JP2013160769A - 光電センサ並びに物体検出及び距離測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】物体の検出及び距離の測定を行う方法の提供。
【解決手段】監視領域２０に存在する物体の検出及び距離測定のための光電センサ１０、特にレーザスキャナであって、擬似ランダム符号列を用いて変調された発射光線１６を発射するための発光器１２と、前記監視領域２０に向けて周期的に偏向させるための偏向ユニット１８と、受信信号を生成する受光器２６と、Ａ／Ｄ変換器３６と、相関ユニット４０と、物体の距離に関する測定値を求めるように構成された解析ユニット３２とを備えるセンサ１０。
【選択図】図１

Description

本発明は、請求項１のプレアンブルに記載の光電センサ、特にレーザスキャナ、並びに及び請求項１４のプレアンブルに記載の、発信光に擬似ランダム符号列を用いるとともに受信側でそれに応じた関連付けを行う光通過時間法を用いて物体の検出及び距離の測定を行う方法に関する。

測定装置から水平方向に大きく広がる角度領域が必要になるような距離測定には、光電方式の装置、特にレーザスキャナが好適である。レーザスキャナの一例として、光源から発射されたレーザ光線の方向を偏向ユニットによって変化させることにより監視領域を周期的に走査するものがある。該監視領域に物体が存在すれば、前記光線はその物体の表面で拡散反射され、スキャナにおいて分析される。偏向ユニットの角度設定から物体の角度位置が推定され、更に光線の通過時間と光の速度に基づいてレーザスキャナから物体までの距離が推定される。

この角度と距離を用いて監視領域における物体の位置が２次元極座標で検出される。これにより、物体の位置を確定すること、あるいは、同じ物体を異なる箇所で何度も走査することによって物体の輪郭を確定することが可能になる。また、例えば偏向ユニットにレーザスキャナ内における更に別の移動の自由度を与えたり、レーザスキャナに対して物体を移動させたりするなど、横方向の相対移動を加えることにより、第３の空間座標も検出できる。従って、３次元的な輪郭の測定も可能である。

レーザスキャナは、以上のような測定の分野だけでなく、危険の発生源（例えば危険な機械）を監視するための安全技術の分野でも用いられる。このような安全装置用レーザスキャナの例が特許文献１に開示されている。この装置では、機械の運転中に操作担当者が侵入してはならない防護領域が監視される。このレーザスキャナは、例えば操作担当者の足など、何かが許可なく防護領域へ侵入したことを認識すると、機械を緊急停止させる。安全技術の分野で利用されるセンサは、特に信頼性の高い動作が要求されるため、例えば欧州規格ＥＮ１３８４９（機械の安全に関する規格）やＥＮ６１４９６（非接触動作型防護装置（beruehrungslos wirkende Schutzeinrichtungen; ＢＷＳ）に関する装置規格）に規定された高度の安全要件を満たさなければならない。これらの安全規格に装置を適合させるため、様々な対策が講じられる。例えば、冗長且つ異なる種類の電子装置による確実な電子的判定、機能の監視（特に前面ガラス等の光学部品の汚染状態の監視）、並びに／若しくは、規定の反射率を有し、それぞれ異なる走査角度において認識されるべき個々のテスト用標的の設置などである。

スキャナは、電界内において、射程距離、レーザ出力及び受信光学系の大きさの範囲内で動く。中でも大きな制約因子は製造コストと目の保護という条件であり、これらによってレーザのエネルギー量が制限される。測定技術的には、ピーク強度が大きく、極めて幅が狭いパルスを発生させること、そして受信信号を高い分解能で完全にデジタル化して更なるデータ処理に供することが好ましい。しかし、このような信号変換を十分に低いコストで実現することはできない。光通過時間のみによる測定の場合、ミリメートル領域の分解能はピコ秒領域の時間に相当する。このような時間スケールで信号処理を行うことは極めて困難であり、高価な部品を使わなければその目的は達成できない。

比較的小さな発信出力でも十分なＳＮ比を達成できるようにするための手法として統計的平均法が知られている。この方法では、測定値毎に多数のパルスが送出され、その結果としてその都度測定される受信信号が重畳される。このようにすると、ランダムなノイズの効果が平均化される一方、有用な信号は体系的な特性を持っているため、平均化の後でも維持される。このような平均化により、ＳＮ比を出力パルスの繰り返し回数の２乗で改善することができる。一方、センサの射程距離は、１／ｒ^２の関係から、パルス数の４乗根でしか大きくならない。その上、平均化の対象となる各パルスに相前後して測定時間を設けなければならない。このようないわゆる往復時間のため、平均化法を用いる場合の角度分解能はパルス数に反比例する。なぜなら、スキャナの走行光が往復時間の何倍もの時間の間に更に回転するからである。

特許文献２には防護領域を監視するための光電スキャナが開示されている。この装置では、防護領域へ出力された信号が、擬似ランダムノイズ符号を用いたスペクトラム拡散法（Frequenzpreizverfahren）によってその都度変調される。これにより耐ノイズ性が大きく向上するが、これは射程距離を伸ばす上でも有用である。しかし、このスキャナにおいて、受信時点を確定するためには、それだけ高価な部品を用いて十分高速に受信信号をサンプリングすることがやはり必要である。

