JP2013048022A - Ｌｅｄ点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非電解コンデンサの使用によって高温耐性を強化する場合であっても，ＬＥＤ電流の脈動を低減してフリッカレスを実現する。
【解決手段】交流電源電圧をＡＣ−ＤＣ変換して整流電圧を生成する整流回路と，該整流回路の直流出力側に接続されるコンデンサと，前記整流電圧をＤＣ−ＤＣ変換してＬＥＤ負荷に給電する昇降圧回路と，該昇降圧回路が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路とを備えたＬＥＤ点灯装置であって，前記コンデンサは，非電解型のコンデンサであって，前記制御回路は，前記昇降圧回路が電流断続モードで動作するように，かつ，前記スイッチング素子のスイッチング周波数と前記昇降圧回路の電流設定値との積が略一定となるように，前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするＬＥＤ点灯装置によって解決できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は，ＬＥＤ点灯装置に関する。

ＬＥＤは，環境性に優れた光源として注目されており，スポット照明，自動車の車内照明やヘッドライト，信号機，液晶ディスプレイのバックライトなど幅広い製品に利用されている。また，住宅やオフィス向けの一般照明において，白熱電球や蛍光ランプなどの従来光源からＬＥＤへの置き換えが始まっている。

ＬＥＤの光出力は，ＬＥＤ負荷に流れる電流（以下，ＬＥＤ電流と記す）によって決まる。したがって，ＬＥＤ点灯装置は，ＬＥＤ電流を略一定に制御することによって，ＬＥＤの光出力を略一定に制御する機能を備えることが望ましい。

そのような機能を備えるＬＥＤ点灯装置として，例えば特許文献１に記載の装置がある。同装置は，直流電源から降圧チョッパを介してＬＥＤに給電する構成であり，降圧チョッパのスイッチング素子に流れる電流のピーク値が一定になるように，かつ，降圧チョッパが電流臨界モードで動作するようにスイッチング素子をオン・オフさせる自励式駆動回路を備える。これによって，ＬＥＤ電流は一定に制御され，さらに，スイッチング素子のターンオン損失がほとんど発生しないため，電力変換に際して高い効率を実現できる。

商用電源などの交流電源を利用するＬＥＤ点灯装置では，多くの場合，交流電圧から直流電圧を生成するための整流回路を備える。また，整流回路の直流出力側にコンデンサを接続して，直流電圧を平滑するものも多い。以下では，このような用途としてのコンデンサを，入力平滑コンデンサと記す。また，整流回路の直流出力側に発生する直流電圧を，整流電圧と記す。入力平滑コンデンサには，体積あたりの静電容量（以下，容量と記す）が大きいという利点から，電解型のコンデンサ（以下，電解コンデンサと記す）を用いることが一般的である。例えば，アルミ電解コンデンサやタンタル電解コンデンサがこれにあたる。ただし、電解コンデンサには，高温での寿命が短いという欠点がある。ＬＥＤは，発光に際して発熱を伴う。また，多くの場合，ＬＥＤ点灯装置は，ＬＥＤの近くで，かつ，筺体内部などの密閉された空間に配置されるため，その周囲が高温になる。特に小型・大電力のＬＥＤ点灯装置では，温度上昇が深刻になるため，入力平滑コンデンサとして電解コンデンサを用いず，非電解型のコンデンサ（以下，非電解コンデンサと記す）に置き換えることが望ましい。例えば，セラミックコンデンサやフィルムコンデンサがこれにあたる。

特開２００５−２９４０６３号公報

しかし，非電解コンデンサは，電解コンデンサに比べて体積あたりの容量が小さい。したがって，装置の大きさに制約がある場合，同等の容量を確保することが難しい。その結果，整流電圧を十分に平滑することができず，整流電圧の脈動振幅が大きくなる恐れがある。言い換えれば，整流電圧の最低値が小さくなる恐れがある。

