JP2013021545A - Receiver and reception method - Google Patents
Receiver and reception method Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013021545A JP2013021545A JP2011153941A JP2011153941A JP2013021545A JP 2013021545 A JP2013021545 A JP 2013021545A JP 2011153941 A JP2011153941 A JP 2011153941A JP 2011153941 A JP2011153941 A JP 2011153941A JP 2013021545 A JP2013021545 A JP 2013021545A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- unit
- channel
- matrix
- station
- channel matrix
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Description
本発明は、受信装置および受信方法に関する。 The present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method.
近年、次世代通信技術としてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）の技術の研究が行われている（たとえば、下記特許文献１〜４参照。）。ＭＩＭＯには、ＳＵ−ＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）やＭＵ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）が含まれる。ＳＵ−ＭＩＭＯにおいては、複数の送信アンテナを備える送信機から複数の受信アンテナを備える一つの受信機に複数のデータストリームが同時に送信される。
In recent years, research on MIMO (Multiple Input Multiple Output) technology has been conducted as a next-generation communication technology (see, for example,
ＭＵ−ＭＩＭＯにおいては、複数の送信アンテナを備える送信機から複数の受信アンテナを備える複数の受信機に複数のデータストリームが同時に送信される。特にＭＵ−ＭＩＭＯは、互いに干渉が小さい複数の受信機をスケジュールすることによるシステムスループットの改善が期待されている。 In MU-MIMO, a plurality of data streams are simultaneously transmitted from a transmitter having a plurality of transmission antennas to a plurality of receivers having a plurality of reception antennas. In particular, MU-MIMO is expected to improve system throughput by scheduling a plurality of receivers with low interference with each other.
ＭＵ−ＭＩＭＯシステムにおいては、たとえば下りリンクの制御情報オーバーヘッドを削減するため、同時にスケジュールされる各ユーザの存在を受信機に通知しないシステムがある（たとえば、下記非特許文献１参照。）。このようなシステムのユーザ側では、他ユーザ（他局）が使用している変調方式についても不明である。したがって、このようなシステムにおいては、データストリームの復調にはたとえばＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小自乗誤差）法が使用される。
In the MU-MIMO system, for example, there is a system that does not notify the receiver of the presence of each user scheduled at the same time in order to reduce downlink control information overhead (for example, see Non-Patent
一方、データストリームの復調としては、ＭＭＳＥ法より受信特性に優れるＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ：最尤判定）法が知られている。ＭＬＤ法は、最尤判定に基づく信号分離法である。ＭＬＤ法においては、たとえば、各送信信号が示す値の組み合わせの候補についてメトリックを算出し、算出したメトリックに基づいて候補を選択する同時推定方式の信号分離を行う。 On the other hand, as a data stream demodulation, an MLD (Maximum Likelihood Detection) method, which has better reception characteristics than the MMSE method, is known. The MLD method is a signal separation method based on maximum likelihood determination. In the MLD method, for example, a metric is calculated for a combination of values indicated by each transmission signal, and signal separation is performed using a simultaneous estimation method in which candidates are selected based on the calculated metric.
しかしながら、上述した従来技術では、他局宛の送信信号の変調方式が不明であるシステムにおいては、他局宛の送信信号の値の候補（変調多値数）も不明であり、ＭＬＤ法による信号分離が利用できない。このため、ＭＬＤ法を利用することによって受信特性を向上させることができないという問題がある。 However, in the above-described prior art, in a system in which the modulation method of the transmission signal addressed to the other station is unknown, the value of the transmission signal addressed to the other station (modulation multi-value number) is also unknown, and the signal by the MLD method Separation is not available. For this reason, there is a problem that reception characteristics cannot be improved by using the MLD method.
本発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、受信特性を向上させることができる受信装置および受信方法を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a receiving apparatus and a receiving method capable of improving reception characteristics in order to solve the above-described problems caused by the prior art.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明の一側面によれば、自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルを推定し、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルを推定し、前記自チャネルの推定値と、前記干渉チャネルの推定値と、を行方向に結合したチャネル行列を生成し、生成した前記チャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解し、前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記直交行列に基づいて直交化し、前記三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と直交化した前記受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、算出した前記メトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する、受信装置および受信方法が提案される。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, according to one aspect of the present invention, the own channel between the transmitting antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the own station and the receiving antenna of the own station is estimated. And estimating the interference channel between the transmission antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the other station and the reception antenna, and calculating the estimated value of the own channel and the estimated value of the interference channel in the row direction. Generating a combined channel matrix, decomposing the generated channel matrix into an orthogonal matrix and a triangular matrix in which a component of the own channel is arranged in a row having more zero components than a component of the interference channel; The received signal received by the antenna is orthogonalized based on the orthogonal matrix, and the components for each row of the triangular matrix are acquired in order from the rows with more zero components, and acquired every time the components for each row are acquired. did A metric of a value of the transmission signal addressed to the own station is cumulatively calculated based on each component and the received signal orthogonalized, and the transmission signal addressed to the own station is decoded based on the calculated metric. A receiving device and a receiving method are proposed.
本発明の一側面によれば、受信特性を向上させることができるという効果を奏する。 According to one aspect of the present invention, it is possible to improve reception characteristics.
以下に添付図面を参照して、本発明にかかる受信装置および受信方法の実施の形態を詳細に説明する。 Exemplary embodiments of a receiving apparatus and a receiving method according to the present invention will be explained below in detail with reference to the accompanying drawings.
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかる通信システムの一例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる通信システム１００は、送信機１１０と、ユーザ＃１〜＃Ｋ（Ｋは１以上の自然数）に対応するＫ個の受信機１２１〜１２Ｋと、を含んでいる。通信システム１００は、複数の送信アンテナを備える送信機１１０から、複数の受信アンテナを備える受信機１２１〜１２Ｋへ複数のデータストリームを同時に無線送信するＭＵ−ＭＩＭＯの通信システムである。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a communication system according to the first embodiment. As illustrated in FIG. 1, the communication system 100 according to the first embodiment includes a transmitter 110,
たとえば、送信機１１０は、移動体通信システムにおける基地局に適用することができる。また、受信機１２１〜１２Ｋは、移動体通信システムにおける移動局に適用することができる。受信機１２１〜１２Ｋの各アンテナは、自局宛の送信信号だけでなく、他局宛の送信信号も受信する。受信機１２１〜１２Ｋの少なくともいずれかは、受信した各送信信号のうちの自局宛の送信信号をＭＬＤ法により分離して復号する。
For example, the transmitter 110 can be applied to a base station in a mobile communication system. The
（送信機の構成）
図２は、送信機の構成例を示す図である。図２に示す送信機２００は、図１に示した送信機１１０の構成例である。図２に示すように、送信機２００は、スケジューリング部２１０と、ユーザ＃１〜＃Ｋに対応するＫ個のユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋと、Ｋ個の誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋと、Ｋ個の変調部２４１〜２４Ｋと、ストリームマッピング部２５０と、Ｎｔ個（Ｎｔは２以上の自然数）の送信部２６１〜２６Ｎｔと、Ｎｔ本の送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔと、を備えている。
(Configuration of transmitter)
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a transmitter. A transmitter 200 illustrated in FIG. 2 is a configuration example of the transmitter 110 illustrated in FIG. As illustrated in FIG. 2, the transmitter 200 includes a
したがって、送信機２００が多重可能な最大のデータストリーム数はＮｔである。また、送信機２００が同時にスケジュール可能なユーザ数は最大でＮｔである。 Therefore, the maximum number of data streams that can be multiplexed by the transmitter 200 is Nt. In addition, the maximum number of users that can be simultaneously scheduled by the transmitter 200 is Nt.
