JP2013169118A - Conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は交流電圧を直流電圧に変換する変換装置に関する。 The present invention relates to a converter for converting an alternating voltage into a direct voltage.
近年、家庭に引き込まれた交流電源(商用電源)が出力する交流電圧を直流電圧に変換する変換装置を搭載し、変換装置が変換した直流電圧をバッテリに印加することによってバッテリを充電するプラグインハイブリッド車又は電気自動車が普及している。 In recent years, a plug-in that is equipped with a conversion device that converts an AC voltage output from an AC power supply (commercial power supply) drawn into a home into a DC voltage, and charges the battery by applying the DC voltage converted by the conversion device to the battery. Hybrid vehicles or electric vehicles are popular.
家庭に引き込まれた交流電源が出力する交流電圧を直流電圧に変換する変換装置は、一般に、発電所から各家庭への送電効率を上げるために、80%以上の高い力率で交流電圧を直流電圧に変換する必要がある。現在、高い力率で交流電圧を直流電圧に変換する変換装置が実現されている(特許文献1参照)。 In general, a conversion device that converts an AC voltage output from an AC power source drawn into a household into a DC voltage converts the AC voltage into a DC voltage with a high power factor of 80% or more in order to increase the power transmission efficiency from the power plant to each household. It needs to be converted to voltage. Currently, a converter that converts an AC voltage into a DC voltage with a high power factor has been realized (see Patent Document 1).
図6は従来の変換装置の要部構成を示す回路図である。変換装置7は、整流回路71,75、力率改善回路72、インバータ73、変圧器74、平滑回路76及び制御部77を備える。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a main configuration of a conventional converter. The conversion device 7 includes
交流電源8が出力した変換対象の交流電圧は整流回路71によって直流電圧に整流され、整流された直流電圧は力率改善回路72を介してインバータ73に出力される。インバータ73は、図示しない複数のスイッチからなるブリッジ回路を有し、制御部77が複数のスイッチを各別にオン/オフすることによって、力率改善回路72を介して印加された直流電圧を高周波の交流電圧に変換し、変換した交流電圧を変圧器74の一方のコイルの両端子間に印加する。
The AC voltage to be converted output from the AC power supply 8 is rectified to a DC voltage by the rectifier circuit 71, and the rectified DC voltage is output to the
変圧器74は、一方のコイルの両端子間に印加された交流電圧を変圧し、変圧した交流電圧を他方のコイルの両端子から整流回路75に出力する。整流回路75は、変圧器74が変圧した交流電圧を直流電圧に整流し、整流した直流電圧を平滑回路76に出力する。平滑回路76は、整流回路75が出力した直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をバッテリ9に充電する。
The
力率改善回路72は、コイルL7、FET(Field Effect Transistor)7a、ダイオード7b及びコンデンサC7を有する。コイルL7について、一方の端子は整流回路71に、他方の端子は、FET7aのドレイン、及び、ダイオード7bのアノードに接続している。ダイオード7bのカソードは、コンデンサC7の一方の端子、及び、インバータ73に接続している。FET7aのソースは、コンデンサC7の他方の端子と、整流回路71とインバータ73とに接続している。ダイオード7bはインバータ73から整流回路71への方向に電流が流れることを防止している。
The power
FET7aのゲートは制御部77に接続しており、制御部77はFET7aのゲートに印加する電圧を調整することによってFET7aをオン/オフする。FET7aにおいて、ゲートに印加している電圧が所定電圧以上である場合、ドレイン及びゲート間に電流が流れてFET7aがオンとなり、ゲートに印加している電圧が所定電圧未満である場合、ドレイン及びゲート間に電流が流れずFET7aがオフとなる。
The gate of the FET 7a is connected to the
FET7aがオフである状態では、整流回路71が出力した脈動する直流電圧がコンデンサC7の両端子間の電圧を上回った場合に変換装置7に電流が流れる。この状態では、交流電源8が出力した変換対象の交流電圧において、交流電源8に還流する交流電流と位相が一致する部分が少ないため、力率は低い。 In the state where the FET 7a is OFF, a current flows through the converter 7 when the pulsating DC voltage output from the rectifier circuit 71 exceeds the voltage between both terminals of the capacitor C7. In this state, in the AC voltage to be converted output from the AC power supply 8, the power factor is low because there are few portions in phase with the AC current flowing back to the AC power supply 8.
