JP2013027193A - Gate driving circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体スイッチング素子のゲート駆動技術に関し、特にターンオン動作及びターンオフ動作を高速化する駆動技術に関する。 The present invention relates to a gate driving technique for a semiconductor switching element, and more particularly to a driving technique for speeding up a turn-on operation and a turn-off operation.
図７に、特許文献１に示された第１の従来技術に基づく回路例を、図８にその動作波形例を示す。直流電源32と制御用スイッチ25でＡ点に直流電源32の電圧を供給してスイッチング素子21をオンさせ、制御用スイッチ26でＡ点の電圧を零にしてオフさせる構成である。23はゲート駆動回路22内の内部抵抗である。スイッチング素子21をオンさせる場合、図８(a)に示すようにゲート駆動回路22内の制御用スイッチ25をオフ状態からオン状態に、同時に制御用スイッチ26をオン状態からオフ状態に変化させる。これにより、A点の電圧は零から直流電源32の電圧であるVGMに変化する。 FIG. 7 shows a circuit example based on the first prior art disclosed in Patent Document 1, and FIG. The DC power supply 32 and the control switch 25 supply the voltage of the DC power supply 32 to the point A to turn on the switching element 21, and the control switch 26 sets the voltage at the point A to zero and turns it off. Reference numeral 23 denotes an internal resistance in the gate drive circuit 22. When the switching element 21 is turned on, as shown in FIG. 8A, the control switch 25 in the gate drive circuit 22 is changed from the off state to the on state, and at the same time, the control switch 26 is changed from the on state to the off state. As a result, the voltage at point A changes from zero to V GM , which is the voltage of the DC power supply 32.
スイッチング素子21をオフする場合は、逆に図８(b)に示すように制御用スイッチ25をオン状態からオフ状態に、同時に制御用スイッチ26をオフ状態からオン状態に変化させる。これにより、A点の電圧は直流電源32の電圧であるVGMから零に変化する。 When the switching element 21 is turned off, the control switch 25 is changed from the on state to the off state, and at the same time, the control switch 26 is changed from the off state to the on state, as shown in FIG. 8B. Thus, the voltage at point A is changed to zero from V GM is the voltage of the DC power supply 32.
図９に、特許文献１に示された第２の従来技術に基づく回路例を、図１０にそのターンオン時の動作波形例を、図１１にそのターンオフ時の動作波形例を、各々示す。スイッチング素子をオンさせる場合は直流電源31、32を用いて、オフさせる場合は直流電源33、34を用いて、オーバードライブにより、ターンオン動作とターンオフ動作を高速化させるための構成である。 FIG. 9 shows an example of a circuit based on the second prior art disclosed in Patent Document 1, FIG. 10 shows an example of an operation waveform at the time of turn-on, and FIG. 11 shows an example of an operation waveform at the time of turn-off. When the switching element is turned on, the DC power sources 31 and 32 are used, and when the switching element is turned off, the DC power sources 33 and 34 are used to speed up the turn-on operation and the turn-off operation by overdrive.
スイッチング素子21をオンさせる場合には、まずゲート駆動回路22a内の制御用スイッチ26をオンの状態からオフ状態に変化させる。同時に、制御用スイッチ24はオフ状態からオン状態に変化させる。ここで、制御用スイッチ24→A点→ゲート駆動回路22aの内部抵抗23→スイッチング素子21のゲート・ソース間→直流電源32→直流電源31→制御用スイッチ24の経路で電流が流れ、A点の電圧は直流電源31と32の電圧の和の電圧VG_ONとなる。VG_ONのような高い電圧を用いて、内部抵抗23を介してスイッチング素子21の入力容量を充電するので、スイッチング素子21のゲート・ソース間は急速に充電され、電圧が上昇する。次に、スイッチング素子21がオンするために十分な電圧に上昇すると、制御用スイッチ24をオフ、制御用スイッチ25をオンさせる。ここで、直流電源32→制御用スイッチ25→A点→内部抵抗23→スイッチング素子21の入力容量→直流電源32の経路で電流が流れ、A点の電圧は直流電源32の電圧であるVGM1となる。従って、スイッチング素子21のゲート電圧を大幅に上昇させることなく、スイッチング素子21のゲート電圧を一定にし、オン状態を維持する。この様に、ターンオン時の入力容量をVG_ONのような高い電圧で急速に充電させることで、スイッチングスピードを増加させ、スイッチング損失を低減している。さらに、入力容量の電圧はVGM1を超えるような高い電圧まで上昇しないうちにVGM1の電圧でクランプされるため、スイッチング素子を駆動するために必要なエネルギーは増加しない。 When turning on the switching element 21, first, the control switch 26 in the gate drive circuit 22a is changed from the on state to the off state. At the same time, the control switch 24 is changed from the off state to the on state. Here, the current flows through the path of the control switch 24 → A point → the internal resistance 23 of the gate drive circuit 22a → the gate-source of the switching element 21 → DC power supply 32 → DC power supply 31 → control switch 24, point A Is a voltage V G_ON which is the sum of the voltages of the DC power supplies 31 and 32. Since a high voltage such as V G_ON is used to charge the input capacitance of the switching element 21 via the internal resistor 23, the gate and the source of the switching element 21 are rapidly charged and the voltage rises. Next, when the voltage rises sufficiently to turn on the switching element 21, the control switch 24 is turned off and the control switch 25 is turned on. Here, a current flows in the path of DC power source 32 → control switch 25 → point A → internal resistance 23 → input capacity of switching element 21 → DC power source 32, and the voltage at point A is the voltage of DC power source 32 V GM1 It becomes. Therefore, the gate voltage of the switching element 21 is kept constant and the on state is maintained without significantly increasing the gate voltage of the switching element 21. In this way, by rapidly charging the input capacitance at turn-on with a high voltage such as V G — ON, the switching speed is increased and the switching loss is reduced. Further, since the voltage of the input capacitance does not rise to a high voltage exceeding V GM1 and is clamped by the voltage of V GM1 , the energy required for driving the switching element does not increase.
スイッチング素子21をオフさせる場合には、まずゲート駆動回路22a内の制御用スイッチ25がオンの状態からオフ状態に変化する。同時に、制御用スイッチ28はオフ状態からオン状態に変化する。ここで、制御用スイッチ28→A点→ゲート駆動回路22aの内部抵抗23→スイッチング素子21のゲート・ソース間→直流電源33→直流電源34→制御用スイッチ28の経路で電流が流れ、A点の電圧は直流電源33と34の電圧の和の電圧VG_OFFとなる。スイッチング素子21のゲートは負電圧に急速に充電され、下降する。次に、スイッチング素子21がオフするために十分な電圧に下降すると、制御用スイッチ28をオフ、制御用スイッチ27をオンさせる。ここで、直流電源33→制御用スイッチ27→A点→内部抵抗23→21の入力容量→33の経路で、A点の電圧は33の電圧であるVGM2となる。従って、スイッチング素子21のゲート電圧を大幅に下降させることなく、スイッチング素子21のゲート電圧を一定にし、オフ状態を維持する。この様に、ターンオフ時の入力容量をVGM_OFFのような低い電圧を用いて急速に放電させることで、スイッチングスピードを増加させ、スイッチング損失を低減している。さらに、入力容量の電圧はVGM2未満に低下しないため、スイッチング素子をオフさせるために必要なエネルギーは増加しない。 When the switching element 21 is turned off, the control switch 25 in the gate drive circuit 22a first changes from the on state to the off state. At the same time, the control switch 28 changes from the off state to the on state. Here, the current flows through the path of the control switch 28 → A point → the internal resistance 23 of the gate drive circuit 22a → the gate-source of the switching element 21 → DC power supply 33 → DC power supply 34 → control switch 28, point A Is a voltage V G_OFF which is the sum of the voltages of the DC power supplies 33 and 34. The gate of the switching element 21 is rapidly charged to a negative voltage and descends. Next, when the voltage drops to a voltage sufficient to turn off the switching element 21, the control switch 28 is turned off and the control switch 27 is turned on. Here, the voltage at point A becomes V GM2 , which is the voltage of 33, in the path of DC power source 33 → control switch 27 → point A → internal resistance 23 → input capacity of 21 → 33. Therefore, the gate voltage of the switching element 21 is kept constant and the OFF state is maintained without significantly decreasing the gate voltage of the switching element 21. In this manner, the input capacitance at the time of turn-off is rapidly discharged using a low voltage such as VGM_OFF , thereby increasing the switching speed and reducing the switching loss. Furthermore, since the voltage of the input capacitance does not drop below VGM2 , the energy required to turn off the switching element does not increase.