＜スケジューリング部＞
スケジューリング部２１０は、受信側のユーザ＃１〜＃Ｋとの通信についてスケジューリングを行う。たとえば、スケジューリング部２１０は、ユーザ＃１〜＃Ｋのチャネル品質に応じて、スケジュールするユーザを決定し、スケジュールされるユーザごとのデータストリーム数、符号化率および変調方式などを決定する。スケジューリング部２１０は、ユーザ＃１〜＃Ｋのスケジューリング結果をそれぞれユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋへ出力する。
<Scheduling section>
The
＜ユーザデータ生成部＞
ユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋは、スケジューリング部２１０から出力されたスケジューリング結果に基づいて、それぞれユーザ＃１〜＃Ｋへ送信するユーザデータを生成する。ユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋは、生成したユーザデータをそれぞれ誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋへ出力する。
<User data generator>
The user
＜誤り訂正符号化部＞
誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋは、それぞれユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋから出力されたユーザデータの誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋは、たとえば、それぞれユーザ＃１〜＃Ｋのチャネル品質に応じた符号化率によって誤り訂正符号化を行ってもよい。誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋは、誤り訂正符号化を行ったユーザデータをそれぞれ変調部２４１〜２４Ｋへ出力する。
<Error correction coding unit>
Error
＜変調部＞
変調部２４１〜２４Ｋは、それぞれ誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋから出力されたユーザデータに基づく変調を行う。変調部２４１〜２４Ｋは、たとえば、それぞれユーザ＃１〜＃Ｋのチャネル品質に応じた変調方式によって変調を行ってもよい。変調部２４１〜２４Ｋは、変調を行ったユーザデータをストリームマッピング部２５０へ出力する。
<Modulation unit>
The
＜ストリームマッピング部＞
ストリームマッピング部２５０は、変調部２４１〜２４Ｋから出力されたユーザ＃１〜＃Ｋのユーザデータを、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔにより送信される各データストリームにマッピング（割り当て）する。ストリームマッピング部２５０は、マッピング結果に基づいて、ユーザ＃１〜＃Ｋのユーザデータをそれぞれ送信部２６１〜２６Ｎｔのうちの対応する送信部へ出力する。
<Stream mapping part>
The
＜送信部および送信アンテナ＞
送信部２６１〜２６Ｎｔのそれぞれは、ストリームマッピング部２５０から出力されたユーザデータを無線周波数にアップコンバートする。送信部２６１〜２６Ｎｔは、アップコンバートしたユーザデータをそれぞれ送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔへ出力する。これにより、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔからユーザデータが無線信号により同時送信される。送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔからの送信信号をそれぞれ送信信号ｘ1〜ｘNtとする。
<Transmitter and transmit antenna>
Each of the
（受信機の構成）
図３は、受信機の構成例を示す図である。図３に示す受信機３００は、図１に示した受信機１２１〜１２Ｋのそれぞれの構成例である。ここでは、一例としてユーザ＃１の受信機１２１の構成例としての受信機３００について。図３に示す例では、図２に示した送信機２００においてユーザ＃１にスケジュールされたデータストリームの数をＬ（≦Ｎｒ）とする。すなわち、送信機２００の送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちの１〜Ｌ番目の送信アンテナにユーザ＃１へのユーザデータが割り当てられたとする。
(Receiver configuration)
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a receiver. A
受信機３００は、たとえば、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔの数（Ｎｔ）と、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちの受信機３００を宛先とする送信信号を送信する送信信号の数（Ｌ）と、をあらかじめ送信機２００から取得する。送信機２００は、たとえば、ストリームマッピング部２５０によるマッピングの結果としてＮｔおよびＬを受信機３００へ通知する。また、受信機３００は、送信機２００が受信機３００へ送信する送信信号の変調方式を示す情報をあらかじめ送信機２００から取得する。送信機２００は、たとえば、ストリームマッピング部２５０によるマッピングの結果として、受信機３００へ送信する送信信号の変調方式を受信機３００へ通知する。
For example, the
図３に示すように、受信機３００は、Ｎｒ本（Ｎｒは１以上の自然数）の受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒと、Ｎｒ個の受信部３２１〜３２Ｎｒと、自チャネル推定部３３１と、干渉チャネル推定部３３２と、チャネル行列生成部３３３と、雑音電力推定部３３４と、チャネル行列拡張部３３５と、ＱＲ分解部３３６と、ユニタリ変換部３３７と、ＭＬＤ処理部３３８と、誤り訂正復号部３３９と、を備えている。
As illustrated in FIG. 3, the
受信部３２１〜３２Ｎｒ、自チャネル推定部３３１、干渉チャネル推定部３３２、チャネル行列生成部３３３、雑音電力推定部３３４、チャネル行列拡張部３３５、ＱＲ分解部３３６、ユニタリ変換部３３７、ＭＬＤ処理部３３８および誤り訂正復号部３３９は、たとえばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などの電子回路によって実現することができる。
Receiving units 321-32Nr, own
＜受信アンテナ＞
受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのそれぞれは、送信機２００の送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔから無線信号により送信された送信信号ｘ1〜ｘNtを受信する。すなわち、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのそれぞれが受信する送信信号には、受信機３００を宛先とする送信信号ｘ1〜ｘLだけでなく、受信機３００を宛先としない送信信号ｘL+1〜ｘNtも含まれる。受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒは、受信した信号（受信信号）をそれぞれ受信部３２１〜３２Ｎｒへ出力する。
<Receiving antenna>
Each of the
＜受信部＞
受信部３２１〜３２Ｎｒは、それぞれ受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒから出力された受信信号をベースバンド信号に変換する。受信部３２１〜３２Ｎｒのそれぞれは、ベースバンド信号に変換した受信信号を、自チャネル推定部３３１、干渉チャネル推定部３３２およびユニタリ変換部３３７へ出力する。受信部３２１〜３２Ｎｒから出力される受信信号をそれぞれ受信信号ｙ1〜ｙNrとする。
<Receiver>
The
＜自チャネル推定部＞
自チャネル推定部３３１は、受信部３２１〜３２Ｎｒから出力される受信信号ｙ1〜ｙNrに含まれるパイロット信号などに基づいて自チャネルを推定する。具体的には、自チャネル推定部３３１は、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのうちのｍ（１≦ｍ≦Ｎｒ）番目の受信アンテナと、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちのｎ（１≦ｎ≦Ｌ）番目の送信アンテナと、の間の各チャネルを推定する。チャネルの推定は、たとえば、チャネルの振幅および位相の変動量の推定である。自チャネル推定部３３１は、自チャネルの推定値を自チャネル推定値ベクトルｈｎとしてチャネル行列生成部３３３および雑音電力推定部３３４へ出力する。
<Own channel estimation unit>
The own
＜干渉チャネル推定部＞
干渉チャネル推定部３３２は、受信部３２１〜３２Ｎｒから出力される受信信号ｙ1〜ｙNrに含まれるパイロット信号などに基づいて自チャネルへの干渉チャネルを推定する。具体的には、干渉チャネル推定部３３２は、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのうちのｍ番目の受信アンテナと、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちのユーザ＃１以外へ信号を送信している可能性のある送信アンテナと、の間のチャネルを推定する。
<Interference channel estimation unit>
The interference
ユーザ＃１以外へ信号を送信している可能性のある送信アンテナは、たとえば、ユーザ＃１へ信号を送信していない送信アンテナである。すなわち、ユーザ＃１以外へ信号を送信している可能性のある送信アンテナは、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちのｋ（Ｌ＋１≦ｋ≦Ｎｔ）番目の送信アンテナである。干渉チャネル推定部３３２は、チャネルの推定値を、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋとしてチャネル行列生成部３３３および雑音電力推定部３３４へ出力する。
A transmission antenna that may transmit a signal to a user other than
＜チャネル行列生成部＞
チャネル行列生成部３３３は、自チャネル推定部３３１から出力された自チャネル推定値ベクトルｈｎと、干渉チャネル推定部３３２から出力された干渉チャネル推定値ベクトルｈｋと、を行方向（行の各成分の並び方向）に結合したチャネル行列Ｈを生成する。たとえば、チャネル行列生成部３３３は、自チャネル推定値ベクトルｈｎが干渉チャネル推定値ベクトルｈｋより右側に配置されるようにチャネル行列Ｈを生成する。チャネル行列生成部３３３によって生成されるチャネル行列Ｈは、たとえば下記（１）式によって表される。
<Channel matrix generator>
The channel
また、送信信号ベクトルをｘ（ｘ1〜ｘNt）、雑音をｎ（ｎ1〜ｎNr）とすると、受信機３００の受信信号ｙ（ｙ1〜ｙNr）はｙ＝Ｈｘ＋ｎとなる。したがって、受信信号ｙはたとえば下記（２）式によって表される。
If the transmission signal vector is x (x 1 to x Nt ) and the noise is n (n 1 to n Nr ), the reception signal y (y 1 to y Nr ) of the
上述のように、チャネル行列Ｈにおいては自チャネル推定値ベクトルｈｎが干渉チャネル推定値ベクトルｈｋより右側に配置されている。このため、上記（２）式に示すように、送信信号ベクトルｘにおいては、自局宛の送信信号（ｘ1，ｘ2，…，ｘL）が他局宛の送信信号（ｘL+1，ｘL+2，…，ｘNt）より下段になる。これにより、後述するＭＬＤ処理部３３８において、自局宛の送信信号（ｘ1，ｘ2，…，ｘL）が他局宛の送信信号（ｘL+1，ｘL+2，…，ｘNt）より先に処理される。チャネル行列生成部３３３は、生成したチャネル行列Ｈをチャネル行列拡張部３３５へ出力する。
As described above, in the channel matrix H, the own channel estimation value vector hn is arranged on the right side of the interference channel estimation value vector hk. Therefore, as shown in the above equation (2), in the transmission signal vector x, the transmission signals (x 1 , x 2 ,..., X L ) addressed to the own station are transmitted to the transmission signals (x L + 1 ) addressed to other stations. , X L + 2 ,..., X Nt ). Thus, the
このように、チャネル行列生成部３３３は、チャネル行列Ｈに対応する送信信号ベクトルｘの所定方向（ここでは下段から上段へ向かう方向）の順序において、自局宛の送信信号が他局宛の送信信号より先になるようにチャネル行列Ｈを生成する。
In this way, the channel
＜雑音電力推定部＞
雑音電力推定部３３４は、自チャネル推定部３３１から出力された自チャネル推定値ベクトルｈｎと、干渉チャネル推定部３３２から出力された干渉チャネル推定値ベクトルｈｋと、に基づいて、受信アンテナあたりの雑音電力σ2を推定する雑音推定部である。雑音電力推定部３３４は、推定した雑音電力σ2をチャネル行列拡張部３３５へ出力する。
<Noise power estimation unit>
The noise
＜チャネル行列拡張部＞
チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列生成部３３３から出力されたチャネル行列Ｈを、たとえば下記（３）式に示すように拡張して拡張チャネル行列Ｈｅとする。ＩNtはチャネル行列Ｈの列数（Ｎｔ）に等しい行数および列数（Ｎｔ×Ｎｔ）の単位行列である。σＩNtは、ＩNtに雑音電力σ2の偏差を乗算した行列である。
<Channel matrix extension part>
The channel
チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列生成部３３３から出力されたチャネル行列Ｈの下側にσＩNtを追加することによって拡張を行う。したがって、拡張チャネル行列Ｈｅは（Ｎｒ＋Ｎｔ）×Ｎｔの行列である。チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈを拡張した拡張チャネル行列ＨｅをＱＲ分解部３３６へ出力する。
The channel
たとえば、Ｎｔ＝Ｎｒ＝４、Ｌ＝２の場合は、チャネル行列Ｈは下記（４）式のようになり、拡張チャネル行列Ｈｅは下記（５）式のようになる。 For example, when Nt = Nr = 4 and L = 2, the channel matrix H is expressed by the following equation (4), and the extended channel matrix He is expressed by the following equation (5).