そこで、制御部77は、FET7aをオンにすることによって、一定時間コイルL7に電流を流した後、FET7aをオフにすることによって、コイルL7の両端子間の電圧を昇圧する。コイルL7は電流の変化をなくすように作用する。このため、FET7aがオフになってコイルL7に流れる電流が少なくなった場合、コイルL7は同量の電流を流し続けようとコイルL7の両端子間の電圧を上昇させる。コイルL7が上昇させる電圧の絶対値は、FET7aをオンにしているオン期間が長い程大きくなる。
Therefore, the
制御部77は、FET7aのオン期間を調整することによってコイルL7のインバータ73側の端子から出力する電圧の絶対値を調整することができ、該電圧を適宜コンデンサC7の両端子間の電圧よりも上回せることができる。
The
制御部77は、FET7aのオン期間を調整してコイルL7の他方の端子の電圧を上昇させることにより、変換対象の交流電圧の位相に一致する多量の電流を交流電源8に還流させることができる。これにより、変換装置7は高い力率で交流電圧を直流電圧に変換することができる。
The
しかしながら、従来の変換装置7では、力率を高くするために、FET7a及びコンデンサC7等の多くの部品を備えなければならず、大型であり、且つ、製造費用が嵩むという問題点がある。 However, the conventional conversion device 7 has a problem in that many components such as the FET 7a and the capacitor C7 must be provided in order to increase the power factor, and the size is large and the manufacturing cost increases.
本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高い力率で交流電圧を直流電圧に変換することができる小型で安価な変換装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a small and inexpensive converter that can convert an AC voltage into a DC voltage with a high power factor.
本発明に係る変換装置は、変換対象の交流電圧を整流した直流電圧が印加される入力端子対を有し、該入力端子対間に印加された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータが変換した交流電圧を変圧する変圧器と、該変圧器が変圧した交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、前記インバータの動作を制御する制御部とを備える変換装置において、前記入力端子対の一方の端子に接続されるコイルを備え、前記制御部が制御する動作に前記入力端子対間を短絡する短絡動作が含まれることを特徴とする。 A converter according to the present invention has an input terminal pair to which a DC voltage obtained by rectifying an AC voltage to be converted is applied, an inverter that converts the DC voltage applied between the input terminal pair to an AC voltage, In the converter, comprising: a transformer that transforms the AC voltage converted by the inverter; a rectifier that rectifies the AC voltage transformed by the transformer into a DC voltage; and a control unit that controls the operation of the inverter. A coil connected to one terminal of the pair is provided, and the operation controlled by the control unit includes a short-circuit operation for short-circuiting the input terminal pair.
本発明にあっては、変換対象の交流電圧を整流した直流電圧がコイルを介してインバータの入力端子対間に印加される。インバータは入力端子対間に印加された直流電圧を交流電圧に変換する。変圧器はインバータが変換した交流電圧を変圧し、整流回路は、変圧器が変圧した交流電圧を整流する。制御部はインバータの動作を制御し、制御部が制御する動作に入力端子対間を短絡する短絡動作が含まれる。 In the present invention, a DC voltage obtained by rectifying the AC voltage to be converted is applied between the input terminal pair of the inverter via the coil. The inverter converts a DC voltage applied between the input terminal pair into an AC voltage. The transformer transforms the alternating voltage converted by the inverter, and the rectifier circuit rectifies the alternating voltage transformed by the transformer. The control unit controls the operation of the inverter, and the operation controlled by the control unit includes a short-circuit operation for short-circuiting between the input terminal pairs.
入力端子対の一方にコイルが接続されているため、入力端子対間が短絡した場合、変換対象の交流電圧を出力する交流電源の両端子間が短絡することはなく、交流電源に電流が還流する。 Since a coil is connected to one of the input terminal pairs, when the input terminal pair is short-circuited, both terminals of the AC power supply that outputs the AC voltage to be converted are not short-circuited, and current flows back to the AC power supply. To do.
制御部は、インバータに直流電圧から交流電圧への変換を行わせる動作に、適宜、短絡動作を含んでいるため、直流電圧に整流される交流電圧と位相が一致する多量の電流が交流電源に還流し、力率が高い。更に、力率が高い変換を実現するために追加される部品がコイルのみであるため、装置が小型で安価である。 The control unit includes a short-circuit operation as appropriate in the operation for causing the inverter to convert the DC voltage to the AC voltage, so that a large amount of current having the same phase as the AC voltage rectified to the DC voltage is supplied to the AC power source. Reflux and high power factor. Furthermore, since only a coil is added to realize conversion with a high power factor, the apparatus is small and inexpensive.
本発明に係る変換装置は、前記制御部は、前記変換対象の交流電圧の絶対値に応じて、前記インバータに前記短絡動作を行わせる期間を調整するように構成してあることを特徴とする。 In the converter according to the present invention, the control unit is configured to adjust a period during which the inverter performs the short-circuit operation according to an absolute value of the AC voltage to be converted. .
本発明にあっては、制御部は、変換対象の交流電圧の絶対値に応じて、インバータに短絡動作を行わせる期間を調整するので、力率をより高くすることが可能となる。 In the present invention, the control unit adjusts the period during which the inverter performs the short-circuit operation according to the absolute value of the AC voltage to be converted, so that the power factor can be further increased.
本発明に係る変換装置は、前記インバータ及び変圧器間に接続されるコンデンサを更に備え、前記制御部は、前記変換対象の交流電圧の絶対値に応じて、前記インバータが変換する交流電圧の周波数を調整するように構成してあることを特徴とする。 The converter according to the present invention further includes a capacitor connected between the inverter and the transformer, and the control unit converts the frequency of the AC voltage converted by the inverter according to the absolute value of the AC voltage to be converted. It is comprised so that it may adjust.