DE 43 40 756 A1 DE 10 2010 005 012 A1

従って、本発明の課題は、上記のようなセンサにおいて長い射程距離と高い測定精度を達成することである。さらに、そのセンサを発展させて角度分解能の向上を可能にすることも本発明の課題である。

この課題は、請求項１に記載の光電センサ及び請求項１４に記載の物体検出及び距離測定方法により解決される。

本発明に係る光電センサ、特にレーザスキャナは、監視領域に存在する物体の検出及び距離測定のためのセンサであって、擬似ランダム符号列を用いて変調された発射光線を発信時点において発射するための発光器と、前記発射光線を前記監視領域に向けて周期的に偏向させるための偏向ユニットと、前記監視領域にある物体により拡散反射又は直反射された前記発射光線から受信信号を生成する受光器と、前記受信信号をサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器と、サンプリングされた前記受信信号と前記擬似ランダム符号列との関連付けにより相関信号を生成するための相関ユニットと、前記相関信号の相関極大点から受信時点を特定し、更に該受信時点と前記発信時点に基づいて前記センサから物体までの光通過時間を求めることにより物体の距離に関する測定値を求めるように構成された解析ユニットとを備えるセンサにおいて、前記擬似ランダム列の符号要素に関連する第１の時間ラスタと、前記受信信号のサンプリングに関連する第２の時間ラスタとが互いにずれていることを特徴としている。

本発明の基礎をなす技術思想は、擬似ランダム符号を用いたスペクトラム拡散法により走査光を符号化することにより、既知の擬似ランダム符号列との関連付けによってノイズと有用な信号を区別できるようにすることである。サブサンプリング領域において相関極大点を特定できるようにするため、擬似ランダム符号列の時間的パターン（以下、時間ラスタと呼ぶ）と走査の時間ラスタを互いにずらす。これは、チップ長（個々の符号要素の時間長又は擬似ランダム符号列のチップの時間長さ）と、走査周期（受信信号において隣接する２つのサンプリング値の間隔）が互いにずれていることを意味する。これにより、少なくとも相関極大点の周囲にある重要な範囲において、２つの時間ラスタが重なり合う点は、全くゼロにはならないとしても、ほんの数個にとどまる。このことは、例えば両方を相互に関連付ける場合のように、時間ラスタを相互にずらす場合にも当てはまる。

これにより、相関極大点がいわば不明確な形、つまり時間軸上で広がった形となり、その代償としてピーク高さが低くなる（つまりＳＮ比がやや低下する）。この損失は受け入れ可能であるし、そうでなくても擬似ランダム符号列を多少長くすることにより埋め合わせが可能である。こうして時間方向に信号を塗りつぶすことにより、２つの時間ラスタが正確に重なっている場合に比べて、時間分解能を大幅に高めることができる。

本発明には、スペクトラム拡散法によりセンサのＳＮ比が高くなり、それによって耐ノイズ性の向上と射程距離の増大が達成されるという利点がある。平均化法に比べて、相関は、出力パルス数の平方根に比例して向上するだけでなく、擬似ランダム符号列の適切な選択により、該擬似ランダム符号列に含まれる出力パルスの数に対して直線的に向上する。このことと、更に先に述べた１／ｒ^２の関係を考慮すると、射程距離はパルス数の４乗根ではなく平方根に比例して増大することになる。しかも、時間ラスタをずらしたことにより、受信側での時間分解能が受信信号のサンプリング周波数よりも高くなるため、高い測定精度が達成される。そのために特に高性能の部品を用いる必要はない。それどころか、本発明の基本は発信光の巧みな符号化と時間ラスタの簡単な操作であるから、その実装は比較的容易である。その際に受信部が満たすべき動力学的要求は従来より少ない。しかも本装置は多重反射にも対応可能である、つまり、例えばガラス板の向こう側や、ノイズの多い環境条件下（雪、雨又は埃の中など）にある物体を認識することができる。同様に、エッジ照射（走査光のスポットの一部のみが物体の縁に当たる状況）の場合には異なる距離を認識して測定することができる。

前記時間ラスタのずれは、周波数を相互にずらすというような簡単な規則から成る体系的な方法で決めることもできるが、２つのラスタ点毎にその間のずれを与えたり、これもまた擬似ランダム的に決めたりしてもよい。ある好ましい実施形態では、符号要素が互いに異なる長さを有するように、特に擬似ランダム的な方法で、前記第１の時間ラスタが決められる。これはいわば発信側で第１の時間ラスタを不規則に変動させること（ジッタリング）に相当するものであり、擬似ランダム列においてその振幅値に加えて長さ値をその都度定めることにより、極めて容易に実装することができる。

前記第２の時間ラスタは、前記Ａ／Ｄ変換器においてサンプリングを不規則に変動させることによりずらされることが好ましい。これはつまり受信側でのジッタリングである。本来は規則的であるサンプリングのリズムに対して、適切に決定論的又は非決定論的なノイズ項を持ち込むのである。