＜ＱＲ分解部＞
ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列拡張部３３５から出力された拡張チャネル行列ＨｅをＱＲ分解する。たとえば、ＱＲ分解部３３６は、下記（６）式に示すように、拡張チャネル行列Ｈｅを（Ｎｒ＋Ｎｔ）×（Ｎｒ＋Ｎｔ）のユニタリ行列Ｑｅ（直交行列）と（Ｎｒ＋Ｎｔ）×Ｎｔの上三角行列Ｒｅとに分解する。上三角行列Ｒｅは、自チャネルの成分が干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行（下段）に配置された三角行列となる。
<QR decomposition part>
The
ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られたユニタリ行列Ｑｅの左上Ｎｒ×Ｎｒを取り出した部分行列Ｑのエルミート共役ＱHをユニタリ変換部３３７へ出力する。また、ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られた上三角行列Ｒｅの上Ｎｒ行を取り出した部分行列ＲをＭＬＤ処理部３３８へ出力する。これにより、ユニタリ変換部３３７において受信信号ｙの直交化が可能になる。
The
＜ユニタリ変換部＞
ユニタリ変換部３３７は、受信部３２１〜３２Ｎｒから出力された受信信号ｙ（＝ｙ1〜ｙNr）の直交化を行う直交化部である。具体的には、ユニタリ変換部３３７は、ＱＲ分解部３３６から出力されたエルミート共役ＱHを受信信号ｙに乗算（ｚ＝ＱHｙ）し、直交化した受信信号ｚ（ｚ1〜ｚNr）を得る。ユニタリ変換部３３７は、直交化した受信信号ｚをＭＬＤ処理部３３８へ出力する。
<Unitary converter>
The
ＭＬＤ処理部３３８は、ユニタリ変換部３３７から出力された受信信号ｚに対するＭＬＤ法による処理を、ＱＲ分解部３３６から出力された部分行列Ｒに基づいて行う。受信信号ｚは、たとえば下記（７）式に示すように表すことができる。下記（７）式、受信信号ｚ、部分行列Ｒ、エルミート共役ＱHに基づいて送信信号ｘを求めることができる。
The
＜ＭＬＤ処理部＞
ＭＬＤ処理部３３８は、ユニタリ変換部３３７から出力された受信信号ｚと、ＱＲ分解部３３６から出力された部分行列Ｒと、に基づいて、自局宛の各送信信号の値の各候補のメトリックを累積的に算出する算出部である。具体的には、ＭＬＤ処理部３３８は、部分行列Ｒ（三角行列）の行ごとの成分を、ゼロ成分のより多い行（ここでは下段）から順に、自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナの数（Ｌ）だけ取得する。そして、ＭＬＤ処理部３３８は、行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と受信信号ｚとに基づいて自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出する。
<MLD processing unit>
Based on the received signal z output from the
また、ＭＬＤ処理部３３８は、自局宛の各送信信号のメトリックの算出が終わると、算出した累積メトリックに基づいて、自局宛の各送信信号が示す値の候補のＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：対数尤度比）を誤り訂正復号部３３９へ出力する。したがって、ＭＬＤ処理部３３８は、他局宛の各送信信号のメトリックについては算出しなくてもよい。
Further, when the calculation of the metric of each transmission signal addressed to the own station is completed, the
＜誤り訂正復号部＞
誤り訂正復号部３３９は、ＭＬＤ処理部３３８から出力されたＬＬＲに基づく軟判定により、送信信号ｘが示す値の誤り訂正復号を行う。誤り訂正復号部３３９は、誤り訂正復号により得られたユーザデータを出力する。
<Error correction decoding unit>
The error
（ＭＬＤ処理部の具体例）
図４は、ＭＬＤ処理部の具体例を示す図である。ここでは一例として、ＭＬＤ処理部３３８が、ＱＲ分解部３３６によるＱＲ分解の結果に基づいてＭアルゴリズムによるシンボル候補の絞り込みを行うＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムを用いる場合について説明する。Ｍアルゴリズムにおいては、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒに対応する各ステージにおいて、Ｎ個のシンボル候補の中からＭ（Ｎ≦Ｍ）個のシンボル候補を選択することにより順次シンボル候補の絞り込みを行う。
(Specific example of MLD processing unit)
FIG. 4 is a diagram illustrating a specific example of the MLD processing unit. Here, as an example, a case will be described in which the
ＭＬＤ処理部３３８は、ステージ処理制御部４１０と、Ｎｒ個のステージ処理部４２１〜４２Ｎｒと、ＬＬＲ算出部４３０と、を備えている。ＭＬＤ処理部３３８には、ユニタリ変換部３３７から出力された受信信号ｚと、ＱＲ分解部３３６から出力された部分行列Ｒと、が入力される。
The
＜ステージ処理制御部＞
ステージ処理制御部４１０は、自局宛の送信信号ｘ1〜ｘLまでのステージの処理が実行され、他局宛の送信信号ｘL+1〜ｘNtまでのステージの処理が実行されないようにステージ処理部４２１〜４２Ｎｒの動作を制御する。具体的には、ステージ処理制御部４１０は、第１ステージ〜第Ｌステージに対応するステージ処理部４２１〜４２Ｌを動作するように設定する。また、ステージ処理制御部４１０は、第Ｌ＋１ステージ〜第Ｎｒステージに対応するステージ処理部４２（Ｌ＋１）〜４２Ｎｒは動作しないように設定する。
<Stage processing control unit>
The stage
また、ステージ処理制御部４１０は、第１ステージ〜第Ｌ−１ステージに対応するステージ処理部４２１〜４２（Ｌ−１）の出力選択部４０３の出力先をシンボル候補選択部４０４に設定する。また、ステージ処理制御部４１０は、第Ｌステージに対応するステージ処理部４２Ｌの出力選択部４０３の出力先をＬＬＲ算出部４３０に設定する。
Further, the stage
＜ステージ処理部＞
ステージ処理部４２１〜４２Ｎｒは、それぞれＭＬＤ法における第１ステージ〜第Ｎｒステージの処理を行う。具体的には、ステージ処理部４２１〜４２Ｎｒのそれぞれは、二乗ユークリッド距離算出部４０１と、累積メトリック算出部４０２と、出力選択部４０３と、シンボル候補選択部４０４と、を備えている。ただし、ステージ処理部４２１は累積メトリック算出部４０２を備えていなくてもよい。また、ステージ処理部４２Ｎｒはシンボル候補選択部４０４を備えていなくてもよい。
<Stage processing unit>
The
＜第１ステージ＞
まず、第１ステージに対応するステージ処理部４２１の二乗ユークリッド距離算出部４０１、出力選択部４０３およびシンボル候補選択部４０４について説明する。ステージ処理部４２１は、受信信号ｚおよび部分行列Ｒに基づいて、送信信号ｘLが示す値の候補（シンボル候補）を選択する。
<First stage>
First, the square Euclidean
具体的には、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、送信信号ｘLが示す値の各候補ＣL,i（ｉ＝１，２，…，ｍL）について、受信信号ｚNrとの二乗ユークリッド距離を算出する。ｍLは、送信信号ｘLの変調多値数（たとえば位相点の数）である。たとえば変調方式がＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）である場合はｍL＝４となる。
Specifically, the square Euclidean
たとえば、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、下記（８）式によって二乗ユークリッド距離ｄ1（ｃL,i）を算出する。二乗ユークリッド距離算出部４０１は、算出した二乗ユークリッド距離ｄ1（ｃL,i）を、第１ステージまでの累積メトリックとして出力選択部４０３へ出力する。
For example, the square Euclidean
出力選択部４０３は、ステージ処理制御部４１０からの設定により、二乗ユークリッド距離算出部４０１から出力された二乗ユークリッド距離ｄ1（ｃL,i）をシンボル候補選択部４０４へ出力する。
The
シンボル候補選択部４０４は、送信信号ｘLが示す値の各候補ＣL,iの中から、出力選択部４０３から出力された二乗ユークリッド距離ｄ1（ｃL,i）が小さい順にＳ1個の候補ｃL（ｋ）を選択する（ｋ＝１，２，…，Ｓ1）。Ｓ1は、たとえばあらかじめ設定された固定値である。シンボル候補選択部４０４は、選択した候補ｃL（ｋ）をステージ処理部４２２へ出力する。
The symbol
また、シンボル候補選択部４０４は、出力選択部４０３から出力された二乗ユークリッド距離ｄ1（ｃL,i）のうちの、選択した候補ｃL（ｋ）に対応する二乗ユークリッド距離を第１ステージまでの累積メトリックｄ1（ｃL（ｋ））としてステージ処理部４２２へ出力する。
