JP2012528531A - 通信装置の近距離場放射及び比吸収率（ｓａｒ）値を低減する方法 - Google Patents

通信装置の近距離場放射及び比吸収率（ｓａｒ）値を低減する方法 Download PDF

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Abstract

通信装置で近距離場放射及び比吸収率（ＳＡＲ）値を低減する方法が提供される。前記通信装置は、電磁信号を送信及び受信するマルチモード・アンテナ構造体と、前記アンテナ構造体から及び前記アンテナ構造体へ伝達される信号を処理する回路と、を有する。前記アンテナ構造体は、前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナ・ポート、それぞれ前記アンテナ・ポートのうちの異なる１つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子、１又は複数の接続素子であって、各アンテナ素子上の該アンテナ素子に結合されたアンテナ・ポートから間隔を空けられた位置で、前記アンテナ素子を電気的に接続し、１つのアンテナ素子の電流が接続された近隣のアンテナ素子に流れ、該近隣のアンテナ素子に結合された前記アンテナ・ポートを大体迂回するようにする、１又は複数の接続素子を有し、前記１つのアンテナ素子を通じて流れる電流と前記近隣のアンテナ素子を通じて流れる電流とは大体大きさが等しく、１つのアンテナ・ポートにより励振されるアンテナ・モードは、所与の周波数範囲で別のアンテナ・ポートにより励振されるモードと大体電気的に分離され、前記アンテナ構造体は多様性のあるアンテナ・パターンを生成する。当該方法は、前記アンテナ構造体の近隣のアンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を調整する段階であって、前記１つのアンテナ・ポートに供給される信号が、前記近隣のアンテナ・ポートに供給される信号と異なる位相を有し、アンテナ・パターン制御を提供し、受信点へ向かう選択された方向の利得を増大させるようにする、段階、前記アンテナ構造体の非パターン制御動作で用いられる送信電力より低い送信電力を用いる段階であて、前記通信装置が前記非パターン制御動作と比較して低減された送信電力を用いる受信点と大体等価な無線リンク性能を得るようにし、それにより比吸収率を低減する、段階、を有する。

Description

本発明は、概して無線通信装置に関し、より詳細には該装置の近距離場放射及び比吸収率（Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ Ｒａｔｅ：ＳＡＲ）値を低減する方法に関する。
多くの通信装置は、すぐ近くに（例えば、４分の１波長も離さずに）パッケージ化され同一周波数帯で同時に動作しうる複数のアンテナを有する。このような通信装置の一般例は、セルラ端末、パーソナル・デジタル・アシスタント（ＰＤＡ）及びパーソナル・コンピュータ（ＰＣ）のための無線ネットワーク装置又はデータ・カードのようなポータブル通信製品を有する。（多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ：ＭＩＭＯ）のような）多くのシステム・アーキテクチャ及び（無線ＬＡＮのための８０２．１１ｎ、８０２．１６ｅ（ＷｉＭＡＸ）、ＨＳＤＰＡ及び１ｘＥＶＤＯのような３Ｇデータ通信のような）移動体無線通信装置のための標準プロトコルは、同時に動作する複数のアンテナを必要とする。
本発明は、通信装置の近距離場放射及び比吸収率（ＳＡＲ）値を低減する方法を提供する。
１又は複数の実施形態によると、通信装置で近距離場放射及び比吸収率（ＳＡＲ）値を低減する方法が提供される。前記通信装置は、電磁信号を送信及び受信するマルチモード・アンテナ構造体と、前記アンテナ構造体から及び前記アンテナ構造体へ伝達される信号を処理する回路と、を有する。前記アンテナ構造体は、前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナ・ポート、それぞれ前記アンテナ・ポートのうちの異なる１つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子、１又は複数の接続素子であって、各アンテナ素子上の該アンテナ素子に結合されたアンテナ・ポートから間隔を空けられた位置で、前記アンテナ素子を電気的に接続し、１つのアンテナ素子の電流が接続された近隣のアンテナ素子に流れ、該近隣のアンテナ素子に結合された前記アンテナ・ポートを大体迂回するようにする、１又は複数の接続素子を有し、前記１つのアンテナ素子を通じて流れる電流と前記近隣のアンテナ素子を通じて流れる電流とは大体大きさが等しく、１つのアンテナ・ポートにより励振されるアンテナ・モードは、所与の周波数範囲で別のアンテナ・ポートにより励振されるモードと大体電気的に分離され、前記アンテナ構造体は多様性のあるアンテナ・パターンを生成する。当該方法は、前記アンテナ構造体の近隣のアンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を調整する段階であって、前記１つのアンテナ・ポートに供給される信号が、前記近隣のアンテナ・ポートに供給される信号と異なる位相を有し、アンテナ・パターン制御を提供し、受信点へ向かう選択された方向の利得を増大させるようにする、段階、前記アンテナ構造体の非パターン制御動作で用いられる送信電力より低い送信電力を用いる段階であて、前記通信装置が前記非パターン制御動作と比較して低減された送信電力を用いる受信点と大体等価な無線リンク性能を得るようにし、それにより比吸収率を低減する、段階、を有する。
１又は複数の更なる実施形態によると、通信装置の近距離場放射と比吸収率（ＳＡＲ）値を低減する方法が提供される。前記通信装置は、電磁信号を送信及び受信するアンテナ・アレイと、該アンテナ・アレイへ及び該アンテナ・アレイから伝達される信号を処理する回路と、を有する。前記アンテナ・アレイは、それぞれ前記回路に動作可能に結合されたアンテナ・ポートを有する複数の放射素子を有する。当該方法は、前記アンテナ・アレイのアンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を調整する段階であって、１つのアンテナ・ポートに供給される信号が別のアンテナ・ポートに供給される信号と異なる位相を有し、アンテナ・パターン制御を提供し、受信点に向かう選択された方向で利得を増大させるようにする、段階、を有する。当該方法は、前記アンテナ構造体の非パターン制御動作で用いられる送信電力より低い送信電力を用いる段階であて、前記通信装置が前記非パターン制御動作と比較して低減された送信電力を用いる受信点と大体等価な無線リンク性能を得るようにし、それにより比吸収率を低減する、段階、を特徴とする。
２つの並列のダイポールを有するアンテナ構造体を示す。 図１Ａのアンテナ構造体において１つのダイポールの励振がもたらす電流を示す。 図１Ａのアンテナ構造体に対応するモデルを示す。 図１Ｃのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 図１Ｃのアンテナ構造体の電流比を示すグラフである。 図１Ｃのアンテナ構造体の利得パターンを示すグラフである。 図１Ｃのアンテナ構造体のエンベロープ相関を示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、素子同士を接続することにより接続された２つの並列ダイポールを有するアンテナ構造体である。 図２Ａのアンテナ構造体に対応するモデルを示す。 図２Ｂのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 両ポートで整合する集中素子インピーダンスを有する図２Ｂのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 図２Ｂのアンテナ構造体の電流比を示すグラフである。 図２Ｂのアンテナ構造体の利得パターンを示すグラフである。 図２Ｂのアンテナ構造体のエンベロープ相関を示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、素子同士を曲折して接続することにより接続された２つの並列ダイポールを有するアンテナ構造体である。 図３Ａのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 図３Ａのアンテナ構造体の電流比を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ構造体の利得パターンを示すグラフである。 図３Ａのアンテナ構造体のエンベロープ相関を示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、グランド又は平衡を有するアンテナ構造体である。 本発明の１又は複数の実施形態による、平衡型アンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態によるアンテナ構造体を示す。 特定のダイポール幅寸法に対する図６Ａのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 別のダイポール幅寸法に対する図６Ａのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、プリント回路基板上に製造されたアンテナ構造体である。 本発明の１又は複数の実施形態による二重共振を有するアンテナ構造体を示す。 図８Ａのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、同調アンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、アンテナ素子の長さに沿って異なる場所に位置付けられた接続素子を有するアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、アンテナ素子の長さに沿って異なる場所に位置付けられた接続素子を有するアンテナ構造体を示す。 