別の有利な実施形態では、前記第２の時間ラスタに対して前記第１の時間ラスタを規則的に短縮又は伸長させる。すなわち、発信パルス列のすべてのチップについてチップの長さをいくらか長く又は短くする。サンプリングはこの伸縮に応じていくらか粗い又は細かい時間ラスタで行われることになり、相関ユニットにおける相関フィルタもその時間ラスタ及び既知の擬似ランダム符号列に合わせて調整される。その際、第２の時間ラスタの方は、同様に規則的にしてもよいし、ここでも不規則に変動させてもよい。後者の場合、発信側及び受信側の不明確化の効果が加算される。なお、時間ラスタの伸縮は相対的に見たものである。サンプリングのタイミングがずらされて短め又は長めのサンプリング周期が設定されるということは、同時に、第１の時間ラスタが第２の時間ラスタに対して伸長又は短縮することでもある。あるいは、両方の時間ラスタを変化させる混合型によっても同様の結果が得られる。このような短縮又は伸長の大きさは、実際に時間軸上で所望の信号塗りつぶし効果が得られるように選択する必要がある。受信時点を確定する際の体系的な誤差の見積もりと、それに対する最適なずれの決定は、シミュレーションによって行うことができる。

前記ずれは、前記相関極大点の範囲において前記相関信号が対称になるように決定することが好ましい。なぜなら、特に時間ラスタを互いに短縮又は伸長させた場合、時間ラスタをずらすと、最初は相関極大点が非対称となって、該極大点の時間的な位置の精度が低下する可能性があり、いずれにせよ計算のコストが増大するからである。

この対称を達成するため、前記第１の時間ラスタが第１の擬似ランダム符号列の送出時に短縮され、第２の擬似ランダム符号列の送出時に伸長されること、又はその逆にすることが好ましい。この場合、短縮及び伸長の大きさは、例えば短縮分と伸長分が相殺することによって実際に相関極大点の周囲の部分で対称性が生じるように、正確に計測して定める必要がある。

その場合、前記第１の擬似ランダム符号列と前記第２の擬似ランダム符号列が互いに異なっていること、特に互いに直交していることが好ましい。例えば、第２の擬似ランダム符号列が第１の擬似ランダム符号列の否定であるようにする。２つの擬似ランダム符号列を異ならせるという配慮がなければ、２つの擬似ランダム符号列の相関により、望ましくない寄与が重畳して生じる可能性がある。

別の有利な形態では、前記Ａ／Ｄ変換器及び前記相関ユニットが２本の通信路を備え、第１の通信路においては短縮された第２の時間ラスタで受信信号がサンプリングされ、第２の通信路においては伸長された第２の時間ラスタで該信号がサンプリングされ、各時点でサンプリングされた受信信号が前記擬似ランダム符号列を用いて個別に補正された後、相関信号に加算される。つまり、この形態では、２つの擬似ランダム符号列により発信側で対称を達成するのではなく、受信側でそれを達成する。２つの通信路における２つの部分的相関のずれが相互に打ち消し合うように調整されていれば、これらの部分的相関を加算することで、再び対称な相関信号を作り出すことができる。

前記解析ユニットは、対称な比較関数に基づき、特に放物線フィッティングを用いて、前記受信信号の極大点の時間的な位置を見つけ出すように構成されていることが好ましい。この方法は正確で、しかも実装が容易である。まず、相関関数を対称にすれば、本発明に係るずれを利用した上記のような評価が容易になる。なぜなら、例えば非対称な相関関数に対する放物線フィッティングは非常に不正確であるため、高い時間的な精度により得られる利益の少なくともかなりの部分が再び失われてしまうからである。

前記擬似ランダム符号列はＭ系列（Maximal length sequence）であることが好ましい。この二値的な擬似ランダム列そのものは公知であり、本発明に係るセンサにおける光の符号化に非常に適している。ただし、他の擬似ランダム符号列を用いることも基本的に可能である。例えば、先に従来技術として引用した特許文献２には、そのような擬似ランダム符号列の例として、バーカー符号（Barker Code）、ゴールド符号（Gold Code）、カサミ系列（Kasami-Sequenz）又はアダマール＝ウォルシュ系列（Hadamar-Walsh-Sequenz）等が列挙されている。

前記センサは、１つの擬似ランダム符号列の送出の後、測定の最大射程距離に対応した１回分の往復時間だけ待ってから、次の擬似ランダム符号列を送出するように構成されることが好ましい。このようにすると、擬似ランダム符号列のチップが直接相前後して送出される。それゆえ、測定間隔の時間長は、個別パルス方式のスキャナに比べて、ちょうど擬似ランダム符号列の時間長の分だけ長くなる。この測定速度はそのまま角度分解能の低下となって表れる。なぜなら、センサの偏向ユニットは測定中も動き続けるからである。それゆえ、パルス列を長くすることにより、角度分解能を過度に損なうことなくＳＮ比を改善することが考えられる。一方、平均化法の場合は、測定すべきパルスの１つ１つの後に往復時間相当の待ち時間が設けられる。それゆえ、射程距離の決定に関与する統計的な深さと角度分解能とが互いに反比例するという問題がある。それゆえ、本発明は一度に２つの重要なセンサ特性において平均化法に勝っている。というのも、射程距離が擬似ランダム列におけるチップ数の平方根に比例して増大するだけでなく、その射程距離の増大が角度分解能に影響を与えないも同然だからである。