The symbol
＜第２ステージ＞
つぎに、第２ステージに対応するステージ処理部４２２の二乗ユークリッド距離算出部４０１、累積メトリック算出部４０２、出力選択部４０３およびシンボル候補選択部４０４について説明する。ステージ処理部４２２は、ステージ処理部４２１から出力された送信信号ｘLの候補ｃL（ｋ）および累積メトリックｄ1（ｃL（ｋ））に基づいて、送信信号ｘL，ｘL-1が示す値の組み合わせの候補を選択する。
<Second stage>
Next, the square Euclidean
具体的には、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、送信信号ｘL，ｘL-1が示す値の各候補ＣL-1,i（ｉ＝１，２，…，ｍL-1）について、受信信号ｚNr-1との二乗ユークリッド距離を算出する。ただし、送信信号ｘLの値については、ステージ処理部４２１から出力された候補ｃL（ｋ）の値とする。
Specifically, the square Euclidean
たとえば、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、下記（９）式によって二乗ユークリッド距離ｄ2（ｃL（ｋ），ｃL-1,i）を算出する。二乗ユークリッド距離算出部４０１は、算出した二乗ユークリッド距離ｄ2（ｃL（ｋ），ｃL-1,i）を累積メトリック算出部４０２へ出力する。
For example, the square Euclidean
累積メトリック算出部４０２は、第２ステージまでのＳ1ｍL-1個の累積メトリックＥ2を算出する。たとえば、累積メトリック算出部４０２は、下記（１０）式のように累積メトリックＥ2を算出する。すなわち、累積メトリック算出部４０２は、ステージ処理部４２１からの第１ステージまでの累積メトリックｄ1（ｃL）と、二乗ユークリッド距離算出部４０１からの第２ステージの二乗ユークリッド距離ｄ2（ｃL（ｋ），ｃL-1,i）と、を加算する。累積メトリック算出部４０２は、算出した累積メトリックＥ2を出力選択部４０３へ出力する。
Cumulative
出力選択部４０３は、ステージ処理制御部４１０からの設定により、累積メトリック算出部４０２から出力された累積メトリックＥ2をシンボル候補選択部４０４へ出力する。
The
シンボル候補選択部４０４は、送信信号ｘL，ｘL-1が示す値の組み合わせの各候補ＣL-1,iの中から、出力選択部４０３から出力された累積メトリックＥ2が小さい順にＳ2個の候補ＣL-1（ｋ）を選択する（ｋ＝１，２，…，Ｓ2）。ただし、送信信号ｘLの値の候補については、ステージ処理部４２１から出力された候補ｃL（ｋ）とする。Ｓ2は、たとえばあらかじめ設定された固定値である。シンボル候補選択部４０４は、選択した候補ＣL-1（ｋ）をステージ処理部４２３へ出力する。
The symbol
また、シンボル候補選択部４０４は、出力選択部４０３から出力された累積メトリックＥ2のうちの、選択した候補ＣL-1（ｋ）に対応する累積メトリックＥ2を第２ステージまでの累積メトリックｄ2（ｃL-1（ｋ））としてステージ処理部４２３へ出力する。
Further, the symbol
＜第３ステージ〜第Ｌ−１ステージ＞
つぎに、第３ステージ〜第Ｌ−１ステージに対応するステージ処理部４２３〜４２（Ｌ−１）について説明する。ステージ処理部４２３〜４２（Ｌ−１）は、ステージ処理部４２２と同様の処理を行う。たとえば、ステージ処理部４２（Ｌ−１）は、前段のステージ処理部４２（Ｌ−２）から出力された送信信号の候補および累積メトリックに基づいて、それぞれ送信信号ｘL〜ｘ2の値の組み合わせの候補Ｃ2を選択する。
<3rd stage to L-1 stage>
Next, stage processing units 423 to 42 (L-1) corresponding to the third stage to the (L-1) th stage will be described. The stage processing units 423 to 42 (L-1) perform the same processing as the
ステージ処理部４２（Ｌ−１）のシンボル候補選択部４０４は、選択した候補Ｃ2（ｋ）をステージ処理部４２Ｌへ出力する。また、ステージ処理部４２（Ｌ−１）のシンボル候補選択部４０４は、選択した候補Ｃ2（ｋ）に対応する累積メトリックＥL-1を第Ｌ−１ステージまでの累積メトリックｄL-1（ｃ2（ｋ））としてステージ処理部４２Ｌへ出力する。
The symbol
＜第Ｌステージ＞
つぎに、第Ｌステージに対応するステージ処理部４２Ｌの二乗ユークリッド距離算出部４０１、累積メトリック算出部４０２および出力選択部４０３について説明する。ステージ処理部４２Ｌは、ステージ処理部４２（Ｌ−１）から出力された送信信号ｘ2の候補ＣL,iおよび累積メトリックｄL-1（ｃ2（ｋ））に基づいて、送信信号ｘL〜ｘ1の値の組み合わせの候補Ｃ1を選択する。
<L stage>
Next, the square Euclidean
具体的には、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、送信信号ｘL〜ｘ1の値の組み合わせの各候補ＣL-1,i（ｉ＝１，２，…，ｍL-1）について、受信信号ｚNr-L+1との二乗ユークリッド距離を算出する。ただし、送信信号ｘL〜ｘ2の値については、ステージ処理部４２（Ｌ−１）から出力された候補Ｃ2（ｋ）の値とする。
Specifically, the square Euclidean
たとえば、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、下記（１１）式によって二乗ユークリッド距離ｄL（ｃL（ｋ），ｃL-1（ｋ），…ｃ2（ｋ），ｃ1,i）を算出する。二乗ユークリッド距離算出部４０１は、算出した二乗ユークリッド距離ｄL（ｃL（ｋ），ｃL-1（ｋ），…ｃ2（ｋ），ｃ1,i）を累積メトリック算出部４０２へ出力する。
For example, the square Euclidean
累積メトリック算出部４０２は、第Ｌステージまでの累積メトリックＥLを算出する。たとえば、累積メトリック算出部４０２は、下記（１２）のようにＳ1ｍL-1個の累積メトリックＥLを算出する。すなわち、累積メトリック算出部４０２は、ステージ処理部４２１からの累積メトリックｄL-1（ｃ2（ｋ））と、二乗ユークリッド距離算出部４０１からの二乗ユークリッド距離ｄL（ｃL（ｋ），ｃL-1（ｋ），…ｃ2（ｋ），ｃ1,i）と、を加算する。累積メトリック算出部４０２は、算出した累積メトリックＥLを出力選択部４０３へ出力する。
Cumulative
出力選択部４０３は、ステージ処理制御部４１０からの設定により、累積メトリック算出部４０２から出力された累積メトリックＥLをＬＬＲ算出部４３０へ出力する。
The
＜第Ｌ＋１ステージ〜第Ｎｒステージ＞
第Ｌ＋１ステージ〜第Ｎｒステージに対応するステージ処理部４２（Ｌ＋１）〜４２Ｎｒは、ステージ処理制御部４１０からの設定により、図４に示す例では動作しない。
<L + 1 stage to Nr stage>
The stage processing units 42 (L + 1) to 42 Nr corresponding to the (L + 1) th stage to the Nrth stage do not operate in the example shown in FIG. 4 due to the setting from the stage
＜ＬＬＲの算出＞
ＬＬＲ算出部４３０は、ステージ処理部４２Ｌから出力された累積メトリックＥLに基づいて、送信信号ｘが示す値のＬＬＲ（ビットＬＬＲ）を算出する。ＬＬＲは、たとえば、信号が０となる信頼度情報（尤度）と信号が１となる信頼度情報（尤度）との比の対数値である。ＬＬＲ算出部４３０は、算出したＬＬＲを誤り訂正復号部３３９へ出力する。
<Calculation of LLR>
The
図４では、ＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムを例に説明したが、シンボル候補の選択アルゴリズムはＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムに限られない。たとえば、シンボル候補の選択アルゴリズムとしてＡＳＥＳＳ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ＳＥｌｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｕｒｖｉｖｉｎｇ Ｓｙｍｂｏｌ ｒｅｐｌｉｃａ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ：適応生き残りシンボルレプリカ候補選択法）アルゴリズムなどを用いてもよい。 In FIG. 4, the QRM-MLD algorithm has been described as an example, but the symbol candidate selection algorithm is not limited to the QRM-MLD algorithm. For example, as a symbol candidate selection algorithm, an ASESS (Adaptive Selection of Surviving Symbol replica candidates) algorithm may be used.