特許文献１に記載の装置では，整流電圧がＬＥＤ負荷の電圧（以下，ＬＥＤ電圧と記す）より低くなると，降圧チョッパが動作不能となり，ＬＥＤ電流が急激に減少する。交流電源の半周期毎にこの現象が起こるため，交流電源の周波数をｆａｃとすると，ＬＥＤ電流は（２ｆａｃ）の周波数で脈動する恐れがある。この脈動は，フリッカ，すなわち，ちらつきの原因となる恐れがある。この問題の対策として，降圧チョッパではなく昇降圧チョッパやフライバックコンバータのような昇降圧回路を用いることが考えられる。昇降圧回路であれば，整流電圧がＬＥＤ電圧より低い状況においてもＬＥＤに安定して給電できる。

しかし，スイッチング素子に流れる電流のピーク値を一定として，かつ，電流臨界モードで動作させる制御を昇降圧回路に適用すると，整流電圧の脈動に応じてＬＥＤ電流が脈動することになる。入力平滑コンデンサとして非電解コンデンサとする場合，整流電圧の脈動が大きいためＬＥＤ電流の脈動も大きくなり，やはりフリッカ、すなわち、ちらつきの原因となる恐れがある。

上記課題の解決にあたっては，交流電源電圧をＡＣ−ＤＣ変換して直流電圧（以下，整流電圧と記す）を生成する整流回路と，該整流回路の直流出力側に接続されるコンデンサと，前記整流電圧をＤＣ−ＤＣ変換して発光ダイオード（以下，ＬＥＤと記す）負荷に給電する昇降圧回路と，該昇降圧回路が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路とを備えたＬＥＤ点灯装置であって，前記コンデンサは，非電解型のコンデンサ（以下，非電解コンデンサと記す）であって，前記制御回路は，前記昇降圧回路が電流断続モードで動作するように，かつ，前記スイッチング素子のスイッチング周波数と前記昇降圧回路の電流設定値との積が略一定となるように，前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするＬＥＤ点灯装置によって解決できる。

本発明のＬＥＤ点灯装置によれば，非電解コンデンサの使用によって高温耐性を強化する場合であっても，ＬＥＤ電流の脈動を低減してフリッカレスを実現できる。

本発明におけるＬＥＤ点灯装置のブロック図である。 本発明の第１及び第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の構成である。 本発明の第１実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。 本発明の第１及び第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の構成である。 本発明の第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。 本発明の第３及び第４実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の構成である。 本発明の第３実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。 本発明の第３実施形態における設定信号生成回路の構成例である。 本発明の第３実施形態における設定信号生成回路の構成例である。 本発明の第４実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。 本発明の第５実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。 本発明の第５実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の構成である。 本発明の第１及び第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の別構成である。

本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は，本発明におけるＬＥＤ点灯装置のブロック図である。ＬＥＤ点灯装置は，交流電源１００の交流電圧から直流の整流電圧を得るための整流回路１０１と，整流回路１０１の直流出力側に接続され，整流電圧を平滑する非電解コンデンサ１０２と，整流電圧をＤＣ−ＤＣ変換してＬＥＤ負荷１０４に給電する昇降圧回路１０３と，昇降圧回路１０３が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路１０５から構成される。ＬＥＤ負荷１０４について，ＬＥＤの個数や接続形態は問わず，また，保護用素子などを内蔵したＬＥＤモジュールを含んでもよい。

制御回路１０５において，周波数可変回路１０７は，設定信号生成回路１０９が出力する周波数設定信号に基づいて，昇降圧回路１０３におけるスイッチング素子のスイッチング周波数（ｆｓ）を可変するように，駆動回路１０６にターンオン信号を出力する。ここで，必ずしも周波数設定信号の大きさがスイッチング周波数を決めるとは限らない。例えば，周波数設定信号が周期的な信号であって，その周期がスイッチング周期，ひいてはスイッチング周波数に相当する場合も考えてよい。周波数可変回路１０７は，結果としてスイッチング素子のオフ時間を可変することにもなるため，オフ時間可変回路と言うこともできる。ただし，これは表現上の問題であり，得られるＬＥＤ点灯装置の動作は同じであるため，以下の説明では周波数可変回路として統一する。