本発明にあっては、インバータと、インバータが変換した交流電圧を変圧する変圧器との間にコンデンサが接続されるため、インバータに接続する変圧器の一方のコイルとコンデンサとによって直列共振回路が構成される。インバータが変圧器の一方のコイルに出力する交流電圧の周波数によって、直列共振回路のインピーダンスが変更する。 In the present invention, since the capacitor is connected between the inverter and the transformer that transforms the AC voltage converted by the inverter, the series resonance circuit is formed by one coil and the capacitor of the transformer connected to the inverter. Composed. The impedance of the series resonance circuit changes depending on the frequency of the AC voltage output from the inverter to one coil of the transformer.
従って、制御部は、インバータが行う動作が短絡動作から他の動作に移って電流が直列共振回路を介して交流電源に還流した場合に、インバータが出力する交流電圧の周波数の調整によって直列共振回路のインピーダンスを調整し、交流電源に還流する電流の絶対値を調整することが可能となる。これにより、変換対象の交流電圧と位相が一致して交流電源に還流する電流が増加し、力率をより高くすることが可能となる。 Therefore, when the operation performed by the inverter shifts from the short-circuit operation to another operation and the current flows back to the AC power source via the series resonance circuit, the control unit adjusts the frequency of the AC voltage output by the inverter. It is possible to adjust the absolute value of the current flowing back to the AC power supply. As a result, the current flowing back to the AC power supply in phase with the AC voltage to be converted is increased, and the power factor can be further increased.
本発明に係る変換装置は、前記インバータは複数のスイッチからなるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の出力端子対間に接続されるコンデンサとを有することを特徴とする。 In the converter according to the present invention, the inverter includes a bridge circuit including a plurality of switches, and a capacitor connected between an output terminal pair of the bridge circuit.
本発明にあっては、複数のスイッチからなるブリッジ回路の出力端子対間にコンデンサが接続されており、コンデンサは、複数のスイッチのオン/オフによって発生する雑音を除去するので、インバータから変圧器に雑音が少ない交流電圧が出力される。 In the present invention, a capacitor is connected between the pair of output terminals of the bridge circuit composed of a plurality of switches, and the capacitor removes noise generated by turning on / off the plurality of switches. AC voltage with less noise is output.
本発明によれば、コイルを介して入力端子対間に印加された直流電圧を交流電圧に変換するインバータの動作に入力端子対間を短絡する短絡動作が含まれるため、高い力率で交流電圧を変換することができる小型で安価な変換装置を実現することができる。 According to the present invention, since the operation of the inverter that converts the DC voltage applied between the input terminal pair via the coil into the AC voltage includes a short-circuit operation that short-circuits between the input terminal pair, the AC voltage is increased with a high power factor. It is possible to realize a small and inexpensive conversion device capable of converting the above.
以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて詳述する。
図1は本発明に係る変換装置の要部構成を示す回路図である。この変換装置1は、例えば周波数が50Hz又は60Hz等である変換対象の交流電圧を出力する交流電源2の両端子と、バッテリ3の両端子とに接続しており、交流電源2の両端子から出力した変換対象の交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧をバッテリ3の両端子間に印加する。これによりバッテリ3は充電される。
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings illustrating embodiments thereof.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main configuration of a conversion apparatus according to the present invention. The