前記センサの１つの好ましい発展形態においては、１つの擬似ランダム符号列の送出の直後に、あるいは直後でなくても測定の最大射程距離に対応する往復時間だけ待つことなく、次の擬似ランダム符号列を送出するように構成され、これらの擬似ランダム符号列が互いに直交している。このようにすると、角度分解能は擬似ランダム符号列の長さによってのみ制限されるようになり、測定経路上の往復時間はもはや重要ではなくなる。しかもその場合、連続測定の速度が個別パルス法の場合よりも明らかに高速になる。ただしそれは、十分に直交した符号化ができる擬似ランダム符号を用いる等、真正の発信パルス符号化を行う場合にのみ可能である。それにより、個々の測定の光は、目の保護という条件のみに制限された状態で、同時に測定経路の途上を進むことができ、それでもなお相関関係に基づいて互いに区別できる。これは実際上、高度の並列多重測定に相当し、それに応じた高性能の解析装置、好ましくは多重チャンネル方式の解析装置の使用を前提とする。

単極の受信信号を双極の受信信号に変換するために、受光器とＡ／Ｄ変換器の間にバンドパス等のフィルタ素子を設けることが好ましい。負の光というものは存在しないため、受信信号は最初は必然的に単極である。この信号は、上記のようなフィルタにより双極の信号、つまり振動に変換することができる。これにより、高い拡散反射の際に相関性を悪化させる、エネルギー依存性のパルスの広がりを防止できる。また、同じく光に依存する受光器のノイズも限定される。更に、比較器を１つ追加して双極性サンプリングを行うだけで、二値的なランダム系列の値の範囲が−１、０、＋１に広がる。これにより更なる符号化が可能になる。

原理的には、二値的な擬似ランダム符号列の代わりに、２ビット以上を使った量子化を行うこともできる。符号化のビット数を増やせば、より少ないチップ数、従ってより短い発信信号を用いて、ますますＳＮ比を大きくし、それにより射程距離の増大と耐ノイズ性の向上を達成することができる。しかも、このように量子化ビット数を大きくすれば、サンプリング周波数を低くして、もっと低コストのハードウエアを使用することも考えられるようになる。

本発明に係る方法は、前記と同様のやり方で、更なる特徴的構成を用いて仕上げていくことが可能であり、それにより同様の利点を示す。そのような特徴的構成は、例えば本願の独立請求項に続く従属請求項に模範例として記載されているが、それらに限定されるものではない。

以下、本発明について、更なる利点及び特徴も考慮しつつ、添付の図面を参照ながら実施例に基づいて説明する。図面の内容は以下の通りである。

レーザスキャナの概略断面図。 短縮により擬似ランダム符号列をずらす方法の模範例を概略的に示した時間推移図。 短縮及び伸長により２つの相前後する擬似ランダム符号列を対称にずらす方法の模範例を概略的に示した時間推移図。 ずれのない相関信号、並びに、短縮、伸長及び対称な短縮及び伸長によりそれぞれ作り出された相関極大点という、４つの相関信号の模範例を示す図。 個別パルス法における光通過時間の測定の時間パターン。 パルス平均化法における光通過時間の測定の時間パターン。 擬似ランダム符号列を用いた場合の光通過時間の測定の時間パターン。 直交する複数の擬似ランダム符号列を用いて複数の光通過時間を並行して測定する場合の時間パターン。

図１は本発明に係る光電センサの一実施形態であるレーザスキャナ１０の概略断面図である。発光器１２は、例えばレーザ光源を備えており、発光光学系１４を用いて発射光線１６を生成する。この発射光線１６は偏向ユニット１８を介して監視領域２０へと送出され、そこに何か物体が存在すれば、光線はその物体により拡散反射される。この反射光２２は再びレーザスキャナ１０へと戻り、偏向ユニット１８により偏向された後、受光光学系２４により収束され、受光器２６（例えばフォトダイオード、あるいは、より高い感度が必要な場合はアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ））により検出される。図示したレーザスキャナ１０では、発光器１２と発光光学系１４が受光光学系２４の中央に設けられた開口の中に配置されているが、これは単なる模範的な例に過ぎない。例えば、発射光線１６のための専用の鏡領域を設けたり、分割鏡を用いたりする等、他の解決策を用いる形態も本発明に含まれる。

偏向ユニット１８はモータ２８により一定の走査周波数で連続的に回転駆動される。これにより、走査周期の間、つまり前記走査周波数で完全に１回転する間、一つの平面が発射光線１６により走査される。偏向ユニット１８の外周部には、各時点における偏向ユニット１８の角度位置を検出するために角度測定ユニット３０が配置されている。本実施形態の角度測定ユニット３０は、例として、角度単位形成体としての目盛り板と検知手段としてのフォーク状光遮断機で構成されている。