オン時間可変回路１０８は，検出した昇降圧回路１０３の電流と，設定信号生成回路１０９が出力する電流設定信号に基づいて，スイッチング素子のオン時間を可変するように駆動回路１０６にターンオフ信号を出力する。具体的には，検出した昇降圧回路１０３の電流が，電流設定信号によって決まる値（以下では，この値を電流設定値Ｉｐと記す）に達した時点で駆動回路１０６にターンオフ信号を出力する。ここで，必ずしも電流設定信号の大きさが電流設定値を決めるとは限らない。例えば，周波数設定信号が振幅一定のパルス信号であって，そのパルス密度が電流設定値に相当する場合も考えてよい。

駆動回路１０６は，周波数可変回路１０７が出力するターンオン信号と，オン時間可変回路１０８が出力するターンオフ信号に従って，昇降圧回路１０３のスイッチング素子をターンオンまたはターンオフさせるように駆動信号を出力する。

設定信号生成回路１０９は，周波数設定信号と電流設定信号を，（Ｉｐ×ｆｓ）が略一定となるように決定する。ここで，略一定と記した理由は，部品のばらつきや制御の遅れ時間などを考慮すると，（Ｉｐ×ｆｓ）を完全に一定値とすることは困難であり，若干の変動が見込まれるためである。実際には，（Ｉｐ×ｆｓ）が±１０％の範囲であれば変動することが考えられ，本発明では，この程度の変動は許容するものと考える。一部の実施形態では，図１のように整流電圧の検出値を設定信号生成回路１０９にフィードバックして，これに基づいて周波数設定信号と電流設定信号を決定する。

＜第１実施形態＞
図２は，本発明の第１実施形態におけるＬＥＤ点灯装置である。図２において，ダイオードブリッジ１１０による全波整流回路が，図１の整流回路１０１に相当する。また，チョークコイル１１２，スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ１１３，ダイオード１１４，コンデンサ１１５，電流検出手段１１６によって構成される昇降圧チョッパが，図１の昇降圧回路１０３に相当する。

図２において，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３の代わりに，バイポーラトランジスタやＩＧＢＴといった他種のスイッチング素子を用いてもよい。スイッチング素子は，ＩＣに内蔵されていてもよい。全波整流回路の代わりに，倍電圧整流回路など，他方式の整流回路を用いてもよい。昇降圧チョッパの代わりに，フライバックコンバータのような他種の昇降圧回路を用いてもよい。ヒューズなどの回路保護部品，ノイズ対策部品としてのコンデンサやチョークコイルを追加してもよい。なお，これらの代案及び追加項目は，本発明の全ての実施形態に対して適用可能である。

図３は，本発明の第１実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。図３の上側に，交流電源１０１の１周期（Ｔａｃ）における整流電圧（Ｖｄｃ）を実線で示す。なお，参考として，Ｖｄｃを全く平滑しなかった場合の全波整流波形を点線で示す。入力平滑コンデンサとして非電解コンデンサを用いる場合，平滑に十分な容量を確保することが困難である。その結果，Ｖｄｃは図３の上側に示したように，周期（Ｔａｃ／２），すなわち，交流電源の２倍の周波数で脈動する。容量が小さいほど，または，ＬＥＤ負荷の電力が大きいほど，Ｖｄｃの脈動の振幅は大きくなり，点線の全波整流波形に近づく。言い換えれば，Ｖｄｃの最低値が小さくなる。

図３の下側に，（ａ）Ｖｄｃが高い場合と，（ｂ）Ｖｄｃが最も低い場合について，時間軸レンジを拡大した波形を示す。この下側の図には，Ｖｄｃの他に，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のオン・オフ状態（ＳＷ），パワーＭＯＳＦＥＴ１１３電流（ＩＱ），チョークコイル１１２電流（ＩＬ），ダイオード１１４電流（ＩＤ），ＬＥＤ電流（ＩＬＥＤ）の波形も合わせて示した。これらの電圧及び電流の極性については，図２に示した矢印の方向を正とする。なお，コンデンサ１１５は，スイッチング周波数の脈動を除去するものであり，非電解コンデンサを利用しても十分な容量を確保できると考えられる。そのため，ＩＬＥＤは完全に平滑され，ＩＤの直流成分，すなわち平均値になると仮定した。