図７の、第１の従来技術に基づく回路では、ゲート駆動回路22からスイッチング素子21の間にゲート抵抗を使わない場合でもゲート駆動回路22の内部抵抗23が存在し、スイッチング素子21のゲート電圧は入力容量と内部抵抗23の抵抗値によって決定される時定数に依存して変化する。従って、ゲート駆動回路22とスイッチング素子21間にゲート抵抗を用いない場合でも、高速に入力容量を充放電させて、スイッチング素子21のスイッチングスピードを増加させたり、スイッチング損失を低減させたりすることが困難である。 In the circuit based on the first prior art in FIG. 7, even when no gate resistance is used between the gate drive circuit 22 and the switching element 21, the internal resistance 23 of the gate drive circuit 22 exists, and the gate voltage of the switching element 21 Changes depending on the time constant determined by the input capacitance and the resistance value of the internal resistor 23. Therefore, even when a gate resistor is not used between the gate drive circuit 22 and the switching element 21, it is possible to charge and discharge the input capacitance at a high speed, thereby increasing the switching speed of the switching element 21 and reducing the switching loss. Have difficulty.
図９の、第２の従来技術に基づく回路においては、使用する制御用スイッチの数、および直流電源の数が増加する。さらに、ゲート駆動回路の制御用スイッチとしては双方向スイッチが必要であり、図１２に示すように二つのスイッチング素子を逆直列接続するなどして構成しなければならない。従って、実際の制御スイッチ数は図９の2倍となる。従って、第２の従来技術では、ゲート駆動回路の部品点数が多くなり、体積とコストが増加する。また、これらの制御用スイッチのソース端子は複数の異なる電圧に接続されるため、これらの制御用スイッチを制御するための信号もそれぞれの電圧を基準に生成されなければならない。さらに、これらの多数の制御用スイッチは定められたタイミングや順番で制御される必要があり、ゲート駆動回路の制御シーケンスが複雑になる。従って、アナログ回路を用いた場合における制御信号生成回路の複雑化、デジタル制御を用いた場合における演算時間と出力ポート数の増加を招き、制御回路が大形化し、高速かつ出力ポート数の多い高価なDSPやマイコンが必要になるという問題がある。 In the circuit based on the second prior art in FIG. 9, the number of control switches and the number of DC power supplies used are increased. Further, a bidirectional switch is required as a control switch for the gate drive circuit, and it must be configured by connecting two switching elements in reverse series as shown in FIG. Therefore, the actual number of control switches is twice that in FIG. Therefore, in the second prior art, the number of parts of the gate driving circuit increases, and the volume and cost increase. In addition, since the source terminals of these control switches are connected to a plurality of different voltages, signals for controlling these control switches must be generated based on the respective voltages. Further, these many control switches need to be controlled at a predetermined timing and order, and the control sequence of the gate drive circuit becomes complicated. Therefore, the control signal generation circuit is complicated when an analog circuit is used, the calculation time and the number of output ports are increased when digital control is used, the control circuit is increased in size, and the speed is high and the number of output ports is large. There is a problem that a special DSP and microcomputer are required.
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、スイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサと、スイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサとを直列接続したコンデンサ直列回路を、制御対象となるスイッチング素子を駆動するための駆動用電源とし、前記駆動用電源から制御用スイッチを介して前記スイッチング素子をオン又はオフさせる。 In order to solve the above-mentioned problem, in the first invention, a capacitor having a capacitance that is as small as the input capacitance of the switching element and a capacitor having a capacitance sufficiently larger than the input capacitance of the switching element Is used as a driving power source for driving the switching element to be controlled, and the switching element is turned on or off via the control switch from the driving power source.
第２の発明においては、２個の制御用スイッチを直列接続した制御用スイッチ直列回路の中点に制御対象となるスイッチング素子のゲート端子又は前記ゲート端子に接続されたゲート抵抗の他端を、前記制御用スイッチ直列回路と並列に直流電源を、前記制御用スイッチ直列回路の正極端子と前記制御対象となるスイッチング素子のソース又はエミッタ端子との間にスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとダイオードとを並列接続した第1のＣＤ並列回路とスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサとの直列回路を、前記制御対象となるスイッチング素子のソース又はエミッタ端子と前記制御用スイッチ直列回路の負極端子との間にスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとダイオードとを並列接続した第２のＣＤ並列回路を、各々接続する。 In the second invention, the gate terminal of the switching element to be controlled or the other end of the gate resistor connected to the gate terminal at the midpoint of the control switch series circuit in which two control switches are connected in series, A DC power supply is connected in parallel with the control switch series circuit, and a static voltage that is as low as the input capacitance of the switching element is between the positive terminal of the control switch series circuit and the source or emitter terminal of the switching element to be controlled. A series circuit of a first CD parallel circuit in which a capacitor having a capacitance and a diode are connected in parallel and a capacitor having a capacitance sufficiently larger than the input capacitance of the switching element is provided as a source of the switching element to be controlled. Alternatively, the input capacitance of the switching element is the same between the emitter terminal and the negative terminal of the control switch series circuit. A second CD parallel circuit in which a capacitor having a small capacitance at an equal level and a diode are connected in parallel is connected to each other.
第３の発明においては、２個の制御用スイッチを直列接続した制御用スイッチ直列回路の中点に制御対象となるスイッチング素子のゲート端子又は前記ゲート端子に接続されたゲート抵抗の他端を、前記制御用スイッチ直列回路と並列に直流電源を、前記制御用スイッチ直列回路の正極端子と前記制御対象となるスイッチング素子のソース又はエミッタ端子との間にスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとダイオードとを並列接続した第1のＣＤ並列回路を、前記制御対象となるスイッチング素子のソース又はエミッタ端子と前記制御用スイッチ直列回路の負極端子との間にスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサとスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとダイオードとを並列接続した第２のＣＤ並列回路とを直列接続したコンデンサ直列回路を、各々接続する。 In the third invention, the gate terminal of the switching element to be controlled or the other end of the gate resistor connected to the gate terminal at the midpoint of the control switch series circuit in which two control switches are connected in series, A DC power supply is connected in parallel with the control switch series circuit, and a static voltage that is as low as the input capacitance of the switching element is between the positive terminal of the control switch series circuit and the source or emitter terminal of the switching element to be controlled. A first CD parallel circuit in which a capacitor having a capacitance and a diode are connected in parallel is connected between the source or emitter terminal of the switching element to be controlled and the negative terminal of the control switch series circuit. Capacitance that is sufficiently large compared to the capacitance and small enough to be equivalent to the input capacitance of the switching element A capacitor series circuit in which a capacitor having a low capacitance and a second CD parallel circuit in which a diode is connected in parallel is connected in series is connected.
