JP2012531878A

JP2012531878A - マルチレベル電圧出力および高調波補償器を備える電力変換器

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Publication number: JP2012531878A
Application number: JP2012516524A
Authority: JP
Inventors: ラーシュ−エリクユーリン，; ハンスペーターネー，; レンナートヘーネフォーシュ，; ビョルンヤコブソン，
Original assignee: エービービーテクノロジーアーゲー
Priority date: 2009-07-02
Filing date: 2009-07-02
Publication date: 2012-12-10
Anticipated expiration: 2029-07-02
Also published as: CN102474201A; KR101292991B1; KR20120016669A; EP2449668A1; JP5511947B2; WO2011000428A1

Abstract

ＤＣ電圧をＡＣ電圧に、およびＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するためのマルチレベル電圧変換器が、第１の制御ユニット（３０）と、第１のＤＣ端子（４）と第２のＤＣ端子（５）の間の少なくとも１つの位相レッグ（１）とを備え、少なくとも１つの位相レッグ（１）が、第１のＤＣ端子（４）と第１のＡＣ端子（６）の間の第１の電圧源（Ｕｖｐ１）と、第１のＡＣ端子（６）と第２のＤＣ端子（５）の間の第２の電圧源（Ｕｖｎ１）とを備え、第１の制御ユニット（３０）が、第１および第２の電圧源（Ｕｖｐ１、Ｕｖｎ１）を制御する。変換器がさらに、少なくとも１つの位相レッグ（１）に直列結合された少なくとも１つの結合インダクタ（１８）と、少なくとも１つの結合インダクタ（１８）に接続された能動制御型の高調波補償器（２１）と、高調波補償器（２１）の出力を制御するように適合された第２の制御ユニット（２３）とを備え、少なくとも１つの位相レッグ（１）を通って流れる循環電流（ｉ_ｃ）中の高調波を減少させる。

Description

本発明は、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に、およびＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するように適合されたマルチレベル電圧出力を有する電力変換器（マルチレベル変換器と呼ぶ）に関する。このマルチレベル電圧変換器は、第１の制御ユニットと、第１のＤＣ端子と第２のＤＣ端子の間の少なくとも１つの位相レッグとを備え、位相レッグが、第１のＤＣ端子と第１のＡＣ端子の間の第１の電圧源と、第１のＡＣ端子と第２のＤＣ端子の間の第２の電圧源とを備え、第１の制御ユニットが、第１および第２の電圧源を制御する。

当技術分野において、電圧源変換器の出力の高調波歪を減少させるためにマルチレベル変換器を使用することが知られている。例えばドイツ特許第１０１０３０３１号（特許文献１）で見ることができるように、マルチレベル変換器は、各位相レッグにパワー半導体スイッチを備える変換器であり、これらのスイッチは、出力電圧（多相変換器の場合には複数ある）が複数の離散レベルを取ることができるように切り換えられる。ドイツ特許第１０１０３０３１号（特許文献１）に記載されているマルチレベル変換器では、第１および第２の電圧源がそれぞれ、少なくとも第１のサブモジュールと第２のサブモジュールを直列接続で備え、各サブモジュールが、ハーフブリッジの形態でコンデンサに並列接続された２つのパワー電子スイッチを備える。

国際公開第２００８／０６７７８５Ａ１号（特許文献２）では、ドイツ特許第１０１０３０３１号（特許文献１）によるマルチレベル変換器であって、さらに少なくとも１つのインダクタを各位相レッグに備えるマルチレベル変換器が開示されている。さらに、通常はパワー電子スイッチを介してマルチレベル変換器を制御する変換器調整手段が、位相レッグを通って流れる循環電流を調整する。循環電流は、位相レッグ間で閉じているが、ＡＣ端子を通ってＡＣグリッドには入らない電流である。

国際公開第２００８／０６７７８５Ａ１号（特許文献２）に記載されているように循環電流が通常の変換器調整手段によって制御される場合、変換器のパワー電子スイッチの定格電圧は、望み通りに循環電流を調整するのに必要なさらなる電圧を考慮に入れなければならない。

ドイツ特許第１０１０３０３１号国際公開第２００８／０６７７８５Ａ１号

したがって、本発明の目的は、望み通りに循環電流の調整を可能にする電力変換器であって、パワー半導体スイッチの必要な定格電圧に及ぼされる影響ができるだけ小さい電力変換器を提案することである。

この目的は、請求項１に記載のデバイスによって実現される。

本発明によれば、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に、およびＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための上述したデバイスが、少なくとも１つの位相レッグに直列結合された少なくとも１つの結合インダクタと、少なくとも１つの結合インダクタに接続された能動制御型の高調波補償器と、高調波補償器の出力を制御するように適合された第２の制御ユニットとを備えて、少なくとも１つの位相レッグを通って流れる循環電流中の高調波を減少させる。

循環電流を最良に調整できる望ましい方法は、循環電流を全般的に減少させることではなく、循環電流の特定の周波数で生じる高調波を減少させることであるという事実の認識に本発明は基づいている。本発明者が気付いたのは、変換器のパワー電子スイッチでの各スイッチング事象で、循環電流に高調波が現れて損失を増加させることである。最悪の場合には、循環電流中の顕著に高い振幅を有する高調波のいくつかがシステムを不安定にする可能性さえある。国際公開第２００８／０６７７８５Ａ１号（特許文献２）に記載されている追加の位相インダクタの導入は、変換器回路内での全般的な電流制限を達成する助けとはなるが、顕著な高調波そのものを防止するものではない。

最大振幅を有する高調波を減少させる、または最善の場合には完全に遮断する能動制御型の高調波補償器を導入することによって、マルチレベル変換器のパワー半導体スイッチを制御する第１の制御ユニットが最も妨害性の高い循環電流成分を感知して考慮に含めることを防止し、それにより、パワー半導体スイッチの定格電圧に対する要件を低減させることができるようにする。

ドイツ特許第１０１０３０３１号（特許文献１）よるマルチレベル変換器の循環電流中の高調波のより詳細な観察から、１つの位相レッグにおける両方の電圧源のサブモジュールでの電圧リップルの和が、その周波数スペクトルでＡＣ電圧の基本周波数の２倍である主成分を示すことが判明した。この主周波数成分は、やはり基本周波数の２倍である循環電流の寄生高調波成分を生成する。この成分が何らかの形で制限されない限り、損失の増加が生じる。場合によっては、システムの安定性が失われることさえある。

したがって、本発明の好ましい実施形態によれば、高調波補償器の制御は、ＡＣ電圧の基本周波数の２倍である循環電流中の高調波が減少するように構成される。

本発明の他の特徴および利点は、添付図面に関連付けた以下の詳細な説明から当業者にはより明瞭になろう。

当技術分野で知られているマルチレベル変換器トポロジーを示す図である。当技術分野で知られている図１の変換器の位相レッグでの電圧源の機構を示す図である。図１および図２の変換器でのサブモジュールの２つの異なる実施形態を示す図である。本発明の一実施形態による、高調波補償器および第２の制御ユニットを備えるマルチレベル変換器の１つの位相レッグを示す図である。各位相レッグに直列の位相インダクタを備える本発明の異なる実施形態による３相マルチレベル変換器を示す図である。各位相レッグに直列の位相インダクタを備える本発明の異なる実施形態による３相マルチレベル変換器を示す図である。各位相レッグに直列の位相インダクタを備える本発明の異なる実施形態による３相マルチレベル変換器を示す図である。電流型電力変換器を備える高調波補償器の一実施形態を示す図である。電流型電力変換器を備える高調波補償器の一実施形態を示す図である。ＡＣ端子に接続された位相インダクタを備える本発明のさらなる実施形態による３相マルチレベル変換器を示す図である。電圧型電力変換器を備える高調波補償器の一実施形態を示す図である。電圧型電力変換器を備える高調波補償器の一実施形態を示す図である。ＡＣ端子に接続された位相インダクタを備える本発明のさらなる実施形態による３相マルチレベル変換器を示す図である。

ＤＣ電圧をＡＣ電圧に、およびＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための本発明によるマルチレベル電力変換器は、ＡＣ電圧が有する相の数に応じてただ１つの位相レッグまたは複数の位相レッグを含むことができる。図１は、当技術分野で知られている３相変換器を示す。図１のデバイスの３つの位相レッグ１、２、および３はそれぞれ、２つのいわゆるアームを直列接続で備える。これら２つのアームは、正の電圧レベルの第１のＤＣ端子４と３つのＡＣ端子６、７、または８の１つとの間にそれぞれ接続された正の上側アームと、ゼロまたは負の電圧レベルの第２のＤＣ端子５と３つのＡＣ端子６、７、または８の１つとの間にそれぞれ接続された負の下側アームとである。正のアームはそれぞれ、第１の電圧源Ｕｖｐｉと第１の位相インダクタ９の直列接続を備え、負のアームはそれぞれ、第２の位相インダクタ１０と第２の電圧源Ｕｖｎｉを備え、ここでｉは、対応する位相レッグの数を表し、すなわちｉ＝１、２、または３である。各位相レッグの第１の位相インダクタと第２の位相インダクタの間の各中点または各接続点が、ＡＣ端子６、７、または８の１つにそれぞれ接続される。すべての位相レッグが互いに並列に接続されて、２つのＤＣ端子４および５に接続される。第１の制御ユニット３０によって、位相レッグの電圧源を時間にわたって適切に制御することにより、ＡＣからＤＣへの変換が行われる。

図２に示されるように、各電圧源は、サブモジュール１５の直列接続ストリングから形成され、１つのそのようなストリングに少なくとも２つのサブモジュール１５が含まれる。

図３で、当技術分野で知られているサブモジュール１５の２つの異なる実施形態１５ａおよび１５ｂを見ることができる。サブモジュールは、整流セルの形態を有し、各セルが、２つの弁と、直流電圧を保持する大きなＤＣコンデンサとを備える。弁は、ターンオフ機能を備えるパワー電子スイッチ１６と、スイッチに逆並列接続されたフリーホイールダイオードとを備える。２つのパワー電子スイッチ１６のどちらが導通しているかに応じて、対応するサブモジュールは２つのスイッチング状態の一方を取ることができ、状態１ではゼロ電圧が出力に印加され、状態２ではコンデンサ電圧が出力に印加される。これらのサブモジュールまたは洗練されたサブモジュールの任意の組合せが各電圧源１５において可能である。本発明の用途では、各サブモジュールが、変換器の出力電圧における複数の離散レベルの１ステップを生成することができることのみが重要である。

本発明の一実施形態によれば、位相レッグ１に関して図４に示されるように、図１〜図３の変換器はさらに、各位相レッグに能動制御型の高調波補償器２１を備えられる。高調波補償器２１は、パワー電子変換器２２と、パワー電子変換器２２を制御するための第２の制御ユニット２３とを備える。パワー電子変換器２２は、結合インダクタ１８に接続される。以下で、用語「接続される」は、特に「電気化学的に結合される」という意味である。結合インダクタ１８は、結合手段１９を介して第１のインダクタ９に結合され、結合手段２０を介して第２のインダクタ１０に結合される。結合インダクタ１８の等しい大きさの部分がそれぞれ正の位相アームと負の位相アームの一部になるように、ＡＣ端子６が結合インダクタ１８に対称的に接続される。結合手段１９および２０は電気化学的および／または磁気的手段でよく、磁気結合は、空気によって、または結合インダクタとそれぞれ第１または第２の位相インダクタとの間の磁性材料、例えば鉄によって実現することができる。

図４における符号は以下のものを表す。
ｕ_ｖｐ／ｎそれぞれ正または負のアームでの電圧源の電圧
ｉ_ｖｐ／ｎ正／負の位相アームでの電流
ｉ_ｖＡＣ端子での出力電流
ｕ_ｆＡＣ端子での電圧（ＡＣ電圧）
ｉ_ｍ結合インダクタを通る電流
Ｌ_ｈ第１および第２のインダクタのインダクタンス
Ｌ_ｍ結合インダクタのインダクタンス

本発明者が行った、図示の位相１での循環電流の挙動の分析を以下に簡単に説明する。

循環電流ｉ_ｃ＝（ｉ_ｖｐ＋ｉ_ｖｎ）／２に関する支配方程式は、ｕ_ｖｐからｕ_ｖｎへの直流経路にキルヒホッフの電圧則を適用することによって得ることができ、以下の式を与える。

差分電圧ｕ_ｖｃ＝（ｕ_ｖｐ−ｕ_ｖｎ）／２を導入することで、式（１）を以下のように単純化することができる。

ｕ_ｖｃが循環電流に関する駆動電圧であることが分かる。当技術分野から知られているように、この電圧は、サブモジュール１５のスイッチングを適切に制御することによって制御可能である。したがって、電圧ｕ_ｖｃは、基準電圧

に従うように発生させることができるが、さらに寄生項Δｕ_ｖｃも含む。

式（２）および（３）によってそのモデルが記述される系の現実の周波数依存挙動の分析から、寄生項Δｕ_ｖｃは以下の３つの高調波成分からなることが示される。
１）ＡＣ電圧の基本周波数の２倍である第１の成分。この成分の振幅は、通常は定格ＡＣ電圧の数パーセントである。
２）基本周波数の４倍である第２の成分。この成分の振幅は、１）の数分の１である。
３）スイッチング高調波を含む第３の成分。

第１の成分が、３つの成分のうち最大の振幅を有するので、この成分が、最大ピークを有する循環電流の高調波をもたらす。

したがって、これらのピークにより生じる損失を減少させるために、第１の成分を減少させることが望ましい。

図４による高調波補償器２１を用いて、成分１）の補償が可能になる。好ましくは、制御ユニット２３は、結合インダクタ１８を通る所望の電流ｉ_ｍが発生されるようにパワー電子変換器２２を制御する。所望の電流ｉ_ｍは、結合インダクタ１８と位相レッグの間の結合の種類を考慮することにより制御ユニット２３によって決定されて、位相レッグ、ここでは特に第１および第２の位相インダクタで所望の補償電流を発生し、それによりＡＣ電圧Ｕ_ｆの基本周波数の２倍である循環電流ｉ_ｃ中の高調波が減少する。

高調波補償器２１が循環電流ｉ_ｃ中の高調波を処理するので、それによりパワー半導体スイッチ１６の定格電圧を減少させることができ、したがって図１に示される電力変換器に関する全体のコストが減少する。当然、これは、高調波補償器の導入によって発生する追加のコストを相殺するものでなければならない。これらの追加のコストを上記のコスト節約よりも低く保つために、本発明の特別な実施形態では、結合インダクタ１８での電圧が第１および第２のインダクタでの電圧よりもかなり低くなるように、第１および第２の位相インダクタ９および１０のインダクタンスＬ_ｈに対して結合インダクタ１８のインダクタンスＬ_ｍを選択することが提案されている。すべてのインダクタがコイルである場合、結合インダクタ１８のコイルの巻数が第１および第２の位相インダクタ９および１０の巻数に比べて適切に少なくなるように選択される。

図５、６、７、９、および１１に３相マルチレベル変換器の実施形態が示されており、各実施形態で、結合インダクタ１８がそれぞれの位相レッグに電気化学的に結合される。しかし、位相インダクタ９、１０、３２それぞれの配置、および高調波補償器２１がそれに対応する結合インダクタ１８に接続される様式は異なる。

図５に示される変換器は、図４による３つの位相レッグから構成される。

図６の変換器は、３つの正の位相アームの３つの第１の位相インダクタ９のデルタ結線と、３つの負の位相アームの３つの第２の位相インダクタ１０の同様のデルタ結線とを示す。デルタ結線された第１の位相インダクタ９または第２の位相インダクタ１０の中点が、対応する第１のＤＣ端子４または第２のＤＣ端子５にそれぞれ接続される。各位相インダクタ９または１０は、ただ１つのインダクタ要素、または２つ以上のインダクタ要素の直列接続を備えることができる。

図７では、第１および第２の位相インダクタが、各位相ごとに１つのＡＣ位相インダクタ３２によって置き換えられる。ＡＣ位相インダクタ３２は、位相レッグから３つの対応するＡＣ位相線に配置を変えられ、ここでそれぞれＡＣ端子６、７、および８に直列接続される。

図８ａおよび図８ｂは、図５、６、および７の高調波補償器２１の一実施形態を示す。対応する結合インダクタ１８に並列接続された図８ａに示される高調波補償器２１は、ＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２を備え、このＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２は、上述したように第２の制御ユニット２３によって制御される。第２の制御ユニット２３は高調波補償器２１に組み込まれる。あるいは、第２の制御ユニットは、別個に設置することができる。パワー電子変換器２２は電流型電力変換器の形態で構成され、ＤＣ電圧源３６と、ＤＣ電圧源３６に直列接続された補助インダクタ３４とによって形成されるＤＣ電流源を介してＤＣ電流が変換器に注入される。ＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２を構成することができる方法の一例が、原理的に図８ｂに概略図で示されており、ここで、ＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２は、理想的なパワー電子切替スイッチ３８を備える３レベル変換器であり、切替スイッチ３８のスイッチングは第２の制御ユニット２３によって制御される。

図９は、図７と同じ位相インダクタ３２の構成での３相マルチレベル変換器の一実施形態を示す。しかし、各位相レッグは、ただ１つの結合インダクタ１８と、それに対応する１つの高調波補償器２１とを備え、結合インダクタ１８と高調波補償器２１は、互いに直列に配置され、また対応する負の位相アームにある第２の電圧源Ｕｖｎｉとも直列に配置される。代替形態では、結合インダクタ１８と高調波補償器２１は、対応する正の位相アームとも直列に配置される。

図１１における実施形態は、３つの位相レッグの各位相アームにおいて、結合インダクタ１８およびそれに対応する直列接続された高調波補償器２１の対称的な構成を示す点で図９とは異なる。

図９および図１１の高調波補償器２１の一実施形態が図１０ａおよび図１０ｂに示される。対応する結合インダクタ１８に直列接続された高調波補償器２１は、ここでも上述したのと同様に、ＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２と、パワー電子変換器２２を制御するための第２の制御ユニット２３とを備える。この実施形態では、パワー電子変換器２２は、ＤＣ電圧源３６によって電力供給される電圧型変換器として構成される。ＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２を構成することができる方法の一例が、原理的に図１０ｂに概略図で示されており、ここで、ＡＣ／ＤＣパワー電子変換器２２は、理想的なパワー電子切替スイッチ３８を備える３レベル変換器であり、切替スイッチ３８のスイッチングは第２の制御ユニット２３によって制御される。代替解決策では、図９および図１１の高調波補償器２１を図８ａおよび図８ｂによる電流型変換器として構成することもできる。

図９および図１１では、それぞれ正および／または負の位相アームの３つの高調波補償器２１がすべて同じ電位にＹ結線で接続される。これにより、代替実施形態では、３つの高調波補償器２１のパワー電子変換器を組み合わせて、ただ１つの第２の制御ユニットによって制御される３相パワー電子変換器とすることができるようになる。

Claims

ＤＣ電圧をＡＣ電圧に、およびＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するためのマルチレベル電圧変換器であって、第１の制御ユニット（３０）と、第１のＤＣ端子（４）と第２のＤＣ端子（５）の間の少なくとも１つの位相レッグ（１）とを備え、前記少なくとも１つの位相レッグ（１）が、第１のＤＣ端子（４）と第１のＡＣ端子（６）の間の第１の電圧源（Ｕｖｐ１）と、第１のＡＣ端子（６）と第２のＤＣ端子（５）の間の第２の電圧源（Ｕｖｎ１）とを備え、前記第１の制御ユニット（３０）が、前記第１および第２の電圧源（Ｕｖｐ１、Ｕｖｎ１）を制御するマルチレベル電圧変換器において、
前記変換器がさらに、前記少なくとも１つの位相レッグ（１）に直列結合された少なくとも１つの結合インダクタ（１８）と、前記少なくとも１つの結合インダクタ（１８）に接続された能動制御型の高調波補償器（２１）と、前記高調波補償器（２１）の出力を制御するように適合された第２の制御ユニット（２３）とを備えており、前記少なくとも１つの位相レッグ（１）を通って流れる循環電流（ｉ_ｃ）中の高調波を減少させる
ことを特徴とするマルチレベル電圧変換器。
前記第２の制御ユニット（２３）が、前記ＡＣ電圧（Ｕ_ｆ）の基本周波数の２倍である前記循環電流（ｉ_ｃ）中の高調波が減少するように前記高調波補償器（２１）の出力を制御する請求項１に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記第２の制御ユニット（２３）が、前記高調波補償器（２１）に前記結合インダクタ（１８）を通る所望の電流（ｉ_ｍ）を発生させるように前記高調波補償器（２１）の出力を制御する請求項１または２に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記第２の制御ユニット（２３）が、閉ループ制御によって前記高調波補償器（２１）の出力を制御する請求項１から３のいずれか一項に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記結合インダクタ（１８）が、前記少なくとも１つの位相レッグ（１）に電気化学的に結合される請求項１から４のいずれか一項に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記結合インダクタ（１８）が、空気を介して、または磁性材料を介して前記少なくとも１つの位相レッグ（１）に磁気的に結合される請求項１から４のいずれか一項に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記高調波補償器（２１）がパワー電子変換器（２２）を備え、前記パワー電子変換器（２２）の出力側が前記結合インダクタ（１８）に直接接続される請求項１から６のいずれか一項に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記パワー電子変換器（２２）が前記結合インダクタ（１８）に並列接続される請求項７に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記パワー電子変換器（２２）が電流型変換器である請求項８に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記パワー電子変換器（２２）が前記結合インダクタ（１８）に直列接続される請求項７に記載のマルチレベル電圧変換器。
前記パワー電子変換器（２２）が電圧型変換器である請求項１０に記載のマルチレベル電圧変換器。
少なくとも１つの位相インダクタ（９）が前記位相レッグ（１）に直列接続される請求項１から１１のいずれか一項に記載のマルチレベル電圧変換器。
少なくとも１つの位相インダクタ（９）が前記第１のＡＣ端子（６）に直列接続される請求項１から１１のいずれか一項に記載のマルチレベル電圧変換器。