なお、ＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムについてはたとえば非特許文献（Ｋ．Ｊ．Ｋｉｍ ａｎｄ Ｊ．Ｙｕｅ，“Ｊｏｉｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｄａｔａ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ”ｉｎ Ｐｒｏｃ．Ｔｈｉｒｔｙ−Ｓｉｘｔｈ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，ｐｐ．１８５７−１８６１，Ｎｏｖ．２００２）に記載されている。 The QRM-MLD algorithm is described in, for example, non-patent literature (KJ Kim and J. Yue, “Joint channel estimation and data detection algorithms for MIMO-OFDM systems and SimsityAthics in Science. Computers, pp. 1857-1861, Nov. 2002).
また、ＡＳＥＳＳアルゴリズムについてはたとえば非特許文献（Ｋ．Ｈｉｇｕｃｈｉ，Ｈ．Ｋａｗａｉ，Ｎ．Ｍａｅｄａ ａｎｄ Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ，“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｕｒｖｉｖｉｎｇ Ｓｙｍｂｏｌ Ｒｅｐｌｉｃａ Ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ｉｎ ＱＲＭ−ＭＬＤ ｆｏｒ ＯＦＣＤＭ ＭＩＭＯ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ”Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ２００４，ｐｐ．２４８０−２４８６，Ｎｏｖ．２００４）に記載されている。 As for the ASESS algorithm, for example, non-patent literature (K. Higuchi, H. Kawai, N. Maeda and M. Sawahashi, “Adaptive Selection of Mim. of IEEE Globecom 2004, pp. 2480-2486, Nov. 2004).
このように、実施の形態１にかかる受信機３００によれば、自局宛の送信信号がＭＬＤ法で先に処理されるようにチャネル行列を生成することで、ＭＬＤ法において他局宛の送信信号を処理しなくても、自局宛の送信信号の累積メトリックを算出することができる。これにより、他局宛の送信信号が示す値の候補が不明であってもＭＬＤ法を実施できるため、他局の変調方式が不明なシステムにおいても受信特性を向上させることができる。
As described above, according to the
たとえば、受信機３００は、自チャネルの推定値を干渉チャネルの推定値より右側に配置したチャネル行列を生成し、チャネル行列をユニタリ行列および上三角行列に分解し、送信信号ベクトルの下段側から順にメトリックを算出する。これにより、ＭＬＤ法において、自局宛の送信信号を他局宛の送信信号より先に処理させることができる。
For example, the
これに対して、受信機３００は、自チャネルの推定値を干渉チャネルの推定値より左側に配置したチャネル行列を生成してもよい。この場合は、受信機３００は、チャネル行列をユニタリ行列および下三角行列に分解し、送信信号ベクトルｘの上段側から順にメトリックを算出する。これにより、ＭＬＤ法において、自局宛の送信信号を他局宛の送信信号より先に処理させることができる。
On the other hand, the
また、たとえば上記特許文献４のように、同時にスケジュールされる全てのユーザの変調方式を同じにすることによりＭＬＤ法を使用する構成に比べて、変調方式の制限がない。このため、端末の性能や通信環境に応じた柔軟なスケジューリングが可能になるため、スループットを向上させることができる。 Further, for example, as in the above-mentioned Patent Document 4, there is no limitation on the modulation scheme as compared with a configuration using the MLD method by making the modulation schemes of all users scheduled at the same time the same. For this reason, since flexible scheduling according to the performance of the terminal and the communication environment is possible, the throughput can be improved.
また、推定した雑音電力に基づいてチャネル行列を拡張することで、チャネル行列に含まれる雑音成分を低減し、後段の処理における雑音強調を抑えることができる。このため、自局宛の送信信号の復号の精度を向上させ、受信特性を向上させることができる。 Further, by expanding the channel matrix based on the estimated noise power, it is possible to reduce the noise component included in the channel matrix and suppress noise enhancement in subsequent processing. For this reason, it is possible to improve the decoding accuracy of the transmission signal addressed to the own station and improve the reception characteristics.
（実施の形態２）
実施の形態２にかかる受信機３００のチャネル行列生成部３３３は、自チャネル推定値ベクトルｈｎに含まれる推定値間の順序をベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列Ｈを生成する。また、チャネル行列生成部３３３は、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋに含まれる推定値間の順序をベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列Ｈを生成する。
(Embodiment 2)
The channel
具体的には、自チャネル推定値ベクトルｈｎに含まれる各推定値を、チャネル行列Ｈに対して、下記（１３）式に示すベクトルノルムＰｎの大きい順に右になるように配置する。これにより、自チャネル推定値ベクトルｈｎに含まれる各推定値は、ＳＮＲが大きいほどチャネル行列Ｈの右側に配置される。 Specifically, each estimated value included in the own channel estimated value vector hn is arranged with respect to the channel matrix H so as to be on the right in the descending order of the vector norm Pn shown in the following equation (13). Thereby, each estimated value included in the own channel estimated value vector hn is arranged on the right side of the channel matrix H as the SNR increases.
また、チャネル行列生成部３３３は、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋに含まれる各推定値を、チャネル行列Ｈに対して、下記（１４）式に示すベクトルノルムＰｋの大きい順に右になるように配置する。これにより、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋに含まれる各推定値は、ＳＮＲが小さいほどチャネル行列Ｈの右側に配置される。
Further, the channel
これにより、チャネル行列Ｈに対応する送信信号ベクトルｘにおいては、ＳＮＲが大きいチャネルの送信信号ほど下段に配置される。これにより、ＭＬＤ処理部３３８において、自局宛の送信信号（ｘ1，ｘ2，…，ｘL）のうちのＳＮＲが大きいチャネルの送信信号が先に処理される。このため、推定精度の高い送信信号から先に値の候補を絞り込んでいくことができるため、値の候補の絞り込みの精度が向上し、受信特性を向上させることができる。
As a result, in the transmission signal vector x corresponding to the channel matrix H, the transmission signal of the channel having the larger SNR is arranged at the lower stage. As a result, in the
このように、実施の形態２にかかる受信機３００によれば、自チャネルの各推定値および干渉チャネルの各推定値をそれぞれベクトルノルムに基づいて並べた拡張行列を生成することができる。これにより、ＭＬＤ法においてＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：信号雑音比）が大きいチャネルの送信信号が先に処理され、推定精度の高い送信信号から先に値の候補を絞り込んでいくことができる。このため、値の候補の絞り込みの精度が向上し、受信特性を向上させることができる。
As described above, according to the
（実施の形態３）
実施の形態３にかかるチャネル行列拡張部３３５は、非対角成分が０で対角成分がσのＬ×Ｎtの行列をチャネル行列Ｈの下側に追加することによってチャネル行列Ｈを拡張する。具体的には、チャネル行列拡張部３３５は、下記（１５）式のようにチャネル行列Ｈを拡張することによって拡張チャネル行列Ｈ’ｅを得る。
(Embodiment 3)
The channel
ただし、ΣL×Ntは下記（１６）式を満たす。すなわち、拡張チャネル行列Ｈ’ｅは（Ｎｒ＋Ｌ）×Ｎｔの行列となる。 However, Σ L × Nt satisfies the following equation (16). That is, the extended channel matrix H′e is a (Nr + L) × Nt matrix.
