１）。整流回路１２の第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４の制御角θは、一定制御される。そして、整流回路１２から出力された直流電力は、平滑化回路１３によって平滑化される。この出力電圧値Ｅ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される。   On the other hand, the rectifier circuit control unit 152 switches the first to fourth transistors 121 to 124 of the rectifier circuit 12 in order to rectify the AC power input from the inverter circuit 10 to the rectifier circuit 12 (step of FIG. 6). S11). The control angle θ of the first to fourth transistors 121 to 124 of the rectifier circuit 12 is controlled to be constant. Then, the DC power output from the rectifier circuit 12 is smoothed by the smoothing circuit 13. The output voltage value E2 is output from the DC-DC converter 1.

その一方で、電圧検出回路１４では、電圧検出値Ｅ４を繰り返し検出している（図７のステップＳ１２でＮＯ，図６のステップＳ２に戻る）。そして、検出された電圧検出値Ｅ４は、電圧制限部１５３に入力される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、検出された電圧検出値Ｅ４に基づきインバータ回路１０の制御角θを繰り返し変更して、起動時の電圧出力値Ｅ２から電圧指令値Ｅ３までその電圧値を変更する。   On the other hand, the voltage detection circuit 14 repeatedly detects the voltage detection value E4 (NO in step S12 in FIG. 7 and returns to step S2 in FIG. 6). The detected voltage detection value E4 is input to the voltage limiting unit 153. Then, the DC-DC converter 1 repeatedly changes the control angle θ of the inverter circuit 10 based on the detected voltage detection value E4, and changes the voltage value from the voltage output value E2 at startup to the voltage command value E3. .

例えば、図５に示すように、電圧検出値Ｅ４が０Ｖのとき、ＰＩ制御器１５３１が出力した制限前制御角θｏが４５°であれば、電圧検出値Ｅ４＝０Ｖに対応する上限曲線θｃ−ｍａｘ上の上限値が１００°であり、下限曲線θｃ−ｍｉｎ上の下限値が０°であるため、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏのままの制御角θ＝４５°をインバータ回路制御部１５１に出力する。   For example, as shown in FIG. 5, when the detected voltage value E4 is 0V and the pre-limit control angle θo output by the PI controller 1531 is 45 °, the upper limit curve θc− corresponding to the detected voltage value E4 = 0V. Since the upper limit value on max is 100 ° and the lower limit value on the lower limit curve θc-min is 0 °, the limiter 1532 sets the control angle θ = 45 ° as the control angle θo before the limit to the inverter circuit control unit. 151 is output.

しかし、電圧検出値Ｅ４を電圧指令値Ｅ３に昇圧する昇圧量が大きい場合など、ＰＩ制御器１５３１から上限値θｍａｘを超える制限前制御角θｏが出力されたとき、リミッタ１５３２は、上限値θｍａｘ＝１００°を制御角θとしてインバータ回路制御部１５１に出力する。そして、インバータ回路１０の制御角θが制御されて、出力電圧値Ｅ２が昇圧する。この出力電圧値Ｅ２は、電圧検出回路１４にて電圧検出値Ｅ４として常時監視している。そして、次に検出された電圧検出値Ｅ４が１００Ｖまで昇圧していたとき、そのときの上限曲線θｃ−ｍａｘ上の上限値θｍａｘは、１２０°となる。ＰＩ制御器１５３１から出力された制限前制御角θｏが１２０°以下であれば、この制御前制御角θｏがそのまま制御角θとして設定され、１２０°を超えておれば、上限値θｍａｘ＝１２０°を制御角θとして設定する。これを繰り返すことにより、制御角θは、実際上、電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘから緩やかに上昇するように制御される。   However, when the pre-restricted control angle θo exceeding the upper limit value θmax is output from the PI controller 1531, such as when the boost amount for boosting the voltage detection value E4 to the voltage command value E3 is large, the limiter 1532 sets the upper limit value θmax = 100 ° is output to the inverter circuit controller 151 as the control angle θ. Then, the control angle θ of the inverter circuit 10 is controlled, and the output voltage value E2 is boosted. This output voltage value E2 is constantly monitored by the voltage detection circuit 14 as a voltage detection value E4. When the voltage detection value E4 detected next is boosted to 100 V, the upper limit value θmax on the upper limit curve θc-max at that time is 120 °. If the pre-limit control angle θo output from the PI controller 1531 is 120 ° or less, the pre-control control angle θo is set as it is as the control angle θ, and if it exceeds 120 °, the upper limit value θmax = 120 °. Is set as the control angle θ. By repeating this, the control angle θ is actually controlled to gradually increase from the upper limit value θmax corresponding to the voltage detection value E4.

