JP2013138346A - 自動利得制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】希望信号と妨害信号がどのような周波数関係である場合でも、出力信号のＳ／Ｎ比を大きくすることができる自動利得制御回路を提供することを目的とする。
【解決手段】上記目的を達成するために本発明の自動利得制御回路は、入力された電波信号のレベルを測定し、前記電波信号に含まれ復調する周波数の信号である希望信号と前記希望信号よりレベルが高く復調しない周波数の信号である妨害信号を分離して周波数を比較する受信回路と、前記受信回路に入力される電波信号のレベルを減衰させる量を可変でき、減衰量の周波数特性を変化させることができる可変減衰回路を備え、受信回路が、希望信号と妨害信号の周波数関係に応じて、可変減衰回路の低周波数側の減衰量を大きくするか、高周波数側の減衰量を大きくするか、減衰量を周波数に対して一定にするかを切り替える。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線受信機に搭載される自動利得制御回路に関するものである。

無線受信機の受信回路のアンプなどの半導体素子は、所定のレベルより高いレベルの信号が入力されると歪みを発生し、受信性能を劣化させる。そのため、無線受信機には、受信回路へ入力される無線信号のレベルが所定のレベル以下となるようにするため、フロントエンド（受信回路とアンテナの間）に無線信号のレベルの減衰量を可変できる可変減衰回路を設け、受信信号のレベルに応じて可変減衰回路の減衰量を制御する自動利得制御回路が搭載されている。

自動利得制御回路に用いる可変減衰回路の減衰量の周波数偏差を低減する従来技術として、印加電圧によって抵抗値が変化する可変抵抗素子を備え、上記可変抵抗素子を利用してアンテナ入力信号を減衰させるアンテナダンピング回路において、上記可変抵抗素子とその前段に接続される容量性の回路との間に抵抗を設けたことを特徴とするアンテナダンピング回路が知られている（例えば特許文献１参照）。

また、別の従来技術として、入力信号が印加される可変容量ダイオードを逆方向で用いた容量分割回路と、該容量分割回路に接続されたインピーダンス変換器と、を備え、入力信号振幅を減衰させて取り出すように構成されたことを特徴とする可変減衰器が知られている（例えば特許文献２参照）。

国際公開第２００６／０９８０５９号 特開２０００−６８７７６号公報

しかしながら、従来の自動利得制御回路においては、減衰量が周波数に対し一定となるため、受信した電波信号のうち妨害信号のレベルが所定のレベルより大きく、希望信号のレベルが妨害信号のレベルより小さい場合、妨害信号のレベルに対して自動利得制御回路が動作すると希望信号のレベルも減衰し、出力音声のＳ／Ｎ比が劣化するという問題があった。

本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、希望信号と妨害信号の周波数関係に応じて、低周波数側の減衰量を大きくするか、高周波数側の減衰量を大きくするか、減衰量を周波数に対して一定にするかを切り替えることのできる自動利得制御回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の自動利得制御回路は、入力された電波信号のレベルを測定し、前記電波信号に含まれ復調する周波数の信号である希望信号と前記希望信号よりレベルが高く復調しない周波数の信号である妨害信号を分離して周波数を比較する受信回路と、前記受信回路に入力される電波信号のレベルを減衰させる量を可変でき、減衰量の周波数特性を変化させることができる可変減衰回路を備えるという構成を有する。

本発明によれば、希望信号と妨害信号の周波数関係に応じて、最適な減衰量の周波数特性を持つ回路構成の可変減衰回路を選択することにより、妨害信号がある状況でも、希望信号の減衰量を少なくすることで、出力音声のＳ／Ｎ比を大きくすることができ、無線受信機の受信性能を向上することができる。

本発明の実施の形態１における自動利得制御回路の回路ブロック図 本発明の実施の形態１における自動利得制御回路に接続して使用するアンテナの出力インピーダンスの等価回路図 本発明の実施の形態１における自動利得制御回路の動作説明のためのフローチャート 帯域通過フィルタへ入力される電波信号に希望信号のレベルよりレベルが大きい妨害信号が含まれていて、帯域通過フィルタから出力される電波信号のうち妨害信号のレベルより希望信号のレベルが大きい場合の帯域通過フィルタを通過前後の電波信号のレベル推移図であって、（ａ）は帯域通過フィルタの入力レベルの図、（ｂ）は帯域通過フィルタの減衰量の図、（ｃ）は帯域通過フィルタの出力レベルの図 帯域通過フィルタへ入力される電波信号に希望信号のレベルよりレベルが大きい妨害信号が含まれていて、帯域通過フィルタから出力される電波信号のうち希望信号のレベルより妨害信号のレベルが大きい場合の帯域通過フィルタを通過前後の電波信号のレベル推移図であって、（ａ）は帯域通過フィルタの入力レベルの図、（ｂ）は帯域通過フィルタの減衰量の図、（ｃ）は帯域通過フィルタの出力レベルの図 帯域通過フィルタへ入力される電波信号に含まれている信号のうちで妨害信号のレベルは希望信号のレベルより小さい場合の帯域通過フィルタを通過前後の電波信号のレベル推移図であって、（ａ）は帯域通過フィルタの入力レベルの図、（ｂ）は帯域通過フィルタの減衰量の図、（ｃ）は帯域通過フィルタの出力レベルの図 本発明の実施の形態１における自動利得制御回路の実施例としての回路図 本発明の実施の形態１における可変減衰回路による減衰量の周波数特性を示す図であって、（ａ）は可変減衰回路がＨＰＦ型の回路構成であるときの減衰量の周波数特性を示す図、（ｂ）は可変減衰回路がＡＰＦ型の回路構成であるときの減衰量の周波数特性を示す図、（ｃ）は可変減衰回路がＬＰＦ型の回路構成であるときの減衰量の周波数特性を示す図 本発明の実施の形態２における自動利得制御回路の回路ブロック図 本発明の実施の形態２における自動利得制御回路に接続して使用するアンテナアンプの出力インピーダンスの等価回路図 本発明の実施の形態１における自動利得制御回路の実施例としての回路図 本発明の実施の形態２における可変減衰回路による減衰量の周波数特性を示す図であって、（ａ）は可変減衰回路がＨＰＦ型の回路構成であるときの減衰量の周波数特性を示す図、（ｂ）は可変減衰回路がＡＰＦ型の回路構成であるときの減衰量の周波数特性を示す図、（ｃ）は可変減衰回路がＬＰＦ型の回路構成であるときの減衰量の周波数特性を示す図

一般的に、無線受信機において、アンテナで受信した無線信号には、受信回路が復調を行う周波数の信号である希望信号と、希望信号以外の周波数の不要な信号である妨害信号が含まれている。

無線受信機のフロントエンドに設けた可変減衰回路を使用する自動利得制御回路は、無線受信機が受信して利用する信号の周波数帯域全体で動作するため、受信信号の周波数帯域内にある妨害信号の信号レベルが大きい場合は、妨害信号のレベルに対しても自動利得
制御を行う。

そのため従来のものは、希望信号のレベルが低くても、妨害信号によって自動利得制御回路が動作したために希望信号のレベルが減衰することがある。さらに、可変減衰回路の減衰量の周波数特性によって、希望信号のレベルの減衰量が妨害信号のレベルの減衰量よりも大きくなることがある。

希望信号のレベルの減衰量が大きくなるほど、希望信号のレベルとノイズレベルの比が小さくなるため、出力信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が劣化したり、ビット誤り率が増大したりする。

例えば、車載ＡＭラジオの場合、アンテナ長が波長に比べてはるかに短いため、アンテナは容量性のインピーダンスを持つ。一方、フロントエンド回路に設ける可変減衰回路には、一般に抵抗素子が用いられるので、可変減衰回路のインピーダンスは抵抗性である。ここで、アンテナのインピーダンスをＺａ（絶対値を｜Ｚａ｜）、可変減衰回路のインピーダンスをＺｂ（絶対値を｜Ｚｂ｜）としたとき、可変減衰回路の概略の減衰量Ｘは、インピーダンスの比（Ｘ＝｜Ｚａ｜／（｜Ｚａ＋｜Ｚｂ｜）、対数表示の場合はＸ（ｄＢ）＝２０＊ＬＯＧ（｜Ｚｂ｜／（｜Ｚａ｜＋｜Ｚｂ｜）））で決まる。

可変減衰回路のインピーダンスＺｂは抵抗性であるので周波数に対して一定であるが、アンテナのインピーダンスＺａは容量性であるため、アンテナのインピーダンスＺａの絶対値は低周波数側で高く、高周波数側で低い。

従って、これらの周波数による影響が考慮されていないと、減衰量Ｘは、低周波数側ほど大きく、高周波数側ほど小さくなる（例えば、Ｚｂ＝１、Ｚａ＝３（低周波側）、２（高周波側）とすると、低周波数側でＸ＝１／４（対数表示：−１２ｄＢ）、高周波数側でＸ＝１／３（対数表示：−９．５ｄＢ）となり低周波数側の方が、減衰量が３．５ｄＢ大きい）。すなわち、減衰量の周波数偏差が生じる。

ここで、希望信号が妨害信号より低周波数側にある場合、妨害信号より希望信号の方が可変減衰回路の減衰量が大きくなる。

すなわち、受信回路に入力される希望信号は、妨害信号に比べ大きな減衰を受ける。希望信号のレベルが下がると、受信回路（例えばＡＭラジオ受信機）が出力する信号の信号雑音比（Ｓ／Ｎ比）が劣化する（ＡＭラジオ受信機であれば、音声出力の品質が劣化する）。

本実施の形態の自動利得制御回路は、以下にその詳細を示すとおり、希望信号と妨害信号の周波数関係に応じて、低周波数側の減衰量を大きくするか、高周波数側の減衰量を大きくするか、減衰量を周波数に対して一定にするかを切替えることによって、上記の受信性能の劣化を低減する。
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における自動利得制御回路について、図面を参照しながら説明する。