解析ユニット３２（これはレーザスキャナ１０の制御部としても機能する）が発光器１２、受光器２６、モータ２８及び角度測定ユニット３０と接続されている。解析ユニット３２の発信制御部３４は、発射光線１６を変調して擬似ランダム符号列を生成すべく、発光器１２に指示を出す。受信路にはＡ／Ｄ変換器３６（特に、単なる比較器又は二値化器）が配設され、これにより受光器２６の信号をサンプリング周波数にてデジタル化する。受信信号を双極性信号に変換するために、Ａ／Ｄ変換器３６の手前にフィルタ３８（例えばバンドパスフィルタ））を配設してもよい。デジタル化又はサンプリングされた受信信号は解析ユニット３２内の相関ユニット４０に送られ、そこで、先に発射光線１６の変調に用いられた擬似ランダム符号列と関連付けられる。

こうして取得した相関信号において、解析ユニット３２は相関極大点の位置を特定し、その位置から受信時点を特定する。更に、発信時点も利用して光の通過時間を求め、該時間と光の速度から、検出された物体までの距離を計算する。発射光線１６が送出された各時点の角度位置は角度測定ユニット３０から解析ユニット３２に通知される。こうして、走査周期毎に監視領域２０内の全ての対象点の角度及び距離の２次元極座標が得られる。これにより物体の位置又は輪郭が分かり、インタフェース４２を通じてその情報を外部へ出力することができる。インタフェース４２は、解析ユニット３２へのデータ入力に利用できるパラメータ設定用インタフェースとしても機能する。あるいは、別にパラメータ設定専用のインタフェースを設けてもよい。安全技術の分野で使用する場合はインタフェース４２の安全性を高めてもよい。特に、防護領域への侵入が確認された場合に安全確保に向けた電流遮断信号を出力するには、より安全性の高い出力部（Output Signal Switching Device; OSSD）を用いる。

レーザスキャナ１０は、外周を取り巻く前面ガラス３８を備えるケーシング３６に収納されている。なお、本実施形態におけるケーシング３６及び前面ガラス３８の幾何形状、並びに、発信チャネル及び受信チャネルの形態は純粋な模範例に過ぎない。本発明を応用できる基本設計は他にも多数知られている。

以上のような構成を有するレーザスキャナ１０は、擬似ランダム符号列を用いたスペクトラム拡散法により符号化を行う。これにより、相関の全体的な極大と、それに最も近接した、より高い極大との距離が、すべての時間的なずれに比べて常にできるだけ大きく、従って最大であるという状態が達成される。これは、多重反射の検出、つまりレーザスキャナ１０から異なる距離にある様々な物体又は対象領域からの受信信号の検出に最適である。このような多重反射は、別の極大として、又は主たる極大の変形として、関連付けの結果に反映される。更にこの符号化によれば、他の符号化法を用いた別のセンサに対する本レーザスキャナ１０の耐干渉性も高まる。

追加の対策を講じなければ、所望の測定分解能を得るためのコストは非常に高くなる。ミリメートル領域の距離分解能を達成するにはピコ秒領域でのサンプリングが不可欠である。例えば、８ｎｓのパルス長又はチップ長を有するチップ１２７個から成るＭ系列を擬似ランダム符号列とみなした場合、その受信信号は１ＧＨｚの周波数でサンプリングされることになる。後段の処理も含めて、更に高速なサンプリングを行うには余りにも高価な部品が必要である。前記のＭ系列は数字の「１」を６４個含んでいる。従って単一のパルスに比べてエネルギーは６４倍になり、それが直線的な関係で相関に正の影響を及ぼす。しかし、８ｎｓのチップの分解能は１．２ｍの測定分解能に対応するに過ぎないし、サンプリング点にしても、やっと１ｎｓに対応する１５ｃｍの測定分解能の間隔で並ぶに過ぎない。

それ故、本発明では、擬似ランダム符号列の時間ラスタとサンプリングの時間ラスタを互いにずらすようにしている。長さ８ｎｓのチップを１ＧＨｚの８倍で規則的にオーバーサンプリングする場合、チップラスタはサンプリング点に８個おきの間隔で正確に乗る。このような規則性がラスタのずれにより破られ、その結果、擬似ランダム符号列に対応するラスタ点の少なくとも大部分がもはやサンプリング点と重ならなくなる。これにより、中間サンプリングが効果的に行われる。なぜなら、元々の２つのサンプリング点の間にある時間領域から得られた情報も相関に取り込まれ、その後、相関極大点の関数フィッティングにより、サブサンプリングの精度で時間を特定するためにその情報が用いられるからである。つまり、サンプリングレートを非常に高くすることで所望の測定精度を達成する代わりに、パルス又はチップの長さをサンプリング周期に対して変化させるのである。

本発明の一実施形態では、発信側で個々のチップ長を目標値に変化させるか、受信側でサンプリングのタイミングを不規則に変動させる（ジッタリング）ことにより、前記ずれが達成される。以下では、ずれが体系的であるような別の実施形態について図２〜４を用いて説明する。

図２は擬似ランダム符号列の時間推移を概略的に示す図である。ずれのない擬似ランダム符号列５０が実線で描かれている。その上に描かれた実線の矢印５２は擬似ランダム符号列の全継続時間に対応している。更に、短縮された擬似ランダム符号列５４が点線で描かれている。これは、ずれのない擬似ランダム符号列５０を時間的に圧縮することにより作り出されたものである。この圧縮の様子は、符号列５４の全継続時間を示す点線の矢印５６を見ればよく分かる。