図３を利用して，昇降圧チョッパと制御回路１０５の動作を説明する。まず，昇降圧チョッパの動作について説明する。パワーＭＯＳＦＥＴ１１３がオンのとき，昇降圧チョッパには，非電解コンデンサ１０２の整流電圧を電圧源として，チョークコイル１１２，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３，電流検出手段１１６の経路で電流が流れる。このとき，チョークコイル１１２には，Ｖｄｃとほぼ同じ電圧が印加される。また，図３の下側に示したように，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のスイッチング周期においてＶｄｃはほとんど変化しない。したがって，図３のＩＱ及びＩＬ波形のように，この電流は時間と共に直線的に増大する。オン時間可変回路１０８は，この電流が電流設定値（Ｉｐ）に達した時点でパワーＭＯＳＦＥＴ１１３をターンオフさせる。言い換えれば，スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ１１３に流れる電流のピーク値をＩｐと一致させるように，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のオン時間を可変する。パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のオン時間をＴｏｎと定義すると，Ｔｏｎは（式１）のように書ける。

Ｔｏｎ＝（Ｌ×Ｉｐ）／Ｖｄｃ …（式１）
（式１）において，Ｌはチョークコイル１１２の自己インダクタンスである。（式１）及び図３から，ＴｏｎはＶｄｃに依存し，Ｖｄｃが高いほどＴｏｎは短くなる。パワーＭＯＳＦＥＴ１１３がオフになると，昇降圧チョッパは電圧源から切り離された状態となるが，チョークコイル１１２に蓄えられたエネルギーによって，チョークコイル１１２，ダイオード１１４，ＬＥＤ負荷１０４とコンデンサ１１５の並列体の経路に環流電流が流れる。このとき，チョークコイル１１２には，ＬＥＤ電圧（ＶＬＥＤ）とほぼ同じ電圧が，オン期間とは逆方向に印加される。したがって，図３のＩＬ及びＩＤ波形のように，環流電流は時間と共に直線的に減少する。周波数可変回路１０７は上記のように，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のスイッチング周波数（ｆｓ）が周波数設定信号に従った値となるように，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３をターンオンさせる。すなわち，前にパワーＭＯＳＦＥＴ１１３がターンオンしてから，ｆｓの逆数として決まるスイッチング周期（Ｔｓ＝１／ｆｓ）が経過した時点で，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３を再びターンオンさせる。ここで，第１実施形態では，図３に示したように，Ｖｄｃに依らず昇降圧チョッパを電流断続モードで動作させる。すなわち，環流電流がゼロまで減少してから，さらに時間が経過した時点でパワーＭＯＳＦＥＴ１１３をターンオンさせる。ここで，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のオフ時間をＴｏｆｆと定義し，このＴｏｆｆのうち環流電流がゼロになるまでの時間を環流時間（Ｔｏｆｆ１），残りの時間を断続時間（Ｔｏｆｆ２）とそれぞれ定義する。Ｔｏｆｆ１とＴｏｆｆ２は，それぞれ（式２）と（式３）のように書ける。

Ｔｏｆｆ１＝（Ｌ×Ｉｐ）／ＶＬＥＤ …（式２）
Ｔｏｆｆ２＝Ｔｓ−（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ１） …（式３）
Ｔｏｆｆ１は，Ｖｄｃに依存しない。また，ＶＬＥＤはＬＥＤ負荷におけるＬＥＤの直列接続数で決まる定数であり，Ｔｏｆｆ１も定数として扱ってよい。なお，Ｔｏｆｆ２が略ゼロになるモード，すなわち，環流電流が略ゼロまで減少した時点でパワーＭＯＳＦＥＴ１１３をターンオンさせるモードは，電流臨界モードと呼ばれる。本発明では，電流臨界モードは電流断続モードに含まれると考える。ただし，意図して電流臨界モードを利用する場合に限り，電流臨界モードと記すことにする。

次に，昇降圧チョッパにおけるＩＬＥＤを決定付ける式と，第１実施形態における制御回路１０５の動作について説明する。既に説明したように，ＩＬＥＤはＩＤの直流成分（平均値）であるため，Ｉｐを用いて（式４）のように書ける。

ＩＬＥＤ＝（Ｉｐ／２）×（Ｔｏｆｆ１／Ｔｓ）
＝（Ｉｐ×ｆｓ×Ｔｏｆｆ１）／２ …（式４）
（式４）から，昇降圧チョッパにおいて，ＩＬＥＤは（Ｉｐ×ｆｓ）に比例することが分かる。本発明では，Ｖｄｃに依らず（Ｉｐ×ｆｓ）が略一定となるように制御するため，ＩＬＥＤもまたＶｄｃに依らず略一定に制御することができ，フリッカレスを実現できる。特に第１実施形態では，その中でも最も簡単な方法として，ｆｓとＩｐをそれぞれＶｄｃに依らず略一定とする。この方法では，Ｖｄｃを検出する必要はなく，装置の構成が簡単であるという利点もある。具体的には，Ｉｐとｆｓを設定できるようなＬＥＤ向けのＩＣ（以下，単にＩＣと記す）が市販されており，ＩＣとその周辺回路によって制御回路１０５の各要素を構成できる。このような機能を持つＩＣとして，例えばSuperTex社のＨＶ９９１０Ｂがある。

図４は，図２のＬＥＤ点灯装置における制御回路１０５をより具体的に示したものであり，ＩＣとしてSuperTex社のＨＶ９９１０Ｂを利用している。図４にブロックとして示したＩＣ１１７が，ＨＶ９９１０Ｂである。図４において，抵抗１１８と１１９による抵抗分圧回路が生成し，ＩＣ１１７のＬＤピンに入力する電圧が電流設定値に相当する。ＶＤＤピンは定電圧源であるため，Ｉｐは分圧比によって決まる略一定の値となる。なお，ＬＤピンに入力する電圧が高いほど，Ｉｐが大きくなる。ＩＣ１１７のＲＴピンに接続される抵抗１２０の値によって，スイッチング周波数が決まる。よって，抵抗１２０が略一定のｆｓを得るための周波数設定信号を生成すると言ってもよい。なお，抵抗１２０の値が大きいほど，ｆｓは小さくなる（Ｔｓは大きくなる）。

制御回路１０５の構成として，必ずしもＩＣを利用する必要はない。例えば，オン時間可変回路１０８は，コンパレータを用いることで構成可能である。ＩＣの代わりにマイクロコンピュータやデジタル・シグナル・プロセッサを利用して，制御回路１０５が備える機能の全てまたは一部をソフトウェアで実現することも考えられる。以上のように，制御回路１０５の具体的な実現方法については問わない。

昇降圧チョッパをＶｄｃに依らず電流断続モードで動作させるための条件を説明する。
図３に示したように，Ｔｏｎが最も長くなるのは，Ｖｄｃが最も低下したときである。Ｖｄｃの最低値をＶｄｃ（ｍｉｎ）と定義し，Ｖｄｃ（ｍｉｎ）におけるＴｏｎをＴｏｎ（ｍａｘ）と定義する。Ｔｏｎ（ｍａｘ）は（式５）のように書ける。

Ｔｏｎ（ｍａｘ）＝（Ｌ×Ｉｐ）／Ｖｄｃ（ｍｉｎ） …（式５）
Ｔｓ＝（１／ｆｓ）が，このＴｏｎ（ｍａｘ）とＴｏｆｆ１の和よりも大きくなるように，Ｉｐとｆｓ，及びその他の定数を決めればよい。したがって，Ｖｄｃに依らず電流断続モードで動作させるための条件式は（式６）となる。

Ｔｓ＝（１／ｆｓ）＞Ｔｏｎ（ｍａｘ）＋Ｔｏｆｆ１
＝（Ｌ×Ｉｐ）｛１／Ｖｄｃ（ｍｉｎ）＋１／ＶＬＥＤ｝ …（式６）
（式６）によって定数を設定するためには，Ｖｄｃ（ｍｉｎ）を予め把握しておく必要がある。Ｖｄｃ（ｍｉｎ）は，ＬＥＤ負荷１０４に供給する電力や非電解コンデンサ１０２の静電容量によって異なるが，回路シミュレーションや実機実験を行うことで測定可能である。

以上によって，非電解コンデンサの使用によって高温耐性を強化した上で，ＬＥＤ電流の脈動を低減してフリッカレスを実現できる。

＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態では，点灯装置の構成については第１実施形態と同様であるが，制御回路１０５におけるＩｐやｆｓの設定法が第１実施形態とは異なる。図５は，本発明の第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。図５のように，第２実施形態では，Ｖｄｃが最も低いときに電流臨界モードで動作するように，Ｉｐとｆｓを決める。
その他の点は，第１実施形態と同様である。既に説明したように，電流臨界モードでは，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３のターンオフ後にＩＬやＩＱが略ゼロまで減少した時点で，パワーＭＯＳＦＥＴ１１３をターンオンさせる。図５のように，Ｖｄｃが最も低い場合にＴｏｆｆ２を略ゼロとすればよいため，Ｉｐやｆｓなどを設定する上での条件式は（式７）となる。

（１／ｆｓ）＝Ｔｏｎ(ｍａｘ)＋Ｔｏｆｆ１
＝（Ｌ×Ｉｐ）｛１／Ｖｄｃ(ｍｉｎ)＋１／ＶＬＥＤ｝ …（式７） ここで，（式７）に基づく設定において，±１０％程度の誤差が生じることを許容する。これは，設定ではＬやＶＬＥＤなどの定数についてノミナル値を利用するが，実際のＬやＶＬＥＤがノミナル値と完全に一致することは無いためである。ＬやＶＬＥＤにばらつきがあることを考えると，±１０％の誤差を許容することは妥当であると考えられる。

Ｔｏｆｆ２が略ゼロであることは，スイッチング周期（Ｔｓ）に対する環流期間（Ｔｏｆｆ１）の割合が最大になることを意味する。したがって，（式４）から，同じＩＬＥＤを供給するためのＩｐを最小にすることができる。これによって，昇降圧チョッパに流れる電流のピーク値が減少し，点灯装置を小型・高効率化することができる。

＜第３実施形態＞
図６は，本発明の第３実施形態におけるＬＥＤ点灯装置である。第１実施形態に関する図２とほとんど同様であるが，Ｖｄｃを検出して制御回路１０５の設定信号生成回路１０９にフィードバックする点でのみ異なる。すなわち，第３実施形態では，（Ｉｐ×ｆｓ）が略一定となる範囲において，Ｖｄｃに応じてＩｐとｆｓを変化させる。図７は，本発明の第３実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。図７のように，第３実施形態では，Ｖｄｃが高いほどＩｐとＴｓを減少させる。Ｔｓの逆数であるｆｓは，Ｖｄｃが高いほど増大する。

図８は，第３実施形態における設定信号生成回路１０９の構成例である。図８では，ゲイン回路１２５や加算回路１２６によってＶｄｃに前処理を加える。この前処理によって，Ｖｄｃの変化に対するＩｐ及びｆｓの変化量を調節できる。ただし，この前処理の有無については任意であり，省略してもよい。また，加算回路１２６の後段にもう一段のゲイン回路を設けたり，途中にバッファ回路を設けたりするなど，前処理部分の詳細な構成については問わない。図８のように，前処理されたＶｄｃをＶｄｃ′と定義する。Ｖｄｃ′に対して，比例回路１２３でｆｓを，反比例回路１２４でＩｐをそれぞれ生成する。これによって，（Ｉｐ×ｆｓ）を略一定にしつつ，Ｖｄｃが高いほどＩｐを減少させ，ｆｓを増大させることができる。なお，比例回路１２３，反比例回路１２４，ゲイン回路１２５，加算回路１２６は，全てオペアンプなどを用いたアナログ電子回路によって実現できるが，その具体的な実現方法については問わない。また，これらのアナログ回路を内蔵したＩＣを用いてもよい。ＩＣの代わりにマイクロコンピュータやデジタル・シグナル・プロセッサを利用して，設定信号生成回路１０９の機能をソフトウェア化することも考えられる。

ここで，（Ｉｐ×ｆｓ）を略一定にするという程度であれば，より簡単な構成のアナログ電子回路によって設定信号生成回路１０９を実現できる。すなわち，反比例回路１２４の代わりに，Ｖｄｃ′とＩｐが単調減少の関係となるようにＩｐを生成する回路を設ける。図９は，図４でも利用したSuperTex社のＨＶ９９１０Ｂを用いることを想定した場合の，設定信号生成回路１０９の構成例である。ｆｓを決めるＲＴピンの周辺回路と，Ｉｐを決めるＬＤピンの周辺回路に，それぞれトランジスタ１２７と１２８を挿入し，これらを可変抵抗として利用することで，Ｖｄｃが高いほどＩｐを減少させ，ｆｓを増大させる制御を実現できる。なお，トランジスタの代わりに，ＭＯＳＦＥＴなど他の半導体素子を用いてもよい。

昇降圧チョッパをＶｄｃに依らず電流断続モードで動作させるための条件は，第１実施形態と同様であり，Ｖｄｃ（ｍｉｎ）におけるＩｐ，ｆｓ及びその他の定数を（式６）に従って決めればよい。

第３実施形態では，第２実施形態と比べて，Ｖｄｃが高いときの電流ピーク値をさらに低減できるため，点灯装置を小型・高効率化することができる。

＜第４実施形態＞
図１０は，本発明の第４実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。第４実施形態では，第３実施形態を基本として，Ｖｄｃが最も低いときに電流臨界モードで動作するようにＩｐやｆｓなどを決める。その他の点は，第３実施形態と同様である。昇降圧チョッパをＶｄｃに依らず電流断続モードで動作させ，かつ，Ｖｄｃ（ｍｉｎ）においてのみ電流臨界モードとするための条件は，第２実施形態と同様に（式７）となる。ここで，第２実施形態と同様に，（式７）に基づくＩｐ とｆｓ の設定において±１０％程度の誤差が生じることを許容する。理由については，第２実施形態の説明にて記載の通りであるため，省略する。

第４実施形態では，第３実施形態と比べて，電流ピーク値をさらに低減できるため，点灯装置を小型・高効率化することができる。

＜第５実施形態＞
図１１は，本発明の第５実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。図１１のように，第５実施形態では，Ｖｄｃに依らず常に電流臨界モードで動作させ，かつ，Ｖｄｃが高いほどＩｐを減少させる。仮に，Ｉｐを一定とする条件において，Ｖｄｃに依らず常に電流臨界モードで動作させると，Ｖｄｃが高いほどＴｓが小さくなる。一方で，Ｔｏｆｆ１はＶｄｃに依らない。したがって，（式４）からＶｄｃが高いほどＩＬＥＤが増大することになり，フリッカレスを実現できない。その対策として，Ｖｄｃが高いほどＩｐを減少させる。なお，Ｖｄｃが高いほどｆｓは自動的に増大するため，（Ｉｐ×ｆｓ）は略一定となる。