図１は本発明の実施の形態１における自動利得制御回路１０の回路ブロック図である。

図１において、自動利得制御回路１０は、外部のアンテナ１１から信号を入力する入力端子１２と、入力端子１２に一端が接続された第１の可変抵抗素子Ｒ１と、第１の可変抵抗素子Ｒ１の他端が接続された受信回路１６と、第１の可変抵抗素子Ｒ１と受信回路１６
を接続する信号線路とアースの間に接続された第２の可変抵抗素子Ｒ２と、第２の可変抵抗素子Ｒ２と並列に接続された第１の可変容量素子Ｃ１とから構成される。

自動利得制御回路１０のうち、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１が、入力端子１２から入力された電波信号の受信回路１６への入力レベルを減衰させる可変減衰回路１９を構成している。

本実施の形態１の自動利得制御回路１０は、主にラジオ受信機やテレビ受信機などの無線受信機に搭載して使用することを想定している。

入力端子１２は、アンテナ１１で受信し、音声などの情報が変調された高周波の受信信号が自動利得制御回路１０に入力される入口であり、自動利得制御回路１０の外部のアンテナ１１に接続されている。

第１の可変抵抗素子Ｒ１と第２の可変抵抗素子Ｒ２は、外部から与える制御信号によって抵抗値を可変できる素子である。例えばＰＩＮダイオードや、トランジスタなどを使用できる。

第１の可変容量素子Ｃ１は、外部から与える制御信号によって容量値を可変できる素子である。例えば、可変容量ダイオードなどを使用できる。

受信回路１６は、入力された電波信号のレベルの検波、妨害信号の分離と検出、希望信号と妨害信号の周波数関係の判定、可変減衰回路の減衰量の制御を行う。

ここで、希望信号とは、受信した電波信号に含まれていて入力端子１２に入力される信号のうち、復調する周波数の電波信号を指す。妨害信号とは、受信した電波信号に含まれる信号のうち、復調しない周波数の（特に明記しないときは希望信号よりレベルが高い）不要な信号を指す。

周波数関係の判定とは、希望信号と妨害信号の周波数を比較し、妨害信号の周波数が希望信号の周波数より低周波数側のみにあるか、高周波数側のみにあるか、低周波数側と高周波数側の両側にあるかのいずれに該当するかを決めることを指す。

可変減衰回路の減衰量の制御とは、可変減衰回路１９の減衰量の周波数特性を決める可変減衰回路１９の回路構成を決めた上で、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルが所定のレベルを超えないように可変減衰回路の減衰量を制御するために第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変抵抗素子Ｒ２および第１の可変容量素子Ｃ１への制御信号を決定し、それぞれの素子に出力することを指す。

受信回路１６は、本来は、アンプ、ミキサ、フィルタ、種々の信号処理回路から構成されるチューナとしての機能を持つが、詳細の構成についての説明は省略する。

また、受信回路１６は、受信信号から音声や映像などのデータを取り出し、不図示のスピーカやディスプレイ等に音声や映像などのデータを出力する機能を持つ。

図２は本発明の実施の形態１におけるアンテナ１１の出力インピーダンスの等価回路図である。図２は、車載ＡＭラジオ用の受信アンテナの等価回路の一例である。

図２に示す等価回路は、一端がアースに接続された抵抗２１と、抵抗２１の他端と接続された容量２２と、容量２２の他端に設けたアンテナ出力端子２４と、アンテナ出力端子
２４とアース間に接続された容量２３から構成される。

ＡＭラジオ放送の周波数帯（地域により異なるが、およそ５００ｋＨｚ〜１７００ｋＨｚ）では、一般の乗用車のサイズ（数ｍ）に比べて電波の波長（およそ１５０〜６００ｍ）が極めて長いため、波長に比べてはるかに短いアンテナが用いられている。

そのため、アンテナのインピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分を比較すると、等価回路（図２）内の抵抗２１による抵抗成分より、容量２２によるリアクタンス成分がはるかに大きな値となり、インピーダンスの大きさに対し支配的な要素となる。

また、アンテナ１１と自動利得制御回路１０間のケーブルの特性で決まる容量２３のリアクタンスが影響を与える。

アンテナ１１のインピーダンスは、抵抗２１、容量２２、容量２３の素子値から計算できるが、これらの素子値は、アンテナやケーブルの特性により異なる。
ＪＩＳ工業規格では、抵抗２１は８０オーム、容量２２は１５ｐＦ（ピコファラド）、容量２３は６５ｐＦを用いることが定められている。

本発明のアンテナ１１の等価回路は、上記の素子値の特性を持つものとする。このとき、アンテナのインピーダンスは、ＡＭ放送の受信周波数において、容量性の１．５ｋオーム（１７００ｋＨｚ）〜５ｋオーム（５００ｋＨｚ）である。

ただし、当業者であれば容易に想像できるように、本発明におけるアンテナ１１の等価回路の構成や素子値は上記に限定されない。

以上のように構成された自動利得制御回路１０について、以下にその処理動作を説明する。

図３は本発明の実施の形態１における自動利得制御回路１０の動作説明のフローチャートである。

まず、ユーザが自動利得制御回路１０（または自動利得制御回路１０を搭載したラジオ受信機等の無線受信機）の電源を入れることにより、自動利得制御回路１０が受信モードに入る（ステップＳ３１）。

次に、受信回路１６が、受信回路１６に入力された電波信号を検波して信号レベル（Ｖｒ）を測定する（ステップＳ３２）。以下、すべてのステップは受信回路が行う動作である。

受信回路１６は、測定した受信回路１６に入力された電波信号のレベル（Ｖｒ）と、あらかじめ定められた自動利得制御の閾値レベル（Ｖｔｈ）の大小を比較する（ステップＳ３３）。

ステップＳ３３において、受信回路１６に入力された電波信号のレベル（Ｖｒ）が閾値レベル（Ｖｔｈ）以下であると判断した場合、自動利得制御を行わない（ステップＳ３５）。自動利得制御を行わない場合、ステップＳ３２に戻る。

ステップＳ３３において、電波信号の受信回路１６への入力レベル（Ｖｒ）が閾値レベル（Ｖｔｈ）より大きいと判断した場合、受信回路１６において、前記電波信号に妨害信号が含まれるかどうかを判断するため、希望信号と異なる周波数の信号である妨害信号と
希望信号を分離し、電波信号の受信回路１６への入力レベル（Ｖｒ）と希望信号の入力レベル（Ｖｄ）を比較する（ステップＳ３４）。

なお、妨害信号と希望信号を分離する方法としては、例えば、希望信号のみを既知の小さい減衰量（Ｌｄ）で通過させ、妨害信号を希望信号より大きい減衰量（Ｌｕ）で通過させる帯域通過フィルタを利用する方法がある。

受信回路１６に搭載され、希望信号のみを既知の小さい減衰量（Ｌｄ）で通過させ、希望信号と異なる周波数の妨害信号を希望信号より大きい減衰量（Ｌｕ）で通過させる帯域通過フィルタがあるとき、帯域通過フィルタから出力される電波信号のレベルＶ２と希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）よりも、帯域通過フィルタへ入力される電波信号のレベルＶ１の方が大きい（Ｓ＜Ｖ１）という条件Ａが成立すれば、帯域通過フィルタの通過前の電波信号に妨害信号が含まれると判断することができる。その理由について、図４、図５、図６を用いて説明する。

図４（ａ）〜（ｃ）は、帯域通過フィルタへ入力される電波信号に希望信号のレベルよりレベルが大きい妨害信号が含まれていて、帯域通過フィルタから出力される電波信号のうち妨害信号のレベルより希望信号のレベルが大きい場合の、希望信号と妨害信号の帯域通過フィルタの通過前後のレベル推移を示す図である。

図４（ａ）は、帯域通過フィルタの入力レベルを示す図である。周波数Ｆｄの希望信号のレベルＶｄは、周波数Ｆｕの妨害信号のレベルＶｕより小さい。

図４（ｂ）は、帯域通過フィルタの減衰量の周波数特性を示す図である。周波数Ｆｄの希望信号の減衰量Ｌｄに比べ、周波数Ｆｕの妨害信号の減衰量Ｌｕは大きい。

図４（ｃ）は、帯域通過フィルタの出力レベルを示す図である。周波数Ｆｄの希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルは、帯域通過フィルタ入力レベルＶｄから減衰量Ｌｄを引いたレベルＶｄ−Ｌｄとなる。

周波数Ｆｕの妨害信号の帯域通過フィルタの出力レベルは、帯域通過フィルタ入力レベルＶｕから減衰量Ｌｕを引いたレベルＶｕ−Ｌｕとなる。

図４（ｃ）は、希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｄ−Ｌｄよりも、妨害信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｕ−Ｌｕの方が小さい場合を示している。

これは、希望信号の帯域通過フィルタの入力レベルと妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルの差が、帯域通過フィルタの減衰量の差よりも小さい場合に起こる。

電波信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶ１は、妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｕと等しくなる（Ｖ１＝Ｖｕ）。

また、電波信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶ２は、希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｄ−Ｌｄと等しくなる（Ｖ２＝Ｖｄ−Ｌｄ）。

このとき、帯域通過フィルタの出力レベルＶ２と、希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）を求める。

Ｓ＝Ｖ２＋Ｌｄ＝（Ｖｄ−Ｌｄ）＋Ｌｄ＝Ｖｄ （式１）
帯域通過フィルタの入力レベルＶ１は、妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｕ
と等しい。

Ｖ１＝Ｖｕ （式２）
妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｕは、希望信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｄより大きいと仮定した（Ｖｄ＜Ｖｕ）から、帯域通過フィルタの出力レベルＶ２と希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）は、帯域通過フィルタの入力レベルＶ１より小さい（Ｓ＜Ｖ１）。従って、条件Ａが成立している。