図２では、模範例としての性格を強調するため、数値を全く示していない。Ｍ系列をはじめ、一般に二値的な擬似ランダム符号列を用いる場合、振幅は二進法の「１」に相当する値と「０」に相当する値の間で変化する。時間軸については、前述の例に合わせて、ずれのない場合のチップ長が８ｎｓになるように定めることができる。これらの値と、用いられる擬似ランダム符号列に合うように、相関ユニット４０の相関フィルタを調節する。ただし実際には、短縮された擬似ランダム符号列５４は、例えば７．９６８ｎｓというように、わずかに変化したパルス長又はチップ長で送出される。

図４は相関の推移の模範例を示している。ずれのない擬似ランダム符号列５０に対する理想的な相関は三角形状の推移６０になる。三角形状の推移に対して時間分解能を高めるための関数フィッティング（つまりここでは線形回帰）を行ってもさほど効果はない。短縮された擬似ランダム符号列に対する相関の推移６２は、はるかに多くの情報を含んでいるため、その極大点を特定して測定分解能の向上に利用すれば、１ＧＨｚでのサンプリングにより決まる値（±７５ｍｍ）よりも高い分解能を達成できる。いわば、ずれにより相関が不明確になり、理想的な三角形状の推移６０から、関数フィッティングに利用可能な複数の支持点を有する滑らかな円弧状の曲線が生じるのである。受信した擬似ランダム符号列を時間方向にわずかにずらすだけで、相関の結果と極大点の位置にもすぐに変化が現れる。ただ、それと引き換えに相関の極大点の振幅がわずかに小さくなり、それによりＳＮ比がやや低下している。しかし、この不利な効果は測定分解能の向上により十分過ぎるほど補償されるし、必要であれば、擬似ランダム符号列を長くすることによりＳＮ比の低下を補うことができる。

以上のような状況は、擬似ランダム符号列５０を短縮する代わりに伸長しても全く同じである。図４にはこのような場合の相関の推移６４も示している。

擬似ランダム符号列５０の短縮及び伸長により生じた相関の推移６２及び６４の形状はいずれも非対称である。このような非対称性は望ましくない。なぜなら、時間的な位置を特定するための数学的近似、すなわち関数フィッティングにおける計算コストが高くなるからである。更に、相関極大点の形状を変化させる他の影響が非対称性のせいで見つけにくくなるという問題もある。

そこで、本発明の別の実施形態では、相関の極大を対称な形状にする。これはパルス列を越えてチップの長さを適切に修正することで達成される。図３は適切に修正された擬似ランダム符号列の時間推移を概略的に示している。この例では元の擬似ランダム符号列を再送出するが、その際、１回目のように符号列を圧縮するのではなく、その圧縮分が丁度補償されるように符号列を引き延ばして送出する。この方法では、系列全体が１番目の系列と２番目の系列に分けられる。従って、図３の左半分は図２に対応している。右半分は同じ符号列を時間的に引き延ばした状態を図示している。ずれのない擬似ランダム符号列５０が、ここでは反転した時間長さ５２ａの擬似ランダム符号列５０ａとして示されている。この時間的な引き延ばしの結果、時間長さ５６ａまで伸長された擬似ランダム符号列５４ａが生じる。短縮された擬似ランダム符号列５４と伸長された擬似ランダム符号列５４ａを合わせた全時間長さ５８は、ずれのない擬似ランダム符号列５０の全時間長さ５２の丁度２倍に一致する。従って、すべてのチップ又はパルスの長さを加算すれば、元のパルス列５０を２倍した場合の全時間長さ５８と同じになる。

相関信号に他の局所的な極大が生じないようにするため、２番目の擬似ランダム符号列は１番目の擬似ランダム符号列と調和しないようにしなければならない。Ｍ系列の場合、それは否定又は反転により容易に達成可能であり、それ故、図３においても、２番目の系列が、反転した、ずれのない擬似ランダム符号列５０ａの形で示されている。全く異なる系列を用いたり、１つの長い系列を２系列に分割したりすることも可能である。Ｍ系列の場合、奇数パリティのため、後者の方法を用いるとチップが１個余る。相関ユニット４０は、関連付けのために、使用されている擬似ランダム符号列を識別しなければならない。

図４に示した相関の推移６６は、上記のような方法で、まず擬似ランダム符号列を短縮し、次に伸長した結果得られたものである。非対称性が補正された結果、相関の推移６６は対称になっている。従って、対称関数による近似（特に放物線フィッティング）により相関極大点の時間位置を特定することができる。その場合、振幅も含めて曲線の推移そのものは差し当たり重要ではないが、頂点の時間位置は非常に重要である。なぜなら、求めるべき受信時点は、前記頂点に対して可能性のある一定のオフセットの範囲内に存在するからである。

２つの部分系列に分割された擬似ランダム符号列を用いた対称化の代わりに、個々のチップ又はチップの組に異なる長さを割り当てることにより、時間的な振る舞いが全体的に変化して対称な相関推移に至るようにすることも可能である。

ＳＮ比はチップ又はパルスの数により調節できる。しかし、チップ数を大きくすると関連付けのコストも増加する。そこで、解析ユニット３２において、その都度最適なチップ数をパラメータにより選択できるようにすることが好ましい。これにより、用途毎の特殊な要求に応じて簡単且つ知的に製品の等級分けを行うことができる。