第５実施形態における制御回路として，電流臨界モードで動作させるための専用の構成を応用することが望ましい。そのような構成の一例として，チョークコイルに補助巻線を設けるものがある。図１２は，第５実施形態における点灯装置の例であり，チョークコイル１１２に設けられたチョークコイルの補助巻線１３１を利用して電流臨界モードを実現するものである。設定信号生成回路１０９は，Ｖｄｃに従ってＩｐを出力し，Ｖｄｃが高いほどＩｐを減少させるように，電流設定信号をオン時間可変回路１０８に出力する。また，チョークコイルの補助巻線１３１に発生する電圧をもとに，環流期間（Ｔｏｆｆ１）の終端時点を検出し，これをもとに周波数設定信号を周波数可変回路１０７に出力する。
具体的には，Ｔｏｆｆ１の終端時点において，チョークコイルの補助巻線１３１に発生する電圧の極性が反転することを利用する。これによって，Ｖｄｃが変化し，これによってＩｐが変化したとしても，常に電流臨界モードの動作を維持するように，スイッチング周波数を自動的に変化させることができる。なお，Ｔｏｆｆ１の終点を検出する方式には他にもあり，例えば，スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ１１３のドレイン電圧を検出し，Ｔｏｆｆ１の終端時点ではこの電圧がある値より低下することを利用した検出方式を用いてもよい。

第５実施形態では，第４実施形態と比べて，電流ピーク値をさらに低減できるため，点灯装置を小型・高効率化することができる。

本発明の全ての実施形態に共通した別構成として，昇降圧チョッパをフライバックコンバータに置き換えることについて説明する。例えば，図２に示したＬＥＤ点灯装置について，チョークコイル１１２をトランスに変更することで，昇降圧チョッパをフライバックコンバータに置き換えると図１３となる。フライバックコンバータは，ＬＥＤ負荷１０４と交流電源１００との間を絶縁する用途において有効である。また，トランスの変圧比を利用すれば，幅広いＬＥＤ電圧のＬＥＤ負荷に対応することができる。なお，フライバックコンバータを用いる場合の詳細な動作説明については，昇降圧チョッパと同様である点が多いため省略する。

１００ 交流電源
１０１ 整流回路
１０２ 非電解型コンデンサ
１０３ 昇降圧回路
１０４ ＬＥＤ負荷
１０５ 制御回路
１０６ 駆動回路
１０７ 周波数可変回路
１０８ オン時間可変回路
１０９ 設定信号生成回路
１１０ ダイオードブリッジ
１１２ チョークコイル
１１３ パワーＭＯＳＦＥＴ
１１４ ダイオード
１１５ コンデンサ
１１６ 電流検出手段
１１７ ＩＣ（SuperTex社・ＨＶ９９１０Ｂ）
１１８ 抵抗（１１９，１２０，１２１，１２２，１２９，１３０も同様）
１２３ 比例回路
１２４ 反比例回路
１２５ ゲイン回路
１２６ 加算回路
１３１ チョークコイルの補助巻線
１３５ トランスの１次巻線
１３６ トランスの２次巻線

Claims (5)

1. 交流電源電圧をＡＣ−ＤＣ変換して整流電圧を生成する整流回路と，該整流回路の直流出力側に接続されるコンデンサと，前記整流電圧をＤＣ−ＤＣ変換してＬＥＤ負荷に給電する昇降圧回路と，該昇降圧回路が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路とを備えたＬＥＤ点灯装置であって，
   前記コンデンサは，非電解型のコンデンサであって，前記制御回路は，前記昇降圧回路が電流断続モードで動作するように，かつ，前記スイッチング素子のスイッチング周波数と前記昇降圧回路の電流設定値との積が略一定となるように，前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，周波数設定信号と電流設定信号を生成する設定信号生成回路と，前記周波数設定信号にしたがって前記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変する周波数可変回路と，前記スイッチング素子に流れる電流を検出して，該電流が前記電流設定信号によって決まる電流設定値に達した時点で前記スイッチング素子をターンオフさせるオン時間可変回路とを備え，前記設定信号生成回路は，前記スイッチング周波数と電流設定値との積が略一定となるように，前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
3. 請求項１から２に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，前記整流電圧が最も低くなったときに前記昇降圧回路を電流臨界モードで動作させることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
4. 請求項１から３に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，前記スイッチング周波数と前記電流設定値をそれぞれ略一定とすることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
5. 請求項１から３に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，前記整流電圧を検出して前記整流電圧が高いほど前記電流設定値を減少させることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。