第４の発明においては、２個の制御用スイッチを直列接続した制御用スイッチ直列回路の中点に制御対象となるスイッチング素子のゲート端子又は前記ゲート端子に接続されたゲート抵抗の他端を、前記制御用スイッチ直列回路と並列に直流電源を、前記制御用スイッチ直列回路の正極端子と前記制御対象となるスイッチング素子のソース又はエミッタ端子との間にスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとダイオードとを並列接続した第1のＣＤ並列回路とスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサとを直列接続した第1のコンデンサ直列回路を、前記制御対象となるスイッチング素子のソース又はエミッタ端子と前記制御用スイッチ直列回路の負極端子との間にスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサとスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとダイオードとを並列接続した第2のＣＤ並列回路とを直列接続した第２のコンデンサ直列回路を、各々接続する。 In the fourth invention, the gate terminal of the switching element to be controlled or the other end of the gate resistor connected to the gate terminal at the midpoint of the control switch series circuit in which two control switches are connected in series, A DC power supply is connected in parallel with the control switch series circuit, and a static voltage that is as low as the input capacitance of the switching element is between the positive terminal of the control switch series circuit and the source or emitter terminal of the switching element to be controlled. A first capacitor series circuit in which a first CD parallel circuit in which a capacitor having a capacitance and a diode are connected in parallel and a capacitor having a capacitance sufficiently larger than the input capacitance of the switching element are connected in series; Between the source or emitter terminal of the target switching element and the negative terminal of the control switch series circuit, A capacitor having a sufficiently large capacitance compared to the input capacitance of the switching element, and a second CD parallel circuit in which a capacitor having a small capacitance equivalent to the input capacitance of the switching element and a diode are connected in parallel are connected in series. Each of the second capacitor series circuits thus connected is connected.
第５の発明においては、第２〜第４の発明における前記ダイオードの一部又は全てが、逆電圧が所定値以上になると電圧がほぼ一定になる特性を有するダイオードとする。
第６の発明においては、第1〜第５の発明における前記コンデンサ直列回路の電圧と前記直流電源の電圧とを等しくする。
In the fifth invention, a part or all of the diodes in the second to fourth inventions are diodes having such a characteristic that the voltage becomes substantially constant when the reverse voltage becomes a predetermined value or more.
In the sixth invention, the voltage of the capacitor series circuit in the first to fifth inventions is equal to the voltage of the DC power supply.
本発明では、スイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサと、スイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとを直列接続して構成したコンデンサ直列回路を、制御対象となるスイッチング素子を駆動するための駆動用電源とし、前記駆動用電源から制御用スイッチを介して前記スイッチング素子をオン又はオフさせるようにしている。 In the present invention, a capacitor series circuit configured by connecting in series a capacitor having a sufficiently large capacitance compared to the input capacitance of the switching element and a capacitor having a small capacitance at the same level as the input capacitance of the switching element. A driving power source for driving a switching element to be controlled is used, and the switching element is turned on or off from the driving power source via a control switch.
この結果、スイッチング素子の入力容量を急速に充放電させることができ、スイッチング速度を増加させるとともに、スイッチング損失を低減させることができる。従って、装置の発生損失を低減することが可能で、冷却部品を小形・低コスト化することができる。さらに、スイッチング周波数を高周波化してもスイッチング損失の増加を抑制できるので、制御性能を向上させ、磁気部品を小形・低コスト化させることが可能となる。 As a result, the input capacitance of the switching element can be charged / discharged rapidly, the switching speed can be increased, and the switching loss can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the loss generated by the apparatus, and the cooling parts can be reduced in size and cost. Furthermore, since an increase in switching loss can be suppressed even if the switching frequency is increased, it is possible to improve control performance and reduce the size and cost of magnetic parts.
また、従来技術と比較して、ゲート駆動回路内の制御用スイッチおよび直流電源の数を減らすことができ、ゲート駆動回路と駆動電源の小形・低コスト化が図れる。さらに、制御用スイッチ数が少なく、そのシーケンスやタイミング制御が容易であるため、駆動信号生成のための制御回路を簡素化できる。 Further, compared with the prior art, the number of control switches and DC power supplies in the gate drive circuit can be reduced, and the gate drive circuit and the drive power supply can be reduced in size and cost. Further, since the number of control switches is small and the sequence and timing control are easy, the control circuit for generating the drive signal can be simplified.
本発明の要点は、スイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサと、スイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサとを直列接続して構成したコンデンサ直列回路を、制御対象となるスイッチング素子を駆動するための駆動用電源とし、前記駆動用電源から制御用スイッチを介して前記スイッチング素子をオン又はオフさせるようにしている点である。 The main point of the present invention is a capacitor series formed by connecting in series a capacitor having a sufficiently large capacitance compared to the input capacitance of the switching element and a capacitor having a small capacitance equivalent to the input capacitance of the switching element. The circuit is a driving power source for driving a switching element to be controlled, and the switching element is turned on or off from the driving power source via a control switch.
図１に本発明の第1の実施例を、図２にその動作波形例を示す。スイッチング素子1は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのゲート・ソース（エミッタ）間に閾値を超えた正の電圧を入力するとオンし、閾値以下の電圧でオフする、いわゆるノーマリーオフ形の半導体素子である。ゲート駆動回路２は、制御用スイッチ４と５の直列回路と、スイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサ６とスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサ７とスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサ９とを直列接続して構成したコンデンサ3個の直列回路と、直流電源12とが並列接続された構成である。コンデンサ６と９に並列接続されるダイオードとしては定電圧特性のあるツェナーダイオードを用いた例である。コンデンサ６には定電圧ダイオード10が、コンデンサ９には定電圧ダイオード11が、各々並列接続される。制御用スイッチ４と５の直列接続点は端子Ａ、ゲート抵抗３を介してスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１のゲートに、コンデンサ7とコンデンサ９との直列接続点はスイッチング素子１のソースに接続される。 FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, and FIG. The switching element 1 is a so-called normally-off type semiconductor element that turns on when a positive voltage exceeding a threshold value is input between a gate and a source (emitter) such as a MOSFET or IGBT and turns off at a voltage equal to or lower than the threshold value. The gate drive circuit 2 has a sufficiently large capacitance compared with the series circuit of the control switches 4 and 5, the capacitor 6 having a small capacitance equivalent to the input capacitance of the switching element, and the input capacitance of the switching element. In this configuration, a series circuit of three capacitors formed by connecting a capacitor 7 and a capacitor 9 having a capacitance that is as small as the input capacitance of the switching element in series and a DC power source 12 are connected in parallel. In this example, a Zener diode having constant voltage characteristics is used as the diode connected in parallel with the capacitors 6 and 9. A constant voltage diode 10 is connected to the capacitor 6, and a constant voltage diode 11 is connected to the capacitor 9 in parallel. The series connection point of the control switches 4 and 5 is connected to the gate of the MOSFET 1 as a switching element via the terminal A and the gate resistor 3, and the series connection point of the capacitor 7 and the capacitor 9 is connected to the source of the switching element 1.