以下に図５に基づいて説明するように、本発明の方法には他にも利点があり、また角度分解能の向上を可能にするような構成が考えられる。

まず図５ａは、比較のために、個別パルスを用いた光通過時間測定の時間パターンを示している。距離値の測定に用いられる時間は、パルス長そのものと、いわゆる往復時間（最大の射程距離までの往復にかかる光通過時間）の和として計算される。例えば、前述のようにパルス長が８ｎｓ、射程距離が１００ｍであれば、測定周期は約７００ｎｓとなる。しかし、個別パルス法では、極めて高価な部品を用いなければ所望の耐ノイズ性を実現することはできない。

図５ｂは、別の比較例として、パルス平均化法を用いた光通過時間測定の時間パターンを示している。平均化深度は例えば６４であり、この平均化深度の平方根に比例して相関の結果が良くなる。しかし、個々のパルス毎に往復時間だけ待たなければならないため、実際には測定周期は平均化深度に対して直線的に変化し、約４７μｓとなる。この測定周期（つまり完全な測定値を得るのに必要な時間）は、スキャナへの応用に際して重要な要素となる。なぜならそれは、与えられた走査周波数に対する角度分解能の限界を決めるものだからである。回転周波数１００Ｈｚのレーザスキャナ１０の場合、４３μｓの間に約１．５５度も回転する。これは１００ｍで２．７ｍもの広がりに相当する。こうなると、レーザのスポットの物理的な広がりよりも測定周期の方が分解能を大きく制限する。例えば物体が小さかったり、エッジ照射（走査光のスポットの一部のみが物体の縁に当たる状況）が生じたりして、測定周期内に掃引される角度範囲で物体の距離が変化すると、その変化が区別されることなく測定値に入り込み、最悪の場合、その測定値が使用不能になってしまう。

図５ｃは擬似ランダム符号列を用いた光通過時間測定の時間パターンを示している。この場合、パルス１個毎に往復時間だけ待たなければならない平均化法とは異なり、チップが時間を空けずに連続して送出されるから、測定周期は擬似ランダム符号列の送出にかかる時間に１回分の往復時間だけ足したものになる。図５ｂの例にならって６４個のパルスを出すためには１２７個のチップが必要となる。これは、Ｍ系列ではチップの半数に「ゼロ」値が設定されるからである。従って、ここまで用いてきた数値の例で計算すると、測定周期は、１２７×８ｎｓ＋２×１００ｍ／ｃ≒１．７μｓとなる（ｃは真空中における光の速度）。これにより、達成可能な角度分解能は０．０６度まで高まる。これは１００ｍでわずか０．１ｍの広がりに過ぎない。しかも、復路は分解能に影響しないから、正確に見ればレーザ光線の広がりは更に小さくなる。従って、１００ｍでの実効的な分解能はわずか０．０６ｍとなる。

図５ｄは、直交する複数の擬似ランダム符号列を用いて複数の光通過時間を並行して測定する場合の時間パターンを示している。このパターンにより角度分解能を更に向上させることができる。これは、複数の擬似ランダム符号列を、往復時間を待たずに入れ替えながら常時送出するというものである。図５ｄに示した時間パターンではそのような測定が３つ並行して実行されるが、全く同様にしてより多くの測定を並行的に行うことも可能である。ただし、個々の擬似ランダム符号列同士の間の相関が最小であること、つまり各対の直交性の度合いができるだけ高いことが前提である。同じ擬似ランダム符号系列については、前回の送出の後、その往復時間が過ぎたら、できるだけ速やかに次の送出を行うべきである。このような条件の下では、相関ユニット４０において各擬似ランダム符号系列がノイズと同じぐらい目立たなくなくなる。そこで、解析の際には、受信信号が、擬似ランダム符号列の継続時間だけ互いにずれており、且つそれぞれ測定周期と一致する長さを有する部分毎に分割される。これに対しては、複数のチャンネル、つまり用いられている異なる擬似ランダム符号系列と同数のチャンネルにおいて、関連付けと解析を重複して行うことが好適である。このようにすれば、個々の擬似ランダム符号系列の時間長そのものと、場合によっては目の保護という条件により限定されるレーザのエネルギー量以外に、角度分解能の制約条件はなくなるため、高い角度分解能を達成することができる。

前記の各実施形態では、１ビットで量子化された二値的な擬似ランダム符号列（つまり矩形波信号）のみを考えた。そうすれば簡単に且つ低コストで処理を行うことができる。量子化ビット数を大きくしたり、異なる種類のパルス形状を用いたりするとコストが高くなるものの、距離測定の分解能が高まるという効果もある。他方、サンプリングレートを下げるための代償としてそれを利用することも可能である。

Claims (15)