また、電圧検出値Ｅ４が７００Ｖのとき、ＰＩ制御器１５３１が出力した制限前制御角θｏが１３５°であれば、電圧検出値Ｅ４＝７００Ｖに対応する上限曲線θｃ−ｍａｘ上の上限値が１８０°であり、下限曲線θｃ−ｍｉｎ上の下限値が９０°であるため、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏのままの制御角θ＝１３５°をインバータ回路制御部１５１に出力する。   When the voltage detection value E4 is 700V and the pre-limit control angle θo output by the PI controller 1531 is 135 °, the upper limit value on the upper limit curve θc-max corresponding to the voltage detection value E4 = 700V is 180. Since the lower limit value on the lower limit curve θc-min is 90 °, the limiter 1532 outputs the control angle θ = 135 ° with the pre-limit control angle θo to the inverter circuit control unit 151.

しかし、電圧検出値Ｅ４を電圧指令値Ｅ３に降圧する降圧量が大きい場合など、ＰＩ制御器１５３１から下限値θｍｉｎ未満の制限前制御角θｏが出力されたとき、リミッタ１５３２は、下限値θｍｉｎ＝１８０°を制御角θとしてインバータ回路制御部１５１に出力する。そして、インバータ回路１０の制御角θが制御されて、出力電圧値Ｅ２が降圧する。この出力電圧値Ｅ２は、電圧検出回路１４にて電圧検出値Ｅ４として常時監視している。そして、次に検出された電圧検出値Ｅ４が６００Ｖまで降圧していたとき、そのときの下限曲線θｃ−ｍｉｎ上の下限値θｍｉｎは、７２°となる。ＰＩ制御器１５３１から出力された制限前制御角θｏが７２°以上であれば、この制御前制御角θｏがそのまま制御角θとして設定され、７２°未満であれば、下限値θｍｉｎ＝７２°を制御角θとして設定する。これを繰り返すことにより、制御角θは、実際上、電圧検出値Ｅ４に対応する下限値θｍｉｎから緩やかに下降するように制御される。   However, when the pre-limit control angle θo less than the lower limit value θmin is output from the PI controller 1531, such as when the amount of step-down to decrease the voltage detection value E4 to the voltage command value E3 is large, the limiter 1532 sets the lower limit value θmin = 180 ° is output to the inverter circuit controller 151 as a control angle θ. Then, the control angle θ of the inverter circuit 10 is controlled, and the output voltage value E2 is stepped down. This output voltage value E2 is constantly monitored by the voltage detection circuit 14 as a voltage detection value E4. When the voltage detection value E4 detected next is stepped down to 600 V, the lower limit value θmin on the lower limit curve θc-min at that time is 72 °. If the pre-limit control angle θo output from the PI controller 1531 is 72 ° or more, the pre-control control angle θo is set as the control angle θ as it is, and if it is less than 72 °, the lower limit value θmin = 72 ° is set. Set as control angle θ. By repeating this, the control angle θ is actually controlled so as to gradually fall from the lower limit value θmin corresponding to the voltage detection value E4.

次に、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部を流れる電流について、図８〜図１１の波形図及び図１２〜図１４の等価回路図を参酌しつつ説明する。   Next, the current flowing through the circuit unit of the DC-DC converter 1 according to the embodiment will be described with reference to the waveform diagrams of FIGS. 8 to 11 and the equivalent circuit diagrams of FIGS. 12 to 14.

同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、該ＤＣ−ＤＣコンバータ１の内部に平滑化コンデンサ１３１を備えている。そして、このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、平滑化コンデンサ１３１に電圧を残留可能に構成されている。以下、この平滑化コンデンサ１３１に残留される電圧を「残留電圧」と呼ぶ。この残留電圧は、電圧検出回路１４で検出できる。   The DC-DC converter 1 according to the embodiment includes a smoothing capacitor 131 inside the DC-DC converter 1. The DC-DC converter 1 is configured such that the voltage can remain in the smoothing capacitor 131. Hereinafter, the voltage remaining in the smoothing capacitor 131 is referred to as “residual voltage”. This residual voltage can be detected by the voltage detection circuit 14.

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、絶縁用変圧器１１に漏れインダクタンスＬ１を有している。更に、このＤＣ−ＤＣコンバータ１には、平滑化コイル１３０によってインダクタンスＬ２が含まれる。特に、これらのインダクタンスＬ１，Ｌ２の値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力する電圧の波形を脈動（リプル）の小さい滑らかな正弦波にするために、小さい値に設定されることが好ましい。   Further, the DC-DC converter 1 has a leakage inductance L1 in the insulating transformer 11. Further, the DC-DC converter 1 includes an inductance L <b> 2 by the smoothing coil 130. In particular, the values of the inductances L1 and L2 are preferably set to small values so that the waveform of the voltage output from the DC-DC converter 1 is a smooth sine wave with small pulsation (ripple).

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力側に残留電圧が残るようになっており（第１の条件）、その内部にインダクタンスＬ１，Ｌ２が含まれている（第２の条件）。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部を流れる電流には、図８（ｃ）に示すように、リプル成分が含まれている。そのリプル成分は、残留電圧に比例して大きくなる。また、リプル成分は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の内部のインダクタンスの合計値ΣＬ（Ｌ１＋Ｌ２）に反比例して大きくなる。   Thus, the DC-DC converter 1 has a residual voltage left on the output side (first condition), and includes inductances L1 and L2 therein (second condition). And the ripple component is contained in the electric current which flows through the circuit part of the DC-DC converter 1, as shown in FIG.8 (c). The ripple component increases in proportion to the residual voltage. Further, the ripple component increases in inverse proportion to the total inductance value ΣL (L1 + L2) of the internal inductance of the DC-DC converter 1.

そして、図８（ａ）に示すように、電圧指令値Ｅ３を降圧するなどして、出力電圧値Ｅ２から電圧値を大きく変更する（第３の条件）と、この第１の条件と第２の条件との条件下では、従来の回路では、図８（ｃ）のａ部に示すように、過電流がＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部に発生していた。この過電流が発生するとき、制御角θは、図８（ｂ）に示すように、下限値θｍｉｎ未満の値が設定されている。   Then, as shown in FIG. 8A, when the voltage value is greatly changed from the output voltage value E2 by lowering the voltage command value E3 (third condition), the first condition and the second condition In the conventional circuit, in the conventional circuit, an overcurrent is generated in the circuit portion of the DC-DC converter 1 as shown in part a of FIG. When this overcurrent occurs, the control angle θ is set to a value less than the lower limit value θmin, as shown in FIG.

本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御装置１５は、このような過電流が流れないようにこの制御角θを制御しており、この第３の条件が成立しても過電流が発生しないようになっている。つまり、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御装置１５は、制御角θに制限を加えることにより、回路部を流れる電流が過電流に至ることのないようにリプル成分の傾きを制御している。   The control device 15 of the DC-DC converter 1 according to the present embodiment controls the control angle θ so that such an overcurrent does not flow, and an overcurrent is generated even if the third condition is satisfied. It is supposed not to. That is, the control device 15 of the DC-DC converter 1 according to the present embodiment controls the slope of the ripple component so that the current flowing through the circuit unit does not reach an overcurrent by limiting the control angle θ. ing.

このリプル成分を拡大した図が図９〜図１１である。図９〜図１１は、この図で表す周期Ｔ内では制御角θが変更されておらず、出力電圧値Ｅ２が安定状態になったときの電流の波形を示している。このリプル成分の傾きは、各動作モードＡ〜Ｆによって異なっている。出力電流が負のときの出力波形を図９に示す。出力電流が零のときの出力波形を図１０に示す。出力電流が正のときの出力波形を図１１に示す。図９〜図１１の（ａ）は、インバータ回路１０の出力側を流れる第１の電流ＩＬ１の波形を示している。また、図９〜図１１の（ｂ）は、平滑化コイル１３０を流れる第２の電流ＩＬ２の波形を示している。なお、第１の電流ＩＬ１及び第２の電流ＩＬ２の値は、図に矢印で示す方向を正の値としている。   9 to 11 are enlarged views of this ripple component. 9 to 11 show current waveforms when the control angle θ is not changed within the period T shown in the figure and the output voltage value E2 is in a stable state. The inclination of the ripple component varies depending on each operation mode A to F. The output waveform when the output current is negative is shown in FIG. The output waveform when the output current is zero is shown in FIG. An output waveform when the output current is positive is shown in FIG. 9A to 11A show waveforms of the first current IL1 that flows on the output side of the inverter circuit 10. FIG. Moreover, (b) of FIGS. 9-11 has shown the waveform of 2nd electric current IL2 which flows through the smoothing coil 130. FIG. Note that the values of the first current IL1 and the second current IL2 are positive in the direction indicated by the arrows in the figure.

出力電流が負のときの動作モードＡの電流は、図１２（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＢのときの電流は、図１２（ｂ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＣのときの電流は、図１２（ｃ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第１の電流ＩＬ１は、動作モードＡ〜Ｃと同じ傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第２の電流ＩＬ２は、動作モードＡ〜Ｃの傾きと逆転した傾きの電流となる。   When the output current is negative, the current in the operation mode A flows as shown in FIG. 12A, so that the current has a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈−E2 / (L1 + L2). The current in the operation mode B flows as shown in FIG. 12B, so that the current has a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈ (E1−E2) / (L1 + L2). The current in the operation mode C flows as shown in FIG. 12C, so that the current has a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈−E2 / (L1 + L2). The first current IL1 in the operation modes D to F has the same slope as that of the operation modes A to C. The second current IL2 in the operation modes D to F is a current having a gradient reverse to that of the operation modes A to C.

出力電流が零のときの動作モードＡの電流は、図１３（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＢのときの電流は、図１３（ｂ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＣのときの電流は、図１３（ｃ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第１の電流ＩＬ１は、動作モードＡ〜Ｃと同じ傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第２の電流ＩＬ２は、動作モードＡ〜Ｃの傾きと逆転した傾きの電流となる。   When the output current is zero, the current in the operation mode A flows as shown in FIG. 13A, so that the current has a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈−E2 / (L1 + L2). The current in the operation mode B flows as shown in FIG. 13B, so that the current has a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈ (E1−E2) / (L1 + L2). The current in the operation mode C becomes a current having a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈−E2 / (L1 + L2) by flowing as shown in FIG. The first current IL1 in the operation modes D to F has the same slope as that of the operation modes A to C. The second current IL2 in the operation modes D to F is a current having a gradient reverse to that of the operation modes A to C.

出力電流が正のときの動作モードＡの第１の電流ＩＬ１は、図１４（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝０の傾きの電流となる。第２の電流ＩＬ２は、図１４（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／Ｌ２の傾きの電流となる。動作モードＢのときの第１の電流ＩＬ１は、図１４（ｂ）に実線と点線で示すように流れることによって、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２とが一致するまでは、ｄＩＬ１／ｄｔ＝Ｅ１／Ｌ１の傾きの電流となり、それ以降では、ｄＩＬ１／ｄｔ＝（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。第２の電流ＩＬ２は、図１４（ｂ）に実線と点線で示すように流れることによって、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２とが一致するまでは、ｄＩＬ１／ｄｔ＝−Ｅ２／Ｌ２の傾きの電流となり、それ以降では、ｄＩＬ１／ｄｔ＝（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＣのときの電流は、図１４（ｃ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第１の電流ＩＬ１は、動作モードＡ〜Ｃと同じ傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第２の電流ＩＬ２は、動作モードＡ〜Ｃの傾きと逆転した傾きの電流となる。   The first current IL1 in the operation mode A when the output current is positive flows as shown in FIG. 14A, and becomes a current having a slope of dIL1 / dt = 0. By flowing as shown in FIG. 14A, the second current IL2 becomes a current having a slope of dIL2 / dt≈−E2 / L2. The first current IL1 in the operation mode B flows as shown by a solid line and a dotted line in FIG. 14B, and until the first current IL1 and the second current IL2 match, dIL1 / The current has a slope of dt = E1 / L1, and thereafter, the current has a slope of dIL1 / dt = (E1−E2) / (L1 + L2). The second current IL2 flows as shown by a solid line and a dotted line in FIG. 14B, and dIL1 / dt = −E2 / L2 until the first current IL1 and the second current IL2 coincide with each other. Thereafter, the current has a slope of dIL1 / dt = (E1−E2) / (L1 + L2). The current in the operation mode C flows as shown in FIG. 14C, so that the current has a slope of dIL1 / dt = dIL2 / dt≈−E2 / (L1 + L2). The first current IL1 in the operation modes D to F has the same slope as that of the operation modes A to C. The second current IL2 in the operation modes D to F is a current having a gradient reverse to that of the operation modes A to C.

このようにして、減算器１５３０が電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４とを比較して、制御偏差値ΔＥ３４を算出する。そして、ＰＩ制御器１５３１は、この制御偏差値ΔＥ３４に基づいてインバータ回路１０を操作する制御角θを算出する。この制御角θは、電圧検出値Ｅ３から電圧指令値Ｅ４に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるようにＰＩ制限器１５３１で制限されている。また、この制御角θは、電圧検出値Ｅ３から電圧指令値Ｅ４に降圧する降圧量に一定の制限が加わるようにＰＩ制限器１５３１で制限されている。そして、制御装置１５は、このようにして制限された制御角θでインバータ回路１０を操作しているため、インバータ回路１０の回路部に流れる電流が急激に変化して過電流とならないようインバータ回路１０を制御することができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、過電流が流れないようになっている。   In this way, the subtractor 1530 compares the voltage command value E3 and the voltage detection value E4 to calculate the control deviation value ΔE34. Then, the PI controller 1531 calculates a control angle θ for operating the inverter circuit 10 based on the control deviation value ΔE34. The control angle θ is limited by the PI limiter 1531 so that a certain limitation is imposed on the boost amount that is boosted from the voltage detection value E3 to the voltage command value E4. Further, the control angle θ is limited by the PI limiter 1531 so that a certain limit is added to the amount of step-down from the voltage detection value E3 to the voltage command value E4. Since the control device 15 operates the inverter circuit 10 with the control angle θ thus limited, the inverter circuit prevents the current flowing in the circuit portion of the inverter circuit 10 from changing suddenly and becoming an overcurrent. 10 can be controlled. Therefore, no overcurrent flows through the DC-DC converter 1.

つまり、制御装置１５は、制御角θに従って出力電圧値Ｅ２が昇圧又は降圧する際に、上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎとの範囲に入るように制限された制御角θでインバータ回路１０を操作しているため、過電流が流れないようになっている。   That is, the control device 15 operates the inverter circuit 10 at the control angle θ that is limited to be within the range between the upper limit value θmax and the lower limit value θmin when the output voltage value E2 increases or decreases according to the control angle θ. Therefore, overcurrent does not flow.

なお、本実施形態に係る制御装置１５は、出力電圧値Ｅ２を降圧する際と、出力電圧値Ｅ２を昇圧する際とで下限値と上限値とを使い分けるが、この出力電圧値Ｅ２の昇降圧を判別する特別な構成を備える必要はない。つまり、出力電圧値Ｅ２を降圧する際、「電圧指令値Ｅ３＜電圧検出値Ｅ４（＝出力電圧値Ｅ２）」となることから、その制御偏差量ΔＥ３４（＝Ｅ３−Ｅ４＜０）が負の値となる。ＰＩ制御器１５３１から出力される制限前制御角θｏは、減算器１５３０から制御偏差量ΔＥ３４を受け付ける前に出力していた現在の制御角θより下がるような値が出力される。よって、出力電圧値Ｅ２を降圧する際は、制限前制御角θｏが下がる方向にしか制御されず、実質的に下限値のみが有効となり、制限前制御角θｏを上げる方向に制御されて、上限値を超えるようなことはない。出力電圧値Ｅ２を昇圧する場合も同様である。   Note that the control device 15 according to the present embodiment uses a lower limit value and an upper limit value separately when the output voltage value E2 is stepped down and when the output voltage value E2 is stepped up. It is not necessary to provide a special configuration for discriminating the above. That is, when the output voltage value E2 is stepped down, since “voltage command value E3 <voltage detection value E4 (= output voltage value E2)”, the control deviation amount ΔE34 (= E3-E4 <0) is negative. Value. The pre-limit control angle θo output from the PI controller 1531 is a value that is lower than the current control angle θ output before receiving the control deviation amount ΔE34 from the subtractor 1530. Therefore, when the output voltage value E2 is stepped down, the control is performed only in the direction in which the pre-limit control angle θo is lowered, and only the lower limit value is substantially effective, and the control is performed in the direction in which the pre-limit control angle θo is increased. Never exceed the value. The same applies when boosting the output voltage value E2.

その他、各部の具体的構成についても上記実施形態に限られるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で様々変更が可能である。   In addition, the specific configuration of each part is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made without departing from the gist of the present invention.

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、インバータ回路と整流回路とが絶縁されていないＤＣ−ＤＣコンバータに適用するものであってもよい。このようなＤＣ−ＤＣコンバータであっても、平滑化回路の平滑化コンデンサに残留した残留電圧と平滑化コイルのインダクタンスとに起因するサージ電流が発生し得る。また、これらの平滑化コンデンサの残留電圧と平滑化コイルのインダクタンス又は絶縁用変圧器の漏れインダクタンスと等価な構成を備えておれば、本実施形態のような過電流が流れる恐れがある。本発明は、このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいても有効に効果を発揮する。   Although the DC-DC converter 1 which concerns on the said embodiment demonstrated the example which is an insulation type DC-DC converter, it is not limited to this. For example, the DC-DC converter according to the present invention may be applied to a DC-DC converter in which the inverter circuit and the rectifier circuit are not insulated. Even in such a DC-DC converter, a surge current due to the residual voltage remaining in the smoothing capacitor of the smoothing circuit and the inductance of the smoothing coil can be generated. Further, if a configuration equivalent to the residual voltage of these smoothing capacitors and the inductance of the smoothing coil or the leakage inductance of the insulating transformer is provided, there is a possibility that an overcurrent as in this embodiment flows. The present invention is also effective in such a DC-DC converter.

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング素子１０１〜１０４，１２１〜１２４がトランジスタである例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、スイッチング素子は、電界効果トランジスタ，ＭＯＳ−ＦＥＴ，バイポーラトランジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの自己消弧形半導体素子であってもよい。   Although the DC-DC converter 1 which concerns on the said embodiment demonstrated the example whose switching elements 101-104,121-124 are transistors, it is not limited to this. For example, the switching element may be a self-extinguishing semiconductor element such as a field effect transistor, a MOS-FET, a bipolar transistor, or an insulated gate bipolar transistor (IGBT).

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、インバータ回路１０を制御する制御部としてＰＩ制御器１５３１を用いる例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、制御部は、ＰＩＤ制御や最適ＰＩＤ制御（オートチューニング）などのフィードバック制御でインバータ回路を制御するものであってもよい。   Although the DC-DC converter 1 which concerns on the said embodiment demonstrated the example which uses the PI controller 1531 as a control part which controls the inverter circuit 10, it is not limited to this. For example, the control unit may control the inverter circuit by feedback control such as PID control or optimum PID control (auto tuning).

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、リミッタ１５３２が出力電圧値Ｅ２を昇圧する際に過電流が流れないように操作量としての制御角θに上限値θｍａｘを設定するとともに、出力電圧値Ｅ２を降圧する際に過電流が流れないように操作量としての制御角θに下限値θｍｉｎを設定している例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を降圧するときにだけ過電流が流れないように制御すればよければ、制限部は、下限値のみを設定して、出力電圧値を降圧する際に操作量が下限値以上となるように制限するようにしてもよい。   The DC-DC converter 1 according to the above embodiment sets the upper limit value θmax to the control angle θ as the operation amount so that the overcurrent does not flow when the limiter 1532 boosts the output voltage value E2, and the output voltage value Although an example has been described in which the lower limit value θmin is set to the control angle θ as the operation amount so that an overcurrent does not flow when the E2 is stepped down, the present invention is not limited to this. For example, if it is only necessary to control so that an overcurrent does not flow only when the inverter circuit is stepped down, the limiting unit sets only the lower limit value, and when the output voltage value is stepped down, the manipulated variable becomes equal to or higher than the lower limit value. You may make it restrict | limit so that it may become.

１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１０…インバータ回路、１２…整流回路、１４…電圧検出回路、１５…制御装置、１５３０…減算器（比較部）、１５３１…ＰＩ制御器（制御部）、１５３２…リミッタ（制限部）、Ｅ１…入力電圧値、Ｅ２…出力電圧値、Ｅ３…電圧指令値、Ｅ４…電圧検出値、θｍａｘ…上限値、θｍｉｎ…下限値   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC-DC converter, 10 ... Inverter circuit, 12 ... Rectifier circuit, 14 ... Voltage detection circuit, 15 ... Control apparatus, 1530 ... Subtractor (comparison part), 1531 ... PI controller (control part), 1532 ... Limiter (Limiting part), E1 ... Input voltage value, E2 ... Output voltage value, E3 ... Voltage command value, E4 ... Voltage detection value, θmax ... Upper limit value, θmin ... Lower limit value

Claims (4)

直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、
前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、
前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 An inverter circuit that converts DC power input from a DC power source into AC power, a rectifier circuit that rectifies AC power output from the inverter circuit, and a voltage detection circuit that detects an output voltage value output from the rectifier circuit And a control device for controlling the inverter circuit based on a voltage detection value detected from the voltage detection circuit,
The controller is
A comparator that outputs a control deviation value calculated by comparing a voltage command value and the detected voltage value;
A control unit for controlling the inverter circuit by calculating an operation amount for operating the inverter circuit based on the control deviation value;
A limiting unit that limits the operation amount so as to add a certain limit to a step-down amount that is stepped down from the voltage detection value to the voltage command value when the output voltage value is stepped down according to the operation amount. DC-DC converter. 前記制限部は、前記出力電圧値を降圧する際に過電流が流れないように前記操作量に下限値を設定しており、前記操作量が前記下限値以上に入るように制限する請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The limit unit sets a lower limit value for the operation amount so that an overcurrent does not flow when the output voltage value is stepped down, and limits the operation amount to be equal to or greater than the lower limit value. The DC-DC converter described in 1. 直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、
前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、
前記操作量に従って前記出力電圧値を昇圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部であって、前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 An inverter circuit that converts DC power input from a DC power source into AC power, a rectifier circuit that rectifies AC power output from the inverter circuit, and a voltage detection circuit that detects an output voltage value output from the rectifier circuit And a control device for controlling the inverter circuit based on a voltage detection value detected from the voltage detection circuit,
The controller is
A comparator that outputs a control deviation value calculated by comparing a voltage command value and the detected voltage value;
A control unit for controlling the inverter circuit by calculating an operation amount for operating the inverter circuit based on the control deviation value;
A limiting unit that limits the operation amount so as to add a certain limit to a boost amount that is boosted from the voltage detection value to the voltage command value when boosting the output voltage value according to the operation amount, And a limiting unit that limits the operation amount so as to add a certain limit to the step-down amount that is stepped down from the voltage detection value to the voltage command value when stepping down the output voltage value according to DC converter. 前記制限部は、前記出力電圧値を昇圧する際に過電流が流れないように前記操作量に上限値を設定するとともに、前記出力電圧値を降圧する際に過電流が流れないように前記操作量に下限値を設定しており、前記出力電圧値を昇圧する際に前記操作量が前記上限値以下となるように制限し、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量が前記下限値以上となるように制限する請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The limiting unit sets an upper limit value for the operation amount so that overcurrent does not flow when boosting the output voltage value, and controls the operation so that no overcurrent flows when stepping down the output voltage value. A lower limit is set for the amount, and when the output voltage value is increased, the operation amount is limited to be equal to or lower than the upper limit value, and when the output voltage value is decreased, the operation amount is set to the lower limit value. The DC-DC converter according to claim 3, which is limited to the above.
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