変換装置1は、整流回路11,14、インバータ12、変圧器13、平滑回路15、制御部16、コイルL1及びコンデンサC1を備える。インバータ12は入力端子S1,S2及び出力端子U1,U2を有し、変圧器13はコイル13a,13bによって構成されている。
The
整流回路11は、ダイオードD1,D2,D3,D4を有し、ダイオードD1のアノード、及び、ダイオードD2のカソードは交流電源2の一方の端子に、ダイオードD3のアノード、及び、ダイオードD4のカソードは交流電源2の他方の端子に接続している。ダイオードD1,D3夫々のカソードはコイルL1を介してインバータ12の入力端子S1に、ダイオードD2,D4夫々のアノードはインバータ12の入力端子S2に接続している。
The
このようにダイオードD1,D2,D3,D4が接続された整流回路11は、交流電源2が出力する変換対象の交流電圧を直流電圧に整流し、整流した直流電圧を、コイルL1を介して、インバータ12の入力端子S1,S2間に印加する。入力端子S1,S2によってインバータ12の入力端子対が構成されている。
Thus, the
インバータ12は、入力端子S1,S2及び出力端子U1,U2の他に、FET21,22,23,24、及び、コンデンサC2を更に有する。入力端子S1にはFET21,23夫々のドレインが接続され、入力端子S2にはFET22,24夫々のソースが接続されている。
The
FET21のソース、及び、FET22のドレイン夫々は出力端子U1に、FET23のソース、及び、FET24のドレイン夫々は出力端子U2に接続している。FET21,22,23,24夫々のゲートは制御部16に各別に接続されている。FET21,22,23,24はブリッジ回路を構成している。インバータ12の内部において、出力端子U1,U2間には、コンデンサC2が接続されている。インバータ12の外部において、出力端子U1,U2間には、変圧器13のコイル13a及びコンデンサC1によって構成される直列共振回路が接続されている。
The source of the
FET21,22,23,24夫々は、Nチャネル型のMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、半導体スイッチとして機能し、制御部16によってオン/オフされる。FET21,22,23,24夫々は、制御部16が所定電圧以上の電圧をゲートに印加した場合、ドレイン及びゲート間に電流が流れてオンになり、制御部16が所定電圧未満の電圧をゲートに印加した場合、ドレイン及びゲート間に電流が流れずにオフになる。
Each of the
制御部16は、FET21,22,23,24を各別にオン/オフすることによって、インバータ12の動作を制御する。制御部16は、FET21,24夫々をオンにしてFET22,23夫々をオフにすることによって実現する第1動作と、FET21,24夫々をオフにしてFET22,23夫々をオンにすることによって実現する第2動作とを交互にインバータ12に行わせる。
The
制御部16がインバータ12に第1動作を行わせた場合、コイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路において、電流が出力端子U1からU2に流れる。同様に、制御部16がインバータ12に第2動作を行わせた場合、コイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路において、電流が出力端子U2からU1に流れる。
When the
このため、制御部16が第1及び第2動作をインバータ12に交互に行わせることによって、インバータ12の出力端子U1,U2から交流電圧が出力され、変圧器13のコイル13aの両端子間に交流電圧が印加される。インバータ12が出力する交流電圧の周波数は、インバータ12が第1及び第2動作を交互に行う間隔によって決まり、例えば100kHzに調整される。インバータ12が第1及び第2動作を交互に行う間隔が短い程、インバータ12が出力する交流電圧の周波数は高くなる。
For this reason, when the
制御部16は、更に、FET21,22,23,24全てをオンにすることによって入力端子S1,S2間を短絡する短絡動作を第1及び第2動作の間にインバータ12に適宜行わせる。インバータ12が短絡動作を行った場合、交流電源2に電流が還流する。このとき、コイルL1がインバータ12の入力端子S1に接続されているため、交流電源2の両端子間が短絡することはない。コイルL1は、交流電源2の両端子間の短絡を防止できればよいため、昇圧用のコイルのように大きなインダクタンスを必要とせず、コイルL1のサイズは小さい。
The
制御部16は、ダイオードD1のアノード及びダイオードD2のカソードの接続ノードと、ダイオードD3のアノード及びダイオードD4のカソードの接続ノードとに各別に接続されており、交流電源2が整流回路11に出力した変換対象の交流電圧を監視している。
The
制御部16は、交流電源2が出力した変換対象の交流電圧の絶対値に応じて、インバータ12に短絡動作を行わせる期間を調整する。インバータ12に短絡動作を行わせている期間が長い程、交流電源2に還流する電流の絶対値は大きくなる。
The
制御部16がインバータ12に短絡動作を行わせている間、コイルL1にはエネルギーが蓄積される。
インバータ12が行う動作が短絡動作から第1又は第2動作に移った場合、コイルL1は電流をコイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路を介して交流電源2に還流させ、蓄積していたエネルギーを放出する。
While the
When the operation performed by the
直列共振回路のインピーダンスは、インバータ12が出力する交流電圧の周波数が直列共振回路の共振周波数に一致している場合にゼロであり、インバータ12が出力する交流電圧の周波数が共振周波数から離れるほど大きくなる。直列共振回路の共振周波数は、コイル13aのインダクタンスをLr、コンデンサC1の容量をCrとした場合、直列共振回路の共振周波数は、1/(2π×√(Lr×Cr))によって算出される値である。
The impedance of the series resonance circuit is zero when the frequency of the AC voltage output from the
制御部16は、インバータ12に第1及び第2動作を交互に行わせる間隔を調整することによって出力端子U1,U2から出力される交流電圧の周波数を変更し、コイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路のインピーダンスを調整する。制御部16は、インバータ12が行う動作を短絡動作から他の動作に移して電流が直列共振回路を介して交流電源2に還流した場合に、直列共振回路のインピーダンスを調整することによって、交流電源2に還流する電流の絶対値を調整することができる。
The
制御部16は、交流電源2が出力する交流電圧に応じて、インバータ12の出力端子U1,U2から出力する交流電圧の周波数を調整して、コイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路のインピーダンスを調整する。
The
コンデンサC2は、制御部16がFET21,22,23,24を各別にオン/オフする際に発生する雑音を除去する。これにより、インバータ12は出力端子U1,U2から雑音が少ない交流電圧を出力する。インバータ12が行う動作が短絡動作から第1又は第2動作に移った場合に、コイルL1に蓄積されたエネルギーが放出され、大きな電流がインバータ12内を流れ、FET21,22,23,24等の素子が破壊される虞がある。しかし、コンデンサC2により、インバータ12内に流れる電流が平均化されるため、素子の破壊が防止される。
The capacitor C2 removes noise generated when the
変圧器13は、図示しない環状の鉄心にコイル13a,13b夫々を巻くことによって構成される。変圧器13は、インバータ12の出力端子U1,U2から出力されて変圧器13のコイル13aの両端子間に印加された交流電圧を変圧し、変圧した交流電圧をコイル13bの両端子から整流回路14に出力する。
The
コイル13bの両端子から出力される交流電圧の振幅は、コイル13bの巻数をコイル13aの巻数で割った値と、コイル13aの両端子間に印加される交流電圧の振幅との積によって決まる。
The amplitude of the AC voltage output from both terminals of the
整流回路14は、ダイオードD5,D6,D7,D8を有し、ダイオードD5のアノード、及び、ダイオードD6のカソードはコイル13bの一方の端子に、ダイオードD7のアノード、及び、ダイオードD8のカソードはコイル13bの他方の端子に接続している。ダイオードD5及びD7夫々のカソードは平滑回路15が有するコイルL2の一方の端子に、ダイオードD6及びD8夫々のアノードは平滑回路15が有するコンデンサC3の一方の端子に接続している。
The
このようにダイオードD5,D6,D7,D8が接続された整流回路14は、変圧器13のコイル13bの両端子から出力された交流電圧を直流電圧に整流し、整流した直流電圧を平滑回路15に出力する。
In this way, the
平滑回路15のコイルL2の他方の端子はコンデンサC1の他方の端子とバッテリ3の正極端子とに接続しており、平滑回路15のコンデンサC1の一方の端子は、ダイオードD6,D8夫々のアノードの他にバッテリ3の負極端子に接続されている。
The other terminal of the coil L2 of the smoothing
平滑回路15は、コイルL2及びコンデンサC3によって、整流回路14が整流した直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をバッテリ3に印加する。これにより、バッテリ3は充電される。
The smoothing
整流回路14が整流した脈動する直流電圧がコンデンサC3の両端子間の電圧を超えた場合に平滑回路15内に電流が流れ、整流回路11、インバータ12、変圧器13及び整流回路14に電流が流れる。従って、インバータ12が第1又は第2動作を行っている間では、整流回路14が整流した脈動する直流電圧がコンデンサC3の両端子間の電圧を超えた場合に電流が交流電源2に還流し、他の場合においては電流が交流電源2に還流しない。このような状態では力率が低下するため、制御部16は、インバータ12に第1及び第2動作を交互に行わせている間に短絡動作を適宜行わせることによって、電流を交流電源2に還流させて力率を高くする。
When the pulsating DC voltage rectified by the
図2及び図3は変換装置1の動作を説明するためのタイミングチャートである。制御部16は、交流電源2が変換装置1に図2に示す変換対象の交流電圧Vaを印加している間に、インバータ12のFET21,22,23,24を各別にオン/オフする。ここで、交流電圧Vaは、交流電源2において、ダイオードD4側の端子を基準としたダイオードD1側の端子の電圧である。
2 and 3 are timing charts for explaining the operation of the
制御部16は、図2に示すように、インバータ12に、FET21,24夫々がオンでありFET22,23夫々がオフである第1動作、FET21,22,23,24全てがオンである短絡動作、及び、FET21,24夫々がオフでありFET22,23夫々がオンである第2動作を行わせている。制御部16は、第1動作、短絡動作、第2動作、及び、短絡動作の順にインバータ12に動作を繰り返し行わせている。制御部16がインバータ12に第1動作、短絡動作、第2動作、及び、短絡動作の順に行わせる繰り返し周期は、交流電圧Vaの周期よりも十分に短い。
As shown in FIG. 2, the
図2には、更に、交流電源2に還流する交流電流Iaの波形、及び、変圧器13のコイル13aに印加される交流電圧Vbの波形が示されている。交流電流Iaについては、ダイオードD2のカソードから交流電源2を介してダイオードD3のアノードに流れる電流を正としている。また、交流電圧Vbは、コイル13aにおいて、コンデンサC1側の端子の電圧を基準とした出力端子U1の電圧である。
FIG. 2 further shows the waveform of the alternating current Ia flowing back to the alternating
図2に示すように、制御部16がインバータ12に短絡動作を行わせている間、変圧器13のコイル13aの両端子間には電圧が印加されず交流電圧Vbはゼロである。更に、制御部16がインバータ12に短絡動作を行わせている間、交流電源2の交流電圧Vaが正である場合には交流電源2に正の電流が流れ(Ia>0)、交流電源2の交流電圧Vaが負である場合には交流電源2に負の電流が流れる(Ia<0)。
As shown in FIG. 2, while the
また、インバータ12が行う動作が短絡動作から第1又は第2動作に移った場合、整流回路14が平滑回路15に出力する脈動する直流電圧がコンデンサC3の両端子間の電圧を超えない限り、交流電源2に還流しないため、交流電源2に還流する交流電流Iaの絶対値は徐々にゼロになるまで低下する。
Further, when the operation performed by the
従って、制御部16が第1及び第2動作の間に短絡動作を適宜行わせることによって、交流電圧Vaの位相に一致した交流電流Iaが交流電源2に還流し、力率が高くなる。
Therefore, when the
また、制御部16がインバータ12に第1動作を行わせた場合、変圧器13のコイル13aに正の電圧が印加され(Vb>0)、制御部16がインバータ12に第2動作を行わせた場合、変圧器13のコイル13aに負の電圧が印加される(Vb<0)。
Further, when the