1. 監視領域（２０）に存在する物体の検出及び距離測定のための光電センサ（１０）、特にレーザスキャナであって、擬似ランダム符号列を用いて変調された発射光線（１６）を発信時点において発射するための発光器（１２）と、前記発射光線（１６）を前記監視領域（２０）に向けて周期的に偏向させるための偏向ユニット（１８）と、前記監視領域（２０）にある物体により拡散反射又は直反射された前記発射光線（２２）から受信信号を生成する受光器（２６）と、前記受信信号をサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器（３６）と、サンプリングされた前記受信信号と前記擬似ランダム符号列との関連付けにより相関信号（６２、６４、６６）を生成するための相関ユニット（４０）と、前記相関信号（６２、６４、６６）の相関極大点から受信時点を特定し、更に該受信時点と前記発信時点に基づいてセンサ（１０）から物体までの光通過時間を求めることにより物体の距離に関する測定値を求めるように構成された解析ユニット（３２）とを備え、
   前記擬似ランダム列の符号要素に関連する第１の時間ラスタと、前記受信信号のサンプリングに関連する第２の時間ラスタとが互いにずれていることを特徴とする光電センサ（１０）。
2. 前記第１の時間ラスタの符号要素が互いに異なる長さを有するように、特に擬似ランダム的な方法で、該時間ラスタが決められていることを特徴とする、請求項１に記載のセンサ（１０）。
3. 前記第２の時間ラスタが、前記Ａ／Ｄ変換器（３６）においてサンプリングを不規則に変動させることによりずらされていることを特徴とする請求項１又は２に記載のセンサ（１０）。
4. 前記第２の時間ラスタに対して前記第１の時間ラスタを規則的に短縮又は伸長させることを特徴とする請求項１に記載のセンサ（１０）。
5. 前記相関信号（６６）が前記相関極大点の範囲において対称になるように前記ずれが決定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のセンサ（１０）。
6. 前記第１の時間ラスタが第１の擬似ランダム符号列（５４）の送出時に短縮され、第２の擬似ランダム符号列（５４ａ）の送出時に伸長されること、又はその逆であることを特徴とする請求項５に記載のセンサ（１０）。
7. 前記第１の擬似ランダム符号列（５４）と前記第２の擬似ランダム符号列（５４ａ）が互いに異なっていること、特に互いに直交していること、又は前記第２の擬似ランダム符号列（５４ａ）が前記第１の擬似ランダム符号列（５４）の否定であることを特徴とする請求項６に記載のセンサ（１０）。
8. 前記Ａ／Ｄ変換器（３６）及び前記相関ユニット（４０）が２本の通信路を備え、第１の通信路においては短縮された第２の時間ラスタで受信信号がサンプリングされ、第２の通信路においては伸長された第２の時間ラスタで該信号がサンプリングされ、各時点でサンプリングされた受信信号が前記擬似ランダム符号列を用いて個別に補正された後、前記相関信号（６６）に加算されることを特徴とする請求項４に記載のセンサ（１０）。
9. 前記解析ユニット（３２）が、対称な比較関数に基づき、特に放物線フィッティングを用いて、前記受信信号の極大点の時間的な位置を見つけ出すように構成されていることを特徴とする請求項５〜８のいずれかに記載のセンサ（１０）。
10. 前記擬似ランダム符号列はＭ系列であることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のセンサ（１０）。
11. １つの擬似ランダム符号列の送出の後、測定の最大射程距離に対応した１回分の往復時間だけ待ってから、次の擬似ランダム符号列を送出するように構成されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のセンサ（１０）。
12. １つの擬似ランダム符号列の送出の直後に、あるいは直後でなくても測定の最大射程距離に対応する往復時間だけ待つことなく、次の擬似ランダム符号列を送出するように構成され、これらの擬似ランダム符号列が互いに直交していることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のセンサ（１０）。
13. 単極の受信信号を双極の受信信号に変換するために、前記受光器（２６）と前記Ａ／Ｄ変換器（３６）の間にフィルタ素子が設けられていることを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載のセンサ（１０）。
14. 監視領域（２０）に存在する物体の検出及び距離測定のための方法であって、擬似ランダム符号列を用いて変調された発射光線（１６）を発信時点において送出され、前記監視領域（２０）に向けて周期的に偏向され、該監視領域（２０）に存在する物体により拡散反射又は直反射された発射光線（２２）から受信信号が生成され、該受信信号がサンプリングされた後、前記擬似ランダム符号列を用いた補正により相関信号（６２、６４、６６）となり、該相関信号（６２、６４、６６）の相関極大点から受信時点が特定され、更に該受信時点と前記発信時点に基づいて前記センサから物体までの光通過時間を求めることにより物体の距離に関する測定値が求められる方法において、
    前記擬似ランダム列の符号要素に関連する第１の時間ラスタと、前記受信信号のサンプリングに関連する第２の時間ラスタとが互いにずれていることを特徴とする方法。
15. 前記第１の時間ラスタを第１の擬似ランダム符号列（５４）の送出時に短縮し、その後、第２の擬似ランダム符号列（５４ａ）の送出時に伸長することにより、又は、第１の通信路においては短縮された第２の時間ラスタで受信信号をサンプリングし、第２の通信路においては伸長された第２の時間ラスタで該受信信号をサンプリングし、各時点でサンプリングした受信信号を前記擬似ランダム符号列を用いて個別に補正した後、前記相関信号（６６）に加算することにより、前記相関信号（６６）を前記相関極大点の範囲において対称にすることを特徴とする請求項１４に記載の方法。

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