たとえば、Ｎｔ＝Ｎｒ＝４、Ｌ＝２の場合は、拡張チャネル行列Ｈ’ｅは下記（１７）式のようになる。チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈを拡張した拡張チャネル行列Ｈ’ｅをＱＲ分解部３３６へ出力する。
For example, when Nt = Nr = 4 and L = 2, the extended channel matrix H′e is expressed by the following equation (17). The channel
ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列拡張部３３５から出力された拡張チャネル行列Ｈ’ｅをＱＲ分解する。たとえば、ＱＲ分解部３３６は、下記（１８）式に示すように、拡張チャネル行列Ｈ’ｅを（Ｎｒ＋Ｌ）×（Ｎｒ＋Ｌ）のユニタリ行列Ｑ’ｅと（Ｎｒ＋Ｌ）×Ｎｔの上三角行列Ｒ’ｅとに分解する。
The
ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られたユニタリ行列Ｑ’ｅの左上Ｎｒ×Ｎｒを取り出した部分行列Ｑのエルミート共役ＱHをユニタリ変換部３３７へ出力する。また、ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られた上三角行列Ｒ’ｅの上Ｎｒ行を取り出した部分行列ＲをＭＬＤ処理部３３８へ出力する。この場合は、受信信号ｚは、たとえば下記（１９）式に示すように表すことができる。
The
このように、実施の形態３にかかる受信機３００によれば、チャネル行列と同じ列数および自局宛の送信信号の数に等しい行数を有し、対角成分の値が雑音電力の偏差であり、非対角成分の値がゼロである行列によってチャネル行列を拡張することができる。これにより、少ない行数の追加によりチャネル行列を拡張し、後段の計算量を低減することができる。このため、後段の処理における雑音強調を抑えるとともに、受信機３００の消費電力を低減することができる。
As described above, according to the
（実施の形態４）
図５は、実施の形態４にかかる受信機の構成例を示す図である。図５において、図３に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図３に示すように、受信機３００は、図３に示した構成に加えて、ＳＮＲ推定部５０１と、拡張制御部５０２と、を備えている。
(Embodiment 4)
FIG. 5 is a diagram of a configuration example of a receiver according to the fourth embodiment. In FIG. 5, the same parts as those shown in FIG. As illustrated in FIG. 3, the
チャネル行列拡張部３３５は、拡張制御部５０２の制御にしたがって、チャネル行列Ｈの拡張の有無を切り替える。具体的には、チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈの拡張を行う場合は拡張により得られた拡張チャネル行列Ｈｅを出力する。また、チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈの拡張を行わない場合はチャネル行列Ｈを出力する。ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列拡張部３３５から出力される拡張チャネル行列Ｈｅまたはチャネル行列ＨのＱＲ分解を行う。
The channel
自チャネル推定部３３１は、自チャネル推定値ベクトルｈｎをＳＮＲ推定部５０１へも出力する。干渉チャネル推定部３３２は、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋをＳＮＲ推定部５０１へも出力する。雑音電力推定部３３４は、推定した雑音電力σ2をＳＮＲ推定部５０１へも出力する。
The own
ＳＮＲ推定部５０１は、受信機３００の受信信号のＳＮＲを推定する信号雑音比推定部である。具体的には、ＳＮＲ推定部５０１は、自チャネル推定部３３１からの自チャネル推定値ベクトルｈｎと、干渉チャネル推定部３３２からの干渉チャネル推定値ベクトルｈｋと、雑音電力推定部３３４からの雑音電力σ2と、に基づいてＳＮＲを推定する。ＳＮＲ推定部５０１は、推定したＳＮＲを拡張制御部５０２へ出力する。
The
拡張制御部５０２は、ＳＮＲ推定部５０１から出力されたＳＮＲと所定の閾値とを比較する。そして、拡張制御部５０２は、ＳＮＲが閾値以下である場合はチャネル行列Ｈの拡張を行うようにチャネル行列拡張部３３５を制御する。また、拡張制御部５０２は、ＳＮＲが閾値より大きい場合はチャネル行列Ｈの拡張を行わないようにチャネル行列拡張部３３５を制御する。
The
図６は、ＳＮＲに対するＢＥＲの特性の一例を示す図である。図６において、横軸は受信機３００の受信信号のＳＮＲを示し、縦軸は受信機３００の受信信号のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）を示している。特性６０１は、ＭＭＳＥ法を用いると仮定した場合のＳＮＲに対するＢＥＲの特性を参考として示している。
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of BER characteristics with respect to SNR. In FIG. 6, the horizontal axis represents the SNR of the reception signal of the
特性６０２は、チャネル行列拡張部３３５においてチャネル行列Ｈの拡張を行う場合におけるＳＮＲに対するＢＥＲの特性を示している。特性６０３は、チャネル行列拡張部３３５においてチャネル行列Ｈの拡張を行わない場合におけるＳＮＲに対するＢＥＲの特性を示している。また、特性６０１〜６０３のそれぞれは、受信信号がＱＰＳＫ（たとえばＥｎｈａｎｃｅｄ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ａ ｍｏｄｅｌ）であり、最大ドップラー周波数ｆｄが７０［Ｈｚ］である場合の各特性を示している。
A characteristic 602 indicates the characteristic of the BER with respect to the SNR when the channel
ＳＮＲが約１２［ｄＢ］より低い場合では、チャネル行列Ｈの拡張なしの特性６０３はＭＭＳＥ法の特性６０１よりＢＥＲが劣化している。一方、ＳＮＲが約１２［ｄＢ］より高い場合では、チャネル行列Ｈの拡張なしの特性６０３でもＭＭＳＥ法の特性６０１よりも優れたＢＥＲ（受信特性）を得られる。
In the case where the SNR is lower than about 12 [dB], the BER of the channel matrix H without
したがって、たとえば図６に示した例において、ＭＭＳＥ法より良好な特性が得られれば十分である場合は、所定の閾値を１２［ｄＢ］としてもよい。これにより、ＳＮＲが閾値以下である場合は、ＭＭＳＥ法より優れた受信特性を得つつ、チャネル行列Ｈの拡張を行わないことで処理量を低減することができる。このため、受信機３００の消費電力を低減することができる。
Therefore, for example, in the example shown in FIG. 6, when it is sufficient that a better characteristic than the MMSE method is obtained, the predetermined threshold may be set to 12 [dB]. As a result, when the SNR is equal to or less than the threshold, it is possible to reduce the processing amount by not extending the channel matrix H while obtaining reception characteristics superior to those of the MMSE method. For this reason, the power consumption of the
このように、実施の形態４にかかる受信機３００によれば、ＳＮＲと閾値との比較結果に基づいてチャネル行列の拡張の有無を切り替えることで、信号の受信状態がよい場合はチャネル行列Ｈの拡張を行わないようにすることができる。これにより、処理量を低減することができる。
As described above, according to the
（実施の形態５）
図７は、実施の形態５にかかる受信機の構成例を示す図である。図７において、図３と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図７に示すように、実施の形態５にかかる受信機３００は、図３に示した雑音電力推定部３３４およびチャネル行列拡張部３３５を省いた構成としてもよい。この場合は、チャネル行列生成部３３３は、生成したチャネル行列ＨをＱＲ分解部３３６へ出力する。ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列生成部３３３から出力されたチャネル行列ＨをＱＲ分解する。
(Embodiment 5)
FIG. 7 is a diagram of a configuration example of a receiver according to the fifth embodiment. In FIG. 7, the same components as those in FIG. As illustrated in FIG. 7, the
この場合も、実施の形態１にかかる受信機３００と同様に、自局宛の送信信号がＭＬＤ法で先に処理されるようにチャネル行列を生成することで、ＭＬＤ法において他局宛の送信信号を処理しなくても、自局宛の送信信号の累積メトリックを算出することができる。これにより、他局宛の送信信号が示す値の候補が不明であってもＭＬＤ法を実施できるため、他局の変調方式が不明なシステムにおいても受信特性を向上させることができる。
Also in this case, similarly to the
（実施の形態６）
図８は、実施の形態６にかかる通信システムの一例を示す図である。図８において、図１と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図８に示すように、実施の形態６にかかる通信システム１００は、複数の送信機１１１，１１２を含んでいてもよい。たとえば、送信機１１１，１１２はそれぞれ一本の送信アンテナを有しており、送信機１１１，１１２はそれぞれ受信機１２１，１２２へ信号を送信してもよい。この場合は、受信機１２１の受信アンテナは、受信機１２１を宛先とする送信機１１１からの送信信号だけでなく、受信機１２２を宛先とする送信機１１２からの送信信号も受信する。
(Embodiment 6)
FIG. 8 is a diagram of an example of a communication system according to the sixth embodiment. In FIG. 8, the same components as those in FIG. As illustrated in FIG. 8, the communication system 100 according to the sixth embodiment may include a plurality of
このように、通信システム１００には、たとえば、受信機１２１を宛先とする送信信号を送信する第１送信アンテナと、受信機１２１とは異なる受信機（たとえば受信機１２２）を宛先とする送信信号を送信する第２送信アンテナと、が含まれている。第１送信アンテナおよび第２送信アンテナは、同一の送信機（たとえば図１の送信機１１０）に備えられていてもよいし、別々の送信機（たとえば図８の送信機１１１，１１２）に備えられていてもよい。また、第１送信アンテナおよび第２送信アンテナのそれぞれは、１つでもよいし、複数でもよい。
Thus, in the communication system 100, for example, a first transmission antenna that transmits a transmission signal destined for the
受信機１２１の受信アンテナは、１つでもよいし、複数でもよい。また、受信機１２１の受信アンテナは、第１送信アンテナからの送信信号と、第２送信アンテナからの送信信号と、を受信する。受信機１２１は、受信した各信号のうちの第１送信アンテナからの送信信号を復号する。
The
以上説明したように、受信装置および受信方法によれば、受信特性を向上させることができる。 As described above, according to the receiving apparatus and the receiving method, it is possible to improve reception characteristics.