従って、制御部16がインバータ12に行わせる動作が短絡動作を介して第1動作から第2動作に、又は、第2動作から第1動作に移った場合、コイル13aに印加される電圧の正負が反転するため、図2に示すような交流電圧Vbがインバータ12の出力端子U1,U2から出力される。交流電圧Vbの周波数は、制御部16が第1動作、短絡動作、第2動作、及び、短絡動作の順にインバータ12に行わせる繰り返し周期の逆数となる。
Therefore, when the operation that the
図2に示す交流電圧Vbが変圧器13のコイル13aの両端子間に印加した場合にコイル13bの両端子から出力される交流電圧Vcが図3に示されている。交流電圧Vcは、コイル13bのダイオードD8側の端子の電圧を基準としたコイル13bのダイオードD5側の端子の電圧である。
FIG. 3 shows the AC voltage Vc output from both terminals of the
図3に示すようにコイル13bの両端子から出力される交流電圧Vcの波形は、コイル13aの両端子間に印加される交流電圧Vbの波形に類似しており、交流電圧Vcの振幅は交流電圧Vbの振幅よりも大きくなっている。
As shown in FIG. 3, the waveform of the AC voltage Vc output from both terminals of the
交流電圧Vcが整流回路14に整流されて、図3に示すような脈動する直流電圧Vdが整流回路14から平滑回路15に出力される。ここで、直流電圧Vdは、ダイオードD8のアノードの電圧を基準としたダイオードD7のカソードの電圧である。
The AC voltage Vc is rectified by the
脈動する直流電圧Vdは平滑回路15によって平滑化され、図3に示すような一定の直流電圧Veが平滑回路15から出力されてバッテリ3に印加される。これによりバッテリ3が充電される。直流電圧Veは、コンデンサC3において、ダイオードD8側の端子の電圧を基準としたコイルL2側の端子の電圧である。
The pulsating DC voltage Vd is smoothed by the smoothing
図4はインバータ12が短絡動作を行う期間の調整による交流電流Iaの絶対値の調整方法を説明するための説明図である。図4には、FET21,24のオン/オフ状態、及び、FET22,23のオン/オフ状態のタイミングチャートが示されている。
FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining a method of adjusting the absolute value of the alternating current Ia by adjusting the period during which the
前述したように、交流電源2に還流する電流の絶対値は、制御部16がインバータ12に短絡動作を行わせている期間が長い程大きい。制御部16は、交流電源2の交流電圧Vaの絶対値に応じて、インバータ12に短絡動作を行わせている期間を調整する。
As described above, the absolute value of the current flowing back to the
図4に示すように、制御部16は、FET21,24夫々がオン状態からオフ状態に移行する時点T1と、FET22,23夫々がオン状態からオフ状態に移行する時点T2とを調整することによって、インバータ12に短絡動作を行わせる期間を調整する。
As shown in FIG. 4, the
時点T1は、FET22,23がオフ状態からオン状態に移行する時点の中で時点T1以前にある最も近い時点Taから、FET21,24がオフ状態からオン状態に移行する時点の中で時点T1以後にある最も近い時点Tbまでの範囲で調整される。制御部16は、インバータ12が短絡動作を行う時間を短くする場合には時点T1を時点Taに近づけ、インバータ12が短絡動作を行う時間を長くする場合には時点T1を時点Tbに近づける。
The time point T1 is from the nearest time point Ta before the time point T1 among the time points when the
同様に、時点T2は、FET21,24のオフ状態からオン状態に移行する時点の中で時点T2以前にある最も近い時点Tcから、FET22,23のオフ状態からオン状態に移行する時点の中で時点T2以後にある最も近い時点Tdまでの範囲で調整される。制御部16は、インバータ12が短絡動作を行う時間を短くする場合には時点T2を時点Tcに近づけ、インバータ12が短絡動作を行う時間を長くする場合には時点T2を時点Tdに近づける。
Similarly, the time point T2 is the time point when the
制御部16は、図2に示す交流電源2が出力する交流電圧Vaの絶対値に応じて、インバータ12が短絡動作を行う時間を調整する。これにより、制御部16は、交流電流Iaを、交流電圧Vaと位相が一致する部分がより多い交流電流に調整することができ、変換装置1は、より高い力率で交流電源2によって印加された交流電圧を変換することが可能となる。
The
制御部16は、例えば、交流電圧Vaの絶対値が小さい場合にインバータ12が短絡動作を行う時間を長くし、交流電圧Vaの絶対値が大きい場合にインバータ12が短絡動作を行う時間を短くする。
For example, the
これは、交流電圧Vaの絶対値の大小に応じて、インバータ12が短絡動作を単位時間行った場合に交流電源2に還流する電流の絶対値が大小になり、更には、交流電圧Vaの絶対値が大きい場合、整流回路14が出力する直流電圧がコンデンサC3の両端子間の電圧を超えて交流電源2に電流が還流するためである。
This is because, depending on the magnitude of the absolute value of the AC voltage Va, the absolute value of the current flowing back to the
従って、交流電圧Vaの絶対値が小さい場合には、単位時間に交流電源2に還流する交流電流Iaの絶対値が小さいため、インバータ12が短絡動作を行う時間を長くし、交流電圧Vaの絶対値が大きい場合、単位時間に交流電源2に還流する交流電流Iaの絶対値が大きいため、インバータ12が短絡動作を行う時間を短くする。
Therefore, when the absolute value of the alternating voltage Va is small, the absolute value of the alternating current Ia that flows back to the alternating