図１０Ａのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 図１０Ｂのアンテナ構造体の散乱パラメータを示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、スイッチを有する接続素子を有するアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、接続素子に結合されたフィルタを有する該接続素子を有するアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、２つの接続素子に結合されたフィルタを有する該２つの接続素子を有するアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、同調接続素子を有するアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、ＰＣＢ組立部品上に取り付けられたアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、ＰＣＢ組立部品上に取り付けられた別のアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、ＰＣＢ組立部品上に取り付けられうる代案のアンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、３モード・アンテナ構造体を示す。 図１８Ａのアンテナ構造体の利得パターンを示すグラフである。 本発明の１又は複数の実施形態による、アンテナ及びアンテナ構造体のための電力増幅器コンバイナ用途である。 本発明の１又は複数の更なる実施形態による、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢ又はＥｘｐｒｅｓｓＣａｒｄ／３４装置で使用可能なマルチモード・アンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の更なる実施形態による、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢ又はＥｘｐｒｅｓｓＣａｒｄ／３４装置で使用可能なマルチモード・アンテナ構造体を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの性能を測定するために用いられる試験組立部品を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２０Ａ及び２０Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 本発明の１又は複数の代替の実施形態による、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルで使用可能なマルチモード・アンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の代替の実施形態による、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルで使用可能なマルチモード・アンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の代替の実施形態による、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルで使用可能なマルチモード・アンテナ構造体を示す。 本発明の１又は複数の代替の実施形態による、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルで使用可能なマルチモード・アンテナ構造体を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの性能を測定するために用いられる試験組立部品を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナの試験測定結果を示す。 本発明の１又は複数の実施形態による、ビーム・ステアリング機構を有するアンテナ構造体の概略的なブロック図である。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 図２５Ａのアンテナの試験測定結果を示す。 本発明の１又は複数の実施形態によるアンテナ構造体の利得の利益を、給電点間の位相角差の関数として示す。 簡易な二重帯域分岐線モノポール・アンテナ構造体を示す概略図である。 図２７Ａのアンテナ構造体の電流分布を示す。 スパーライン帯域阻止フィルタを示す概略図である。 図２７Ａのアンテナ構造体における周波数除去を示す試験結果である。 図２７Ａのアンテナ構造体における周波数除去を示す試験結果である。 本発明の１又は複数の実施形態による、帯域除去スロットを有するアンテナ構造体を示す概略図である。 本発明の１又は複数の実施形態による、帯域除去スロットを有する代替のアンテナ構造体を示す。 図２９Ａのアンテナ構造体の試験測定結果を示す。 図２９Ａのアンテナ構造体の試験測定結果を示す。 １９００ＭＨｚ帯でパターン制御用途のための２ポート・アンテナ構造体を有する例であるＵＳＢドングルを示す。 図３０の装置に対するシミュレーションにより決定されたＳＡＲ値を示す。
本発明の種々の実施形態によると、通信装置で電磁信号を送信及び受信するマルチモード・アンテナ構造体が提供される。通信装置は、アンテナ構造体へ及びアンテナ構造体から伝達される信号を処理する回路を有する。アンテナ構造体は、該回路に動作可能に結合された複数のアンテナ・ポート、及びそれぞれ異なるアンテナ・ポートに結合された複数のアンテナ素子を有する。アンテナ構造体は、所与の信号周波数範囲で１つのアンテナ・ポートにより励振されたアンテナ・モードが別のアンテナ・ポートにより励振されたモードと概して電気的に絶縁されるように、アンテナ素子を電気的に接続する１又は複数の接続素子も有する。また、ポートにより生成されたアンテナ・パターンは、良好に定められたパターンの低い相関を有するダイバーシティを示す。
本発明の種々の実施形態によるアンテナ構造体は、装置内に含まれる近くに（例えば、４分の１波長も離れていない）パッケージ化されるべき複数のアンテナを必要とする通信装置で、１つより多いアンテナが同時に特に同一周波数帯域内で用いられる場合に特に有用である。アンテナ構造体が用いられうるこのような装置の一般例は、セルラ端末、ＰＤＡ、及びＰＣのための無線ネットワーク装置又はデータ・カードのようなポータブル通信製品を有する。アンテナ構造体は、同時に動作する複数のアンテナを必要とするＭＩＭＯのようなシステム・アーキテクチャ及び（無線ＬＡＮのための８０２．１１ｎ、８０２．１６ｅ（ＷｉＭＡＸ）、ＨＳＤＰＡ及び１ｘＥＶＤＯのような３Ｇデータ通信のような）移動体無線通信装置のための標準プロトコルに特に有用である。
図１Ａ乃至１Ｇは、アンテナ構造体１００の動作を説明する。図１Ａは、２つの並列ダイポール、特に長さＬの並列ダイポール１０２、１０４を有するアンテナ構造体１００を概略的に示す。ダイポール１０２、１０４は、距離ｄだけ離され、如何なる接続素子によっても接続されていない。ダイポール１０２、１０４は、約Ｌ＝λ／２に対応する基本共振周波数を有する。各ダイポールは、同一周波数で動作しうる独立した送信／受信システムに接続される。このシステム接続は、両アンテナに対して同一の特性インピーダンスｚ０を有しうる。特性インピーダンスｚ０は本例では５０Ωである。
一方のダイポールが信号を送信しているとき、該ダイポールにより送信されている該信号の一部は近隣のダイポールに直接結合されるだろう。最大量の結合は、通常、個々のダイポールの２分の１波長の共振周波数で生じ、分離距離ｄが小さくされるにつれて増大する。例えば、ｄ＜λ／３では結合の大きさは０．１又は−１０ｄＢより大きく、ｄ＜λ／８では結合の大きさは−５ｄＢより大きい。
アンテナ間の如何なる結合も有さない（つまり完全に分離している）又はアンテナ間の結合を低減することが望ましい。結合が例えば−１０ｄＢである場合、近隣のアンテナに直接結合される電力量により、送信電力の１０パーセントは失われる。また、近隣のアンテナに接続された受信機の飽和又は感度低下又は近隣のアンテナに接続された送信機の性能低下のような有害なシステム効果も存在しうる。近隣のアンテナに誘導された電流は、個別のダイポールにより生成された利得パターンと比べて利得パターンを歪めてしまう。この効果は、ダイポールにより作り出された利得パターン間の相関を低減することが知られている。従って、結合が特定パターンのダイバーシティを提供すると同時に、結合は上述のような有害なシステム影響を有する。
密結合により、アンテナは独立して動作せず、２つの異なる利得パターンに対応する２対の端子又はポートを有するアンテナ・システムと見なされうる。何れかのポートの使用は、実質的に両方のダイポールを有する構造体全体を巻き込む。近隣のダイポールの寄生励起は、接近したダイポール間隔でダイバーシティを実現する。しかし、ダイポールに励起された電流は、電源インピーダンスを通過し、従ってポート間の相互結合を明示する。
図１Ｃは、シミュレーションに用いられた、図１Ａに示されたアンテナ構造体１００に対応するモデルであるダイポール対を示す。この例では、ダイポール１０２、１０４は、１ｍｍ×１ｍｍの正方形の断面及び５６ｍｍの長さ（Ｌ）を有する。これらの寸法は、５０オームの電源に取り付けられたときに２．４５ＧＨｚの中心共振周波数を生じる。この周波数における空き波長は１２２ｍｍである。図１Ｄは、分離距離（ｄ）が１０ｍｍ又は約λ／１２に関する散乱パラメータＳ１１及びＳ１２の曲線を表す。対称性及び相互依存により、Ｓ２２＝Ｓ１１及びＳ１２＝Ｓ２１である。簡単のため、Ｓ１１及びＳ１２のみが示され議論される。この構成では、Ｓ１２により表されるようにダイポール間の結合は最大−３．７ｄＢに達する。
図１Ｅは、ポート１０６が励振され且つポート１０８が受動的に終端される条件下で、アンテナ構造体のダイポール１０４の垂直電流のダイポール１０２の垂直電流に対する比（図中、「大きさＩ２／Ｉ１」と示される）を示す。電流の比（ダイポール１０４／ダイポール１０２）が最大値となる周波数は、ダイポール電流同士の位相差が１８０度の周波数に対応し、図１Ｄに示される最大結合の点より辛うじて僅かに高い周波数である。
図１Ｆは、ポート１０６の励振を有する幾つかの周波数に対する方位角利得パターンを示す。パターンは、一様に全方位ではなく、変化する結合の大きさ及び位相により周波数と共に変化する。対称性により、ポート１０８の励振の結果生じるパターンは、ポート１０６の励振の結果生じるパターンの鏡像になる。従って、パターンの左から右への非対称性が大きいほど、利得の大きさの観点からパターンの多様性も大きくなる。
パターン間の相関係数の計算は、パターン・ダイバーシティの量的特徴を与える。図１Ｇは、ポート１０６のアンテナ・パターンとポート１０８のアンテナ・パターンとの間で計算された相関を示す。相関は、理想的なダイポールについてクラークのモデルにより予想されたよりも遙かに低い。これは、相互結合により導入されたパターンの違いによる。
図２Ａ−２Ｆは、本発明の１又は複数の実施形態による、例である２ポート・アンテナ構造体２００の動作を説明する。２ポート・アンテナ構造体２００は、２つの密集した共振アンテナ素子２０２、２０４を有し、ポート２０６、２０８間の低いパターン相関及び低い結合の両方を提供する。図２Ａは、２ポート・アンテナ構造体２００を概略的に示す。この構造体は、図１Ｂに示された１対のダイポールを有するアンテナ構造体１００に似ているが、追加でポート２０６、２０８の片側にダイポール間の水平導電性接続素子２１０、２１２を有する。２つのポート２０６、２０８は、図１のアンテナ構造体と同一の場所に配置される。一方のポートが励振されると、結合型構造体は、未結合のダイポール対と同様の共振を示すが、結合の有意な低減及びパターン・ダイバーシティの増大を伴う。
図２Ｂは、１０ｍｍのダイポール間隔を有するアンテナ構造体２００の例であるモデルを示す。この構造は、概して図１Ｃに示されたアンテナ構造体１００と同一の配置を有するが、ポートの僅かに上及び下でアンテナ素子を電気的に接続する２つの水平接続素子２１０、２１２を追加で有する。この構造体は、未結合のダイポールと同一の周波数で強い共振を示すが、図２Ｃに示されるように非常に異なる散乱パラメータを有する。結合の−２０ｄＢより下の深い落ち込みがあり、Ｓ１１により示されるように入力インピーダンスのシフトがある。この例では、最適インピーダンス整合（Ｓ１１の最小値）は最も低い結合（Ｓ１２の最小値）と一致しない。入力インピーダンス整合を改善し依然として図２Ｄに示されるような非常に低い結合を達成するためにマッチング回路が用いられうる。この例では、直列インダクタとそれに続くシャント・キャパシタを有する集中素子マッチング回路は、各ポートと構造体との間に追加される。
図２Ｅは、ダイポール素子２０４の電流の、ポート２０６の励振の結果生じるダイポール２０２の電流に対する比（図中、「大きさＩ２／Ｉ１」と示される）を示す。この曲線は、共振周波数の下で、電流がダイポール素子２０４で実際に大きくなることを示す。共振の近くで、ダイポール素子２０４の電流は、周波数の増大と共にダイポール素子２０２の電流と比べて減少し始める。最小結合点（この例では２．４４ＧＨｚ）は、両ダイポール素子の電流の大きさが大体等しい周波数の近くで生じる。この周波数で、ダイポール素子２０４の電流の位相は、ダイポール素子２０２の電流の位相より約１６０度だけ遅れている。
図１Ｃの接続素子を有さないダイポールと異なり、図２Ｂの結合型アンテナ構造体２００のアンテナ素子２０４の電流は、ポート２０８の終端インピーダンスの通過を強いられない。代わりに、共振モードが引き起こされ、図２Ａに矢印により示されるように、電流はアンテナ素子２０４を下へ流れ、接続素子２１０、２１２を渡って、アンテナ素子２０２を上へ流れる。（この電流の流れは、共振周期の２分の１を代表するものであり、他の半分の間には電流方向は逆になることに留意すべきである。）結合型構造体の共振モードは、（１）アンテナ素子２０４の電流が大部分ポート２０８を迂回することにより、ポート２０６、２０８間の高アイソレーションを可能にする、及び（２）両方のアンテナ素子２０２、２０４の電流の大きさがほぼ等しく、以下に更に詳細に記載されるように異なる且つ無相関の利得パターンを可能にする、ことを特色とする。
電流の大きさはアンテナ素子間でほぼ等しいので、（図２Ｆに示されるように）未結合ダイポールを有する図１Ｃのアンテナ構造体１００の場合よりも遙かに指向性の高いパターンが作り出される。電流が等しいとき、ｘ（又はｐｈｉ＝０）方向のパターンをゼロ（ｎｕｌｌ）にする条件は、ダイポール２０４の電流の位相をダイポール２０２の電流の位相より量π−ｋｄだけ遅れさせることである（ここでｋ＝２π／λ、λは有効波長である）。この条件下で、ダイポール２０４からのｐｈｉ＝０方向のフィールド伝搬は、ダイポール２０２からのフィールド伝搬に対して１８０度位相がずれており、従って２つの結合はｐｈｉ＝０方向でゼロ（ｎｕｌｌ）を有するだろう。
図２Ｂのモデルの例では、ｄが１０ｍｍであるか又は有効な電気的長さがλ／１２である。この例では、ｋｄはπ／６又は３０度に等しく、従って指向性方位角放射パターンがｐｈｉ＝０に向かってゼロ（ｎｕｌｌ）を有しｐｈｉ＝１８０に向かって最大利得を有する条件は、ダイポール２０４の電流がダイポール２０２の電流より１５０度だけ遅れていることである。共振では、（図２Ｅに示されるように）電流はこの条件近くで通過し、パターンの指向性を明らかにする。ダイポール２０４の励振の場合には、放射パターンは図２Ｆの放射パターンの逆の鏡像であり、最大利得はｐｈｉ＝０方向にある。２つのポートから作り出されたアンテナ・パターンの差は、図２Ｇに示されるように、関連した低い予測エンベロープ相関を有する。従って、結合型アンテナ構造体は、互いに分離された低相関の利得パターンを作り出す２つのポートを有する。
従って、結合の周波数応答は、接続素子２１０、２１２のインピーダンス及び電気的長さを含む接続素子２１０、２１２の特性に依存する。本発明の１又は複数の実施形態によると、所望の量のアイソレーションが維持されうる周波数又は帯域幅は、接続素子を適切に設計することにより制御される。断面積を設計する１つの方法は、接続素子の物理的長さを変えることである。これの例は図３Ａのマルチモード・アンテナ構造体３００により示される。図３Ａでは、接続素子３１０、３１２の相互接続経路に曲折が加えられている。これは、電気的長さ及び２つのアンテナ素子３０２、３０４間の接続のインピーダンスの両方を増大させるという一般的効果を有する。図３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ及び３Ｅは、それぞれ散乱パラメータ、電流比、利得パターン、及びパターン相関を含むこの構造体の性能特性を示す。本実施形態では、物理的長さの変化は、構造体の共振周波数を有意に変更しないが、Ｓ１２に有意な変化があり、曲折を有さない構造体の場合より広い帯域幅及び大きい最小値を有する。従って、接続素子の電気的特性を変更することによりアイソレーション性能を最適化又は向上させることが可能である。
本発明の種々の実施形態による例であるマルチモード・アンテナ構造体は、（図４にアンテナ構造体４００により示されるように）グランド又はカウンターポイズ４０２から励振されるように、又は（図５にアンテナ構造体５００により示されるように）平衡型構造体として設計されうる。何れの場合にも、各アンテナ構造体は、２以上のアンテナ素子（図４の４０２、４０４、図５の５０２、５０４）及び１又は複数の電気的に導電性の接続素子（図４の４０６、図５の５０６、５０８）を有する。説明を簡単にするために、２ポート構造のみが例である図に示される。しかしながら、本発明の種々の実施形態によると、２以上のポートを有するように構造体を拡張することも可能である。アンテナ構造体への信号接続又はポート（図４の４１８、４１２、及び図５の５１０、５１２）が各アンテナ素子に設けられる。接続素子は、関心のある周波数又は周波数範囲で２つのアンテナ素子間の電気的接続を提供する。アンテナは物理的及び電気的に１つの構造体であるが、該アンテナの動作は該アンテナを２つの独立したアンテナと見なすことにより説明されうる。アンテナ構造体１００のような接続素子を有さないアンテナ構造体では、該構造体のポート１０６はアンテナ１０２に接続されると考えられ、ポート１０８はアンテナ１０４に接続されると考えられうる。しかしながら、アンテナ構造体４００のようなこの結合型構造体の場合には、ポート４１８は１つのアンテナ・モードに関連付けられているといわれ、ポート４１２は別のアンテナ・モードに関連付けられているといわれうる。
アンテナ素子は、所望の周波数又は動作周波数範囲で共振するように設計される。最低位の共振は、アンテナ素子が４分の１波長の電気的長さを有するときに生じる。従って、単純な素子設計は、不平衡構成の場合の４分の１波のモノポールである。より高い位のモードを用いることも可能である。例えば、４分の１波モノポールから形成される構造体は、基本周波数の３倍の周波数で高アイソレーションを有する二重モード・アンテナ性能を示す。従って、より高い位のモードはマルチバンド・アンテナを生成するために利用されてもよい。同様に、平衡型構成では、アンテナ素子は、半波中心給電ダイポールにおけるような相補型４分の１波素子でありうる。しかしながら、アンテナ構造体は、所望の周波数又は周波数範囲で共振する他の種々のアンテナ素子から形成されることも可能である。他の可能なアンテナ素子構成は、限定ではなく、螺旋コイル、広帯域平面形状、チップ・アンテナ、曲がりくねった形状、ループ、及び平面型逆Ｆアンテナ（Ｐｌａｎａｒ Ｉｎｖｅｒｔｅｄ−Ｆ Ａｎｔｅｎｎａｓ：ＰＩＦＡ）のような誘導分流型形式を含む。
本発明の１又は複数の実施形態によるアンテナ構造体のアンテナ素子は、同一の配置又は同一種類のアンテナ素子を有する必要がない。アンテナ素子は、それぞれ所望の周波数又は動作周波数範囲で共振する。
本発明の１又は複数の実施形態によると、アンテナ構造体のアンテナ素子は同一の配置を有する。これは、通常、設計を簡単にするため、特に何れかのポートとの接続に対してアンテナ性能要件が同一のときに望ましい。
結合型アンテナ構造体の帯域幅及び共振周波数は、アンテナ素子の帯域幅及び共振周波数により制御されうる。従って、例えば図６Ａ、６Ｂ及び６Ｃに示されるような結合型構造体のモードについて、より広い帯域幅を作り出すために、より広い帯域幅の素子が用いられうる。図６Ａは、接続素子６０６、６０８により接続された２つのダイポール６０２、６０４を有するマルチモード・アンテナ構造体６００を示す。ダイポール６０２、６０４は、それぞれ幅（Ｗ）及び長さ（Ｌ）を有し、距離（ｄ）だけ離されている。図６Ｂは、例である寸法Ｗ＝１ｍｍ、Ｌ＝５７．２ｍｍ、及びｄ＝１０ｍｍを有する構造体の散乱パラメータを示す。図６Ｃは、例である寸法Ｗ＝１０ｍｍ、Ｌ＝５０．４ｍｍ、及びｄ＝１０ｍｍを有する構造体の散乱パラメータを示す。示されるように、Ｗを１ｍｍから１０ｍｍまで増大させ、他の寸法を概ね同一のままにすると、結果として、アンテナ構造体のより広いアイソレーション帯域幅及びインピーダンス帯域幅を生じる。
また、アンテナ素子間の距離間隔が増大すると、アンテナ構造体のアイソレーション帯域幅及びインピーダンス帯域幅が増大することが分かっている。
一般的に、接続素子は、結合された共振構造体の大電流領域にある。従って、接続素子は高い導電性を有することが望ましい。
ポートは、別個のアンテナとして動作された場合にそうであるように、アンテナ素子の給電点に配置される。整合素子又は構造体は、ポート・インピーダンスを所望のシステム・インピーダンスに整合するために用いられてもよい。
本発明の１又は複数の実施形態によると、マルチモード・アンテナ構造体は、図７に示されるような例えばプリント回路基板に組み込まれた平面構造体でありうる。この例では、アンテナ構造体７００は、ポート７０８、７１０で接続素子７０６により接続されたアンテナ素子７０２、７０４を有する。アンテナ構造体は、プリント回路基板７１２上に製造される。図中に示されるアンテナ素子は、単純な４分の１波モノポールである。しかしながら、アンテナ素子は、等価な有効電気的長さを生じる如何なる形状であってもよい。
本発明の１又は複数の実施形態によると、二重共振周波数を有するアンテナ素子は、二重共振周波数及び従って二重動作周波数を有する結合型アンテナ構造体を作り出すために用いられうる。図８Ａは、マルチモード・ダイポール構造体８００の例であるモデルを示す。図８Ａでは、ダイポール・アンテナ素子８０２、８０４は、同じでない長さの２つのフィンガ８０６、８０８及び８１０、８１２にそれぞれ分けられている。ダイポール・アンテナ素子は、それぞれ２つの異なるフィンガ長に関連付けられた共振周波数を有し、従って二重共振周波数を示す。同様に、二重共振ダイポール・アームを用いたマルチモード・アンテナ構造体は、図８Ｂに示すような高アイソレーション（又は小さいＳ２１）が得られる２つの周波数帯域を示す。
本発明の１又は複数の実施形態によると、図９に示されるマルチモード・アンテナ構造体９００は、可変長のアンテナ素子９０２、９０４を有して設けられ、同調アンテナを形成する。これは、各アンテナ素子９０２、９０４でＲＦスイッチ９０６、９０８のような制御可能な装置によりアンテナ素子の有効電気的長さを変えることにより行われてもよい。この例では、スイッチは（制御可能な装置を操作することにより）開かれて（高周波数動作のために）より短い電気的長さを生成するか、閉じられて（低周波数動作のために）より長い電気的長さを生成してもよい。高アイソレーションの特徴を有するアンテナ構造体９００の動作周波数帯域は、両方のアンテナ素子を一斉に調整することにより調整されうる。この手法は、アンテナ素子の有効電気的長さを変える種々の方法と共に用いられてもよい。これは、制御可能な誘電材料を用いること、ＭＥＭ装置、バラクタ又は同調誘電キャパシタのような可変キャパシタを有するアンテナ素子を搭載すること、及び非励振素子をオン若しくはオフに切り替えることを含む。
本発明の１又は複数の実施形態によると、接続素子又は複数の接続素子は、素子間の電気的距離にほぼ等しい電気的長さで、アンテナ素子間の電気的接続を提供する。この条件下で、及び接続素子がアンテナ素子のポート端に取り付けられたとき、ポートはアンテナ素子の共振周波数の近くの周波数で分離される。この配置は、特定の周波数でほぼ完全なアイソレーションを作り出しうる。
代替として、前述のように、接続素子の電気的長さが増大され、アイソレーションが特定値を超える帯域幅を拡張してもよい。例えば、アンテナ素子間の真っ直ぐな接続は、特定の周波数で−２５ｄＢの最小のＳ２１を作りだし、Ｓ２１＜−１０ｄＢである帯域幅が１００ＭＨｚになりうる。電気的長さを増大させることにより、最小のＳ２１が−１５ｄＢまで増大するが、Ｓ２１＜−１０ｄＢである帯域幅が１５０ＭＨｚまで増大されるという新しい応答を得ることができる。
本発明の１又は複数の実施形態による種々の他のマルチモード・アンテナ構造体が可能である。例えば、接続素子は、多様な形状を有するか、又はアンテナ構造体の特性を変える構成要素を有するよう構成されうる。これらの構成要素は、例えば受動インダクタ及びキャパシタ素子、抵抗器又はフィルタ構造体、又は位相シフタのような能動構成要素を有しうる。
本発明の１又は複数の実施形態によると、アンテナ素子の長さに沿った接続素子の位置は、アンテナ構造体の特性を調整するために変えられうる。ポートが分離される周波数帯域は、アンテナ素子に接続素子を取り付ける位置をポートから離してアンテナ素子の遠端へ向かって移動させることにより、上の方の周波数にシフトされうる。図１０Ａ及び１０Ｂは、それぞれアンテナ素子に電気的に接続された接続素子を有するマルチモード・アンテナ構造体１０００、１００２をそれぞれ示す。図１０Ａのアンテナ構造体１０００では、接続素子１００４は構造体内に配置され、接続素子１００４とグランド面１００６の端との間の隔たりは３ｍｍである。図１０Ｃは、構造体の散乱パラメータを示し、高アイソレーションがこの構成で１．１５ＧＨｚの周波数で得られることを示す。シャント・キャパシタ／直列インダクタのマッチング回路は、１．１５ＧＨｚでインピーダンス整合を提供するために用いられる。図１０Ｄは、図１０Ｂの構造体１００２の散乱パラメータを示す。ここで、接続素子１００８とグランド面の上端１０１０との間の隔たりは１９ｍｍである。図１０Ｂのアンテナ構造体１００２は、約１．５０ＧＨｚで高アイソレーションを有する動作帯域を示す。
図１１は、本発明の１又は複数の実施形態による、マルチモード・アンテナ構造体１１００を概略的に示す。アンテナ構造体１１００は、それぞれアンテナ素子１１０６、１１０８を電気的に接続する２以上の接続素子１１０２、１１０４を有する。（説明を簡単にするために、２つの接続素子のみが図に示される。２以上の接続素子の使用も考えられることが理解されるべきである。）接続素子１１０２、１１０４は、アンテナ素子１１０６、１１０８に沿って互いに離されている。接続素子１１０２、１１０４のそれぞれは、スイッチ１１１２、１１１０を有する。ピーク・アイソレーション周波数は、スイッチ１１１０、１１１２を制御することにより選択されうる。例えば、周波数ｆ１は、スイッチ１１１０を閉じスイッチ１１１２を開くことにより選択されうる。異なる周波数ｆ２は、スイッチ１１１２を閉じスイッチ１１１０を開くことにより選択されうる。
図１２は、本発明の１又は複数の実施形態による、マルチモード・アンテナ構造体１２００を示す。アンテナ構造体１２００は、フィルタ１２０４を有する接続素子１２０２を有する。フィルタ１２０４は、接続素子１２０２に動作可能に結合される。フィルタ１２０４は、アンテナ素子１２０６、１２０８の間の接続素子の接続が、高アイソレーション共振周波数のような所望の周波数帯域内でのみ有効な、低域通過又は帯域通過フィルタでありうる。高周波数では、構造体は、電気的に導電性の接続素子により結合されていない開回路である２つの別個のアンテナ素子として機能するだろう。
図１３は、本発明の１又は複数の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体１３００を示す。アンテナ構造体１３００は、それぞれフィルタ１３０６、１３０８を有する２以上の接続素子１３０２、１３０４を有する。（説明を簡単にするために、２つの接続素子のみが図に示される。２以上の接続素子の使用も考えられることが理解されるべきである。）１つの可能な実施形態では、アンテナ構造体１３００は、接続素子１３０４上に（アンテナ・ポートの近くに）低域通過フィルタ１３０８を有し、接続素子１３０２上に高域通過フィルタ１３０６を有し、アンテナ構造体が高アイソレーションの２つの周波数帯域、つまり二重帯域構造を有するようにする。
図１４は、本発明の１又は複数の実施形態による、マルチモード・アンテナ構造体１４００を示す。アンテナ構造体１４００は、同調素子１４０６を有する２以上の接続素子１４０２を有する。同調素子１４０６は接続素子１４０２に動作可能に接続される。アンテナ構造体１４００は、アンテナ素子１４０８、１４１０も有する。同調素子１４０６は、電気的接続の遅延又は位相を変更するか、又は電気的接続のリアクティブ・インピーダンスを変える。散乱パラメータＳ２１／Ｓ１２の大きさ及び周波数応答は、電気的遅延又はインピーダンスの変化により影響を受ける。従って、アンテナ構造体は、同調素子１４０６を用いて特定の周波数でアイソレーションに適応されるか又は大体最適化されうる。
図１５は、本発明の１又は複数の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体１５００を示す。マルチモード・アンテナ構造体１５００は、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルで用いられうる。アンテナ構造体１５００は、例えば２３００乃至２７００ＭＨｚのＷｉＭＡＸ帯域で動作するために構成されうる。
アンテナ構造体１５００は、導電性接続素子１５０６により接続された２つのアンテナ素子１５０２、１５０４を有する。アンテナ素子は、素子の電気的長さを増大させて所望の動作周波数範囲を得るためのスロットを有する。この例では、アンテナ構造体は、２３５０ＭＨｚの中心周波数に最適化される。スロットの長さは、より高い中心周波数を得るために短縮されうる。
アンテナ構造体は、プリント回路基板組立部品１５０８上に実装される。２つの構成要素の集中素子の整合は、各アンテナ給電で提供される。
アンテナ構造体１５００は、例えば金属の打ち抜きにより製造されうる。アンテナ構造体１５００は例えば０．２ｍｍの厚さの銅合金薄板から作られうる。アンテナ構造体１５００は、構造体の重心に接続素子上にピックアップ機構１５１０を有する。ピックアップ機構１５１０は、自動ピックアンドプレース組立工程で用いられうる。アンテナ構造体は、表面実装離フロー組立に適合する。
図１６は、本発明の１又は複数の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体１６００を示す。図１５のアンテナ構造体１５００と同様に、アンテナ構造体１６００は、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルで用いられうる。アンテナ構造体は、例えば２３００乃至２７００ＭＨｚのＷｉＭＡＸ帯域で動作するために構成されうる。
アンテナ構造体１６００は、それぞれ曲折したモノポールを有する２つのアンテナ素子１６０２、１６０４を有する。曲折の長さは中心周波数を決定する。図に示される例である設計は、２３５０ＭＨｚの中心周波数に最適化される。より高い中心周波数を得るために、曲折の長さは短縮されうる。
接続素子１６０６は、アンテナ素子を電気的に接続する。２つの構成要素の集中素子の整合は、各アンテナ給電で提供される。
アンテナ構造体は、例えばプラスチックの担体１６０８に実装された可撓性プリント回路（ＦＰＣ）として、銅から製造されうる。アンテナ構造体は、ＦＰＣの金属部分により作られうる。プラスチックの担体は、機械的支持を提供し、ＰＣＢ組立部品１６１０への実装を容易にする。代替として、アンテナ構造体は金属シートから形成されうる。
図１７は、本発明の別の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体１７００を示す。このアンテナの設計は、例えばＵＳＢ、Ｅｘｐｒｅｓｓ３４、及びＥｘｐｒｅｓｓ５４データ・カード・フォーマットに用いられうる。図示された例であるアンテナ構造体は、２．３乃至６ＧＨｚの周波数で動作するように設計される。アンテナ構造体は、例えば金属シートから又はプラスチックの担体１７０２の上にＦＰＣにより製造されうる。
図１８Ａは、本発明の別の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体１８００を示す。アンテナ構造体１８００は、３つのポートを有する３モード・アンテナを有する。この構造では、３つのモノポール・アンテナ素子１８０２、１８０４、１８０６は、近隣のアンテナ素子を接続する導電性リングを有する接続素子１８０８を用いて接続される。アンテナ素子は、共通のカウンターポイズ又はスリーブ１８１０により平衡をとられる。スリーブ１８１０は単一の中空の導電性円筒である。アンテナは、アンテナ構造体を通信装置に接続するための３つの同軸ケーブル１８１２、１８１４、１８１６を有する。同軸ケーブル１８１２、１８１４、１８１６は、スリーブ１８１０の内側の空洞を通過する。アンテナ組立部品は、円筒内に包まれた単一の可撓性プリント回路から構成されてもよく、円筒型プラスチック筐体内にパッケージ化され、３つの別個のアンテナに取って代わる単一のアンテナ組立部品を提供してもよい。ある例である構成では、円筒の直径は１０ｍｍであり、アンテナの全長は５６ｍｍであり、２．４５ＧＨｚでポート間の高アイソレーションを有して動作するようにされる。このアンテナ構造体は、例えば２．４乃至２．５ＧＨｚ帯で動作するＭＩＭＯ又は８０２．１１Ｎシステムのような複数のアンテナ無線システムで用いられうる。ポート間のアイソレーションに加え、各ポートは有利なことに図１８Ｂに示されるような異なる利得パターンを作り出す。これは１つの特別な例であるが、この構造体は任意の所望の周波数で動作するように調整されうることが理解される。また、２ポート・アンテナの文脈で前述されたマルチバンド構造体を同調、帯域操作及び生成する方法は、このマルチポート構造体にも適用されうることが理解される。
上述の実施形態は正確な円筒として示されたが、同一の利益を生じる３つのアンテナ素子及び接続素子の他の構成を用いることが可能である。これは、限定ではなく、接続素子が三角形を形成するような真っ直ぐな接続、又は他の多角形の形状を有する構成を含む。また、共通のカウンターポイズを有する３つのモノポール素子の代わりに、３つの別個のダイポール素子を同様に接続することにより、同様の構造体を構成することも可能である。また、アンテナ素子の対称的な配置は、有利なことに各ポートから等価な性能、例えば同一の帯域幅、アイソレーション、インピーダンス整合を生成するが、用途に依存してアンテナ素子を非対称に又は等しくない間隔で配置することも可能である。
図１９は、本発明の１又は複数の実施形態によるコンバイナ用途におけるマルチモード・アンテナ構造体１９００の使用を示す。図示されるように、送信信号は、アンテナ構造体１９００の両方のアンテナ・ポートに同時に適用されてもよい。この構成では、マルチモード・アンテナは、アンテナ及び電力増幅器コンバイナの両方として機能しうる。アンテナ・ポート間の高アイソレーションは、２つの増幅器１９０２、１９０４間の相互作用を制限する。これは、信号歪み及び効率損失のような望ましくない効果を有することが知られている。１９０６における任意的なインピーダンス整合は、アンテナ・ポートで提供される。
図２０Ａ及び２０Ｂは、本発明の１又は複数の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体２０００を示す。アンテナ構造体２０００は、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢ又はＥｘｐｒｅｓｓＣａｒｄ／３４装置でも用いられうる。アンテナ構造体は、例えば２３００乃至６０００ＭＨｚのＷｉＭＡＸ帯域で動作するために構成されうる。
アンテナ構造体２０００は、それぞれ幅広のモノポールを有する２つのアンテナ素子２００１、２００４を有する。接続素子２００２は、アンテナ素子を電気的に接続する。スロット（又は他の切欠）２００５は、５０００ＭＨｚより上で入力インピーダンス整合を改善するために用いられる。図示される例である設計は、２３００乃至６０００ＭＨｚの周波数の範囲にわたるよう最適化される。
アンテナ構造体２０００は、例えば金属の打ち抜きにより製造されうる。アンテナ構造体２０００は例えば０．２ｍｍの厚さの銅合金薄板から作られうる。アンテナ構造体２０００は、構造体の概ね重心に接続素子２００２上にピックアップ機構２００３を有する。ピックアップ機構２００３は、自動ピックアンドプレース組立工程で用いられうる。アンテナ構造体は、表面実装離フロー組立に適合する。アンテナの給電点２００６は、ＰＣＢ上の無線回路への接続点を提供し、ＰＣＢへのアンテナの構造的実装のための支持としても機能する。更なる接触点２００７は、構造体の支持を提供する。
図２０Ｃは、アンテナ２０００の性能を測定するために用いられる試験組立部品２０１０を示す。図は、遠距離場のための参考座標も示す。アンテナ２０００は、ＥｘｐｒｅｓｓＣａｒｄ／３４機器に相当する３０×８８ｍｍのＰＣＢ２０１１上に実装される。ＰＣＢ２０１１の接地された部分は、ノートブック・コンピュータに特有のカウンターポイズの大きさに相当する（本例では１６５×２５４ｍｍの寸法を有する）更に大きな金属シート２０１２に取り付けられる。ＰＣＢ２０１１上の試験ポート２０１４、２０１６は、５０オームのストリップ線路を通じてアンテナに接続される。
図２０Ｄは、試験ポート２０１４、２０１６で測定されたＶＳＷＲを示す。図２０Ｅは、試験ポート間で測定された結合（Ｓ２１又はＳ１２）を示す。ＶＳＷＲ及び結合は、有利なことに広範な周波数範囲、例えば２３００乃至６０００ＭＨｚに渡り低い。図２０Ｆは、測定された試験ポート２０１４（ポート１）、２０１６（ポート２）から見た放射効率を示す。図２０Ｇは、試験ポート２０１６（ポート２）の励振により生成された放射パターンに対する試験ポート２０１４（ポート１）の励振により生成された放射パターン間の計算された相関を示す。放射効率は有利なことに高く、同時に対象の周波数においてパターン間の相関は有利なことに低い。図２０Ｈは、２５００ＭＨｚの周波数における試験ポート２０１４（ポート１）又は試験ポート２０１６（ポート２）の励振による遠距離場利得パターンを示す。図２０Ｉ及び２０Ｊは、それぞれ３５００及び５２００ＭＨｚの周波数における同一のパターンの測定結果を示す。φ＝０又はＸＺ平面及びθ＝９０又はＸＹ平面で、試験ポート２０１４（ポート１）から生じるパターンは、試験ポート２０１６（ポート２）から生じるパターンと異なり且つ相補的である。
図２１Ａ及び２１Ｂは、本発明の１又は複数の実施形態によるマルチモード・アンテナ構造体２１００を示す。アンテナ構造体２１００は、例えばＷｉＭＡＸ ＵＳＢドングルでも用いられうる。アンテナ構造体は、例えば２３００乃至２４００ＭＨｚのＷｉＭＡＸ帯域で動作するために構成されうる。
アンテナ構造体２１００は、それぞれ曲折したモノポールを有する２つのアンテナ素子２１０２、２１０４を有する。曲折の長さは中心周波数を決定する。例えば螺旋コイル及びループのような他の曲がりくねった構成も、所望の電気的長さを提供するために用いられうる。図に示される例である設計は、２３５０ＭＨｚの中心周波数に最適化される。接続素子２１０６（図２１Ｂに示される）は、アンテナ素子２１０２、２１０４を電気的に接続する。２つの構成要素の集中素子の整合は、各アンテナ給電で提供される。
アンテナ構造体は、例えばプラスチックの担体２１０１に実装された可撓性プリント回路（ＦＰＣ）として、銅から製造されうる。アンテナ構造体は、ＦＰＣ２１０３の金属部分により作られうる。プラスチック担体２１０１は、アンテナをＰＣＢ組立部品（示されない）に取り付けるための実装ピン又はピン２１０７、及びＦＰＣ２１０３を担体２１０１に固定するためのピン２１０５を設ける。２１０３の金属部分は、アンテナをＰＣＢ上の回路に電気的に接触させるための露出部分又はパッド２１０８を有する。
より高い中心周波数を得るために、素子２１０２、２１０４の電気的長さは短縮されうる。図２２Ａ及び２２Ｂは、マルチモード・アンテナ構造体２２００を示す。マルチモード・アンテナ構造体２２００の設計は、２６００ＭＨｚの中心周波数に最適化されている。素子２２０２、２２０４の電気的長さは、図２１Ａ及び２１Ｂの素子２１０２、２１０４の電気的長さよりも短い。これは、素子２２０２、２２０４の端にある金属が除去されており、給電端における素子の幅が増大しているためである。
図２３Ａは、図２１Ａ及び２１Ｂのアンテナ２１００を用いた試験組立部品２３００を、遠隔場パターンのための参照座標と共に示す。図２３Ｂは、試験ポート２３０２（ポート１）、２３０４（ポート２）で測定されＶＳＷＲ率を示す。図２３Ｃは、試験ポート２３０２（ポート１）、２３０４（ポート２）間で測定された結合（Ｓ２１又はＳ１２）を示す。ＶＳＷＲ及び結合は、有利なことに対象の周波数範囲、例えば２３００乃至２４００ＭＨｚで低い。図２３Ｄは、測定された試験ポートから見た放射効率を示す。図２３Ｅは、試験ポート２３０４（ポート２）の励振により生成された放射パターンに対する試験ポート２３０２（ポート１）の励振により生成された放射パターン間の計算された相関を示す。放射効率は有利なことに高く、同時に対象の周波数においてパターン間の相関は有利なことに低い。図２３Ｆは、２４００ＭＨｚの周波数における試験ポート２３０２（ポート１）又は試験ポート２３０４（ポート２）の励振による遠距離場利得パターンを示す。φ＝０又はＸＺ平面及びθ＝９０又はＸＹ平面で、試験ポート２３０２（ポート１）から生じるパターンは、試験ポート２３０４（ポート２）から生じるパターンと異なり且つ相補的である。
図２３Ｇは、アンテナ２１００の代わりにアンテナ２２００を有する組立部品２３００の試験ポートで測定されたＶＳＷＲを示す。図２３Ｈは、試験ポート間で測定された結合（Ｓ２１又はＳ１２）を示す。ＶＳＷＲ及び結合は、有利なことに対象の周波数範囲、例えば２５００乃至２７００ＭＨｚで低い。図２３Ｉは、測定された試験ポートから見た放射効率を示す。図２３Ｊは、試験ポート２３０４（ポート２）の励振により生成された放射パターンに対する試験ポート２３０２（ポート１）の励振により生成された放射パターン間の計算された相関を示す。放射効率は有利なことに高く、同時に対象の周波数においてパターン間の相関は有利なことに低い。図２３Ｋは、２６００ＭＨｚの周波数における試験ポート２３０２（ポート１）又は試験ポート２３０４（ポート２）の励振による遠距離場利得パターンを示す。φ＝０又はＸＺ平面及びθ＝９０又はＸＹ平面で、試験ポート２３０２（ポート１）から生じるパターンは、試験ポート２３０４（ポート２）から生じるパターンと異なり且つ相補的である。
本発明の１又は複数の更なる実施形態は、ヌル・ステアリング又はビームの指向を目的とした、ビーム・パターン制御の技術を対象とする。このような技術が（波長の特定の比で間隔を空けられた別個のアンテナ素子を有する）従来のアレイ・アンテナに提供されるとき、アレイ・アンテナの各素子は、基準信号又は波形の位相シフトされたものである信号を供給される。同等の励振を有する均一な線形アレイでは、生成されるビーム・パターンは、アレイ・ファクタＦにより記述されうる。アレイ・ファクタＦは、各個々の素子の位相及び素子間の素子間隔ｄに依存する。
Figure 2012528531
 ここで、β＝２π／λ、Ｎ＝総素子数、ａ＝連続する素子間の位相シフト、θ＝アレイ軸からの角度である。
位相αを値αｉに制御することにより、Ｆの最大値は異なる方向Ｂ１に調整されうる。これにより、最大信号がブロードキャストされる又は受信される方向を制御する。
従来のアレイ・アンテナの素子間間隔は屡々１／４波長程度であり、アンテナは密に結合され、殆ど同一の偏波を有する。結合はアレイ・アンテナの設計及び性能の幾つかの問題をもたらしうるので、素子間の結合を低減することは有利である。例えば、パターン歪み及び死角のような問題（Ｓｔｕｔｚｍａｎ、「Ａｎｔｅｎｎａ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ」、Ｗｉｌｅｙ、１９９８年、ｐ．１２２−１２８、１３５−１３６、４６６−１７２を参照）は、過度の素子間結合や、所与の素子数で到達可能な最大利得の減少を生じうる。
ビーム・パターン制御技術は、有利なことに、本願明細書に記載された、１又は複数の接続素子により接続されるアンテナ素子を有し複数の給電点間で高アイソレーションを示す全てのマルチモード・アンテナ構造体に適用されうる。高アイソレーションのアンテナ構造体では、ポート間の位相は、アンテナ・パターンを制御するために用いられうる。給電点間の結合が低減された結果として、アンテナが単純なビーム形成アレイとして用いられるとき、より高いピーク利得が所与の方向で達成可能であることが分かっている。従って、アンテナ構造体の給電端子に提供される搬送波信号の位相制御を利用する種々の実施形態によると、高アイソレーションのアンテナ構造体から、選択された方向でより高い利得が達成されうる。
アンテナが１／４波長より遙かに短い間隔を空けられた端末の用途では、従来のアンテナにおける相互結合効果は、アレイの放射効率を低下させ、従って達成可能な最大利得を低下させる。
種々の実施形態により、高アイソレーション・アンテナの各給電点に供給される搬送波信号の位相を制御することにより、アンテナ・パターンにより生成される最大利得の方向が制御されうる。ビーム・ステアリングにより得られる例えば３ｄＢの利得の利益は、特に、ビーム・パターンが固定され且つ機器の方向がユーザによりランダムに制御されるポータブル機器の用途で有利である。例えば、種々の実施形態によるパターン制御装置２４００を示す図２４の概略ブロック図に示されるように、位相シフタ２４０２により相対位相シフトαが、各アンテナ給電２４０４、２４０８に加えられるＲＦ信号に適用される。これらの信号は、アンテナ構造体２４１０の個々のアンテナ・ポートに供給される。
位相シフタ２４０２は、例えば電気的に制御された位相シフト機器又は標準的な位相シフト回路のような標準的な位相シフト構成要素を有しうる。
図２５Ａ乃至２５Ｇは、アンテナの２つの給電間の異なる位相差αに対する、密集した従来のダイポール・アンテナの２Ｄアレイ及び本発明の種々の実施形態による高アイソレーション・アンテナの２Ｄアレイの比較を与える。図２５Ａ乃至２５Ｇでは、θ＝９０度におけるアンテナ・パターンの曲線が示される。図中、実線は種々の実施形態による分離された給電の単一素子アンテナにより生成されたアンテナ・パターンを表し、破線は単一素子の分離された給電構造体の幅に等しい距離だけ空けられた２つの別個の従来のモノポール・アンテナにより生成されたアンテナ・パターンを表す。従って、従来のアンテナ及び高アイソレーション・アンテナは、概して同じ大きさである。
図中の全ての場合で、種々の実施形態による高アイソレーション・アンテナにより生成されるピーク利得は、従来の２つの別個のダイポールと比べて大きい利得余裕を生成し、同時にビーム・パターンの方位角の制御を提供する。この動作は、特定の方向で追加利得が必要な又は望ましい送信又は受信用途で高アイソレーション・アンテナを用いることを可能にする。方向は、駆動点の信号間の相対位相を調整することにより制御されうる。これは、例えば基地局のような受信点にエネルギを向ける必要があるポータブル機器で特に有利である。結合型高アイソレーション・アンテナは、同様に導入されたとき、従来の２つの単一アンテナ素子に比べて大きな利点を提供する。
図２５Ａに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝０（０度の位相差）に対し均一な方位角パターン（θ＝９０）でより大きな利得を示す。
図２５Ｂに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝３０（給電点間で３０度の位相差）に対し非対称な方位角パターン（θ＝９０の線）を有し、（φ＝０で）より大きなピーク利得を示す。
図２５Ｃに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝６０（給電点間で６０度の位相差）に対しシフトされた方位角パターン（θ＝９０の線）を有し、（φ＝０で）より大きなピーク利得を示す。
図２５Ｄに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝９０（給電点間で９０度の位相差）に対しシフトされた方位角パターン（θ＝９０の線）を有し、（φ＝０で）更に大きなピーク利得を示す。
図２５Ｅに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝１２０（給電点間で１２０度の位相差）に対し（φ＝１８０で大きなバックローブを有する）シフトされた方位角パターン（θ＝９０の線）を有し、（φ＝０で）より大きなピーク利得を示す。
図２５Ｆに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝１５０（給電点間で１５０度の位相差）に対し（φ＝１８０で）更に大きなバックローブを有するシフトされた方位角パターン（θ＝９０の線）を有し、（φ＝０で）より大きなピーク利得を示す。
図２５Ｇに示されるように、種々の実施形態による結合型ダイポールは、α＝１８０（給電点間で１８０度の位相差）に対し２つのローブを有する方位角パターン（θ＝９０の線）を有し、（φ＝０及び１８０で）より大きなピーク利得を示す。
図２６は、１又は複数の実施形態による結合型高アイソレーション・アンテナが２つの別個のダイポールに渡る場合の理想的な利得の利益を、２給電点のアンテナ・アレイの給電点間の位相角差の関数として示す。
本発明の１又は複数の実施形態による、曲折した接続素子により接続された２つの並列ダイポールを有するアンテナ構造体を用いたパターン制御により得られた増大した利得は、無線リンクの範囲又は信頼性を向上させるために利用されてもよい。代替として、増大された利得は、ポータブル又は他の機器が低減された送信電力で同等の無線リンク性能を得ることを可能にしてもよい。例えば、パターン制御から得られた３ｄＢの平均送信利得の向上は、同一のリンク性能を維持しながら、送信電力が３ｄＢだけ低下することを許容するだろう。送信電力の低下は、幾つかの点で有利である。第一に、ポータブル無線機器は、通常、幾らか性能を妥協しなければ適合することが困難な特定の吸収率（ＳＡＲ）規制限度に適合することを要求される。送信電力の低下は、性能を妥協せずにピークＳＡＲ値の対応する低下を提供しうる。更に、低い送信電力は、出力ＰＡにかかる負担を軽減し、低電力且つ高線形性の設計を可能にする。更に、低減された送信電力は、ポータブル又は他の機器で、バッテリの長寿命及び低い放熱要件にとって有益である。
位相制御の使用が遠距離場利得に所望の増大をもたらすと同時に、位相励起の変化は近距離場を変更しＳＡＲ値に影響を与えうる。正味のＳＡＲ値の減少を実現するために、アンテナの遠距離場利得の増大は、ピークＳＡＲ値の如何なる増加よりも大きい必要がある。実験を通じて、出願人は、遠距離場利得と比較して、ＳＡＲ値の変化が位相に渡って比較的小さいことを見出した。
図３０は、１９００ＭＨｚ帯でパターン制御用途のための２ポート・アンテナ構造体を有する例であるＵＳＢドングルを示す。 図３１に示されるように、図３０の構成に対するシミュレーションにより決定されたＳＡＲ値は、パターン制御に用いられる駆動点信号間の相対位相と比較的独立であり、従って測定されたピークＳＡＲ値の低下の利益は、全ての相対位相値に対して達成可能であり、同時にビーム・パターンの全方位角の制御を提供する。
本願明細書に記載された近距離場放射レベル及びＳＡＲ値の低減のための技術は、望ましくは、上述のアンテナ素子を電気的に接続する接続素子を有する高アイソレーション・マルチモード・アンテナ構造体と共に用いられる。しかしながら、これらの技術は、位相ステアリングの可能な複数の放射素子を有するアンテナ・アレイと共に更に一般的に用いられ、アンテナ・パターン制御を提供し、及び選択された方向の利得を増大しうる。
本発明の更なる実施形態は、所与の周波数範囲で互いに近接近で動作するマルチバンド・アンテナ・ポート間の増大した高アイソレーションを提供するマルチモード・アンテナ構造体を対象とする。これらの実施形態では、帯域除去スロットは、アンテナ構造体のアンテナ素子の１つに組み込まれ、スロットが合わせられる周波数で低減された結合を提供する。
図２７Ａは、簡易な二重帯域分岐線モノポール・アンテナ２７００を概略的に示す。アンテナ２７００は、２つの分岐共振器２７０４、２７０６を定める帯域除去スロット２７０２を有する。アンテナは、信号生成器２７０８により駆動される。アンテナ２７００が駆動される周波数に依存して、２つの分岐共振器２７０４、２７０６で種々の電流分布が実現される。
図２７Ａに示されるように、スロット２７０２の物理的寸法は幅Ｗｓ及び長さＬｓにより定められる。励起周波数がＬｓ＝ｌｏ／４を満たすとき、スロットの特徴は共振になる。この点で、図２７Ｂに示されるように、電流分布はスロットの短い部分の周囲に集中する。
分岐共振器２７０４、２７０６を通じて流れる電流は、ほぼ等しく且つスロット２７０２の両面に沿って反対方向である。これは、アンテナ構造体２７００を（図２７Ｃに概略的に示される）スパーライン帯域阻止フィルタ２７２０と同様に動作させる。これはアンテナ入力インピーダンスを名目電源インピーダンスより有意に低く下方に変換する。この大きなインピーダンス不整合は、結果として図２７Ｄ及び２７Ｅに示される非常に高いＶＳＷＲを生じ、その結果、所望の周波数除去をもたらす。
この帯域除去スロット技術は、互いに近接近で動作し一方のアンテナ素子は所望の周波数の信号を通過させる必要があり他方はその必要がない２つの（又はそれより多い）アンテナ素子を有するアンテナ・システムに適用されうる。１又は複数の実施形態では、２つのアンテナ素子のうちの一方は帯域除去スロットを有し、他方は有さない。図２８は、第１のアンテナ素子２８０２、第２のアンテナ素子２８０４及び接続素子２８０６を有するアンテナ構造体２８００を概略的に示す。アンテナ構造体２８００は、それぞれアンテナ素子２８０２及び２８０４にポート２８０８及び２８１０を有する。本例では、信号生成器は、ポート２８０８でアンテナ構造体２８０２を駆動する。一方で、計測器はポート２８１０に結合され、ポート２８１０で電流を計測する。しかしながら、一方又は両方のポートが信号生成器により駆動されうることが理解されるべきである。アンテナ素子２８０２は、２つの分岐共振器２８１４、２８１６を定める帯域除去スロット２８１２を有する。本実施形態では、分岐共振器はアンテナ構造体の主送信部分を有し、アンテナ素子２８０４はアンテナ構造体のダイバーシティ受信部を有する。
帯域除去スロット２８１２を有するアンテナ素子２８０２のポートにおける大きな不整合により、アンテナ素子２８０２とダイバーシティ受信アンテナ素子２８０４との間の相互結合は、実際にスロット共振周波数で整合し、非常に小さく、比較的高アイソレーションをもたらす。
図２９Ａは、本発明の１又は複数の更なる実施形態による、ＧＰＳ帯域で帯域除去スロット技術を利用するマルチバンド・ダイバーシティ受信アンテナ・システムを有するマルチモード・アンテナ構造体２９００の斜視図である。（ＧＰＳ帯域は１５７５．４２ＭＨｚであり、２０ＭＨｚ帯域幅を有する。）アンテナ構造体２９００は、誘電性担体２９０４上の層として形成される柔軟な薄膜誘電性基板２９０２上に形成される。アンテナ構造体２９００は、アンテナ構造体２９００の主送信アンテナ素子２９０８上にＧＰＳ帯域除去スロット２９０６を有する。アンテナ構造体２９００は、ダイバーシティ受信アンテナ素子２９１０、及びダイバーシティ受信アンテナ素子２９１０と主送信アンテナ素子２９０８とを接続する接続素子２９１２も有する。ＧＰＳ受信機（示されない）は、ダイバーシティ受信アンテナ素子２９１０に接続される。アンテナの主送信アンテナ素子２９０８との結合を概して最小化するために、及びこれらの周波数でダイバーシティ・アンテナ放射効率を概して最大化するために、主アンテナ素子２９０８は、帯域除去スロット２９０６を有し、ＧＰＳ帯域の中心近くの電気的な４分の１波長に合わせられる。ダイバーシティ受信アンテナ素子２９１０は、このような帯域除去スロットを有さないが、主アンテナ電源インピーダンスに正確に整合されたＧＰＳアンテナ素子を有する。従って、ダイバーシティ受信アンテナ素子２９１０とＧＰＳ受信機との間に概して最大電力転送がある。２つのアンテナ素子２９０８、２９１０は近接近に共存するが、主送信アンテナ素子２９０８のスロット２９０６による高ＶＳＷＲは、スロット２９０６が合わせられる周波数で主アンテナ素子電源抵抗との結合を低減し、従って両アンテナ素子２９０８、２９１０との間でＧＰＳ周波数においてアイソレーションを提供する。２つのアンテナ素子２９０８、２９１０間のＧＰＳ帯域範囲内の結果として生じる不整合は、図２９Ｂ及び２９Ｃに示されるようなシステム設計のアイソレーション要件に適合するために、アンテナ素子を切り離すために十分大きい。
本発明の種々の実施形態による本願明細書に記載されたアンテナ構造体では、アンテナ素子及び接続素子は、望ましくは単一の統合された放射構造体を形成し、いずれのポートへの信号供給も、アンテナ構造全体を励振し、別個の放射構造体ではなく全体として放射するようにする。このように、本願明細書に記載された技術は、アンテナ給電点でネットワークの分離を使用せずに、アンテナ・ポートのアイソレーションを提供する。
本発明は特定の実施形態の観点から以上に説明されたが、前述の実施形態は単に説明のためであり本発明の範囲を限定又は定めるものではないことが理解されるべきである。
種々の他の実施形態は、以下に限定されず、特許請求の範囲内である。例えば、本願明細書に記載された種々のマルチモード・アンテナ構造体の素子又は構成要素は、追加の構成要素に更に分けられてもよく、又は一緒に結合されて同一の機能を実行する少ない数の構成要素を形成してもよい。
本発明の好適な実施形態が記載されたが、本発明の精神と範囲から逸脱することなく変更がなされ得る。
［関連出願の相互参照］
本願は、米国仮特許出願番号６０／９２５，３９４、出願日２００７年４月２０日、名称「Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」及び米国仮特許出願番号６０／９１６，６５５、出願日２００７年５月８日、名称「Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」に基づく米国特許出願番号１１／７６９，５６５、出願日２００７年６月２７日、名称「Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」（米国特許番号７，６８８，２７５）の一部継続出願である米国特許出願番号１２／０９９，３２０、出願日２００８年４月８日、名称「Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」（米国特許番号７，６８８，２７３）の継続出願である米国特許出願番号１２／７５０，１９６、出願日２０１０年３月３０日、名称「Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」の一部継続出願である。本願は、米国仮特許出願番号６１／１８１，１７６、出願日２００９年５月２６日、名称「Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ」にも基づく。上述の出願のそれぞれは参照することにより本願明細書に組み込まれる。

Claims (22)

  1. 通信装置の近距離場放射及び比吸収率（ＳＡＲ）値を低減する方法であって、
    前記通信装置は、電磁信号を送信及び受信するマルチモード・アンテナ構造体と、前記アンテナ構造体から及び前記アンテナ構造体へ伝達される信号を処理する回路と、を有し、
    前記アンテナ構造体は、
    前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナ・ポート、
    それぞれ前記アンテナ・ポートのうちの異なる１つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子、
    １又は複数の接続素子であって、各アンテナ素子上の該アンテナ素子に結合されたアンテナ・ポートから間隔を空けられた位置で、前記アンテナ素子を電気的に接続し、１つのアンテナ素子の電流が接続された近隣のアンテナ素子に流れ、該近隣のアンテナ素子に結合された前記アンテナ・ポートを大体迂回するようにする、１又は複数の接続素子、
    を有し、
    前記１つのアンテナ素子を通じて流れる電流と前記近隣のアンテナ素子を通じて流れる電流とは、大体大きさが等しく、
    １つのアンテナ・ポートにより励振されるアンテナ・モードは、所与の周波数範囲で別のアンテナ・ポートにより励振されるモードと大体電気的に分離され、
    前記アンテナ構造体は多様性のあるアンテナ・パターンを生成し、
    当該方法は、
    前記アンテナ構造体の近隣のアンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を調整する段階であって、前記１つのアンテナ・ポートに供給される信号が、前記近隣のアンテナ・ポートに供給される信号と異なる位相を有し、アンテナ・パターン制御を提供し、受信点へ向かう選択された方向の利得を増大させるようにする、段階、
    前記アンテナ構造体の非パターン制御動作で用いられる送信電力より低い送信電力を用いる段階であて、前記通信装置が前記非パターン制御動作と比較して低減された送信電力を用いる受信点と大体等価な無線リンク性能を得るようにし、それにより比吸収率を低減する、段階、
    を有する方法。
  2. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、電気的に制御される位相シフト装置を用いて信号間の相対位相を調整する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、位相シフト回路を用いて信号間の相対位相を調整する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  4. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、前記複数のアンテナ・ポートのそれぞれに供給される搬送波信号の位相を制御することにより、信号間の相対位相を調整する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  5. 前記通信装置は、セルラ端末、ＰＤＡ、無線ネットワーク機器、又はＰＣ用のデータ・カードである、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  6. 前記アンテナ素子は、螺旋コイル、広帯域平面形状、チップ・アンテナ、曲がりくねった形状、ループ、又は誘導的に分岐した形式を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  7. 前記マルチモード・アンテナ構造体は、プリント回路基板上に製造された平面構造体を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  8. 前記マルチモード・アンテナ構造体は、自動ピックアンドプレース組立工程で使用される、打ち抜かれた金属部分の重心にピックアップ機構を有する該打ち抜かれた金属部分を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  9. 前記マルチモード・アンテナ構造体は、機器のプラスチック担体又はプラスチック筐体に実装された可撓性プリント回路を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  10. 前記受信点は、基地局、移動端末、又はルータである、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  11. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、近隣のアンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を動的に調整し、前記受信点との大体最適化された通信リンクを維持する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  12. 通信装置の近距離場放射と比吸収率（ＳＡＲ）値を低減する方法であって、
    前記通信装置は、電磁信号を送信及び受信するアンテナ・アレイと、該アンテナ・アレイへ及び該アンテナ・アレイから伝達される信号を処理する回路と、を有し、
    前記アンテナ・アレイは、それぞれ前記回路に動作可能に結合されたアンテナ・ポートを有する複数の放射素子を有し、
    当該方法は、
    前記アンテナ・アレイのアンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を調整する段階であって、１つのアンテナ・ポートに供給される信号が別のアンテナ・ポートに供給される信号と異なる位相を有し、アンテナ・パターン制御を提供し、受信点に向かう選択された方向で利得を増大させるようにする、段階、
    前記アンテナ構造体の非パターン制御動作で用いられる送信電力より低い送信電力を用いる段階であて、前記通信装置が前記非パターン制御動作と比較して低減された送信電力を用いる受信点と大体等価な無線リンク性能を得るようにし、それにより比吸収率を低減する、段階、
    を有する方法。
  13. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、電気的に制御される位相シフト装置を用いて信号間の相対位相を調整する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  14. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、位相シフト回路を用いて信号間の相対位相を調整する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  15. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、前記複数のアンテナ・ポートのそれぞれに供給される搬送波信号の位相を制御することにより、信号間の相対位相を調整する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  16. 前記通信装置は、セルラ端末、ＰＤＡ、無線ネットワーク機器、又はＰＣ用のデータ・カードである、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  17. 前記放射素子は、螺旋コイル、広帯域平面形状、チップ・アンテナ、曲がりくねった形状、ループ、又は誘導的に分岐した形式を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  18. 前記アンテナ・アレイは、プリント回路基板上に製造された平面構造体を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  19. 前記アンテナ・アレイは、自動ピックアンドプレース組立工程で使用される、打ち抜かれた金属部分の重心にピックアップ機構を有する該打ち抜かれた金属部分を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  20. 前記アンテナ・アレイは、機器のプラスチック担体又はプラスチック筐体に実装された可撓性プリント回路を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  21. 前記受信点は、基地局、移動端末、又はルータである、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
  22. 前記信号間の相対位相を調整する段階は、前記アンテナ・ポートに供給される信号間の相対位相を動的に調整し、前記受信点との大体最適化された通信リンクを維持する段階を有する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
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