スイッチング素子1をオンさせる場合には、まずゲート駆動回路２内の制御用スイッチ４がオフの状態からオンの状態に変化する。同時に、制御用スイッチ5はオン状態からオフ状態に変化する。この時、A点の電圧Vaはコンデンサ7の両端電圧V1とコンデンサ6の両端電圧V2の和となり、コンデンサ7→コンデンサ6→制御用スイッチ4→端子A→3(ゲート端子の内部抵抗又はゲート抵抗)→スイッチング素子1のゲート・ソース間→コンデンサ7→コンデンサ6の経路で電流が流れる。この様に、入力容量をコンデンサ７の電圧V1+コンデンサ６の電圧V2の高い電圧で充電させることで、スイッチング素子1を高速にターンオンさせることができ、スイッチング損失を低減できる。 When the switching element 1 is turned on, first, the control switch 4 in the gate drive circuit 2 changes from the off state to the on state. At the same time, the control switch 5 changes from the on state to the off state. At this time, the voltage Va at the point A is the sum of the voltage V1 across the capacitor 7 and the voltage V2 across the capacitor 6, and the capacitor 7 → the capacitor 6 → the control switch 4 → the terminal A → 3 (the internal resistance of the gate terminal or the gate resistance ) → The current flows through the path between the gate and source of the switching element 1 → the capacitor 7 → the capacitor 6. In this way, by charging the input capacitance with a voltage that is higher than the voltage V1 of the capacitor 7 and the voltage V2 of the capacitor 6, the switching element 1 can be turned on at high speed, and the switching loss can be reduced.
ここで、コンデンサ6と9の静電容量はスイッチング素子１の入力容量と同等レベルに小さく、コンデンサ7の静電容量はスイッチング素子１の入力容量に対して十分大きく（十倍程度以上）選択する。その結果、コンデンサ6の電圧はスイッチング素子1の入力容量を充電するとともに低下し、定常状態ではコンデンサ6の電圧は零になり、端子Ａの電圧Vaはコンデンサ7の電圧V1まで低下する。従って、スイッチング素子１のゲート・ソース間電圧Vgがコンデンサ７の電圧V1を超える前にA点の電圧Vaはコンデンサ7の電圧V1まで低下するので、ゲート・ソース間電圧Vgがスイッチング素子1のゲート・ソース間の耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。また、ゲート・ソース間電圧Vgがコンデンサ７の電圧V1を超えるような高い電圧まで上昇しないので、スイッチング素子1をオンさせるために必要な駆動エネルギーを増加させることなく、高速なスイッチング動作が可能となる。 Here, the capacitances of the capacitors 6 and 9 are selected to be as small as the input capacitance of the switching element 1, and the capacitance of the capacitor 7 is selected to be sufficiently large (about ten times or more) with respect to the input capacitance of the switching element 1. . As a result, the voltage of the capacitor 6 decreases as the input capacitance of the switching element 1 is charged. In a steady state, the voltage of the capacitor 6 becomes zero, and the voltage Va at the terminal A decreases to the voltage V1 of the capacitor 7. Therefore, before the gate-source voltage Vg of the switching element 1 exceeds the voltage V1 of the capacitor 7, the voltage Va at the point A drops to the voltage V1 of the capacitor 7, so that the gate-source voltage Vg is reduced to the gate of the switching element 1. -Safe operation without exceeding the breakdown voltage between sources. In addition, since the gate-source voltage Vg does not rise to a high voltage exceeding the voltage V1 of the capacitor 7, high-speed switching operation is possible without increasing the drive energy required to turn on the switching element 1. Become.
同時に、直流電源12とコンデンサ7の電圧はほぼ一定であるため、コンデンサ6の電圧の低下とともにコンデンサ9の電圧が上昇する。ここで、11に定電圧ダイオードを用いた場合、コンデンサ9の電圧を定電圧ダイオード11のツェナー電圧以下に設定することができ、コンデンサ9の電圧が高電圧になることを回避することができる。 At the same time, since the voltages of the DC power supply 12 and the capacitor 7 are substantially constant, the voltage of the capacitor 9 increases as the voltage of the capacitor 6 decreases. Here, when a constant voltage diode is used for 11, the voltage of the capacitor 9 can be set to be equal to or lower than the Zener voltage of the constant voltage diode 11, and the voltage of the capacitor 9 can be prevented from becoming a high voltage.
次にスイッチング素子1をオフさせる場合には、まず駆動回路2の制御用スイッチ5がオフの状態からオンの状態に変化する。同時に制御用スイッチ4は、オン状態からオフ状態に変化する。この時、電流はコンデンサ9→スイッチング素子1のゲート・ソース間→抵抗3→A点→制御用スイッチ5→コンデンサ9の経路で電流が流れ、A点の電圧Vaはコンデンサ9の両端電圧V2が逆方向で印加されて−V2となる。この様に、入力容量を−V2の電圧で急速に放電させることで、スイッチング素子1を高速にターンオフさせることができ、スイッチング損失を低減できる。 Next, when the switching element 1 is turned off, the control switch 5 of the drive circuit 2 first changes from the off state to the on state. At the same time, the control switch 4 changes from the on state to the off state. At this time, the current flows through the path of the capacitor 9 → the gate-source of the switching element 1 → the resistor 3 → the point A → the control switch 5 → the capacitor 9 and the voltage Va at the point A is the voltage V2 across the capacitor 9. Applied in the opposite direction to -V2. Thus, by rapidly discharging the input capacitance with the voltage of −V2, the switching element 1 can be turned off at high speed, and the switching loss can be reduced.
ここで、ターンオン時と同様に、コンデンサ9の電圧はスイッチング素子1の入力容量を放電させるとともに低下して定常状態では零になり、A点の電圧Vaは零まで上昇する。ここで、ゲート・ソース間電圧Vgが零に達する前にA点の電圧Vaが零に達するので、ゲート・ソース間電圧Vgを零より低下させることなく動作させることができる。従って、ゲート・ソース間電圧Vgがゲート・ソース間の負側の耐圧を超えることなく、安全に動作させることができ、また、ゲート・ソース間電圧Vgが必要以上に低下することがないのでスイッチング素子1をオフさせるために必要なエネルギー損失を低減できる。 Here, similarly to the turn-on, the voltage of the capacitor 9 discharges the input capacitance of the switching element 1 and decreases to zero in the steady state, and the voltage Va at the point A increases to zero. Here, since the voltage Va at the point A reaches zero before the gate-source voltage Vg reaches zero, the gate-source voltage Vg can be operated without lowering from zero. Therefore, the gate-source voltage Vg can be operated safely without exceeding the negative withstand voltage between the gate and source, and the gate-source voltage Vg does not drop more than necessary. The energy loss necessary for turning off the element 1 can be reduced.
また、直流電源12とコンデンサ7の電圧はほぼ一定であるため、コンデンサ9の電圧低下とともにコンデンサ6の電圧が上昇する。従って、コンデンサ6と7の電圧の和がV1＋V2となり、次にスイッチング素子1を高速にオンさせるための電圧に充電される。定電圧ダイオード10にツェナーダイオードを用いた場合、コンデンサ6の電圧を定電圧ダイオード10のツェナー電圧以下に設定することができ、コンデンサ6の電圧が高電圧になることを回避することができる。 Further, since the voltage of the DC power supply 12 and the capacitor 7 is substantially constant, the voltage of the capacitor 6 increases as the voltage of the capacitor 9 decreases. Therefore, the sum of the voltages of the capacitors 6 and 7 becomes V1 + V2, and is then charged to a voltage for turning on the switching element 1 at high speed. When a Zener diode is used as the constant voltage diode 10, the voltage of the capacitor 6 can be set to be equal to or lower than the Zener voltage of the constant voltage diode 10, and the voltage of the capacitor 6 can be avoided from becoming a high voltage.
具体的な例として、直流電源12の電圧を25V、定電圧ダイオード10、11のツェナー電圧をそれぞれ10Vとし、コンデンサ6と9の静電容量はスイッチング毎に電荷が零になるように設定する。また、コンデンサ7の電圧を15Vとすると、コンデンサ6と9は各スイッチング周期でツェナー電圧（10V）まで充電され、零まで放電される。スイッチング素子1のターンオン時には制御用スイッチ4がオン、5がオフしてA点の電圧Vaは25V(6と7の電圧の和)となり、コンデンサ6の放電およびコンデンサ9の充電が終わると、A点の電圧Vaはコンデンサ7の電圧である15Vと等しくなる。スイッチング素子1のターンオフ時には制御用スイッチ4がオフ、制御用スイッチ5がオンして、A点の電圧Vaは−10V(コンデンサ9の電圧)となり、コンデンサ9の放電およびコンデンサ6の充電が終わると、A点の電圧Vaは零になる。 As a specific example, the voltage of the DC power supply 12 is 25 V, the Zener voltages of the constant voltage diodes 10 and 11 are 10 V, respectively, and the capacitances of the capacitors 6 and 9 are set so that the electric charge becomes zero every switching. If the voltage of the capacitor 7 is 15V, the capacitors 6 and 9 are charged to the Zener voltage (10V) in each switching period and discharged to zero. When the switching element 1 is turned on, the control switch 4 is turned on, 5 is turned off, the voltage Va at the point A becomes 25 V (the sum of the voltages of 6 and 7), and when the capacitor 6 is discharged and the capacitor 9 is charged, A The voltage Va at the point is equal to 15V which is the voltage of the capacitor 7. When the switching element 1 is turned off, the control switch 4 is turned off, the control switch 5 is turned on, the voltage Va at the point A becomes -10V (the voltage of the capacitor 9), and the discharge of the capacitor 9 and the charging of the capacitor 6 are finished. The voltage Va at the point A becomes zero.
図３に、本発明の第２の実施例を、図４にその動作波形例示す。スイッチング素子１ａは、JFET（接合型電界効果トランジスタ）やSIT（静電誘導型トランジスタ）などのゲート・ソース間に閾値を下回った負の電圧を印加するとオフし、閾値以上でオンする、いわゆるノーマリーオン形の半導体素子である。ゲート駆動回路２ａは、制御用スイッチ４と５の直列回路と、スイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサ６とスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサ８とスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサ９とを直列接続して構成したコンデンサ3個の直列回路と、直流電源12とが並列接続された構成である。実施例1と同様に、コンデンサ６には定電圧ダイオード10が、コンデンサ９には定電圧ダイオード11が、各々並列接続される。制御用スイッチ４と５の直列接続点は端子Ａ、抵抗３を介してスイッチング素子としてのSIT１ａのゲートに、コンデンサ６とコンデンサ８との直列接続点はスイッチング素子１ａのソースに、各々接続される。 FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention, and FIG. The switching element 1a is turned off when a negative voltage lower than a threshold is applied between a gate and a source such as a JFET (junction field effect transistor) or SIT (electrostatic induction transistor), and is turned on above a threshold. It is a marion-on type semiconductor element. The gate drive circuit 2a has a sufficiently large capacitance compared to the series circuit of the control switches 4 and 5, the capacitor 6 having a small capacitance equivalent to the input capacitance of the switching element, and the input capacitance of the switching element. In this configuration, a series circuit of three capacitors formed by connecting a capacitor 8 and a capacitor 9 having a capacitance that is as small as the input capacitance of the switching element in series and a DC power source 12 are connected in parallel. Similarly to the first embodiment, a constant voltage diode 10 is connected to the capacitor 6 and a constant voltage diode 11 is connected to the capacitor 9 in parallel. The series connection point of the control switches 4 and 5 is connected to the gate of the SIT 1a as a switching element via the terminal A and the resistor 3, and the series connection point of the capacitor 6 and the capacitor 8 is connected to the source of the switching element 1a. .
スイッチング素子1ａをオンさせる場合には、まずゲート駆動回路2ａ内の制御用スイッチ４がオフの状態からオンの状態に変化する。同時に、制御用スイッチ5はオン状態からオフ状態に変化する。この時、A点の電圧Vaはコンデンサ6の両端電圧V2となり、コンデンサ6→制御用スイッチ4→A点→3(ゲート端子の内部抵抗又はゲート抵抗)→スイッチング素子1ａのゲート・ソース間→コンデンサ6の経路で電流が流れる。この様に、入力容量をコンデンサ6の両端電圧V2の高い電圧で充電させることで、スイッチング素子1ａを高速にターンオンさせることができ、スイッチング損失を低減できる。 In order to turn on the switching element 1a, first, the control switch 4 in the gate drive circuit 2a changes from the off state to the on state. At the same time, the control switch 5 changes from the on state to the off state. At this time, the voltage Va at the point A becomes the voltage V2 across the capacitor 6, and the capacitor 6 → control switch 4 → point A → 3 (internal resistance or gate resistance of the gate terminal) → between the gate and source of the switching element 1a → capacitor Current flows through 6 paths. In this way, by charging the input capacitance with a voltage that is a high voltage V2 across the capacitor 6, the switching element 1a can be turned on at high speed, and the switching loss can be reduced.
コンデンサ6と9の静電容量はコンデンサ8の静電容量に対して十分小さいので、コンデンサ6の電圧はスイッチング素子1ａの入力容量を充電するとともに変化し、定常状態ではコンデンサ6の電圧は零になり、Ａ点の電圧Vaも零まで低下する。ここで、ゲート・ソース間電圧Vgが零に達する前にＡ点の電圧Vaが零に達するので、ゲート・ソース間電圧Vgを零より増加させることなく動作させることができる。従って、スイッチング素子1ａをオンさせるための駆動損失を増やすことなく、高速なスイッチングが可能になる。また、Ａ点の電圧Vaに高い電圧を印加してもゲート・ソース間電圧Vgには高い電圧が印加されないので、スイッチング素子1ａの正側のゲート・ソース間耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。 Since the capacitances of the capacitors 6 and 9 are sufficiently smaller than the capacitance of the capacitor 8, the voltage of the capacitor 6 changes as the input capacitance of the switching element 1a is charged, and the voltage of the capacitor 6 becomes zero in a steady state. Thus, the voltage Va at the point A also decreases to zero. Here, since the voltage Va at the point A reaches zero before the gate-source voltage Vg reaches zero, the gate-source voltage Vg can be operated without increasing from zero. Therefore, high-speed switching is possible without increasing the drive loss for turning on the switching element 1a. Even if a high voltage is applied to the voltage Va at the point A, a high voltage is not applied to the gate-source voltage Vg, so that the gate-source breakdown voltage on the positive side of the switching element 1a is not exceeded and it operates safely. Can be made.
同時に、直流電源12とコンデンサ8の電圧はほぼ一定であるため、コンデンサ6の電圧の低下とともにコンデンサ9の電圧が上昇する。ここで、定電圧ダイオード11にツェナーダイオードを用いた場合、コンデンサ9の電圧をツェナー電圧以下に設定することができ、コンデンサ9の電圧が高電圧になることを回避することができる。 At the same time, since the voltages of the DC power supply 12 and the capacitor 8 are substantially constant, the voltage of the capacitor 9 increases as the voltage of the capacitor 6 decreases. Here, when a Zener diode is used as the constant voltage diode 11, the voltage of the capacitor 9 can be set to be equal to or lower than the Zener voltage, and the voltage of the capacitor 9 can be prevented from becoming a high voltage.
次にスイッチング素子1ａをオフさせる場合には、まず駆動回路2ａの制御用スイッチ5がオフの状態からオンの状態に変化する。同時に制御用スイッチ4は、オン状態からオフ状態に変化する。この時、電流はコンデンサ9→コンデンサ8→スイッチング素子1ａのゲート・ソース間→抵抗3→A点→制御用スイッチ5→コンデンサ9→コンデンサ8の経路で流れ、A点の電圧Vaはコンデンサ8の両端電圧V1とコンデンサ9の両端電圧V2の和の電圧が逆方向に印加され、−V1−V2となる。この様に、入力容量を−V1−V2の電圧で急速に充電させることで、スイッチング素子1ａを高速にターンオフさせることができ、スイッチング損失を低減できる。 Next, when the switching element 1a is turned off, the control switch 5 of the drive circuit 2a first changes from the off state to the on state. At the same time, the control switch 4 changes from the on state to the off state. At this time, the current flows in the path of capacitor 9 → capacitor 8 → between the gate and source of switching element 1a → resistance 3 → point A → control switch 5 → capacitor 9 → capacitor 8; A sum voltage of the both-end voltage V1 and the both-end voltage V2 of the capacitor 9 is applied in the reverse direction, and becomes −V1−V2. Thus, by rapidly charging the input capacitance with the voltage of −V1−V2, the switching element 1a can be turned off at high speed, and the switching loss can be reduced.
ここで、ターンオン時と同様に、コンデンサ9の電圧はスイッチング素子1ａの入力容量を放電させるとともに変化し、定常状態では零になり、A点の電圧Vaはコンデンサ8の両端電圧である−V1まで上昇する。ここで、ゲート・ソース間電圧Vgが−V1に達する前にA点の電圧Vaが−V1に達するので、Vgを−V1より低下させることなく動作させることができる。従って、ゲート・ソース間電圧Vgが負側の耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。また、ゲート・ソース間電圧Vgは−V1より下がることなく動作するので、スイッチング素子1ａをオフさせるために必要な駆動損失を増加させることなく、高速なスイッチングが可能となる。 Here, similarly to the turn-on, the voltage of the capacitor 9 changes as the input capacitance of the switching element 1a is discharged and becomes zero in the steady state, and the voltage Va at the point A is -V1 which is the voltage across the capacitor 8. To rise. Here, since the voltage Va at the point A reaches −V1 before the gate-source voltage Vg reaches −V1, the operation can be performed without lowering Vg below −V1. Therefore, the gate-source voltage Vg can be operated safely without exceeding the negative withstand voltage. Further, since the gate-source voltage Vg operates without lowering than -V1, high-speed switching is possible without increasing the drive loss required to turn off the switching element 1a.
ここで、直流電源12とコンデンサ8の電圧はほぼ一定であるため、コンデンサ9の電圧低下とともにコンデンサ6の電圧が上昇する。従って、コンデンサ９の電圧が零になるとコンデンサ6の電圧はコンデンサ8の電圧と直流電源１２の電圧との差分と等しくなり、次にスイッチング素子1ａを高速にオンさせるための電圧に充電される。定電圧ダイオード10にツェナーダイオードを用いた場合、コンデンサ6の電圧を定電圧ダイオード10のツェナー電圧以下に設定することができ、コンデンサ6の電圧が高電圧になることを回避することができる。 Here, since the voltages of the DC power supply 12 and the capacitor 8 are substantially constant, the voltage of the capacitor 6 increases as the voltage of the capacitor 9 decreases. Therefore, when the voltage of the capacitor 9 becomes zero, the voltage of the capacitor 6 becomes equal to the difference between the voltage of the capacitor 8 and the voltage of the DC power supply 12, and is then charged to a voltage for turning on the switching element 1a at high speed. When a Zener diode is used as the constant voltage diode 10, the voltage of the capacitor 6 can be set to be equal to or lower than the Zener voltage of the constant voltage diode 10, and the voltage of the capacitor 6 can be avoided from becoming a high voltage.
具体的な例として、直流電源12の電圧を25V、定電圧ダイオード10、11のツェナー電圧を10Vとし、コンデンサ6と9の静電容量はスイッチング毎に電荷が零になるように設定する。また、コンデンサ8の電圧を15Vとすると、コンデンサ6と9は各スイッチング周期でツェナー電圧10Vまで充電され、零まで放電される。スイッチング素子1ａのターンオン時には制御用スイッチ4がオン、5がオフしてA点の電圧Vaは10V(コンデンサ6の電圧)となり、コンデンサ6の放電およびコンデンサ9の充電が終わると、端子Ａの電圧Vaは零となる。スイッチング素子1ａのターンオフ時には制御用スイッチ4がオフ、5がオンして、A点の電圧Vaは−25V(コンデンサ8の電圧とコンデンサ9の電圧の和)となり、コンデンサ9の放電およびコンデンサ6の充電が終わると、A点の電圧Vaは−15V（コンデンサ8の電圧）になる。 As a specific example, the voltage of the DC power supply 12 is 25 V, the Zener voltage of the constant voltage diodes 10 and 11 is 10 V, and the capacitances of the capacitors 6 and 9 are set so that the electric charge becomes zero every switching. If the voltage of the capacitor 8 is 15V, the capacitors 6 and 9 are charged to a Zener voltage of 10V and discharged to zero in each switching period. When the switching element 1a is turned on, the control switch 4 is turned on, 5 is turned off, the voltage Va at the point A becomes 10V (the voltage of the capacitor 6), and when the capacitor 6 is discharged and the capacitor 9 is charged, the voltage at the terminal A Va becomes zero. When the switching element 1a is turned off, the control switch 4 is turned off, the 5 is turned on, and the voltage Va at the point A becomes -25V (the sum of the voltage of the capacitor 8 and the voltage of the capacitor 9). When charging is finished, the voltage Va at the point A becomes -15V (the voltage of the capacitor 8).
図５に、本発明の第３の実施例を、図６にその動作波形例を示す。スイッチング素子1は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのノーマリーオフ形の半導体素子でも、JFETやSITなどのノーマリーオン形の半導体素子でもどちらでも適用可能である。従って、ゲート駆動回路の共通化が図れる。ここでは、スイッチング素子1にノーマリーオフ形のスイッチング素子を適用した場合について説明する。ゲート駆動回路２ｂは、制御用スイッチ４と５の直列回路と、スイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサ６とスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサ７とスイッチング素子の入力容量に比べて十分大きい静電容量を有するコンデンサ８とスイッチング素子の入力容量と同等レベルに小さい静電容量を有するコンデンサ９とを直列接続して構成したコンデンサ４個の直列回路と、直流電源12とが並列接続された構成である。実施例１及び２と同様に、コンデンサ６には定電圧ダイオード10が、コンデンサ９には定電圧ダイオード11が、各々並列接続される。制御用スイッチ４と５の直列接続点は端子Ａ、抵抗３を介してスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１のゲートに、コンデンサ7とコンデンサ８との直列接続点はスイッチング素子１のソースに接続される。 FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention, and FIG. The switching element 1 can be either a normally-off type semiconductor element such as MOSFET or IGBT, or a normally-on type semiconductor element such as JFET or SIT. Therefore, the gate drive circuit can be shared. Here, a case where a normally-off type switching element is applied to the switching element 1 will be described. The gate drive circuit 2b has a sufficiently large capacitance compared to the series circuit of the control switches 4 and 5, the capacitor 6 having a small capacitance equivalent to the input capacitance of the switching element, and the input capacitance of the switching element. Four capacitors formed by connecting in series a capacitor 8 having a sufficiently large capacitance compared with the input capacitance of the switching element 7 and a capacitor 9 having a small capacitance equivalent to the input capacitance of the switching element. The series circuit and the DC power source 12 are connected in parallel. As in the first and second embodiments, a constant voltage diode 10 is connected to the capacitor 6 and a constant voltage diode 11 is connected to the capacitor 9 in parallel. The series connection point of the control switches 4 and 5 is connected to the gate of the MOSFET 1 as a switching element via the terminal A and the resistor 3, and the series connection point of the capacitor 7 and the capacitor 8 is connected to the source of the switching element 1.
スイッチング素子1をオンさせる場合には、まずゲート駆動回路2ｂ内の制御用スイッチ4がオフの状態からオンの状態に変化する。同時に、スイッチ5はオン状態からオフ状態に変化する。この時、電流はコンデンサ7→コンデンサ6→制御用スイッチ4→A点→3(ゲート端子の内部抵抗又はゲート抵抗)→スイッチング素子1のゲート・ソース間→コンデンサ7→コンデンサ6の経路で流れ、A点の電圧Vaはコンデンサ7の両端電圧V1とコンデンサ6の両端電圧V2との和となる。この様に、スイッチング素子1の入力容量をV1+V2の高い電圧で充電することで、スイッチング素子1を高速にターンオンさせることができ、スイッチング損失を低減できる。 When the switching element 1 is turned on, first, the control switch 4 in the gate drive circuit 2b changes from the off state to the on state. At the same time, the switch 5 changes from the on state to the off state. At this time, the current flows in the path of capacitor 7 → capacitor 6 → control switch 4 → point A → 3 (internal resistance or gate resistance of the gate terminal) → the gate-source of switching element 1 → capacitor 7 → capacitor 6 The voltage Va at the point A is the sum of the voltage V1 across the capacitor 7 and the voltage V2 across the capacitor 6. In this manner, by charging the input capacitance of the switching element 1 with a high voltage of V1 + V2, the switching element 1 can be turned on at high speed, and the switching loss can be reduced.
ここで、コンデンサ6と9の静電容量はコンデンサ7や8の静電容量に対して十分小さいので、コンデンサ6の電圧はスイッチング素子1の入力容量を充電するとともに変化し、定常状態ではコンデンサ6の電圧は零になり、Ａ点の電圧Vaはコンデンサ7の両端電圧V1まで低下する。ゲート・ソース間電圧Vgがコンデンサ7の両端電圧V1を超える前にＡ点の電圧Vaはコンデンサ7の両端電圧V1まで低下する。従って、ゲート・ソース間電圧Vgはコンデンサ7の両端電圧V1を超えないように充電することができ、スイッチング素子1をオンさせるための駆動損失を増やすことなく、高速なスイッチングが可能になる。また、Ａ点の電圧Vaに高い電圧を印加してもゲート・ソース間電圧Vgには高い電圧が印加されないので、スイッチング素子1のゲート・ソース間耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。 Here, since the capacitances of the capacitors 6 and 9 are sufficiently smaller than the capacitances of the capacitors 7 and 8, the voltage of the capacitor 6 changes as the input capacitance of the switching element 1 is charged. Is zero, and the voltage Va at the point A drops to the voltage V1 across the capacitor 7. Before the gate-source voltage Vg exceeds the voltage V1 across the capacitor 7, the voltage Va at the point A drops to the voltage V1 across the capacitor 7. Therefore, the gate-source voltage Vg can be charged so as not to exceed the voltage V1 across the capacitor 7, and high-speed switching is possible without increasing the drive loss for turning on the switching element 1. Further, even if a high voltage is applied to the voltage Va at the point A, a high voltage is not applied to the gate-source voltage Vg, so that the gate-source breakdown voltage of the switching element 1 can be safely operated without exceeding. it can.
同時に、直流電源12とコンデンサ7と8の電圧はほぼ一定であるため、コンデンサ6の電圧の低下とともにコンデンサ9の電圧が上昇する。ここで、定電圧ダイオード11にツェナーダイオードを用いた場合、コンデンサ9の電圧をツェナー電圧以下に設定することができ、コンデンサ9の電圧が高電圧になることを回避することができる。 At the same time, since the voltages of the DC power supply 12 and the capacitors 7 and 8 are substantially constant, the voltage of the capacitor 9 increases as the voltage of the capacitor 6 decreases. Here, when a Zener diode is used as the constant voltage diode 11, the voltage of the capacitor 9 can be set to be equal to or lower than the Zener voltage, and the voltage of the capacitor 9 can be prevented from becoming a high voltage.
次にスイッチング素子1をオフさせる場合には、まず駆動回路2ｂの制御用スイッチ5がオフの状態からオンの状態に変化する。同時に制御用スイッチ4は、オン状態からオフ状態に変化する。この時、電流はコンデンサ9→コンデンサ8→スイッチング素子1のゲート・ソース間→抵抗3→A点→制御用スイッチ5→コンデンサ9→コンデンサ8の経路で電流が流れ、A点の電圧Vaはコンデンサ8の両端電圧V1とコンデンサ9の両端電圧V2の和が逆方向で印加されて−V1−V2となる。この様に、入力容量を−V1−V2の電圧で急速に放電させることで、スイッチング素子1を高速にターンオフさせることができ、スイッチング損失を低減できる。 Next, when the switching element 1 is turned off, the control switch 5 of the drive circuit 2b first changes from the off state to the on state. At the same time, the control switch 4 changes from the on state to the off state. At this time, current flows through the path of capacitor 9 → capacitor 8 → gate and source of switching element 1 → resistance 3 → point A → control switch 5 → capacitor 9 → capacitor 8 and voltage Va at point A The sum of the both-ends voltage V1 of 8 and the both-ends voltage V2 of the capacitor 9 is applied in the reverse direction to be −V1−V2. Thus, by rapidly discharging the input capacitance with the voltage of −V1−V2, the switching element 1 can be turned off at high speed, and the switching loss can be reduced.
ここで、ターンオン時と同様に、コンデンサ9の電圧はスイッチング素子1の入力容量を放電させるとともに変化し、定常状態では零になり、Ａ点の電圧Vaはコンデンサ8の両端電圧である−V1まで上昇する。従って、ゲート・ソース間の電圧Vgが負側の耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。また、ゲート・ソース間電圧Vgが−V1に達する前にＡ点の電圧Vaが−V1に達するので、ゲート・ソース間電圧Vgは−V1よりも低下することなく動作させることができる。従って、スイッチング素子1をオフさせるために必要な駆動損失を増加させることなく、高速なスイッチングが可能となる。ここで、直流電源12、コンデンサ7および8の電圧はほぼ一定であるため、コンデンサ9の電圧低下とともにコンデンサ6の電圧が上昇する。定電圧ダイオード10にツェナーダイオードを用いた場合、コンデンサ6の電圧をツェナー電圧以下に設定することができ、コンデンサ6の電圧が高電圧になることを回避することができる。 Here, similarly to the turn-on, the voltage of the capacitor 9 changes as the input capacitance of the switching element 1 is discharged and becomes zero in the steady state, and the voltage Va at the point A is up to −V1, which is the voltage across the capacitor 8. To rise. Therefore, the gate-source voltage Vg can be operated safely without exceeding the negative withstand voltage. Further, since the voltage Va at the point A reaches −V1 before the gate-source voltage Vg reaches −V1, the gate-source voltage Vg can be operated without lowering than −V1. Therefore, high-speed switching can be performed without increasing the drive loss necessary for turning off the switching element 1. Here, since the voltages of the DC power supply 12 and the capacitors 7 and 8 are substantially constant, the voltage of the capacitor 6 increases as the voltage of the capacitor 9 decreases. When a Zener diode is used as the constant voltage diode 10, the voltage of the capacitor 6 can be set to be equal to or lower than the Zener voltage, and the voltage of the capacitor 6 can be prevented from becoming a high voltage.
具体的な例として、直流電源12の電圧を40V、定電圧ダイオード10、11のツェナー電圧を10Vとし、コンデンサ6と9の静電容量はスイッチング毎に電荷が零になるように設定する。また、コンデンサ7と8の電圧をそれぞれ15Vとすると、コンデンサ6と9は各スイッチング周期でツェナー電圧10Vまで充電され、零まで放電される。スイッチング素子1のターンオン時には制御用スイッチ4がオン、5がオフしてA点の電圧Vaは25V(コンデンサ7の電圧と6の電圧の和)となり、コンデンサ6の放電および9の充電が終わると、Ａ点の電圧Vaは15V（コンデンサ7の電圧）になる。スイッチング素子1のターンオフ時には制御用スイッチ4がオフ、5がオンして、A点の電圧Vaは−25V(コンデンサ8の電圧と9の電圧の和)となり、コンデンサ9の放電および6の充電が終わると、A点の電圧Vaは−15V（コンデンサ8の電圧）になる。 As a specific example, the voltage of the DC power supply 12 is 40 V, the Zener voltage of the constant voltage diodes 10 and 11 is 10 V, and the capacitances of the capacitors 6 and 9 are set so that the electric charge becomes zero every switching. Further, assuming that the voltages of the capacitors 7 and 8 are 15 V, the capacitors 6 and 9 are charged to a Zener voltage 10 V and discharged to zero in each switching period. When the switching element 1 is turned on, the control switch 4 is turned on, 5 is turned off, the voltage Va at the point A becomes 25 V (the sum of the voltage of the capacitor 7 and the voltage of 6), and when the discharge of the capacitor 6 and the charging of 9 are finished The voltage Va at point A is 15V (the voltage of the capacitor 7). When the switching element 1 is turned off, the control switch 4 is turned off, the 5 is turned on, the voltage Va at the point A becomes -25V (the sum of the voltage of the capacitor 8 and the voltage of 9), and the discharge of the capacitor 9 and the charging of 6 are performed. When finished, the voltage Va at the point A becomes -15V (the voltage of the capacitor 8).
通常、半導体スイッチング素子がオン又はオフするためのゲート・ソース間電圧の閾値はノーマリーオフ形の半導体素子で5V付近、ノーマリーオン形の半導体素子で−5V付近である。本実施例の場合、定常状態でゲート・ソース間電圧Vgが15V又は−15Vとなり、ゲート・ソース間電圧の閾値よりも十分高いか又は低い電圧でクランプされる。従って、実施例１や実施例２と比較して、ノイズや他の影響によってゲート電圧が変動しても誤動作する可能性が低くなり、より信頼性の高いゲート駆動回路が実現できる。 Normally, the threshold value of the gate-source voltage for turning on or off the semiconductor switching element is about 5 V for a normally-off type semiconductor element and about −5 V for a normally-on type semiconductor element. In the present embodiment, the gate-source voltage Vg is 15 V or −15 V in a steady state, and is clamped at a voltage sufficiently higher or lower than the threshold value of the gate-source voltage. Therefore, as compared with the first and second embodiments, the possibility of malfunction is reduced even when the gate voltage fluctuates due to noise and other influences, and a gate driving circuit with higher reliability can be realized.
また、ゲート閾値付近でのゲート電流Igは（Va−Vgth）/Rgとなる。ただし、Rgはゲート抵抗3の抵抗値、Vgthはゲート閾値電圧（5V程度）である。本実施例の場合では実施例１（図２）や実施例２（図４）と比較して、ゲート・ソース間電圧Vgが閾値電圧を通過する時点での電圧差Va−Vgが大きくなり、ゲート電流Igも大きくなる。従って、実施例１や実施例２よりも高速なスイッチングが可能となり、スッチング損失を低減させることができる。 The gate current Ig near the gate threshold is (Va−Vgth) / Rg. However, Rg is the resistance value of the gate resistor 3, and Vgth is the gate threshold voltage (about 5V). In the case of the present embodiment, the voltage difference Va−Vg at the time when the gate-source voltage Vg passes the threshold voltage is larger than in the first embodiment (FIG. 2) and the second embodiment (FIG. 4). The gate current Ig also increases. Therefore, switching can be performed at a higher speed than in the first and second embodiments, and the switching loss can be reduced.
なお、ここでは定電圧ダイオード10と11としてツェナーダイオードを用いた例を示したが、コンデンサ6と9の充電電圧がツェナー電圧に到達せず、かつコンデンサ6と9の充電電圧が高速駆動を実現するための適切な値になる場合、コンデンサ6と9をツェナー電圧でクランプする必要はなく、定電圧ダイオード10と11の代わりに通常のダイオードを適用できる。定電圧ダイオードとしては、ツェナーダイオードの他、アバランシシェダイオードなどの適用も可能である。 In this example, Zener diodes are used as constant voltage diodes 10 and 11. However, the charging voltage of capacitors 6 and 9 does not reach the zener voltage, and the charging voltage of capacitors 6 and 9 achieves high-speed driving. Therefore, it is not necessary to clamp the capacitors 6 and 9 with the Zener voltage, and a normal diode can be used instead of the constant voltage diodes 10 and 11. As a constant voltage diode, an avalanche diode or the like can be used in addition to a Zener diode.
また、スイッチング素子としてＩＧＢＴを使用する場合は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子はコレクタ端子に、ソース端子はエミッタ端子に置き換えて考えれば同様の動作となる。 When an IGBT is used as the switching element, the operation is similar if the drain terminal of the MOSFET is replaced with a collector terminal and the source terminal is replaced with an emitter terminal.
本発明は、スイッチング素子を高速にオンオフさせる駆動技術であり、スイッチング電源、ＤＣ−ＤＣコンバータなどへの適用が可能である。 The present invention is a driving technique for turning on and off a switching element at high speed, and can be applied to a switching power supply, a DC-DC converter, and the like.
１、２１・・・スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
１ａ・・・スイッチング素子（ノーマリオン形）
２、２ａ，２ｂ、２２、２２ａ・・・ゲート駆動回路
３、２３・・・抵抗（内部抵抗又はゲート抵抗） ４、５・・・制御用スイッチ
６、９・・・コンデンサ（小容量） ７、８・・・コンデンサ
１０、１１・・・定電圧ダイオード １２、３１〜３４・・・直流電源
２４〜２８・・・双方向スイッチ
1, 21 ... Switching element (MOSFET)
1a: Switching element (normally on type)
2, 2a, 2b, 22, 22a ... gate drive circuit 3, 23 ... resistance (internal resistance or gate resistance) 4, 5 ... control switch 6, 9 ... capacitor (small capacity) 7 , 8: Capacitors 10, 11 ... Constant voltage diodes 12, 31-34 ... DC power supplies 24-28 ... Bidirectional switches
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