なお、図2に示す交流電流Iaの波形においては、交流電圧Vaの絶対値が大きく、整流回路14が出力する直流電圧がコンデンサC3の両端子間の電圧を超えた場合に交流電源2に還流する電流を、説明を簡単にするため記載していない。更に、図2に示すFET21,24のオン/オフ状態、及び、FET22,23のオン/オフ状態のタイミングチャートにおいては、インバータ12が短絡動作を行う時間は均一になっている。
In the waveform of the alternating current Ia shown in FIG. 2, when the absolute value of the alternating voltage Va is large and the direct current voltage output from the
図5は直列共振回路のインピーダンス調整による交流電流Iaの絶対値の調整方法を説明するための説明図である。図5Aは、コイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路に印加される交流電圧Vbの周波数に対する該直列共振回路のインピーダンスを示している。図5Aに示すように、インバータ12が出力端子U1,U2から出力する交流電圧Vbの周波数が直列共振回路の共振周波数と一致している場合、直列共振回路のインピーダンスはゼロであり、交流電圧Vbの周波数が共振周波数から離れる程、直列共振回路のインピーダンスは大きい。
FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining a method of adjusting the absolute value of the alternating current Ia by adjusting the impedance of the series resonance circuit. FIG. 5A shows the impedance of the series resonant circuit with respect to the frequency of the AC voltage Vb applied to the series resonant circuit composed of the
図5Bは交流電圧Vbの各周波数における交流電流Iaの波形を示している。前述したように、制御部16がインバータ12に短絡動作を行わせている間、交流電流Iaの絶対値は時間の経過と共に徐々に大きくなる。また、制御部16がインバータ12に行わせる動作が短絡動作から第1又は第2動作に移って整流回路14が出力する直流電圧がコンデンサC3の両端子間の電圧を下回る場合、交流電流Iaの絶対値は徐々にゼロまで低下する。
FIG. 5B shows the waveform of the alternating current Ia at each frequency of the alternating voltage Vb. As described above, while the
制御部16がインバータ12に第1又は第2動作を行わせている間に低下する交流電流Iaの絶対値は、図5Bに示すように、コイル13a及びコンデンサC1からなる直列共振回路のインピーダンスが小さい程大きい。
As shown in FIG. 5B, the absolute value of the alternating current Ia that decreases while the
従って、制御部16は、交流電圧Vbの周波数を調整することによって、直列共振回路のインピーダンスを調整し、更には、交流電流Iaの大きさを調整することができる。これにより、制御部16は、交流電流Iaを交流電圧Vaと位相が一致する部分がより多い交流電流に調整することができ、変換装置1は、より高い力率で交流電源2によって印加された変換対象の交流電圧を変換することが可能となる。
Therefore, the
なお、制御部16は、インバータ12に繰り返し行わせる第1動作、短絡動作、第2動作及び短絡動作の繰り返し周期を短く(又は長く)することによって、交流電圧Vbの周波数を高く(又は低く)する。
The
制御部16は、例えば、交流電圧Vaの絶対値が小さい場合に交流電圧Vbの周波数を直列共振回路の共振周波数に近づけて直列共振回路のインピーダンスを小さくし、交流電圧Vaの絶対値が大きい場合に交流電圧Vbの周波数を直列共振回路の共振周波数から離して直列共振回路のインピーダンスを大きくする。
For example, when the absolute value of the AC voltage Va is small, the
これは、前述したように、交流電圧Vaの絶対値が小さい場合には、単位時間に交流電源2に還流する電流の絶対値が小さく、交流電圧Vaの絶対値が大きい場合、単位時間に交流電源2に還流する電流の絶対値が大きいためである。
As described above, this is because when the absolute value of the AC voltage Va is small, the absolute value of the current flowing back to the
なお、図2に示すFET21,24のオン/オフ状態、及び、FET22,23のオン/オフ状態のタイミングチャートにおいては、インバータ12が繰り返し行う第1動作、短絡動作、第2動作及び短絡動作の周期は一定であり、図2に示す交流電圧Vbの波形においては、周波数が一定である。
In the timing chart of the on / off states of the
以上に説明したように、変換装置1は、交流電源2によって印加された変換対象の交流電圧Vaを高い力率で直流電圧Veに変換することができる。更に、力率が高い変換を実現するために変換装置1の構成に追加される部品がコイルL1のみであるため、装置は小型で安価である。
As described above, the
なお、本実施の形態において、制御部16は、インバータ12に短絡動作を行わせる場合に、FET21,22,23,24全てをオンにする必要はない。制御部16は、FET21,22夫々をオン(又はオフ)にしてFET23,24夫々をオフ(又はオン)にすることによって、インバータ12に短絡動作を行わせてもよい。
In the present embodiment, the
更には、FET21,22,23,24全てがオンである場合に交流電源2に還流する電流の絶対値は、FET21,22夫々がオン(又はオフ)であってFET23,24夫々がオフ(又はオン)である場合に交流電源2に還流する電流の絶対値よりも大きい。このため、制御部16は、FET21,22,23,24全てをオンにすることによって実現される短絡動作と、FET21,22夫々をオン(又はオフ)にしてFET23,24夫々をオフ(又はオン)にすることによって実現される短絡動作とを組み合わせて、交流電源2に還流する電流の絶対値を調整してもよい。
Furthermore, when all of the
また、本実施の形態において、制御部16は、交流電源2が出力した交流電圧Vaの大きさに応じて、インバータ12に短絡動作を行わせる期間を調整する必要はなく、例えば、該期間を一定にしてもよい。
Further, in the present embodiment, the
また、制御部16は、交流電源2が出力した交流電圧Vaの大きさに応じて、インバータ12が変換する交流電圧Vbの周波数を調整する必要はなく、例えば、交流電圧Vbの周波数を一定にしてもよい。
Further, the
更に、変換装置1は必ずしもコンデンサC2を備える必要はない。この場合であっても変換装置1は、交流電源2が出力する交流電圧Vaを高い力率で直流電圧Veに変換することができる。
Furthermore, the
また、制御部16は、第1及び第2動作の間に、インバータ12に短絡動作を繰り返し行わせなくてもよい、適宜、短絡動作を省き、第1動作(又は第2動作)の後に第2動作(又は第1動作)をインバータ12に行わせてもよい。
Further, the
インバータ12が有するFET21,22,23,24夫々は、半導体スイッチとして機能すればよいため、Nチャネル型のMOSFETに限定されず、Pチャネル型のMOSFETであってもよく、JFET(Junction Field Effect Transistor)であってもよい。更には、インバータ12は、FET21,22,23,24夫々の代わりにバイポーラトランジスタを用いてもよい。
Each of the
開示された実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上述の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。 The disclosed embodiments are to be considered in all respects as illustrative and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 変換装置
11,14 整流回路
12 インバータ
13 変圧器
16 制御部
21,22,23,24 FET
C1,C2 コンデンサ
L1 コイル
S1,S2 入力端子
Va,Vb 交流電圧
Ve 直流電圧
DESCRIPTION OF
C1, C2 Capacitor L1 Coil S1, S2 Input terminal Va, Vb AC voltage Ve DC voltage
Claims (4)
前記入力端子対の一方の端子に接続されるコイルを備え、
前記制御部が制御する動作に前記入力端子対間を短絡する短絡動作が含まれること
を特徴とする変換装置。 An inverter having an input terminal pair to which a DC voltage obtained by rectifying an AC voltage to be converted is applied, and converting the DC voltage applied between the input terminal pair into an AC voltage; and transforming the AC voltage converted by the inverter In a converter comprising: a transformer that performs, a rectifier circuit that rectifies an AC voltage transformed by the transformer into a DC voltage, and a control unit that controls the operation of the inverter.
A coil connected to one terminal of the input terminal pair;
The operation controlled by the control unit includes a short-circuit operation for short-circuiting the pair of input terminals.
を特徴とする請求項1に記載の変換装置。 2. The conversion device according to claim 1, wherein the control unit is configured to adjust a period during which the inverter performs the short-circuit operation according to an absolute value of the AC voltage to be converted. .
前記制御部は、前記変換対象の交流電圧の絶対値に応じて、前記インバータが変換する交流電圧の周波数を調整するように構成してあること
を特徴とする請求項1又は請求項2に記載の変換装置。 A capacitor connected between the inverter and the transformer;
The said control part is comprised so that the frequency of the alternating voltage converted by the said inverter may be adjusted according to the absolute value of the alternating voltage of the said conversion object. The Claim 1 or Claim 2 characterized by the above-mentioned. Conversion device.
複数のスイッチからなるブリッジ回路と、
該ブリッジ回路の出力端子対間に接続されるコンデンサと
を有することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1つに記載の変換装置。 The inverter includes a bridge circuit composed of a plurality of switches,
The converter according to any one of claims 1 to 3, further comprising a capacitor connected between the output terminal pair of the bridge circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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Family
ID=49179084
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Country Status (1)
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