上述した各実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。 The following additional notes are disclosed with respect to the above-described embodiments.
（付記１）自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルと、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルと、を推定する推定部と、
前記推定部による前記自チャネルの推定値と前記干渉チャネルの推定値とを行方向に結合したチャネル行列を生成する生成部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解する分解部と、
前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記分解部によって得られた直交行列に基づいて直交化する直交化部と、
前記分解部によって得られた三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と前記直交化部によって直交化された受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出する算出部と、
前記算出部によって算出されたメトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する復号部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
(Supplementary note 1) The own channel between the transmission antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the own station and the reception antenna of the own station, the transmission antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the other station, and the reception antenna An interfering channel between and an estimation unit for estimating
A generating unit that generates a channel matrix obtained by combining the estimated value of the own channel and the estimated value of the interference channel in the row direction by the estimating unit;
A decomposing unit that decomposes the channel matrix generated by the generating unit into an orthogonal matrix and a triangular matrix in which a component of the own channel is arranged in a row having more zero components than a component of the interference channel;
An orthogonalization unit that orthogonalizes a reception signal received by the reception antenna based on an orthogonal matrix obtained by the decomposition unit;
The components for each row of the triangular matrix obtained by the decomposition unit are acquired in order from the rows with more zero components, and the components for each row are orthogonalized by the orthogonalization unit each time the components for each row are acquired. A calculation unit that cumulatively calculates a metric of the value of the transmission signal addressed to the local station based on the received signal converted to
A decoding unit that decodes a transmission signal addressed to the local station based on the metric calculated by the calculation unit;
A receiving apparatus comprising:
（付記２）前記算出部は、前記行ごとの成分を、前記自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナの数だけ取得することを特徴とする付記１に記載の受信装置。
(Additional remark 2) The said calculating part acquires the component for every said line by the number of the transmission antennas of the other station which transmits the transmission signal addressed to the said local station, The receiving apparatus of
（付記３）前記生成部は、前記自チャネルの推定値を前記干渉チャネルの推定値より右側に配置したチャネル行列を生成し、
前記分解部は、前記チャネル行列を直交行列および上三角行列に分解し、
前記算出部は、前記行ごとの成分を前記上三角行列の下段から順に取得することを特徴とする付記１または２に記載の受信装置。
(Additional remark 3) The said production | generation part produces | generates the channel matrix which has arrange | positioned the estimated value of the said own channel to the right side from the estimated value of the said interference channel,
The decomposition unit decomposes the channel matrix into an orthogonal matrix and an upper triangular matrix,
The receiving apparatus according to
（付記４）前記生成部は、前記自チャネルの推定値を前記干渉チャネルの推定値より左側に配置したチャネル行列を生成し、
前記分解部は、前記チャネル行列を直交行列および下三角行列に分解し、
前記算出部は、前記行ごとの成分を前記下三角行列の上段から順に取得することを特徴とする付記１または２に記載の受信装置。
(Additional remark 4) The said production | generation part produces | generates the channel matrix which has arrange | positioned the estimated value of the said own channel on the left side from the estimated value of the said interference channel,
The decomposition unit decomposes the channel matrix into an orthogonal matrix and a lower triangular matrix,
The receiving apparatus according to
（付記５）前記推定部による各推定値に基づく雑音電力を推定する雑音推定部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列の列数に等しい行数および列数の単位行列に前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差を乗算した行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。
(Additional remark 5) The noise estimation part which estimates the noise electric power based on each estimated value by the said estimation part,
A matrix obtained by multiplying the unit matrix of the number of rows and the number of columns equal to the number of columns of the channel matrix generated by the generation unit by the deviation of the noise power estimated by the noise estimation unit is added below the channel matrix. An extension for extending the channel matrix;
The receiving apparatus according to any one of
（付記６）前記推定部は、自局宛の送信信号を送信する他局の複数の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の各自チャネルを推定し、他局宛の送信信号を送信する他局の複数の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の各干渉チャネルを推定し、
前記生成部は、前記自チャネルの各推定値を前記自チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べ、前記干渉チャネルの各推定値を前記干渉チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列を生成することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の受信装置。
(Additional remark 6) The said estimation part estimates each own channel between the several transmission antenna of the other station which transmits the transmission signal addressed to the own station, and the said receiving antenna, and the other station which transmits the transmission signal addressed to the other station Estimating each interference channel between a plurality of transmit antennas and the receive antennas,
The generation unit arranges the estimated values of the own channel based on a vector norm of the estimated values of the own channel, and arranges the estimated values of the interference channel based on a vector norm of the estimated values of the interference channel. The receiving apparatus according to any one of
（付記７）前記推定部による各推定値に基づく雑音電力を推定する雑音推定部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列と同じ列数および前記自局宛の送信信号の数に等しい行数を有し、対角成分の値が前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差であり非対角成分の値がゼロである行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。
(Supplementary Note 7) A noise estimation unit that estimates noise power based on each estimated value by the estimation unit;
It has the same number of columns as the channel matrix generated by the generation unit and the number of rows equal to the number of transmission signals addressed to the own station, and the value of the diagonal component is the deviation of the noise power estimated by the noise estimation unit. An extension that extends the channel matrix by adding a matrix with zero off-diagonal components to the bottom of the channel matrix;
The receiving apparatus according to any one of
（付記８）前記推定部による各推定値に基づく信号雑音比を推定する信号雑音比推定部を備え、
前記拡張部は、前記信号雑音比推定部によって推定された信号雑音比と閾値との比較結果に基づいて前記チャネル行列の拡張の有無を切り替え、
前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列、または前記拡張部によって拡張されなかったチャネル行列を分解することを特徴とする付記５または７に記載の受信装置。
(Supplementary Note 8) A signal-to-noise ratio estimation unit that estimates a signal-to-noise ratio based on each estimated value by the estimation unit,
The extension unit switches presence / absence of extension of the channel matrix based on a comparison result between the signal noise ratio estimated by the signal noise ratio estimation unit and a threshold value,
The receiving apparatus according to
（付記９）前記算出部は、前記他局宛の送信信号が示す値のメトリックについては算出しないことを特徴とする付記１〜８のいずれか一つに記載の受信装置。
(Supplementary note 9) The receiving device according to any one of
（付記１０）自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルと、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルと、を推定し、
前記自チャネルの推定値と、前記干渉チャネルの推定値と、を行方向に結合したチャネル行列を生成し、
生成した前記チャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解し、
前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記直交行列に基づいて直交化し、
前記三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と直交化した前記受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、
算出した前記メトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する、
ことを特徴とする受信方法。
(Additional remark 10) The own channel between the transmission antenna of the other station which transmits the transmission signal addressed to the own station and the reception antenna of the own station, the transmission antenna of the other station which transmits the transmission signal addressed to the other station, and the reception antenna An interference channel between and
Generating a channel matrix in which the estimated value of the own channel and the estimated value of the interference channel are combined in the row direction;
Decomposing the generated channel matrix into an orthogonal matrix and a triangular matrix in which the component of the own channel is arranged in a row having more zero components than the component of the interference channel,
The received signal received by the receiving antenna is orthogonalized based on the orthogonal matrix,
The components for each row of the triangular matrix are acquired in order from the rows with more zero components, and each time the components for each row are acquired, the automatrix is obtained based on the received signals that have been orthogonalized with the acquired components for each row. Calculate cumulatively the metric of the value of the transmission signal addressed to the station,
Decoding a transmission signal addressed to the local station based on the calculated metric;
And a receiving method.
１００ 通信システム
１１０，２００ 送信機
１２１〜１２Ｋ，３００ 受信機
２７１〜２７Ｎｔ 送信アンテナ
３１１〜３１Ｎｒ 受信アンテナ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Communication system 110,200 Transmitter 121-12K, 300 Receiver 271-27Nt Transmit antenna 311-31Nr Receive antenna
Claims (8)
前記推定部による前記自チャネルの推定値と前記干渉チャネルの推定値とを行方向に結合したチャネル行列を生成する生成部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解する分解部と、
前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記分解部によって得られた直交行列に基づいて直交化する直交化部と、
前記分解部によって得られた三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と前記直交化部によって直交化された受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出する算出部と、
前記算出部によって算出されたメトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する復号部と、
を備えることを特徴とする受信装置。 The own channel between the transmitting antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the own station and the receiving antenna of the own station, and between the transmitting antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the other station and the receiving antenna. An estimation unit for estimating an interference channel;
A generating unit that generates a channel matrix obtained by combining the estimated value of the own channel and the estimated value of the interference channel in the row direction by the estimating unit;
A decomposing unit that decomposes the channel matrix generated by the generating unit into an orthogonal matrix and a triangular matrix in which a component of the own channel is arranged in a row having more zero components than a component of the interference channel;
An orthogonalization unit that orthogonalizes a reception signal received by the reception antenna based on an orthogonal matrix obtained by the decomposition unit;
The components for each row of the triangular matrix obtained by the decomposition unit are acquired in order from the rows with more zero components, and the components for each row are orthogonalized by the orthogonalization unit each time the components for each row are acquired. A calculation unit that cumulatively calculates a metric of the value of the transmission signal addressed to the local station based on the received signal converted to
A decoding unit that decodes a transmission signal addressed to the local station based on the metric calculated by the calculation unit;
A receiving apparatus comprising:
前記分解部は、前記チャネル行列を直交行列および上三角行列に分解し、
前記算出部は、前記行ごとの成分を前記上三角行列の下段から順に取得することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。 The generation unit generates a channel matrix in which the estimated value of the own channel is arranged on the right side of the estimated value of the interference channel,
The decomposition unit decomposes the channel matrix into an orthogonal matrix and an upper triangular matrix,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the calculation unit acquires the components for each row in order from the lower stage of the upper triangular matrix.