図５（ａ）〜（ｃ）は、帯域通過フィルタへ入力される電波信号に希望信号のレベルよりレベルが大きい妨害信号が含まれていて、帯域通過フィルタから出力される電波信号
のうち希望信号のレベルより妨害信号のレベルが大きい場合の、希望信号と妨害信号の帯域通過フィルタの通過前後のレベル推移を示す図である。

図５（ａ）は、帯域通過フィルタの入力レベルを示す図である。周波数Ｆｄの希望信号のレベルＶｄは、周波数Ｆｕの妨害信号のレベルＶｕより小さい。

図５（ｂ）は、帯域通過フィルタの減衰量の周波数特性を示す図である。周波数Ｆｄの希望信号の減衰量Ｌｄに比べ、周波数Ｆｕの妨害信号の減衰量Ｌｕは大きい。

図５（ｃ）は、帯域通過フィルタの出力レベルを示す図である。周波数Ｆｄの希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルは、帯域通過フィルタ入力レベルＶｄから減衰量Ｌｄを引いたレベルＶｄ−Ｌｄとなる。

周波数Ｆｕの妨害信号の帯域通過フィルタの出力レベルは、帯域通過フィルタ入力レベルＶｕから減衰量Ｌｕを引いたレベルＶｕ−Ｌｕとなる。

図５（ｃ）は、希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｄ−Ｌｄよりも、妨害信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｕ−Ｌｕの方が大きい場合を示している。これは、希望信号の帯域通過フィルタの入力レベルと妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルの差が、帯域通過フィルタの減衰量の差よりも大きい場合に起こる。

電波信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶ１は、妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｕと等しくなる（Ｖ１＝Ｖｕ）。また、電波信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶ２は、妨害信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｕ−Ｌｕと等しくなる（Ｖ２＝Ｖｕ−Ｌｕ）。

このとき、帯域通過フィルタの出力レベルＶ２と、希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）を求める。次の計算において、妨害信号の周波数Ｆｕにおける帯域通過フィルタの減衰量Ｌｕは、希望信号の周波数Ｆｄにおける帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄより大きいと仮定していることを利用する。

Ｓ＝Ｖ２＋Ｌｄ＝（Ｖｕ−Ｌｕ）＋Ｌｄ＝Ｖｄ−（Ｌｕ−Ｌｄ）＜Ｖｄ （式３）
帯域通過フィルタの入力レベルＶ１は、妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｕと等しい。

Ｖ１＝Ｖｕ （式２）
妨害信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｕは、希望信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｄより小さいと仮定した（Ｖｄ＜Ｖｕ）から、帯域通過フィルタの出力レベルＶ２と希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）は、帯域通過フィルタの入力レベルＶ１より小さい（Ｓ＜Ｖｄ＜Ｖ１）。従って、条件Ａが成立している
。

図６（ａ）〜（ｃ）は、帯域通過フィルタへ入力される電波信号に含まれている信号のうちで妨害信号のレベルは希望信号のレベルより小さい場合の、希望信号と妨害信号の帯域通過フィルタの通過前後のレベル推移を示す図である。

図６（ａ）は、帯域通過フィルタの入力レベルを示す図である。周波数Ｆｄの希望信号のレベルＶｄは、周波数Ｆｕの妨害信号のレベルＶｕより大きい。

図６（ｂ）は、帯域通過フィルタの減衰量の周波数特性を示す図である。周波数Ｆｄの希望信号の減衰量Ｌｄに比べ、周波数Ｆｕの妨害信号の減衰量Ｌｕは大きい。

図６（ｃ）は、帯域通過フィルタの出力レベルを示す図である。周波数Ｆｄの希望信号は、帯域通過フィルタ入力レベルＶｄから減衰量Ｌｄを引いたレベルＶｄ−Ｌｄとなる。周波数Ｆｕの妨害信号は、帯域通過フィルタ入力レベルＶｕから減衰量Ｌｕを引いたレベルＶｕ−Ｌｕとなる。

図６（ａ）に示すように、希望信号の帯域通過フィルタへの入力レベルＶｄが、妨害信号の帯域通過フィルタへの入力レベルＶｕより大きいと仮定した。
また、希望信号の帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄは、妨害信号の帯域通過フィルタの減衰量Ｌｕより小さい。図６（ｃ）は、希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｄ−Ｌｄは、妨害信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｕ−Ｌｕよりも必ず大きくなることを示している。

電波信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶ１は、希望信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｄと等しくなる（Ｖ１＝Ｖｄ）。また、電波信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶ２は、希望信号の帯域通過フィルタの出力レベルＶｄ−Ｌｄと等しくなる（Ｖ２＝Ｖｄ−Ｌｄ）。

このとき、帯域通過フィルタの出力レベルＶ２と、希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）を求める。

Ｓ＝Ｖ２＋Ｌｄ＝（Ｖｄ−Ｌｄ）＋Ｌｄ＝Ｖｄ （式４）
帯域通過フィルタの入力レベルＶ１は、希望信号の帯域通過フィルタの入力レベルＶｄと等しいから、
Ｖ１＝Ｖｄ （式５）
このとき、帯域通過フィルタの出力レベルＶ２と希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量Ｌｄの和（Ｓ）は、帯域通過フィルタの入力レベルＶ１と等しい（Ｓ＝Ｖｄ＝Ｖ１）。従って、条件Ａ（Ｓ＜Ｖ１）は成立しない。

従って、図７と図８で示したように、帯域通過フィルタに入力される電波信号に希望信号よりレベルが高い妨害信号が含まれる場合は条件Ａが成立するが、図６で示したように、帯域通過フィルタに入力される電波信号に希望信号よりレベルが高い妨害信号が含まれない場合は条件Ａが成立しない。

すなわち条件Ａの成否によって、希望信号よりレベルが高い妨害信号があるかどうかを判断することができる。

以上のように、受信回路１６は、希望信号と妨害信号を分離して、受信回路１６への電波信号の入力レベル（Ｖｒ）と希望信号の入力レベル（Ｖｄ）を比較した結果から、妨害
信号があるどうかを判断する（ステップＳ３４）。

受信回路１６が、受信回路１６へ入力された電波信号の中に妨害信号はない（つまり希望信号と周波数が異なり、希望信号よりレベルが高い信号はない）と判断した場合、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路１９として、全帯域通過フィルタ（ＡＰＦ：ＡＬＬ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ減衰量の周波素偏差が小さい回路構成）を選択する（ステップＳ４２）。

可変減衰回路１９をＡＰＦ型の回路構成で使用するときは、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をアンテナ１１の入力インピーダンスに比べて高いインピーダンス、すなわち大きい抵抗値に固定し、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を受信回路１６の入力インピーダンスに対して高いインピーダンス、すなわち小さい容量値に固定し、受信回路１６に入力された電波信号のレベルが所定の値に減衰するまで第２の可変抵抗素子Ｒ２のインピーダンス、すなわち抵抗値を下げることで、受信回路１６に入力される電波信号の減衰量を制御する。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を制御する（ステップＳ４３）。

ステップＳ３６において、受信回路１６が、受信回路１６へ入力された電波信号の中に妨害信号があると判断した場合、受信回路１６は、妨害信号の概略の周波数（Ｆｕ）を測定し、希望信号の周波数（Ｆｄ）と比較する（ステップＳ３７）
妨害信号の概略の周波数（Ｆｕ）を測定するためには種々の方法がある。例えば、自動利得制御回路１０が複数の受信回路１６を持つ構成の場合、第二の受信回路（サブチューナ）にて、第二の受信回路の帯域通過フィルタの同調周波数をスキャンしながら第二の受信回路の帯域通過フィルタの出力信号レベルを測定する方法がある。

第二の受信回路の帯域通過フィルタの同調周波数を希望信号の周波数に合わせたときの第二の受信回路の帯域通過フィルタの出力レベルと、第二の受信回路の帯域通過フィルタの同調周波数を希望信号と異なる周波数に合わせたときの第二の受信回路の帯域通過フィルタの出力レベルを比較する。後者の方がレベルが大きくなるような第二の受信回路の同調周波数があれば、そのときの第二の受信回路の帯域通過フィルタの同調周波数が、希望信号よりレベルが大きい妨害信号の周波数となる。

なお、第二の受信回路の帯域通過フィルタの同調周波数とともに第二の受信回路の受信周波数も同時にスキャンし、第二の受信回路に入力された電波信号を中間周波数信号やベースバンド信号に周波数変換した後のレベルを比較してもよい。

一般に、中間周波数信号やベースバンド信号の方が狭帯域な帯域通過フィルタを使用できるため、妨害信号の概略周波数を測定する精度を上げることができるというメリットがある。

別の方法として、自動利得制御回路１０が一つのみの受信回路１６を持ち、受信回路１６が同調周波数を変更できる帯域通過フィルタ（トラッキングフィルタ）を持つ場合、トラッキングフィルタの同調周波数を変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベルを比較する方法がある。

トラッキングフィルタとアンテナ１１間で動作する全ての自動利得制御回路を停止させた状態（減衰量または利得固定の状態）で、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信
号の周波数としたときのトラッキングフィルタの出力レベル（Ｖｄ０）と、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数から高周波数側へ変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベル（Ｖｄｈ）と、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数から低周波数側へ変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベル（Ｖｄｌ）を比較する。

トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数から高周波数側へ変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄｈが、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数としたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄ０よりレベルが高い場合は希望信号より高周波数側に妨害信号があると判断できる。

また、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数から低周波数側へ変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄｌが、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数としたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄ０よりレベルが高い場合は希望信号より低周波数側に妨害信号があると判断できる。

また、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数から高周波数側へ変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄｈと、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数から低周波数側へ変化させたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄｌが、ともに、トラッキングフィルタの同調周波数を希望信号の周波数としたときのトラッキングフィルタの出力レベルＶｄ０よりレベルが高い場合は希望信号より高周波数側と低周波数側の両方に妨害信号があると判断できる。

そのほか、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）の位置情報と公知の地図情報により、自動利得制御回路１０の近くにあるアンテナ塔を検知し、アンテナ塔の放射する電波の周波数を知ることができれば、妨害信号の周波数を推定することができる。

受信回路１６が、妨害信号の概略の周波数（Ｆｕ）を測定し、希望信号の周波数（Ｆｄ）と比較（ステップＳ３７）した結果、妨害信号の概略の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ低周波数側のみに存在するかを判定する（ステップＳ３８）。

妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ低周波数側のみに存在すると判定した場合は、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路１９として、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：ＨＩＧＨ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ低周波数側の減衰量が高周波数側の減衰量より大きい回路構成）を選択する（ステップＳ４０）。

可変減衰回路１９をＨＰＦ型の回路構成で使用するときは、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をアンテナ１１の入力インピーダンスに比べて十分低いインピーダンス、すなわち低い抵抗値に固定し、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を受信回路１６の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンス、すなわち小さい容量値に固定し、受信回路１６に入力された電波信号のレベルが所定の値に減衰するまで第２の可変抵抗素子Ｒ２のインピーダンス、すなわち抵抗値を可変することで、受信回路１６に入力される電波信号のレベルの減衰量を制御する。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を制御する（ステップＳ４３）。

受信回路１６が、妨害信号の周波数（Ｆｕ）を測定し、希望信号の周波数（Ｆｄ）と比較（ステップＳ３７）した結果、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ低周波数側以外にも存在した場合、次に、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が、希望信号の周波数（Ｆｄ）より高周波数側のみに存在するか判定する（ステップＳ３９）。

妨害信号の周波数（Ｆｕ）が、希望信号の周波数（ｆｄ）より高周波数側のみに存在すると判定した場合、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路１９として、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：ＬＯＷ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ高周波数側の減衰量が低周波数側の減衰量より大きい回路構成）を選択する（ステップＳ４１）。

可変減衰回路１９をＬＰＦ型の回路構成で使用するときは、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をアンテナ１１の入力インピーダンスに比べて十分高いインピーダンス、すなわち大きい抵抗値に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を受信回路１６の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンス、すなわち大きい抵抗値に固定し、受信回路１６に入力された電波信号のレベルが所定の値に減衰するまで第１の可変容量素子Ｃ１のインピーダンス、すなわち容量値を可変することで、受信回路１６に入力される電波信号のレベルの減衰量を制御する。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を制御する（ステップＳ４３）。

受信回路１６が、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）より高周波数側のみにあるか判定した結果（ステップＳ３９）、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が、希望信号の周波数（Ｆｄ）より高周波数側以外にも存在した場合、受信回路１６は、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方に存在すると判定する。

このときは、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路１９として、ＡＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）を選択する（ステップＳ４２）。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を制御する（ステップＳ４３）。

以上より、受信回路１６に入力される電波信号に含まれる希望信号と妨害信号のレベルと周波数がどのような関係であっても、自動利得制御回路１０の受信回路１６は、可変減衰回路１９の回路構成として、ＨＰＦ型の回路構成（低周波数側の減衰量が高周波数側の減衰量より大きい回路構成）、ＡＰＦ型の回路構成（減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）、ＬＰＦ型の回路構成（高周波数側の減衰量が低周波数側の減衰量より大きい回路構成）のいずれかを選択する。

最後に、受信回路１６は、選択した可変減衰回路１９の回路構成に対応して、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１に流す電流、または加える電圧を適切に設定するための制御信号を各々の素子に送信する。

受信回路１６から出力された制御信号に基づいて、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１の抵抗値または容量値が変化する。その結果、受信回路１６に入力される電波信号のレベルが所定量だけ減衰する。

アンテナ１１で受信し、入力端子１２から入力されて受信回路１６に入力される電波信号のレベルが変化したときは、受信回路１６に入力されて検波した電波信号のレベルが変化するので、受信回路１６は、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１へ出力する制御信号を補正する。このように、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの変化を各素子の制御信号に随時フィードバックすることにより、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルが一定となるように可変減衰回路１９の減衰量を制御して、自動利得制御回路１０による自動利得制御を実現する。

以上をまとめると、本発明の実施の形態１における自動利得制御回路１０は、希望信号の周波数と妨害信号の周波数の関係に応じて、可変減衰回路１９の回路構成を表１のように選択する。

以上のように構成され、処理動作が行われる自動利得制御回路１０について、以下にその特性を説明する。

図７は、本発明の実施の形態１における自動利得制御回路１０の実施例の回路図である。

図７は、図１の回路ブロック図に基づく回路図の詳細であるため、図１と同一の構成要素には同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。

自動利得制御回路１０において、入力端子１２には結合コンデンサ５１を接続し、自動利得制御回路１０の内部の受信信号の信号線に、外部（アンテナ１１）からＤＣ（直流電圧）が印加されないようにした。

また、結合コンデンサ５１の他端とアース間に、ハムノイズ対策コイル６３を接続した。結合コンデンサ５１の他端にＤＣカットコンデンサ６４を挟んで接続する第１の可変抵抗素子Ｒ１はＰＩＮダイオード１３で実現した。

ＰＩＮダイオード１３のカソード端子は、チョークコイル５３を介してＤＣアース電位とした。アノード端子は、チョークコイル５２を介して、受信回路１６から出力された制御信号Ｖ（Ｒ１）が印加される構成とした。

第２の可変抵抗素子Ｒ２は、ＰＩＮダイオード５６とＰＩＮダイオード５７を直列に接続（すなわちＰＩＮダイオード５６のアノード端子とＰＩＮダイオード５７のカソード端子を接続）し、ＰＩＮダイオード５６のカソード端子をＤＣアース電位、ＰＩＮダイオー
ド５７のアノード端子に受信回路１６から出力された制御信号Ｖ（Ｒ２）が印加される構成とした。

また、ＰＩＮダイオード５６のアノード端子とＰＩＮダイオード５７のカソード端子の接続点のＤＣ電位を浮かせる必要があるため、受信信号の周波数帯域で十分インピーダンスが低い（すなわち十分容量が大きい）容量５５（例えば、ＡＭ放送の周波数帯で１マイクロファラド）を介して、入力端子１２から受信回路１６に至る電波信号の信号線とＰＩＮダイオード５６のアノード端子を接続する。

第１の可変容量素子Ｃ１は、可変容量ダイオード５９と可変容量ダイオード６０のカソード端子間をバック・トゥ・バックで接続（すなわち可変容量ダイオード５９のカソード端子と可変容量ダイオード６０のカソード端子間を接続）し、可変容量ダイオード５９のアノード端子を入力端子１２から受信回路１６に至る電波信号の信号線に、可変容量ダイオード６０のアノード端子をＤえＣアースに接続し、可変容量ダイオード５９のカソード端子に、受信回路１６から出力された制御信号Ｖ（Ｃ１）が印加される構成とした。

受信回路１６は、トラッキングフィルタ６１、信号処理回路６２、減衰量制御回路１８とから構成されている。トラッキングフィルタ６１とは同調周波数を可変できる帯域通過フィルタであり、受信回路１６の最もアンテナ側に設けられている。

受信回路１６に入力された電波信号はトラッキングフィルタ６１を経て信号処理回路６２に至る。信号処理回路６２は、受信信号の増幅、周波数変換、中間周波数の増幅、フィルタリング、復調、音声の出力などを行う。

トラッキングフィルタ６１は、同調周波数の信号のみを既知の小さい減衰量（Ｌｄ）で通過させ、同調周波数と異なる周波数の信号を同調周波数の信号より大きい減衰量（Ｌｕ）で通過させる。また、同調周波数を任意に変更できるので、通常は希望信号の周波数に追随させて使用する。

トラッキングフィルタ６１に入力される電波信号のレベルを不図示の検波回路で取り出し、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルＶｒとして減衰量制御回路１８に出力する。

また、トラッキングフィルタ６１から出力された電波信号のレベル（Ｖ２）を不図示の検波回路で取り出し、トラッキングフィルタ６１の出力信号のレベルＶ２として減衰量制御回路１８に出力する。

減衰量制御回路１８は、受信回路１６に入力された電波信号のレベルＶｒが所定の閾値レベルＶｔｈより高いか低いかの判定、電波信号に希望信号よりレベルの高い妨害信号が含まれるか（妨害信号の有無）の判定、妨害信号の概略の周波数Ｆｕの測定、可変減衰回路１９の減衰量の周波数特性を決める回路構成の選択と減衰量の制御を行う。

妨害信号の有無の判定は、トラッキングフィルタ６１へ入力された電波信号のレベルＶｒとトラッキングフィルタ６２から出力された電波信号のレベルＶ２を比較して行う。
妨害信号の概略の周波数の測定は、トラッキングフィルタ６１の同調周波数を希望信号の周波数から変化させ、そのときにトラッキングフィルタ６２から出力された電波信号のレベルＶ２の変化幅を利用して行う。

可変減衰回路１９の減衰量の周波数特性を決める回路構成の選択には、妨害信号の概略の周波数Ｆｕと希望信号の周波数Ｆｄの周波数関係を利用する。

減衰量の制御は、受信回路１６に入力された電波信号のレベルＶｒとあらかじめ定められた閾値レベルＶｔｈを比較し、可変減衰回路１９の回路構成を選択した結果から可変減衰回路１９を構成する第１の可変抵抗素子Ｒ１へ制御信号Ｖ（Ｒ１）、第２の可変抵抗素子Ｒ２へ制御信号Ｖ（Ｒ２）、第１の可変容量素子Ｃ１へ制御信号Ｖ（Ｃ１）を送信することで実施する。

なお、図７の回路図は原理図であるため、ＰＩＮダイオードの電流制限抵抗や、ノイズ対策のバイパスコンデンサ、フィルタ等は省略している。必要に応じて、これらの部品を追加しても自動利得制御回路１０の動作は問題ない。

また、結合コンデンサ５１やハムノイズ対策コイル６３は、設計者の任意で外したり、定数を設定したりしても、自動利得制御回路１０の動作は問題ない。

なお、図７の回路図では、自動利得制御回路１０が一つの受信回路１６を持つ場合を示しているが、２つ以上の受信回路１６を含んでも問題ない。

自動利得制御回路１０が２つ以上の受信回路１６を含む場合、妨害信号の概略周波数Ｆｕを測定するために主たる受信回路１６の受信状態を変化させる（トラッキングフィルタ６１の同調周波数をずらす）ことなく、第２の受信回路を使用して妨害信号の概略周波数Ｆｕを測定することができるため、主たる受信回路１６のトラッキングフィルタ６１の制御を簡単化できるという効果を奏する。

なお、トラッキングフィルタ６１を設ける代わりに、電波信号の周波数を中間周波数へ変換する周波数変換回路と局部発振器と中間周波数フィルタとした構成でも同じ効果が得られる。一般に、中間周波数では、電波信号の周波数よりも選択度が大きいフィルタを使用できるので、より明確に妨害信号の有無を判定できるという効果を奏する。

このときは、トラッキングフィルタ６１の同調周波数を変化させる代わりに局部発振器の発振周波数を変化させれば、同じ効果が得られる。

なお、トラッキングフィルタ６１の出力信号を検波するポイントは、トラッキングフィルタ６１の直後でなくても構わない。周波数変換、増幅、さらなる帯域通過フィルタ等を通過後のポイントでレベルを検波しても構わない。

そのときは、希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量の代わりに、希望信号の周波数における所定の回路全体の利得（または減衰量）を考慮すれば、同じ効果が得られる。多段の回路を通過させることにより、希望信号に対する妨害信号の除去度が上がり、より明確に妨害信号の判定を行うことができる。

図８は、本発明の実施の形態１における自動利得制御回路１０の実施例における可変減衰回路１９の各々の回路構成による電波信号のレベルの減衰量の周波数特性の回路シミュレーション結果である。

図８を用いて、本発明の効果について説明する。図８（ａ）は、可変減衰回路１９がＨＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ、低周波数側の減衰量が高周波数側の減衰量より大きい回路構成）である場合の、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの可変減衰回路１９による減衰量の周波数特性である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１をアンテナ１１のインピーダンス（数キロオーム）に対して低
インピーダンスとなる小さい抵抗値（０．１オーム）とし、第１の可変容量素子Ｃ１を受信回路１６の入力インピーダンスに対して高インピーダンスとなる小さい容量値（０．５ピコファラド）に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を４通りに変化させた場合の各々の条件（Ａ−１（Ｒ１＝７００オーム）、Ａ−２（Ｒ１＝２３０オーム）、Ａ−３（Ｒ１＝７０オーム）、Ａ−４（Ｒ１＝２３オーム））における減衰量の周波数特性を示す。

図８（ａ）から、Ａ−１〜Ａ−４のどの条件においても、減衰量は周波数が上がるにつれて低下し、５００ｋＨｚと１７００ｋＨｚでは、５００ｋＨｚの方が１１ｄＢ程度損失が大きい。すなわち低周波域で減衰量が大きい特性である。

図３および表１から、ＨＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成は、妨害信号が希望信号より低周波数側のみにあるときに選択される。

従って、受信回路１６に入力される電波信号に含まれる希望信号と妨害信号について可変減衰回路１９による受信回路１６へ入力されるレベルの減衰量を比べた時、希望信号より妨害信号のレベルの減衰量を大きくすることができる。

換言すると、自動利得制御回路１０は、希望信号よりレベルが高い妨害信号のレベルに対して可変減衰回路１９の減衰量を制御するが、希望信号は妨害信号より高周波数側にあるので、妨害信号の減衰量より希望信号の減衰量が小さくなる。

従って、従来技術や他の回路構成の場合と比べ、希望信号の信号レベルの減衰量を小さくできるので、受信回路１６に入力される希望信号の信号レベルを大きくすることができるため、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比（信号雑音比）が改善する。

図８（ｂ）は、可変減衰回路１９がＡＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ、可変減衰回路１９の減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）である場合の、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの可変減衰回路１９による減衰量の周波数特性である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１をアンテナ１１のインピーダンス（数キロオーム）より高インピーダンスとなる大きい抵抗値（１０キロオーム）とし、第１の可変容量素子（Ｃ１）を受信回路１６の入力インピーダンスに対して高インピーダンスとなる小さい容量値（０．５ピコファラド）に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を４通りに変化させた場合の各々の条件（Ｂ−１（Ｒ１＝４キロオーム）、Ｂ−２（Ｒ１＝１キロオーム）、Ｂ−３（Ｒ１＝３００オーム）、Ｂ−４（Ｒ１＝１００オーム））における減衰量の周波数特性を示す。

図８（ｂ）から、Ｂ−１〜Ｂ−４のどの条件においても、減衰量は周波数に対してほぼ一定である（５００ｋＨｚと１７００ｋＨｚの減衰量の差は１ｄＢ以下）。

図３および表１から、ＡＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成は、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方にあるときに選択される。可変減衰回路１９が他の回路構成であるときは、本回路構成（ＡＰＦ型の可変減衰回路の回路構成）よりも減衰量の周波数偏差が大きい。

妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方にあるときに他の回路構成を選択すると、妨害信号の一方のレベルの減衰量は必ず希望信号のレベルの減衰量より少なくなる。

自動利得制御回路１０への入力レベルを比べると希望信号のレベルより妨害信号のレベルの方が大きい場合を想定しているので、自動利得制御回路１０は、希望信号より減衰量が少ないほうの妨害信号に対して可変減衰回路１９の減衰量を制御し、従って希望信号のレベルも減衰する。

そのとき、妨害信号の一方よりも希望信号の減衰量が大きいため、減衰量の周波数偏差が小さいＡＰＦ型の回路構成を選択した場合よりも希望信号のレベルの減衰量が大きくなる（ＡＰＦ型の回路構成を選択した場合は、希望信号と妨害信号のレベルの減衰量が等しい）。

ＡＰＦ型以外の可変減衰回路１９の回路構成を選択すると、ＡＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成を選択した場合と比べて、受信回路１６へ入力される希望信号のレベルの減衰量が増大するので、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比が劣化する。

そのため、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方に存在する場合は、他の回路構成を選択した場合よりも減衰量の周波数偏差が小さくなるＡＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成を選択する。

減衰量の周波数偏差が小さいＡＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成を用いた場合、他の可変減衰回路１９の回路構成を用いた場合に比べ、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比（信号雑音比）が増大する。

図８（ｃ）は、可変減衰回路１９がＬＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ、高周波数側の減衰量が低周波数側の減衰量より大きい回路構成）の場合の、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの可変減衰回路１９による減衰量の周波数特性である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１をアンテナ１１のインピーダンス（数キロオーム）より高インピーダンスとなる大きい抵抗値（１７キロオーム）に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２を受信回路１６の入力インピーダンスに対して高インピーダンスとなる大きい抵抗値（１００メガオーム）に固定し、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を４通りに変化させた場合の各々の条件（Ｃ−１（Ｃ１＝３０ｐＦ）、Ｃ−２（Ｃ１＝１００ｐＦ）、Ｃ−３（Ｃ１＝３００ｐＦ）、Ｃ−４（Ｃ１＝１０００ｐＦ））における減衰量の周波数特性を示す。

図８（ｃ）から、Ｃ−１〜Ｃ−４のどの条件においても、減衰量は周波数が下がるにつれて低下し、５００ｋＨｚと１７００ｋＨｚでは、１７００ｋＨｚの方が６〜８ｄＢ程度減衰量が大きい。すなわち高周波域で減衰量が大きい特性である。

図３および表１から、ＬＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成は、妨害信号が希望信号より高周波数側のみにあるときに選択される。

従って、受信回路１６に入力される電波信号に含まれる希望信号と妨害信号について可変減衰回路１９による受信回路１６へ入力される信号のレベルの減衰量を比べた時、希望信号より妨害信号のレベルの減衰量を大きくすることができる。

換言すると、自動利得制御回路１０は、希望信号よりレベルが高い妨害信号のレベルに対して可変減衰回路１９の減衰量を制御するが、希望信号は妨害信号より低周波数側にあるので、妨害信号の減衰量より希望信号の減衰量が小さくなる。

従って、従来技術や他の回路構成を選択した場合と比べ、希望信号の信号レベルの減衰量を小さくできるので、受信回路１６に入力される希望信号の信号レベルを大きくすることができるため、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比（信号雑音比）が改善する。

なお、当業者であれば容易に想像できるように、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値は、上記の実施例で示した値に限定されず、かつ同等の効果を得られるように設定することは可能である。

以上のように本実施の形態によれば、アンテナのインピーダンスが容量性である場合に、電波信号がアンテナ１１から受信回路１６に至る信号線路に直列に第１の可変抵抗素子Ｒ１を挿入し、第１の可変抵抗素子Ｒ１と受信回路１６の間で、電波信号の信号線とアースの間に第２の可変抵抗素子Ｒ２と、第１の可変容量素子Ｃ１を並列に設けたことにより、希望信号と妨害信号の周波数関係に応じて可変減衰回路１９の減衰量の周波数特性を変化させることができるため、妨害信号が存在する場合でも希望信号の減衰量をより少なくすることができ、自動利得制御回路１０からの出力信号のＳ／Ｎ比を向上することができる。
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２における自動利得制御回路１０について図面を参照しながら説明する。

図９は本発明の実施の形態２における自動利得制御回路１０の回路ブロック図である。実施の形態１と異なる点は、自動利得制御回路１０の入力端子１２にアンテナアンプ６５の出力が接続された点と、入力端子１２と受信回路１６の間に直列に挿入された第１の可変抵抗素子Ｒ１に並列に第２の可変容量素子Ｃ２を設けた点である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変容量素子Ｃ２、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１とから、入力端子１２から入力された電波信号の受信回路１６への入力レベルを減衰させる可変減衰回路６７を構成している。

そのほかの構成は実施の形態１と同等であるので、同一の構成要素には同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。

アンテナアンプ６５は、不図示のアンテナで受信した信号を増幅してから、自動利得制御回路１０に電波信号を入力するために使用する、自動利得制御回路１０の外部で用いるアンプである。

実施の形態１では、アンテナアンプ６５を使用せずアンテナ１１の出力端子２４を自動利得制御回路１０に直接接続する環境を想定したが、実施の形態２では、アンテナアンプ６５を使用する環境を想定する。車載ＡＭラジオの場合、ガラス窓に内蔵されたアンテナなどの利得の低いアンテナを使用する車種で、アンテナアンプがしばしば使用される。

第２の可変容量素子Ｃ２は、第１の可変容量素子Ｃ１と同様に、外部から印加される制御信号に応じて容量を可変できる素子である。

例えば可変容量ダイオードなどを使用できる。第２の可変容量素子Ｃ２の容量を制御する信号は、受信回路１６から出力される。

図１０は本発明の実施の形態２におけるアンテナアンプ６５の出力インピーダンスの等価回路図である。

図２のアンテナ１１の等価回路図と比べ、抵抗７１とアンテナアンプ出力端子７２の間に直列の容量が挿入されない点が異なる。図２では、直列の容量２２のインピーダンスが抵抗２１のインピーダンスより高く、出力インピーダンスの支配的な要素であった。

図１０のアンテナアンプ６５は、抵抗７１のインピーダンスが、並列に装荷される容量２３のインピーダンスより低く、高々数百オームである。従って、図１０に示すアンテナアンプ６５の出力インピーダンスは、図２のアンテナ１１の出力インピーダンスより非常に低く、抵抗成分が支配的なインピーダンス（数百オーム）となる。

以上のように構成された自動利得制御回路１０について、以下にその処理動作を説明する。

発明の実施の形態２における自動利得制御回路１０の動作説明のフローチャートは、実施の形態１の自動利得制御回路のフローチャート（図３）と同じである。動作の異なる点のみについて図３を用いて説明する。

受信回路１６が、妨害信号の周波数（Ｆｕ）を測定し、希望信号の周波数（Ｆｄ）と比較（ステップＳ３７）した結果、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ低周波数側のみに存在するかを判定する（ステップＳ３８）。

妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ低周波数側のみに存在すると判定した場合は、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路６７として、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：ＨＩＧＨ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ低周波数側の減衰量が高周波数側の減衰量より大きい回路構成）を選択する（ステップＳ４０）。

可変減衰回路６７をＨＰＦ型の回路構成で使用するときは、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をアンテナアンプ６５のインピーダンスより十分高いインピーダンス、すなわち大きい抵抗値に固定し、第２の可変容量素子Ｃ２の容量値を受信周波数帯域において第１の可変抵抗素子Ｒ１のインピーダンスより低く、アンテナアンプ６５のインピーダンスより高いインピーダンスとなる容量値に固定し、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を受信回路１６の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンス、すなわち小さい容量値に固定し、受信回路１６に入力された電波信号のレベルが所定の値に減衰するまで第２の可変抵抗素子Ｒ２のインピーダンス、すなわち抵抗値を可変することで、受信回路１６に入力される電波信号のレベルの減衰量を制御する。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を制御する（ステップＳ４３）。

受信回路１６が、妨害信号の周波数（Ｆｕ）を測定し、希望信号の周波数（Ｆｄ）と比較（ステップＳ３７）した結果、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ低周波数側以外にも存在した場合、次に、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が、希望信号の周波数（Ｆｄ）より高周波数側のみに存在するか判定する（ステップＳ３９）。

次に、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）と比べ高周波数側のみに存在すると判定した場合は、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路６７として、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：ＬＯＷ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ高周波数側の減衰量が低周波数側の減衰量より大きい回
路構成）を選択する（ステップＳ４１）。

可変減衰回路６７をＬＰＦ型の回路構成で使用するときは、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をアンテナアンプ６５のインピーダンスより大きく、第２の可変容量素子Ｃ２のインピーダンスより小さい値となる中程度の抵抗値に固定し、第２の可変容量素子Ｃ２の容量値を受信周波数帯域において第１の可変抵抗素子Ｒ１のインピーダンスに比べて高いインピーダンスとなる小さい容量値に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を受信回路１６の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンス、すなわち大きい抵抗値に固定し、受信回路１６に入力された電波信号のレベルが所定の値に減衰するまで第１の可変容量素子Ｃ１のインピーダンス、すなわち容量値を可変することで、受信回路１６に入力される電波信号のレベルの減衰量を制御する。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を制御する（ステップＳ４３）。

受信回路１６が、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が希望信号の周波数（Ｆｄ）より高周波数側のみにあるか判定した結果（ステップＳ３９）、妨害信号の周波数（Ｆｕ）が、希望信号の周波数（Ｆｄ）より高周波数側以外にも存在した場合、受信回路１６は、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方に存在すると判定する。

このときは、受信回路１６は、自動利得制御回路１０における可変減衰回路６７として、全帯域通過フィルタ（ＡＰＦ：ＡＬＬ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）を選択する（ステップＳ４２）。

可変減衰回路６７をＡＰＦ型の回路構成で使用するときは、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をアンテナアンプ６５のインピーダンスに比べ十分小さいインピーダンスとなる抵抗値に固定し、第２の可変容量素子Ｃ２の容量値を受信周波数帯域において第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値と比べ非常に高いインピーダンスとなるような小さい容量値に固定し、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値は受信する周波数帯域において受信回路１６の入力インピーダンスより十分高いインピーダンス、すなわち小さい容量値に固定し、受信回路１６に入力された電波信号のレベルが所定の値に減衰するまで第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を下げるることで、受信回路１６に入力される電波信号の減衰量を制御する。

その後は、従来の自動利得制御回路と同様に、受信回路１６は、電波信号の受信回路１６への入力レベルが所定の閾値（Ｖｔｈ）を超えないように電波信号の減衰量、すなわち第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を制御する（ステップＳ４３）。

以上より、受信回路１６に入力される電波信号に含まれる希望信号と妨害信号のレベルと周波数がどのような関係であっても、自動利得制御回路１０の受信回路１６は、可変減衰回路６７の回路構成として、ＨＰＦ型の回路構成（低周波数側の減衰量が高周波数側の減衰量より大きい回路構成）、ＡＰＦ型の回路構成（減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）、ＬＰＦ型の回路構成（高周波数側の減衰量が低周波数側の減衰量より大きい回路構成）のいずれかを選択する。

最後に、受信回路１６は、選択した可変減衰回路６７の回路構成に対応して、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変容量素子Ｃ２、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１に流す電流、または加える電圧を適切に設定するための制御信号を各々の素子に送信する。

受信回路１６から出力された制御信号に基づいて、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変容量素子Ｃ２、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１の抵抗値または容量値が変化する。その結果、受信回路１６に入力される電波信号のレベルが所定量だけ減衰する。

アンテナアンプ６５から出力され、入力端子１２から入力されて受信回路１６に入力される電波信号のレベルが変化したときは、受信回路１６に入力されて検波した電波信号のレベルが変化するので、受信回路１６は、第１の可変抵抗素子Ｒ１、第２の可変容量素子Ｃ２、第２の可変抵抗素子Ｒ２、第１の可変容量素子Ｃ１へ出力する制御信号を補正する。

このように、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの変化を各素子の制御信号に随時フィードバックすることにより、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルが一定となるように可変減衰回路６７の減衰量を制御して、自動利得制御回路１０による自動利得制御を実現する。

以上をまとめると、本発明の実施の形態２における自動利得制御回路１０は、希望信号の周波数と妨害信号の周波数の関係に応じて、可変減衰回路６７の回路構成を表２のように選択する。

以上のように構成され、処理動作が行われる自動利得制御回路１０について、以下にその特性を説明する。

図１１は、本発明の実施の形態２における自動利得制御回路１０の実施例の回路図である。

図え１１は、図９の回路ブロック図に基づく具体的な回路図であるため、図９と同一の構成要素には同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。

図１１の本発明の実施の形態２の実施例の回路図と、図７の実施の形態１の実施例の回路図の相違点を中心に説明する。

自動利得制御回路１０の入力端子１２にはアンテナアンプ６５が接続される。自動利得制御回路１０の内部で、入力端子１２にはアンテナアンプとの結合コンデンサ５１が接続される。結合コンデンサ５１の他端には、ハムノイズ対策コイル６３と、ＤＣカットコンデンサ６４が接続される。

ＤＣカットコンデンサ６４の他端には、第１の可変抵抗素子Ｒ１であるＰＩＮダイオード１３のアノード端子が接続される。ＰＩＮダイオード１３のカソード端子は、受信回路１６、第２の可変抵抗素子Ｒ２との結合コンデンサ５５、および第１の可変容量素子Ｃ１と接続されている。

第２の可変容量素子Ｃ２は、アンテナアンプとの結合コンデンサ５１とハムノイズ対策コイル６３の接続点と、第１の可変抵抗素子Ｒ１と受信回路１６の接続点の間に接続する。

第２の可変容量素子Ｃ２は、第１の可変容量素子Ｃ１と同様に、二つの可変容量ダイオード９１、９２のカソード端子間をバック・トゥ・バックで接続（すなわち可変容量ダイオード９１のカソード端子と可変容量ダイオード９２のカソード端子間を接続）した構成である。

可変容量ダイオード９１のアノード端子を、アンテナアンプ６５と結合コンデンサ５１とハムノイズ対策コイル６３の接続点に接続する。可変容量ダイオード９２のアノード端子を、第１の可変抵抗素子Ｒ１と受信回路１６の接続点に接続する。

可変容量ダイオード９１のカソード端子と可変容量ダイオード９２のカソード端子の接続点に、受信回路１６から供給される第２の可変容量素子Ｃ２の制御信号Ｖ（Ｃ２）が印加される構成とした。

受信回路１６は、トラッキングフィルタ６１、信号処理回路６２、減衰量制御回路１８とから構成されている。トラッキングフィルタ６１は、受信回路１６の最もアンテナ側にあり電波信号が入力される回路である。受信回路１６に入力された電波信号はトラッキングフィルタ６１を経て信号処理回路６２に至る。

信号処理回路６２は、受信信号の増幅、周波数変換、中間周波数の増幅、フィルタリング、復調、音声の出力などを行う。

トラッキングフィルタ６１は、同調周波数の信号のみを既知の小さい減衰量（Ｌｄ）で通過させ、同調周波数と異なる周波数の信号を同調周波数の信号の減衰量より大きい減衰量（Ｌｕ）で通過させる。また、同調周波数を任意に変更できるので、希望信号の周波数に追随させて使用する。

トラッキングフィルタ６１に入力される電波信号のレベルを不図示の検波回路で取り出し、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルＶｒとして、減衰量制御回路１８に出力する。また、トラッキングフィルタ６１から出力された電波信号のレベル（Ｖ２）を不図示の検波回路で取り出し、トラッキングフィルタ６１の出力信号のレベルＶ２として減衰量制御回路１８に出力する。

減衰量制御回路１８は、受信回路１６に入力された電波信号のレベルＶｒが所定の閾値レベルＶｔｈより高いか低いかの判定、電波信号に希望信号よりレベルの高い妨害信号が含まれるか（妨害信号の有無）の判定、妨害信号の概略の周波数Ｆｕの測定、可変減衰回路６７の減衰量の周波数特性を決める回路構成の選択と減衰量の制御を行う。

実施の形態１と同じであるので、詳細の説明は省略する。ただし、可変減衰回路６７の減衰量の制御は、受信回路１６に入力された電波信号のレベルＶｒとあらかじめ定められた閾値レベルＶｔｈを比較し、可変減衰回路６７の回路構成を選択した結果から可変減衰回路６７を構成する第１の可変抵抗素子Ｒ１へ制御信号Ｖ（Ｒ１）、第２の可変容量素子
Ｃ２へ制御信号Ｖ（Ｃ２）、第２の可変抵抗素子Ｒ２へ制御信号Ｖ（Ｒ２）、第１の可変容量素子Ｃ１へ制御信号Ｖ（Ｃ１）を送信することで実施する。

なお、図１１の回路図は原理図であるため、ＰＩＮダイオードの電流制限抵抗や、ノイズ対策のバイパスコンデンサ、フィルタ等は省略している。必要に応じて、これらの部品を追加しても自動利得制御回路１０の動作は問題ない。

なお、結合コンデンサ５１やハムノイズ対策コイル６３は、設計者の任意で外したり、定数を設定したりしても、自動利得制御回路１０の動作は問題ない。

なお、図１１の回路図では、自動利得制御回路１０が一つの受信回路１６を持つ場合を示しているが、２つ以上の受信回路１６を含んでも問題ない。

自動利得制御回路１０が２つ以上の受信回路１６を含む場合、妨害信号の概略周波数Ｆｕを測定するために主たる受信回路１６の受信状態を変化させる（トラッキングフィルタ６１の同調周波数をずらす）ことなく、第２の受信回路を使用して妨害信号の概略周波数Ｆｕを測定することができるため、主たる受信回路１６のトラッキングフィルタ６１の制御を簡単化できるという効果を奏する。

なお、トラッキングフィルタ６１を設ける代わりに、電波信号の周波数を中間周波数へ変換する周波数変換回路と局部発振器と中間周波数フィルタとした構成でも同じ効果が得られる。一般に、中間周波数では、電波信号の周波数よりも選択度が大きいフィルタを使用できるので、より明確に妨害信号の有無を判定できるという効果を奏する。

このときはトラッキングフィルタ６１の同調周波数を変化させる代わりに局部発振器の発振周波数を変化させれば、同じ効果が得られる。

なお、トラッキングフィルタ６１の出力信号を検波するポイントは、トラッキングフィルタ６１の直後でなくても構わない。

周波数変換、増幅、さらなる帯域通過フィルタ等を通過後のポイントでレベルを検波しても構わない。そのときは、希望信号の周波数における帯域通過フィルタの減衰量の代わりに、希望信号の周波数における所定の回路全体の利得（または減衰量）を考慮すれば、同じ効果が得られる。多段の回路を通過させることにより、希望信号に対する妨害信号の除去度が上がり、より明確に妨害信号の判定を行うことができる。

図１２は、本発明の実施の形態２における自動利得制御回路１０の実施例における可変減衰回路６７の各々の回路構成による電波信号のレベルの減衰量周波数特性の回路シミュレーション結果である。

図１２を用いて、本発明の効果について説明する。なお、図１１におけるアンテナアンプ６５のインピーダンスの素子定数は、抵抗７１を１５０オーム、容量２３を６５ｐＦとした。

図１２（ａ）は、可変減衰回路６７がＨＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ低周波数側の減衰量が高周波数側の減衰量より大きい回路構成）である場合の、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの可変減衰回路６７による減衰量の周波数特性である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１をアンテナアンプ６５のインピーダンス（１５０オーム程度）
と比べ非常に大きい抵抗値（１０メガオーム）、第２の可変容量素子Ｃ２を第１の可変抵抗素子Ｒ１のインピーダンスより低く、アンテナアンプ６５のインピーダンスより大きいインピーダンスとなる容量値（３３０ｐＦ）、第１の可変容量素子Ｃ１を受信回路１６の入力インピーダンスに対して高インピーダンスとなる十分小さい容量値（０．５ｐＦ）に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を４通りに変化させた場合の各々の条件（Ａ−１（Ｒ１＝１９０オーム）、Ａ−２（Ｒ１＝５５オーム）、Ａ−３（Ｒ１＝１７オーム）、Ａ−４（Ｒ１＝５．５オーム））における減衰量の周波数特性を示す。

図１２（ａ）から、Ａ−１〜Ａ−４のどの条件においても、減衰量は周波数が上がるにつれて低下し、５００ｋＨｚと１７００ｋＨｚでは、５００ｋＨｚの方が減衰量が７〜９ｄＢ程度大きい。すなわち低周波域で減衰量が大きい特性である。

図３および表２から、ＨＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成は、妨害信号が希望信号より低周波数側のみにあるときに選択される。

受信回路１６に入力される電波信号に含まれる希望信号と妨害信号について可変減衰回路６７による受信回路１６へ入力されるレベルの減衰量を比べた時、希望信号より妨害信号のレベルの減衰量を大きくすることができる。換言すると、自動利得制御回路１０は、希望信号よりレベルが高い妨害信号のレベルに対して可変減衰回路６７の減衰量を制御するが、希望信号は妨害信号より高周波数側にあるので、妨害信号の減衰量より希望信号の減衰量が小さくなる。

従って、従来技術や可変減衰回路６７の他の回路構成の場合と比べ、希望信号の信号レベルの減衰量を小さくできるので、受信回路１６に入力される希望信号の信号レベルを大きくすることができる。従って、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比（信号雑音比）が改善する。

図１２（ｂ）は、可変減衰回路６７がＡＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ可変減衰回路６７の減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）の場合の、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの可変減衰回路６７による減衰量の周波数特性である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１をアンテナアンプ６５の出力インピーダンス同等以下の低い抵抗値（１オーム）、第２の可変容量素子Ｃ２を第１の可変抵抗素子Ｒ１のインピーダンスに比べて極めて大きいインピーダンスとなるような非常に小さい容量値（１ｐＦ）、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値は受信する周波数帯域において受信回路１６の入力インピーダンスに比べて高インピーダンスとなる小さい容量値（０．５ｐＦ）に固定し、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値を４通りに変化させた場合の各々の条件（Ｂ−１（Ｒ１＝７０オーム）、Ｂ−２（Ｒ１＝１７オーム）、Ｂ−３（Ｒ１＝５オーム）、Ｂ−４（Ｒ１＝１．６オーム））における減衰量の周波数特性を示す。図１２（ｂ）から、Ｂ−１〜Ｂ−４のどの条件においても、減衰量は周波数に対して一定である（５００ｋＨｚと１７００ｋＨｚの減衰量の差は０ｄＢ）。

図３および表２から、ＡＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成（他の回路構成の場合と比べ可変減衰回路６７の減衰量の周波数偏差が小さい回路構成）は、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方にあるときに選択される。

可変減衰回路６７の他の回路構成では、本回路構成（ＡＰＦ型の可変減衰回路の回路構成）よりも減衰量の周波数偏差が大きい。そのため、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方にあるときに他の可変減衰回路６７の他の回路構成を選択すると、妨害信号の一方のレベルの減衰量は必ず希望信号のレベルの減衰量より少なくなる。

自動利得制御回路１０への入力レベルを比べると希望信号のレベルより妨害信号のレベルの方が大きい場合を想定しているので、自動利得制御回路１０は、希望信号より減衰量が少ないほうの妨害信号に対して可変減衰回路６７の減衰量を制御し、従って希望信号のレベルも減衰する。そのとき、妨害信号の一方よりも希望信号の減衰量が大きいため、減衰量の周波数偏差が小さいＡＰＦ型の回路構成を選択した場合よりも希望信号のレベルの減衰量が大きくなる（ＡＰＦ型の回路構成を選択した場合は、希望信号と妨害信号のレベルの減衰量が等しい）。

ＡＰＦ型以外の可変減衰回路６７の回路構成を選択すると、ＡＰＦ型の可変減衰回路６７の回路構成を選択した場合と比べて、受信回路１６へ入力される希望信号のレベルの減衰量が増大するので、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比が劣化する。

そのため、妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方に存在する場合は、減衰量の周波数偏差が小さくなるＡＰＦ型の可変減衰回路の回路構成を選択する。
減衰量の周波数偏差が小さいＡＰＦ型の回路構成を用いた場合、他の可変減衰回路１９の回路構成を用いた場合に比べ、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比（信号雑音比）が改善する。

図１２（ｃ）は、可変減衰回路１９がＬＰＦ型の回路構成（他の回路構成の場合と比べ高周波数側の減衰量が低周波数側の減衰量より大きい回路構成）の場合の、受信回路１６へ入力される電波信号のレベルの可変減衰回路６７による減衰量の周波数特性である。

第１の可変抵抗素子Ｒ１をアンテナアンプ６５のインピーダンスより大きく、第２の可変容量素子Ｃ２のインピーダンスより小さい値となる中程度の抵抗値（１５キロオーム）、第２の可変容量素子Ｃ２を第１の可変抵抗素子Ｒ１と比べて高インピーダンスとなる小さい容量値（１ｐＦ）、第２の可変抵抗素子Ｒ２を受信回路１６の入力インピーダンスに比べて大きいインピーダンスとなる大きい抵抗値（１００メガオーム）に固定し、第１の可変容量素子Ｃ１の容量値を４通りに変化させた場合の各々の条件（Ｃ−１（Ｃ１＝３０ｐＦ）、Ｃ−２（Ｃ１＝１００ｐＦ）、Ｃ−３（Ｃ１＝３３０ｐＦ）、Ｃ−４（Ｃ１＝１０００ｐＦ））における減衰量の周波数特性を示す。

図１２（ｃ）から、Ｃ−１〜Ｃ−４のどの条件においても、減衰量は周波数が下がるにつれて低下し、５００ｋＨｚと１７００ｋＨｚでは、１７００ｋＨｚの方が９〜１０ｄＢ程度減衰量が大きい。すなわち高周波域で減衰量が大きい特性である。

図３および表２から、ＬＰＦ型の可変減衰回路１９の回路構成は、妨害信号が希望信号より高周波数側のみにあるときに選択される。

従って、受信回路１６に入力される電波信号に含まれる希望信号と妨害信号について可変減衰回路６７による受信回路１６へ入力される信号のレベルの減衰量を比べた時、希望信号より妨害信号のレベルの減衰量を大きくすることができる。

換言すると、自動利得制御回路１０は、希望信号よりレベルが高い妨害信号のレベルに対して可変減衰回路６７の減衰量を制御するが、希望信号は妨害信号より低周波数側にあるので、妨害信号の減衰量より希望信号の減衰量が小さくなる。

従って、従来技術や可変減衰回路６７の他の回路構成の場合と比べ、希望信号の信号レベルの減衰量を小さくできるので、受信回路１６に入力される希望信号の信号レベルを大
きくすることができる。従って、自動利得制御回路１０から出力される不図示の出力信号のＳ／Ｎ比（信号雑音比）が改善する。

なお、当業者であれば容易に想像できるように、第１の可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値、第２の可変容量素子Ｃ２の容量値、第２の可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値、可変容量素子（Ｃ１）の容量値は、上記の実施例で示した値に限定されず、かつ同等の効果を得られるように設定することは可能である。

なお、可変減衰回路６７をＨＰＦ型の回路構成で使用するとき、第２の可変容量素子Ｃ２の容量値をより小さい値に変更することで、減衰量の周波数偏差をより大きくできるので、希望信号の減衰量をより少なくできる効果がある。

以上のように本実施の形態によれば、抵抗性インピーダンスをもつアンテナアンプ６５を使用する場合に、自動利得制御回路１０の受信信号の信号線路に直列に、第１の可変抵抗素子Ｒ１と第２の可変容量素子Ｃ２を並列に挿入し、第１の可変抵抗素子Ｒ１と受信回路１６の間で、受信信号の信号線とアースの間に第２の可変抵抗素子Ｒ２と、第１の可変容量素子Ｃ１を並列に設けたことにより、希望信号と妨害信号の周波数関係に応じて減衰回路の減衰量の周波数特性を変化させることができるため、希望信号の減衰量をより少なくすることができ、出力信号のＳ／Ｎ比を向上することができる。

本発明の自動利得制御回路は、無線受信機、特に車載のＡＭラジオ用の自動利得制御回路として有用である。

１０ 自動利得制御回路
１１ アンテナ
１２ 入力端子
１３、５６、５７ ＰＩＮダイオード
１６ 受信回路
１８ 減衰量制御回路
５９、６０、９１、９２ 可変容量ダイオード
Ｒ１ 第１の可変抵抗素子
Ｒ２ 第２の可変抵抗素子
Ｃ１ 第１の可変容量素子
Ｃ２ 第２の可変容量素子

Claims (3)

1. 入力された電波信号のレベルを測定し、前記電波信号に含まれ復調する周波数の信号である希望信号と前記希望信号よりレベルが高く復調しない周波数の信号である妨害信号を分離して周波数を比較する受信回路と、
   前記受信回路に入力される電波信号のレベルを減衰させる量を可変でき、減衰量の周波数特性を変化させることができる可変減衰回路とからなる自動離島制御回路において、
   前記受信回路において前記受信回路に入力される電波信号のレベルが所定のレベル以上に上がらないように前記可変減衰回路における電波信号の減衰量を制御するとともに、前記受信回路において希望信号と妨害信号の周波数を比較した結果に基づいて前記可変減衰回路の周波数特性を定めることを特徴とする自動利得制御回路。
2. 前記可変減衰回路は、
   入力端子から前記受信回路に至る線路に直列に挿入された第１の可変抵抗素子と、
   前記第１の可変抵抗素子と前記受信回路の間の線路とアースの間に挿入された第２の可変抵抗素子と、
   前記第２の可変抵抗素子に並列に挿入された第２の可変容量素子とを備え、
   前記受信回路において前記電波信号に含まれる希望信号と妨害信号の周波数を比較した結果、
   妨害信号が希望信号より低周波数側のみに存在する場合、前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスが前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより十分低いインピーダンスとなるように前記第１の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記第１の可変容量素子のインピーダンスが前記受信回路の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変容量素子の容量値を設定し、前記受信回路に入力される前記電波信号のレベルがあらかじめ定めた閾値と等しくなるように前記第２の可変抵抗素子の抵抗値を制御し、
   妨害信号が希望信号より高周波数側のみに存在する場合、前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスが前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記第２の可変抵抗素子のインピーダンスが前記受信回路の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンスとなるように前記第２の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記受信回路に入力される前記電波信号のレベルがあらかじめ定めた閾値と等しくなるように前記第１の可変容量素子の容量値を制御し、
   妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方に存在する場合、前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスが前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記第１の可変容量素子のインピーダンスが前記受信回路の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変容量素子の容量値を設定し、前記受信回路に入力される前記電波信号のレベルがあらかじめ定めた閾値と等しくなるように前記第２の可変抵抗素子の抵抗値を制御する請求項１に記載の自動利得制御回路。
3. 前記可変減衰回路は、
   入力端子から前記受信回路に至る線路に直列に挿入された第１の可変抵抗素子と、
   前記第１の可変抵抗素子に並列に設けられた第２の可変容量素子と、
   前記第１の可変抵抗素子と前記受信回路の間の線路とアースの間に挿入された第２の可変抵抗素子と、
   前記第２の可変抵抗素子に並列に挿入された第２の可変容量素子とを備え、
   前記受信回路において前記電波信号に含まれる希望信号と妨害信号の周波数を比較した結果、
   妨害信号が希望信号より低周波数側のみに存在する場合、前記第１の可変抵抗素子のイン
   ピーダンスが前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記第２の可変容量素子のインピーダンスが前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスより低く、前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより高いインピーダンスとなるように前記第２の可変容量素子の容量値を設定し、前記第１の可変容量素子のインピーダンスが前記受信回路の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変容量素子の容量値を設定し、前記受信回路に入力される前記電波信号のレベルがあらかじめ定めた閾値と等しくなるように前記第２の可変抵抗素子の抵抗値を制御し、
   妨害信号が希望信号より高周波数側のみに存在する場合、前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスが前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより高く、前記第２の可変容量素子のインピーダンスより低いインピーダンスとなるように前記第１の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記第２の可変容量素子のインピーダンスが前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスより高くなるように前記第２の可変容量素子の容量値を設定し、前記第２の可変抵抗素子のインピーダンスが前記受信回路の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンスとなるように前記第２の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記受信回路に入力される前記電波信号のレベルがあらかじめ定めた閾値と等しくなるように前記第１の可変容量素子の容量値を制御し、
   妨害信号が希望信号より低周波数側と高周波数側の両方に存在する場合、前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスが前記自動利得制御回路の外部に供えられた入力部のインピーダンスより十分低いインピーダンスとなるように前記第１の可変抵抗素子の抵抗値を設定し、前記第２の可変容量素子のインピーダンスを前記第１の可変抵抗素子のインピーダンスより十分高いインピーダンスとなるように前記第２の可変容量素子の容量値を設定し、前記第１の可変容量素子のインピーダンスが前記受信回路の入力インピーダンスに対して十分高いインピーダンスとなるように前記第１の可変容量素子の容量値を設定し、前記受信回路に入力される前記電波信号のレベルがあらかじめ定めた閾値と等しくなるように前記第２の可変抵抗素子の抵抗値を制御する請求項１に記載の自動利得制御回路。