前記生成部によって生成されたチャネル行列の列数に等しい行数および列数の単位行列に前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差を乗算した行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の受信装置。 A noise estimation unit that estimates noise power based on each estimation value by the estimation unit;
A matrix obtained by multiplying the unit matrix of the number of rows and the number of columns equal to the number of columns of the channel matrix generated by the generation unit by the deviation of the noise power estimated by the noise estimation unit is added below the channel matrix. An extension for extending the channel matrix;
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the decomposing unit decomposes the channel matrix expanded by the extending unit.
前記生成部は、前記自チャネルの各推定値を前記自チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べ、前記干渉チャネルの各推定値を前記干渉チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。 The estimation unit estimates each channel between a plurality of transmission antennas of another station that transmits a transmission signal addressed to the own station and the reception antenna, and transmits a plurality of transmissions of the other station that transmits a transmission signal addressed to the other station. Estimating each interference channel between an antenna and the receiving antenna;
The generation unit arranges the estimated values of the own channel based on a vector norm of the estimated values of the own channel, and arranges the estimated values of the interference channel based on a vector norm of the estimated values of the interference channel. 5. The receiving apparatus according to claim 1, wherein a channel matrix is generated.
前記生成部によって生成されたチャネル行列と同じ列数および前記自局宛の送信信号の数に等しい行数を有し、対角成分の値が前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差であり非対角成分の値がゼロである行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の受信装置。 A noise estimation unit that estimates noise power based on each estimation value by the estimation unit;
It has the same number of columns as the channel matrix generated by the generation unit and the number of rows equal to the number of transmission signals addressed to the own station, and the value of the diagonal component is the deviation of the noise power estimated by the noise estimation unit. An extension that extends the channel matrix by adding a matrix with zero off-diagonal components to the bottom of the channel matrix;
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the decomposing unit decomposes the channel matrix expanded by the extending unit.
前記拡張部は、前記信号雑音比推定部によって推定された信号雑音比と閾値との比較結果に基づいて前記チャネル行列の拡張の有無を切り替え、
前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列、または前記拡張部によって拡張されなかったチャネル行列を分解することを特徴とする請求項４または６に記載の受信装置。 A signal noise ratio estimation unit for estimating a signal noise ratio based on each estimation value by the estimation unit,
The extension unit switches presence / absence of extension of the channel matrix based on a comparison result between the signal noise ratio estimated by the signal noise ratio estimation unit and a threshold value,
The receiving apparatus according to claim 4, wherein the decomposition unit decomposes a channel matrix expanded by the expansion unit or a channel matrix not expanded by the expansion unit.
前記自チャネルの推定値と、前記干渉チャネルの推定値と、を行方向に結合したチャネル行列を生成し、
生成した前記チャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解し、
前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記直交行列に基づいて直交化し、
前記三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と直交化した前記受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、
算出した前記メトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する、
ことを特徴とする受信方法。 The own channel between the transmitting antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the own station and the receiving antenna of the own station, and between the transmitting antenna of the other station that transmits the transmission signal addressed to the other station and the receiving antenna. Estimating the interference channel,
Generating a channel matrix in which the estimated value of the own channel and the estimated value of the interference channel are combined in the row direction;
Decomposing the generated channel matrix into an orthogonal matrix and a triangular matrix in which the component of the own channel is arranged in a row having more zero components than the component of the interference channel,
The received signal received by the receiving antenna is orthogonalized based on the orthogonal matrix,
The components for each row of the triangular matrix are acquired in order from the rows with more zero components, and each time the components for each row are acquired, the automatrix is obtained based on the received signals that have been orthogonalized with the acquired components for each row. Calculate cumulatively the metric of the value of the transmission signal addressed to the station,
Decoding a transmission signal addressed to the local station based on the calculated metric;
And a receiving method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011153941A JP5765105B2 (en) | 2011-07-12 | 2011-07-12 | Receiving apparatus and receiving method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011153941A JP5765105B2 (en) | 2011-07-12 | 2011-07-12 | Receiving apparatus and receiving method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013021545A true JP2013021545A (en) | 2013-01-31 |
| JP5765105B2 JP5765105B2 (en) | 2015-08-19 |
Family
ID=47692530
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011153941A Expired - Fee Related JP5765105B2 (en) | 2011-07-12 | 2011-07-12 | Receiving apparatus and receiving method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5765105B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015115905A (en) * | 2013-12-13 | 2015-06-22 | 日本放送協会 | Receiver |
| JP2018511215A (en) * | 2015-02-16 | 2018-04-19 | セインチップス テクノロジー カンパニーリミテッド | Interference suppression synthesis method, apparatus, and storage medium |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007215037A (en) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Wireless communication method, wireless communication system, wireless base station, and wireless terminal station |
| JP2008283393A (en) * | 2007-05-09 | 2008-11-20 | Nec Corp | Mmse equalizing circuit, receiving device, communication system, its method, and program |
| JP2009535971A (en) * | 2006-05-04 | 2009-10-01 | エージェンシー フォー サイエンス，テクノロジー アンド リサーチ | Method and system for determining a signal vector |
-
2011
- 2011-07-12 JP JP2011153941A patent/JP5765105B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007215037A (en) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Wireless communication method, wireless communication system, wireless base station, and wireless terminal station |
| JP2009535971A (en) * | 2006-05-04 | 2009-10-01 | エージェンシー フォー サイエンス，テクノロジー アンド リサーチ | Method and system for determining a signal vector |
| JP2008283393A (en) * | 2007-05-09 | 2008-11-20 | Nec Corp | Mmse equalizing circuit, receiving device, communication system, its method, and program |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015115905A (en) * | 2013-12-13 | 2015-06-22 | 日本放送協会 | Receiver |
| JP2018511215A (en) * | 2015-02-16 | 2018-04-19 | セインチップス テクノロジー カンパニーリミテッド | Interference suppression synthesis method, apparatus, and storage medium |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5765105B2 (en) | 2015-08-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9130615B2 (en) | Channel estimation for a very large-scale multiple-input multiple-output (MIMO) system | |
| JPWO2016038960A1 (en) | Base station, user equipment and radio communication system | |
| US9634879B2 (en) | Demodulator apparatus and demodulation method | |
| JP2016048826A (en) | Signal processing device, signal processing method, and program | |
| JP6212574B2 (en) | Base station apparatus, radio communication system, and communication method | |
| US8811215B2 (en) | Apparatus and method for detecting signal in spatial multiplexing system | |
| JP2007300512A (en) | System and method for radio transmission | |
| KR20090027300A (en) | Apparatus and method for transmission of pilot in wireless communication system | |
| US20070116157A1 (en) | Signal decoding apparatus, signal decoding method, program, and information record medium | |
| Kosasih et al. | A Bayesian receiver with improved complexity-reliability trade-off in massive MIMO systems | |
| JP2007019880A (en) | Communication apparatus, base station apparatus, and communication method | |
| US8989296B2 (en) | Operating method of wireless local area network station | |
| JP5288622B2 (en) | Wireless communication apparatus, wireless communication system, and communication method | |
| JP5765105B2 (en) | Receiving apparatus and receiving method | |
| US9059828B1 (en) | Full search MIMO detector for recovering single or multiple data stream in a multiple antenna receiver | |
| JP5585191B2 (en) | Communication apparatus and communication method | |
| JP4246114B2 (en) | MIMO radio signal transmission system and method | |
| JP5036655B2 (en) | Receiving apparatus and demodulation method | |
| JP2010502142A (en) | Equalization structure and equalization method | |
| JP5475276B2 (en) | Reception device and signal detection method | |
| JP5121752B2 (en) | Spatial multiplexed multicarrier receiver and spatially multiplexed multicarrier receiving method | |
| Sebastian et al. | On the generalized degrees of freedom of noncoherent interference channel | |
| JP2010193350A (en) | Communication apparatus and communication system | |
| KR101269683B1 (en) | Method for detecting signal and receiving device | |
| CN117157948A (en) | Method and system for decoding signals at a receiver in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140304 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20141212 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20150106 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150224 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20150519 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20150601 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5765105 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |