JP2012522439A - 電子等化と電子偏波解消方法、受信側設備及び通信システム - Google Patents

電子等化と電子偏波解消方法、受信側設備及び通信システム Download PDF

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Abstract

電子等化と電子偏波解消の方法と、受信側設備と、通信システムが本発明の実施形態で提供される。本発明の実施形態では、受信信号中に同期系列を検出して電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが計算される。そのパラメータを利用して、周波数領域中の受信信号に電子等化と電子偏波解消が実行され、偏波分割多重のＯＦＤＭシステムにおける電子等化と電子偏波解消の問題が解決される。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。

Description

本願は、２００９年３月３０日に中国特許庁へ出願された、“電子等化と電子偏波解消方法、受信側設備及び通信システム”という標題の中国特許出願第２００９１０１３２３４６．６号の優先権を主張するものである。参照によりその内容全体がここに組み込まれる。
本発明は通信技術に関し、特に電子等化と電子偏波解消方法、受信側設備及び通信システムに関する。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は高速伝送技術であり、この技術の基本原理は高速シリアルデータを比較的低速の並列データの多重パスに変換し、別のキャリアで変調するものである。並列伝送方式はシンボルのパルス幅を大幅に拡大し、アンチマルチパスフェージング性能を改善する。偏波分割多重（ＰＤＭ）技術は、システムのボーレートを半減できる可能性を有し、高速電子装置上でのバンド幅要求を緩和し、既存の１０Ｇｂ／ｓ商用光伝送網の円滑なアップグレードを可能とする、非常に大きな潜在力を有する技術である。ＰＤＭ技術と組み合わせたＯＦＤＭは、将来注目に値する高速光伝送開発の技術動向である。
ＰＤＭ ＯＦＤＭシステムにおいては、ＯＦＤＭ技術が採用され、信号期間は長くなり、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ）が導入される。従って、分散によるシンボル間干渉の影響は抑えられる。ただしその一方で、チャネルも信号にひずみを与える。例えば、ｋ番目のサブチャネルの送信信号はＳｔ ｋ＝Ａｔ ｋ・ｅｊ・φｔｋとなる。ここで、Ａｔ ｋは信号振幅であり、φｔ ｋは信号の位相である。そのサブチャネル中でのチャネルの周波数領域応答は、Ｈｋ＝ＡＨ ｋ・ｅｊ・φＨｋである。ここで、ＡＨ ｋはチャネルの振幅−周波数応答であり、φＨ ｋはチャネルの位相−周波数応答である。従って、受信した信号は、Ｓｒ ｋ＝Ｈｋ・Ｓｔ ｋ＝ＡＨ ｋ・Ａｔ ｋ・ｅｊ・（φＨｋ+φｔｋ）であり、受信した信号の振幅は、Ａｒ ｋ＝ＡＨ ｋ・Ａｔ ｋであり、位相はφｒ ｋ＝φＨ ｋ+φｔ ｋであることがわかる。受信信号の振幅も位相もチャネルの影響を受け、信号のひずみを生じる。従って、電子等化処理をチャネル上で実行して、チャネルから生じる信号上の影響を取り除く必要がある。
別の側面では、光線は光ファイバで伝送される場合ランダムな複屈折を生じる。これにより、伝送処理中の送信信号の例えばＸ偏波状態とＹ偏波状態というような２つの偏波状態が連続的に回転する。しかし受信側においてはチャネル特性が未知であり、受信信号のＸ’偏波状態とＹ’偏波状態のような２つの偏波状態は、Ｘ偏波状態とＹ偏波状態の回転を実時間でトレースせずに、受信信号の２つのパスの間にクロストークを生じる。チャネル中での伝送の数学的モデルは以下のように行列で表現される。
Figure 2012522439
これより、Ｘｒ ｋ＝Ｈｘｘ ｋ・Ｘｔ ｋ＋Ｈｘｙ ｋ・Ｙｔ ｋとＹｒ ｋ＝Ｈｙｘ ｋ・Ｘｔ ｋ＋Ｈｙｙ ｋ・Ｙｔ ｋとが得られる。
［・]ｋはｋ番目のサブチャネルを表す。Ｘｔ ｋはＸ偏波状態での送信信号である。Ｘｒ ｋはＸ’偏波状態の受信信号、Ｙｔ ｋはＹ偏波状態の送信信号、Ｙｒ ｋはＹ’偏波状態の受信信号、Ｈｘｘ ｋはＸ偏波状態の送信信号の直接チャネル、Ｈｘｙ ｋはＸ偏波状態の送信信号に対するＹ偏波状態の送信信号クロストークチャネル、Ｈｙｘ ｋはＹ偏波状態の送信信号に対するＸ偏波状態の送信信号クロストークチャネル、Ｈｙｙ ｋはＹ偏波状態の送信信号の直接チャネル、を表す。上の式からＸｒ ｋとＹｒ ｋはそれぞれ、Ｘ偏波状態とＹ偏波状態の異成分を含むことがわかる。このクロストークはシステム性能に甚大なダメージを与えるので、この２つの受信信号に対して、電子偏波解消処理を実行する必要がある。
従来技術では、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム上で電子等化および電子偏波解消の実行が必要であるという課題に関する解決策を持っていなかった。これまでの電子偏波解消法は、主としてシングルキャリアシステムに関するものであり、従来技術においては電子偏波解消は時間領域で実行された。つまり、電子偏波解消は時間領域の信号に対して直接的に実行されており、その結果、計算及びハードウェアにおける複雑さが相対的に高くなっていた。
本発明の実施形態は、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステムにおける電子等化および電子偏波解消の課題を簡単に解決できるような、電子等化および電子偏波解消の方法と装置と通信ステムを提供する。
電子等化および電子偏波解消の方法が、受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換し、受信した時間領域信号の同期系列（ＳＳ）（または同期シンボル（Ｓｙｎｃ Ｓｙｍｂｏｌ）と呼ぶ）を検出して対応する制御信号を取得し、その制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算し、そのパラメータを利用して周波数領域で電子等化および電子偏波解消を実行することを含む。
受信側設備が、受信した時間領域信号を周波数領域信号へ変換するように構成された変換ユニットと、受信した時間領域信号のＳＳを検出して対応する制御信号を取得するように構成された検出ユニットと、検出ユニットで取得した制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されたパラメータ計算ユニットと、パラメータ計算ユニットで計算したパラメータを利用して変換ユニットで変換した周波数領域信号に電子等化および電子偏波解消を実行するように構成された処理ユニットと、を含む。
通信システムは、送信側設備と受信側設備とを含む。
送信側設備は、受信側設備へ時間領域信号を送信するように構成されている。
受信側設備は、送信側設備から送信された時間領域信号を受信し、受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換し、受信した時間領域信号の同期系列（ＳＳ）を検出して対応する制御信号を取得し、制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算し、そのパラメータを利用して変換した周波数領域信号に電子等化および電子偏波解消を実行するように構成されている。
本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが受信した信号内にＳＳを検出して計算され、そのパラメータを利用して周波数領域における受信信号に電子等化と電子偏波解消が実行される。このようにして、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム中における電子等化と電子偏波解消の課題が解決される。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。
本発明における技術的解決策を明らかにするために、実施形態の説明に必要な添付図を以下に簡単に説明する。添付図面は本発明の実施形態を単に説明するためのものであり、当業者であれば創造的努力を要さずに添付図から別の図面を描くことが可能であろうことは明らかである。
本発明の実施形態１による電子等化および電子偏波解消の方法のフローチャートである。 本発明の実施形態２による、受信側設備での信号処理の概略図である。 時間領域信号におけるＳＳの概略図である。 本発明の実施形態２による方法における、等化器および偏波解消器による信号処理の概略図である。 本発明の実施形態２による方法における、２つの偏波状態でのＳＳの概略図である。 本発明の実施形態３による方法における、２つの偏波状態でのＳＳの概略図である。 本発明の実施形態４による方法における、等化・偏波解消装置による信号処理の概略図である。 本発明の実施形態６による、受信側設備の構造概略図である。 本発明の実施形態６による、受信側設備の構造概略図である。 本発明の実施形態７による、別の通信装置の構造概略図である。 時間領域において電子偏波解消を実行する際の偏波解消器による信号処理の概略図である。 有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタによる信号処理の概略図である。
以下において添付の図面を参照して、本発明の実施形態における技術的解決策を明快かつ完全に説明する。説明する実施形態は、本発明の実施形態のすべてというよりその一部分に過ぎないことは明らかである。本発明の実施形態に基づき当業者が創造的効果なしに取得し得る他のすべての実施形態は、本発明の保護の範囲内に含まれる。
本発明の実施形態は、電子等化および電子偏波解消の方法、および対応する受信側設備と対応する通信システムを提供し、そのそれぞれを以下で詳細に説明する。
実施形態１
電子等化と電子偏波解消の方法における１つの態様では、受信した時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。別の態様では、受信された時間領域の信号中のＳＳが検出されて検出状況に応じた制御信号が取得される。そして、その制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータが計算され、このパラメータを利用して、変換された周波数領域の信号上で電子等化および電子偏波解消が実行される。つまり、電子等化と電子偏波解消が、周波数領域における受信信号上で実行される。受信信号とは、本明細書では一般的に時間領域信号と周波数領域信号を指す。時間領域にある場合には、受信信号を時間領域信号と呼ぶ。周波数領域にある場合には、受信信号を周波数領域信号と呼ぶ。またあるＳＳが送信側から送信され、チャネルを介して伝送された後に受信された信号のシーケンスをＳＳと呼ぶ。図１を参照すると、このプロセスは以下のようになっている。
ステップ１０１において、受信した時間領域信号が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を介して周波数領域信号に変換される。
ステップ１０２において、受信した時間領域信号の中のＳＳが検出され、対応する制御信号が取得されてステップ１０３が実行される。例えば以下の方法を採用することができる。
受信した時間領域信号のシーケンスが、移動ウィンドウを通してインタセプトされる。時間領域信号のインタセプトされたシーケンスとＳＳとの間の相互相関が評価される。相互相関値が得られ、その相互相関値が事前に設定された閾値と比較される。相互相関値が閾値より小さい場合には、インタセプトされた時間領域信号は必要なシーケンスではないと判定されて、ＳＳは検出されなかったことが示される。そして、受信した時間領域信号はＳＳではないことを表す制御信号が出力される。一方、相互相関値が閾値より大きい場合には、インタセプトされた時間領域信号は必要なシーケンスであると判定されて、ＳＳが検出されたことを表し、受信した時間領域信号がＳＳであることを示す制御信号が出力される。
移動ウィンドウの長さはＳＳのシーケンス長に等しく、閾値は運用者のポリシに従って設定されるが、一般的には１以下に設定されるということに留意されたい。さらに、相互相関値は２つの信号パスの類似性レベルを表し、相互相関値が高いほど類似性が高いことになる。
ステップ１０３において、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが制御信号に従って計算されて、ステップ１０４が実行される。
例えば、受信した時間領域信号がＳＳであることを制御信号が示せば、周波数領域の伝送チャネル行列の推定によって電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータを得ることができる。例えば、周波数領域の直接チャネルとクロストークチャネルが先ず推定され、次いで、その推定された周波数波数領域の直接チャネルとクロストークチャネルで形成されるチャネル行列に従って電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが取得される。あるいはこの時、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、トレーニングに基づく適応アルゴリズムを用いて算出されてもよい。しかし、制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳではない、すなわちＳＳは検出されないということを示す場合には、チャネルは判定帰還適応型アルゴリズムによってトレースされ、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが更新される、すなわち電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが計算されて、等化器と偏波解消器の元のパラメータが更新されるか、等化・偏波解消装置の元のパラメータが更新される。
ステップ１０４において、ステップ１０３で算出されたパラメータを利用して、周波数領域信号に対する電子等化と電子偏波解消を実行する。すなわち、周波数領域の受信信号に対して、電子等化と電子偏波解消が実行される。
電子等化と電子偏波解消が実行される場合、電子等化と電子偏波解消は別々に実行されてもよいし、電子等化と電子偏波解消が同時に実行されてもよい。例えば、パラメータを利用して独立した等化器を介して周波数領域信号に電子等化が実行されている間に、パラメータを利用して独立した偏波解消器を介して周波数領域信号に電子偏波解消が実行される。また、パラメータを利用してＭＯＭＯフィルタ等のような等化・偏波解消装置を介して電子等化と電子偏波解消が同時に実行されてもよい。
ステップ１０１と他のステップ、例えばステップ１０２、１０３、および／または１０４は、同時に実行されてもよい。
前述の説明から本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータは受信信号中にＳＳを検出することにより算出され、次いで、そのパラメータを利用して周波数領域において受信信号に電子等化と電子偏波解消が実行されて、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステムにおける電子等化と電子偏波解消の課題が解決される、ということが理解される。さらには、周波数領域内で実行される電子等化と電子偏波解消の実現の複雑さの度合い、例えば、計算の複雑さやハードウェア実現の複雑さなどは、時間領域内で実行される電子等化と電子偏波解消に比べて大幅に低減される。
実施形態２
実施形態１による方法は、以下で詳細を更に例示する。
本発明の実施形態をよりよく説明するために、図２に本発明の実施形態の受信側設備による信号処理の概略図が示されている。（理解を助けるために、図２には従来技術におけるその他の部分の処理も示されていることに留意されたい。）プロセスは以下の通りである。
受信した光信号は、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）を介して２つのパスの光学信号に分割される。２つのパスの光学信号は、コヒーレントな復調と光電子変換を通して、それぞれがアナログの電気信号に変換される。２つのパスのアナログ電気信号は、サンプリングされ、量子化されて、アナログ−デジタル変換器（図２のＡＤＣ）を通してデジタルのベースバンド信号に変換される。Ｄｅ−ＣＰおよび直並列変換処理を、２つのパスのデジタル信号に対して実行し、時間領域信号がＦＦＴを介して周波数領域信号に変換される。周波数領域信号に対して電子等化と電子偏波解消を実行し、最後に、偏波解消された２つのパスの信号が復号される。
本発明の実施形態は主に、周波数領域での電子等化および電子偏波解消の仕方に関するものであることに留意されたい。他の部分に関しては、すべてよく知られた技術であるので、ここでは説明しない。また、説明の都合上、本発明の実施形態によれば、ＦＦＴ前の信号（前述のデジタルベースバンド信号など）、すなわち時間領域にあるすべての信号は時間領域信号と呼び、ＦＦＴ後の信号を周波数領域信号と呼ぶ。
ＯＦＤＭシステムにおいては通常、送信される時間領域信号の中に同期を取るためのＳＳが周期的に挿入される。図３に示すように、Ｍ個のＳＳがＮ個のデータシーケンス（すなわちデータシンボル（ＤＳ））ごとに挿入される。ここで、Ｍ＞＝１でありＮ＞＞Ｍである。ＳＳが送信するのはトレーニングシーケンス、つまり、受信側と送信側との双方で既知のシーケンスである。時間領域信号を受信した後、一態様においては図２に示すように、受信側設備は受信した時間領域信号中のＳＳを検出し、対応する制御信号を取得して、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータを制御信号に従って計算する。別の態様においては、受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換し、最終的にその変換された周波数領域信号上で、計算されたパラメータを利用して電子等化と電子偏波解消を実行する。その例を以下で詳細に述べる。
この実施形態において、電子等化と電子偏波解消とは別々に実行される。そして図４は、等化器と偏波解消器とによる信号処理の概略図を示す。本発明によれば、電子等化と電子偏波解消とは周波数領域において実行される。従って図４は、１つだけのサブチャネルの等化器と偏波解消器による信号処理の概略図を示す。もう一方のサブチャネル構造の等化器と偏波解消器による信号処理の概略図は図４に示すものと同一である。
時間領域信号が周波数領域信号に変換された後、先ず第一に周波数領域信号に対する電子等化が等化器を利用して実行される。そうしてチャネルの影響を排除する。そして、電子等化の次に周波数領域信号に対して電子偏波解消が偏波解消器を利用して実行され、２つのパスの信号間のクロストークが排除される。等化器と偏波解消器とはチャネル行列に従って計算、取得される。等化器は行列で次のように表される。
Figure 2012522439
偏波解消器は行列で次のように表される。
Figure 2012522439
Ｗｅｑ ｋは等化器を表し、Ｗｃｍｐ ｋは偏波解消器を表す。行列内のＷｘｘ ｋ、Ｗｙｙ ｋ、Ｗｘｙ ｋ、Ｗｙｘ ｋはそれぞれ図４のタップ係数である。すなわち、本発明の実施形態における電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータである。
この電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータの求め方を以下で説明する。
図２を参照すると、時間領域信号上でｄｅ−ＣＰが実行された後、先ずＳＳ検出が行なわれ、次に対応する制御信号が出力され、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、制御信号に従って計算される。それは具体的に以下の様であってもよい。
受信した時間領域信号に対して、移動ウィンドウを通して移動ウィンドウインタセプション（移動インタセプション）が実行され、移動ウィンドウを介してインタセプトされた時間領域信号とＳＳとの間の相互相関が評価される。相互相関値が得られ、その相互相関値が事前に設定された閾値と比較される。相互相関値が閾値より小さい場合には、インタセプトされた時間領域信号は必要なシーケンスではないと判定されて、受信した時間領域信号はＳＳではないことを表す制御信号が出力される。相互相関値が閾値より大きい場合には、インタセプトされた時間領域信号は必要なシーケンスであると判定されて、受信した時間領域信号がＳＳであることを示す制御信号が出力される。そうして電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、制御信号に従って計算される。移動ウィンドウの長さはＳＳの長さに等しい。例えば、移動ウィンドウの長さをＬとすると、長さＬの時間領域信号がインタセプトされる。時刻０において、受信した時間領域信号０〜Ｌ−１がインタセプトされ、時刻１において、受信した時間領域信号１〜Ｌがインタセプトされる、等である。
電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータは、伝送チャネル行列を推定することで計算できる。チャネル行列Ｈｋは次のように表される。
Figure 2012522439
ここで、Ｈｘｘ ｋはＸ偏波状態で送信された信号の直接チャネルを示し、Ｈｘｙ ｋはＸ偏波状態で送信された信号に対する、Ｙ偏波状態で送信された信号のクロストークチャネルを示し、Ｈｙｘ ｋはＹ偏波状態で送信された信号に対する、Ｘ偏波状態で送信された信号のクロストークチャネルを示し、Ｈｙｙ ｋはＹ偏波状態で送信された信号の直接チャネルを示す。これらは発明の背景に述べた通りである。
（１）受信した時間領域信号がＳＳであることを制御信号が示す場合、つまり、ＳＳが検出される場合には、例えば最小二乗法などのアルゴリズムを採用して２つの偏波状態における直接チャネルと２つの偏波状態間のクロストークチャネルを推定することができる。すなわち、推定されたチャネル行列Ｈ＾ｋは次のようになる。
Figure 2012522439
Ｈ＾ｋはＨｋの推定値を表し、Ｈ＾ｘｘ ｋはＨｘｘ ｋの推定値を表す。Ｈ＾ｘｙ ｋはＨｘｙ ｋの推定値を表し、Ｈ＾ｙｘ ｋはＨｙｘ ｋの推定値を表す。Ｈ＾ｙｙ ｋはＨｙｙ ｋの推定値を表す。
直接チャネルとクロストークチャネル、すなわちＨ＾ｘｘ ｋ、Ｈ＾ｘｙ ｋ、Ｈ＾ｙｘ ｋ、Ｈ＾ｙｙ ｋが計算（推定）されると、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータ、すなわち等化器と偏波解消器のタップ係数が、計算された直接チャネルとクロストークチャネルに従って取得される。等化器は直接チャネルの影響を排除するように構成されていて、推定された直接チャネルの逆数である。1／（Ｈ＾ｘｘ ｋ）と1／（Ｈ＾ｙｙ ｋ）を等化器を表す前出の行列に代入すると、等化器は次のように表される。
Figure 2012522439




上記の説明から、電子等化の後のチャネル行列Ｈｅｑ ｋは次のようになる。
Figure 2012522439
周波数領域信号に対して電子等化が実行された後、電子偏波解消が実行される必要があり、偏波解消の後のチャネル行列Ｈｃｍｐ ｋは次のようになる。
Figure 2012522439
理想的な電子偏波解消状態は、電子偏波解消後のチャネル行列が対角行列になることであり、従って、理想的な状態を実現することが意図されているものとすると、
Figure 2012522439
であり、その結果次のようになる。
Figure 2012522439
従って、Ｗｘｙ ｋとＷｙｘ ｋの値を偏波解消器を表す行列に代入すると、偏波解消器は次のようになる。
Figure 2012522439
こうして、電子等化と電子偏波解消を、等化器と偏波解消器を介して周波数領域信号に対して実行することができる。
（２）制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳではないことを示す場合、すなわち、検出されたのはデータシーケンスなどであって、ＳＳが検出されない場合には、判定帰還適応型アルゴリズムを用いて、チャネルをトレースし、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータ、すなわち等化器と偏波解消器におけるタップ係数Ｗｘｘ ｋ、Ｗｙｘ ｋ、Ｗｘｙ ｋ、Ｗｙｘ ｋが更新される。判定帰還適応型アルゴリズムは以下の様である。
電子等化と電子偏波解消の後の周波数領域の信号がＸｋ’（ｎ）とＹｋ’（ｎ）であるとする。ここでｎは時刻ｎを表す。判定処理がＸｋ’（ｎ）とＹｋ’（ｎ）に対して実行され、判定後の信号がＸ＾ｋ’（ｎ）とＹ＾ｋ’（ｎ）として得られ、誤差が次のようになる。
Figure 2012522439
繰り返し更新が次式で表される。
Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｘｘ ｋ（ｎ）＋μ・Ｘｒ ｋ（ｎ）・ｅｘ ｋ
Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｘｙ ｋ（ｎ）＋μ・Ｙｒ ｋ（ｎ）・ｅｘ ｋ
Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｙｘ ｋ（ｎ）＋μ・Ｘｒ ｋ（ｎ）・ｅｙ ｋ
Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｙｙ ｋ（ｎ）＋μ・Ｙｒ ｋ（ｎ）・ｅｙ ｋ
μはステップを表し、Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｘｘ ｋを表し、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｙｙ ｋを表し、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｘｙ ｋを表し、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｙｘ ｋを表す。計算された誤差ｅｘ ｋとｅｙ ｋを繰り返し更新の式に代入してそれぞれＷｘｘ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）を得る。Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）を等化器と偏波解消器に代入して、等化器と偏波解消器のパラメータの更新を完了する。そうして、更新後のパラメータを利用して、周波数領域信号上で電子等化と電子偏波解消が実行される。
本実施形態においてはクロストークチャネルを推定する必要があり、図５に示すように、Ｘ偏波状態で送信された信号のＳＳはＹ偏波状態で送信された信号のＳＳと同期を取る必要があることに留意されたい。
本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、受信した信号内にＳＳを検出して最小二乗法などのアルゴリズムで計算され、その後に、パラメータを利用して周波数領域における受信信号に電子等化と電子偏波解消を実行することによって、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム中における電子等化と電子偏波解消の課題が解決される、ということが以上の説明で理解されるであろう。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。
実施形態３
この実施形態では、等化器、偏波解消器、及び時間領域信号でのＳＳの検出は、実施形態２の場合と同じであるが、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが違う方法で計算される。以下にそれを示す。
（１）制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳであること、すなわちＳＳが検出されたことを示す場合には、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータは、トレーニングに基づく適応アルゴリズムを採用することにより算出される。
トレーニングに基づく適応アルゴリズムの繰り返し式は、判定帰還適応型アルゴリズムの式と同様であり、唯一の違いは誤差の計算方法である。ＳＳは送信側と受信側の双方で既知である。Ｘ偏波状態で送信された信号をＸｔ ｋとし、Ｙ偏波状態で送信された信号をＹｔ ｋとし、電子等化と電子偏波解消の後の信号をそれぞれＸｋ’（ｎ）、Ｙｋ’（ｎ）とし、ｎは時刻ｎを表すものとすると、誤差は次のようになる。
ｅｘ ｋ（ｎ）＝Ｘｔ ｋ（ｎ）-Ｘｋ’（ｎ）
ｅｙ ｋ（ｎ）＝Ｙｔ ｋ（ｎ）-Ｙｋ’（ｎ）
実施形態２と同様に繰り返し更新の式は次のようにある。
Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｘｘ ｋ（ｎ）＋μ・Ｘｒ ｋ（ｎ）・ｅｘ ｋ
Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｘｙ ｋ（ｎ）＋μ・Ｙｒ ｋ（ｎ）・ｅｘ ｋ
Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｙｘ ｋ（ｎ）＋μ・Ｘｒ ｋ（ｎ）・ｅｙ ｋ
Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｙｙ ｋ（ｎ）＋μ・Ｙｒ ｋ（ｎ）・ｅｙ ｋ
実施形態２と同様に、μはステップを表し、Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｘｘ ｋを表し、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｙｙ ｋを表し、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｘｙ ｋを表し、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｙｘ ｋを表す。計算された誤差ｅｘ ｋとｅｙ ｋを繰り返し更新の式に代入してそれぞれＷｘｘ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）を得る。Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）を等化器と偏波解消器に代入する。そうして、パラメータを利用して、周波数領域信号上で電子等化と電子偏波解消が実行される。
（２）制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳではないことを示す場合、すなわちＳＳが検出されない場合には、チャネルは判定帰還適応型アルゴリズムを用いてトレースされ、等化器と偏波解消器の各パラメータが更新される。これは実施形態２と同様であり、ここでは説明を繰り返さない。
この実施形態において、クロストークチャネルは推定する必要がなく、従って図６に示すように、Ｘ偏波状態で送信された信号のＳＳはＹ偏波状態で送信された信号のＳＳと同期を取る必要はない。
本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、受信した信号内にＳＳを検出してトレーニングに基づく適応アルゴリズム等のアルゴリズムで計算され、その後に、パラメータを利用して周波数領域における受信信号に電子等化と電子偏波解消を実行することによって、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム中における電子等化と電子偏波解消の課題が解決される、ということが以上の説明で理解されるであろう。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。
実施形態４
この実施形態は、ＳＳの検出と、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータの計算に、実施形態２と同じ方法を採用する。実施形態２と異なるのは、本実施形態においては電子等化と電子偏波解消が周波数領域の信号上で同時に実行されることである。説明を簡単にするために、周波数領域の信号に対して、電子等化と電子偏波解消を同時に実行するモジュールを、図７に示すように、等化・偏波解消装置（フィルタ）と称す。本発明によれば、電子等化と電子偏波解消とは周波数領域において実行される。従って図７は、１つのサブチャネルのみの等化・偏波解消装置による信号処理の概略図を示す。もう一方のサブチャネル構造の等化・偏波解消装置による信号処理の概略図は図７に示すものと同一であることに留意されたい。
図７からわかるように、等化・偏波解消装置はＭＩＭＯフィルタ構造を取って、等化と偏波解消を実行する。これは行列で次のように表現される。
Figure 2012522439
行列内のＷｘｘ ｋ、Ｗｙｙ ｋ、Ｗｘｙ ｋ、Ｗｙｘ ｋはそれぞれ図７のタップ係数である。すなわち、本発明の実施形態における電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータである。電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータの計算には、実施形態２による方法を用いる。詳細は実施形態２を参照されたい。
（１）受信した時間領域信号がＳＳであることを制御信号が示す場合、つまり、ＳＳが検出される場合には、例えば最小二乗法などのアルゴリズムを採用して２つの偏波状態における直接チャネルと２つの偏波状態間のクロストークチャネルを推定することができる。すなわち、推定されたチャネル行列Ｈ＾ｋは次のようになる。
Figure 2012522439
直接チャネルとクロストークチャネル、すなわちＨ＾ｘｘ ｋ、Ｈ＾ｘｙ ｋ、Ｈ＾ｙｘ ｋ、Ｈ＾ｙｙ ｋが計算（推定）されると、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータ、すなわち等化・偏波解消装置のタップ係数は、計算された直接チャネルとクロストークチャネルに従って取得できる。等化・偏波解消装置のタップ係数の計算方法を以下に解析する。
発明の背景における記述を参照すると、チャネル内の伝送の数学モデルは行列を用いて次のように表現される。
Figure 2012522439
[・]ｋはｋ番目のサブチャネルを表す。Ｘｔ ｋはＸ偏波状態での送信信号である。Ｘｒ ｋはＸ’偏波状態での受信信号、Ｙｔ ｋはＹ偏波状態での送信信号、Ｙｒ ｋはＹ’偏波状態での受信信号、Ｈｘｘ ｋはＸ偏波状態の送信信号の直接チャネル、Ｈｘｙ ｋはＸ偏波状態の送信信号に対するＹ偏波状態の送信信号のクロストークチャネル、Ｈｙｘ ｋはＹ偏波状態の送信信号に対するＸ偏波状態の送信信号のクロストークチャネル、Ｈｙｙ ｋはＹ偏波状態の送信信号の直接チャネルを表す。実施形態２から次のことがわかる。
Figure 2012522439
これを次式に代入すると、
Figure 2012522439
であり、その結果次のようになる。
Ｘｒ ｋ＝Ｈｘｘ ｋ・Ｘｔ ｋ＋Ｈｘｙ ｋ・Ｙｔ ｋ
Ｙｒ ｋ＝Ｈｙｘ ｋ・Ｘｔ ｋ＋Ｈｙｙ ｋ・Ｙｔ ｋ
受信された信号Ｘｒ ｋとＹｒ ｋはチャネルとクロストークの影響を受けないものとする。すなわち、Ｘｒ ｋ＝Ｘｔ ｋ、Ｙｒ ｋ＝Ｙｔ ｋである。Ｘｒ ｋ＝Ｈｘｘ ｋ・Ｘｔ ｋ＋Ｈｘｙ ｋ・Ｙｔ ｋとＹｒ ｋ＝Ｈｙｘ ｋ・Ｘｔ ｋ＋Ｈｙｙ ｋ・Ｙｔ ｋとから、Ｘｒ ｋとＹｒ ｋは、直接チャネル（前式のＨｘｘ ｋとＨｙｙ ｋ）とクロストーク（前式のＨｘｙ ｋ・Ｙｔ ｋとＨｙｘ ｋ・Ｘｔ ｋ）とによって影響を受けることがわかる。従って、受信された信号Ｘｒ ｋとＹｒ ｋが等化・偏波解消モジュールでの処理を受けると、影響が亡くなるように意図されている。図７からわかるように、等化・偏波解消装置での電子等化および電子偏波解消を受けた後の信号Ｘｋ’とＹｋ’はそれぞれ以下のようになる。
Ｘｋ’＝Ｗｘｘ ｋ・Ｘｒ ｋ＋Ｗｘｙ ｋ・Ｙｒ ｋ
Ｙｋ’＝Ｗｙｘ ｋ・Ｘｒ ｋ＋Ｗｙｙ ｋ・Ｙｒ ｋ
これは行列により以下の様に表現される。
Figure 2012522439
Figure 2012522439
であり、
Figure 2012522439
 であるので、代入すると、
Figure 2012522439
 が得られる。
ＷｋＨｋ＝Ｉで、
Figure 2012522439
 であれば、
Ｗｋ＝（Ｈ＾ｋ）−１が得られる。
すなわち、等化・偏波解消装置のタップ係数は、
Ｗｋ＝（Ｈ＾ｋ）−１
となる。
タップ係数が等化・偏波解消装置に代入されて、電子等化および電子偏波解消が、周波数領域の信号に実行される。
（２）制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳではないことを示す場合、すなわちＳＳが検出されない場合には、チャネルは判定帰還適応型アルゴリズムを用いてトレースされ、等化・偏波解消装置の各パラメータが更新される。これは実施形態２と同様であり、ここでは説明を繰り返さない。
本実施形態においては、実施形態２と同様に、クロストークチャネルを推定する必要があり、従って図５に示すように、Ｘ偏波状態で送信された信号のＳＳはＹ偏波状態で送信された信号のＳＳと同期を取る必要があることに留意されたい。
本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、受信した信号内にＳＳを検出して最小二乗アルゴリズム等のアルゴリズムで計算され、その後に、パラメータを利用して周波数領域における受信信号に電子等化と電子偏波解消を同時に実行することによって、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム中における電子等化と電子偏波解消の課題が解決される、ということが以上の説明で理解されるであろう。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。
実施形態５
この実施形態においては、電子等化及び電子偏波解消の方法は、実施形態４において用いられたものと同じである。すなわち、電子等化及び電子偏波解消は周波数領域の信号に対して同時に実行され、時間領域の信号中にＳＳを検出することも実施形態３と一致している。ただし、実施形態３との違う点は、本実施形態では電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータは別の方法で計算されることである。
（１）制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳであること、すなわちＳＳが検出されたことを示す場合には、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータは、トレーニングに基づく適応アルゴリズムを用いて算出される。
トレーニングに基づく適応アルゴリズムの繰り返し式は、判定帰還適応型アルゴリズムの式と同様であり、唯一の違いは誤差の計算方法である。ＳＳは送信側と受信側の双方で既知である。Ｘ偏波状態で送信された信号をＸｔ ｋとし、Ｙ偏波状態で送信された信号をＹｔ ｋとすると、電子等化と電子偏波解消の後の信号はそれぞれＸｋ’（ｎ）、Ｙｋ’（ｎ）であり、ｎは時刻ｎを表すものとすると、誤差は次のようになる。
Figure 2012522439
繰り返し更新の式は次のようになる。
Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｘｘ ｋ（ｎ）＋μ・Ｘｒ ｋ（ｎ）・ｅｘ ｋ
Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｘｙ ｋ（ｎ）＋μ・Ｙｒ ｋ（ｎ）・ｅｘ ｋ
Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｙｘ ｋ（ｎ）＋μ・Ｘｒ ｋ（ｎ）・ｅｙ ｋ
Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）＝Ｗｙｙ ｋ（ｎ）＋μ・Ｙｒ ｋ（ｎ）・ｅｙ ｋ
μはステップを表し、Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｘｘ ｋを表し、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｙｙ ｋを表し、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｘｙ ｋを表し、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）は時刻（ｎ＋１）におけるＷｙｘ ｋを表す。計算された誤差ｅｘ ｋとｅｙ ｋを繰り返し更新の式に代入してそれぞれＷｘｘ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）を得る。Ｗｘｘ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｘｙ ｋ（ｎ＋１）、Ｗｙｘ ｋ（ｎ＋１）を等化器と偏波解消器に代入する。そうして、パラメータを利用して、周波数領域信号上で電子等化と電子偏波解消が実行される。
（２）制御信号が、受信した時間領域信号がＳＳではないことを示す場合、すなわちＳＳが検出されない場合には、チャネルは判定帰還適応型アルゴリズムを用いてトレースされ、等化・偏波解消装置の各パラメータが更新される。これは実施形態２と同様であり、ここでは説明を繰り返さない。
この実施形態において、クロストークチャネルは推定する必要がなく、従って図６に示すように、Ｘ偏波状態で送信された信号のＳＳはＹ偏波状態で送信された信号のＳＳと同期を取る必要はない。
本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが、受信した信号内にＳＳを検出して、訓練に基づく適応論理等のアルゴリズムで計算され、その後に、パラメータを利用して周波数領域における受信信号に電子等化と電子偏波解消を同時に実行することによって、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム中における電子等化と電子偏波解消の課題が解決される、ということが以上の説明で理解されるであろう。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。
実施形態６
前述の方法をよりよく実装するために、本発明の実施形態ではさらに対応する受信側設備を提供する。図８に示すように、受信側設備には、変換ユニット６０１、検出ユニット６０２、パラメータ計算ユニット６０３、および処理ユニット６０４が含まれる。
変換ユニット６０１は、受信した時間領域信号を周波数領域信号へ変換するように構成されている。例えば、変換ユニット６０１はＦＦＴモジュールであってよい。これはＦＦＴを通して、受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換する。ＦＦＴモジュールの大きさは、サブチャネル数に応じて決定される。
検出ユニット６０２は、受信した時間領域信号中のＳＳを検出し、対応する制御信号を取得するように構成されている。
パラメータ計算ユニット６０３は、検出ユニットで取得した制御信号に従って、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算（または推定）するように構成されている。例えば、最小二乗法アルゴリズムを用いて、チャネル行列を推定し、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを、推定したチャネル行列に従って計算する。または、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを、トレーニングに基づく適応アルゴリズムなどのアルゴリズムを用いて推定する。
処理ユニット６０４は、パラメータ計算ユニット６０３により計算されたパラメータを利用して、変換ユニット６０１により変換された周波数領域信号に電子等化および電子偏波解消を実行するように構成されている。
図８に示すように、検出ユニット６０２は、インタセプションユニット６０２１と、相互相関値計算ユニット６０２２と比較ユニット６０２３とを含んでもよい。
インタセプションユニット６０２１は、受信した時間領域信号を移動ウィンドウを通してインタセプトするように構成されている。
相互相関値計算ユニット６０２２は、インタセプションユニット６０２１によりインタセプトされた時間領域信号とＳＳとの間の相互相関を評価し、相互相関値を取得するように構成されている。
比較ユニット６０２３は、相互相関値計算ユニット６０２２で得られた相互相関値を事前設定された閾値と比較し、相互相関値が閾値より小さい場合、これはＳＳが検出されないことを表しているが、インタセプトされた時間領域の信号は所要のシーケンスではないことを判定して、受信した時間領域の信号はＳＳではないことを示す制御信号を出力する。また、相互相関値が閾値より大きい場合、これはＳＳが検出されることを表しているが、インタセプトされた時間領域の信号が所要のシーケンスであることを判定して、受信した時間領域の信号はＳＳであることを示す制御信号を出力する。
図８に示すように、パラメータ計算ユニット６０３は、第１のパラメータ計算ユニット６０３１と、第２のパラメータ計算ユニット６０３２を含んでよい。
第１のパラメータ計算ユニット６０３１は、受信した時間領域信号がＳＳであることを検出ユニット６０２で取得した制御信号が示す場合に、チャネル行列を推定（計算）して電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを取得するように構成されている。例えば、先ず第１に周波数領域の直接チャネルとクロストークチャネルが推定され、次いで、周波数領域の推定された直接チャネルと推定されたクロストークチャネルで形成されるチャネル行列に従って、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータが得られる。チャネル行列が計算される場合、例えば最小二乗法アルゴリズム等のアルゴリズムが計算に用いられる。この詳細は実施形態２及び実施形態４を参照されたい。
第２のパラメータ計算ユニット６０３２は、受信した時間領域信号がＳＳでないことを検出ユニット６０２で取得した制御信号が示す場合に、判定帰還適応アルゴリズムを通して、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されている。詳細は実施形態２を参照されたい。
それとは別に図９に示すように、パラメータ計算ユニット６０３は、第３のパラメータ計算ユニット６０３３と、第４のパラメータ計算ユニット６０３４を含んでもよい。
第３のパラメータ計算ユニット６０３３は、受信した時間領域信号がＳＳであることを検出ユニット６０２で取得した制御信号が示す場合に、トレーニングに基づく適応アルゴリズムを用いて、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されている。詳細は実施形態３および実施形態５を参照されたい。
第４のパラメータ計算ユニット６０３４は、受信した時間領域信号がＳＳでないことを検出ユニット６０２で取得した制御信号が示す場合に、判定帰還適応型アルゴリズムを通して、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されている。詳細は実施形態２を参照されたい。
処理ユニット６０４は、ＭＯＭＯフィルタ構造をしたいくつかのモジュールなどのような、幾つかの等化・偏波解消装置であってよい。またいくつかの独立した偏波解消器と等化器とを含んでいてもよい。ここで、偏波解消器と等化器の数、すなわち等化・偏波解消装置の数は、サブチャネルの数に応じて決定される。
偏波解消器は、パラメータ計算ユニット６０３で計算したパラメータを利用して、変換ユニット６０１で変換した周波数領域信号に電子偏波解消を実行するように構成されている。
等化器は、パラメータ計算ユニット６０３で計算したパラメータを利用して、変換ユニット６０１で変換した周波数領域信号に電子等化を実行するように構成されている。
本発明の実施形態によれば、受信側設備において、検出ユニット６０２がより受信信号中にＳＳを検出することによって、パラメータ計算ユニット６０３が電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータを計算し、そして、処理ユニット６０４がそのパラメータを利用して周波数領域の受信信号に対して電子等化および電子偏波解消を実行して、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステムにおける電子等化および電子偏波解消の課題が解決される、ということが以上の説明で理解されるであろう。さらには、周波数領域内で電子等化と電子偏波解消を実現する困難さの度合いが、時間領域内で電子等化と電子偏波解消が実行される場合に比べて、大幅に低減される。
実施形態７
前述の方法をよりよく実装するために、本発明の実施形態ではさらに通信システムを対応して提供する。図１０に示すように、この通信システムは送信側設備７０１と受信側設備７０２とを含む。
送信側設備７０１は、受信側設備へ時間領域信号を送信するように構成されている。
受信側設備７０２は、送信側設備７０１から送信された時間領域信号を受信し、受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換し、受信した時間領域信号の同期系列（ＳＳ）を検出し、対応する制御信号を取得し、制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算し、そのパラメータを利用して変換した周波数領域信号に電子等化および電子偏波解消を実行するように構成されている。
受信側設備７０２は更に、移動ウィンドウを通して受信した時間領域信号をインタセプトし、インタセプトした時間領域信号とＳＳとの間の相互相関を評価して相互相関値を取得し、相互相関値を事前設定された閾値と比較し、相互相関値が閾値より小さい場合には、これはＳＳが検出されないことを表しているが、インタセプトした時間領域の信号が所望のシーケンスではないことを判定して、受信した時間領域の信号はＳＳではないことを示す制御信号を出力し、また、相互相関値が閾値より大きい場合には、これはＳＳが検出されることを表しているが、インタセプトした時間領域の信号が所望のシーケンスであることを判定して、受信した時間領域の信号がＳＳであることを示す制御信号を出力するように構成されている。
さらに、受信側装置７０２は、制御信号が受信した時間領域信号がＳＳであることを示す場合に、チャネル行列を推定（計算）して電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを取得するように構成されている。例えば、先ず第１に周波数領域の直接チャネルとクロストークチャネルを推定し、次いで、その推定した周波数領域の直接チャネルとクロストークチャネルが形成するチャネル行列に従って、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータを得る。チャネル行列を計算する場合、最小二乗法アルゴリズムなどのアルゴリズムが用いられる。
受信側設備７０２は更に、制御信号が受信した時間領域信号がＳＳであることを示す場合には、トレーニングに基づく適応アルゴリズムの採用により電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されている。
受信側設備７０２は更に、制御信号が受信した時間領域信号がＳＳではないことを示す場合には、判定帰還適応型アルゴリズムによって、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されている。
特に電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータの計算の詳細に関しては、実施形態２、３、４、５を参照されたい。従ってここでは説明を繰り返さない。
通信システムの受信側設備７０２は、変換ユニット６０１と検出ユニット６０２とパラメータ計算ユニット６０３と処理ユニット６０４を含んでよい。変換ユニット６０１はＦＦＴモジュールを含んでもよく（ＦＦＴモジュールの大きさはサブチャネル数に応じて決定される）、決定ユニット６０２はインタセプションユニット６０２１と相互相関値計算ユニット６０２２と比較ユニット６０２３とを含んでもよい。パラメータ計算ユニット６０３は、第１のパラメータ計算ユニット６０３１と第２のパラメータ計算ユニット６０３２を含んでもよいし、あるいは、パラメータ計算ユニット６０３は、第３のパラメータ計算ユニット６０３３と第４のパラメータ計算ユニット６０３４も含んでもよい。処理ユニット６０４は、等化・偏波解消装置をいくつか含んでもよいし、またはいくつかの独立した等化器と偏波解消器とを含んでもよい（等化器・偏波解消装置の数、または等化器と偏波解消器の数は、サブチャネルの数に応じて決定される）。
本発明の実施形態による方法を具現化することで、従来技術に比較して実現の複雑さを大幅に低減することが可能である。以下で、本発明の実施形態に従った“周波数領域における電子等化と電子偏波解消の実行”方法と、従来技術による“時間領域における電子偏波解消の実行”方法の解析および比較を簡単に行う。
時間領域における電子偏波解消の実行方法に関しては、サンプル期間がＴｓであると仮定する。図１１に示すように、偏波解消器は４つのＦＩＲフィルタ、すなわちＷｘｘ、Ｗｘｙ、Ｗｙｘ、Ｗｙｙを含んでいる。図１２は、ＦＩＲフィルタによる信号処理の概略図を示す。各フィルタのタップ係数をＭとすると、各フィルタの複素数の乗算がＭ回実行され、複素数の加算がＭ−１回実行される。その結果、４つのフィルタの複素数の乗算は合計で４Ｍ回実行され、複素数の加算は合計で４×（Ｍ−１）回実行される。図１１に示すように、出力端にさらに２つの加算器が存在し、従って各サンプル周期、すなわち各Ｔｓに実行される複素数の乗算は４Ｍであり、複素数の加算計算は、４×（Ｍ−１）＋２＝４Ｍ−２回行われる。
周波数領域における電子等化と電子偏波解消の実行方法に関しては、サブチャネルの数をＮと仮定すると（すなわち、ＦＦＴサイズ＝Ｎとすると）、ＣＰを考慮しない場合には、ＯＦＤＭシンボル期間は、Ｎ・Ｔｓとなる。図４と図７に示すように、各シンボル期間すなわち各Ｎ・Ｔｓにおいて、実行される乗算計算は４Ｎ回であり、加算計算は２Ｎ回である。
比較のために規格化を行なう。時間領域法においては、必要な乗算計算は毎秒４Ｍ／Ｔｓであり、加算計算は毎秒（４Ｍ−２）／Ｔｓである。周波数領域法においては、必要な乗算計算は毎秒４Ｎ／ＮＴｓ＝４／Ｔｓであり、加算計算は毎秒２Ｎ／ＮＴｓ＝２／Ｔｓである。
電子等化と電子偏波解消を周波数領域で行う方法が、時間領域で行なう方法に比べて複雑さがはるかに低いことがわかる。
本発明の実施形態によれば、電子等化と電子偏波解消に必要なパラメータを、受信した信号中にＳＳを検出することにより、最小二乗法アルゴリズムまたはトレーニングに基づく適応アルゴリズム等のアルゴリズムで計算し、その後にそのパラメータを利用して周波数領域の受信信号に対して電子等化と電子偏波解消を実行して、ＰＤＭ ＯＦＤＭシステム中における電子等化と電子偏波解消の課題を解決する、ということが以上の説明で理解されるであろう。さらには、計算の複雑さとハードウェア実現の複雑さも含めて、周波数領域で電子等化と電子偏波解消を実現する複雑さは、時間領域で電子等化と電子偏波解消を実行する場合に比べてはるかに小さくなることが前述の解析で分かるであろう。このことはまた、信号処理に要する時間が大幅に低減され、ネットワークアーキテクチャを構築するコストもまた低減可能となることを示している。
当業者であれば、本発明の実施形態による方法のすべてまたは一部のステップは、関連するハードウェアに命令するプログラムで実装されうることは理解されるであろう。プログラムはコンピュータ可読記憶媒体に格納されてもよい。記憶媒体としては、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）またはランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、磁気ディスクまたは光ディスクを含んでもよい。
以上、本発明の実施形態により提供される、電子等化と電子偏波解消の方法と、受信側設備と、通信システムとを詳細に紹介し、特定の実施例をここに適用して本発明の原理と実装を説明した。前述の実施形態の説明は、本発明の方法および中核となる思想の理解の一助とするためのものである。一方で、当業者であれば、本発明の思想に従って特定の実装及び適用範囲に関する本発明の変形及び修正を行うことは可能であろう。従って、本明細書は本発明を制限するものと見なされるべきではない。
電子等化と電子偏波解消が実行される場合、電子等化と電子偏波解消は別々に実行されてもよいし、電子等化と電子偏波解消が同時に実行されてもよい。例えば、パラメータを利用して独立した等化器を介して周波数領域信号に電子等化が実行されている間に、パラメータを利用して独立した偏波解消器を介して周波数領域信号に電子偏波解消が実行される。また、パラメータを利用してＭＩＭＯフィルタ等のような等化・偏波解消装置を介して電子等化と電子偏波解消が同時に実行されてもよい。
処理ユニット６０４は、ＭＩＭＯフィルタ構造をしたいくつかのモジュールなどのような、幾つかの等化・偏波解消装置であってよい。またいくつかの独立した偏波解消器と等化器とを含んでいてもよい。ここで、偏波解消器と等化器の数、すなわち等化・偏波解消装置の数は、サブチャネルの数に応じて決定される。

Claims (12)

  1. 電子等化および電子偏波解消の方法であって、
    受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換し、
    前記受信した時間領域信号の同期系列（ＳＳ）を検出して、対応する制御信号を取得し、
    前記制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算し、
    前記パラメータを利用して前記周波数領域で電子等化および電子偏波解消を実行する、
    ことを含む方法。
  2. 前記受信した時間領域信号の前記ＳＳを検出して、対応する前記制御信号を取得することが、
    前記受信した時間領域信号を移動ウィンドウを通してインタセプトし、
    前記インタセプトした時間領域信号と前記ＳＳとの間の相互相関を評価して、相互相関値を取得し、
    前記相互相関値を事前設定した閾値と比較して、前記相互相関値が前記閾値より大きい場合には前記受信した時間領域信号が前記ＳＳであることを示す制御信号を出力し、前記相互相関値が前記閾値より小さい場合には前記受信した時間領域信号が前記ＳＳではないことを示す制御信号を出力する、
    ことを含む、請求項１に記載の方法。
  3. 前記制御信号に従って前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算することが、
    前記制御信号が、前記受信した時間領域信号が前記ＳＳであることを示す場合には、チャンネル行列を推定して前記電子等化および前記電子偏波解消に必要なパラメータを計算することを含む、請求項１または２に記載の方法。
  4. 前記制御信号に従って前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算することが、
    前記制御信号が、前記受信した時間領域信号が前記ＳＳであることを示す場合には、トレーニングに基づく適応アルゴリズムの採用により前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算することを含む、請求項１または２に記載の方法。
  5. 前記制御信号に従って前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算することが、
    前記制御信号が、前記受信した時間領域信号が前記ＳＳでないことを示す場合には、判定帰還適応アルゴリズムによって前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算することを含む、請求項１または２に記載の方法。
  6. 前記パラメータを利用して前記周波数領域信号に前記電子等化および前記電子偏波解消を実行することが、
    前記パラメータを利用して前記周波数領域信号に前記電子等化と前記電子偏波解消とを個別に実行すること、もしくは
    前記パラメータを利用して前記周波数領域信号に前記電子等化と前記電子偏波解消を同時に実行すること、
    を含む、請求項１または２に記載の方法。
  7. 受信した時間領域信号を周波数領域信号へ変換するように構成された変換ユニットと、
    前記受信した時間領域信号の同期系列（ＳＳ）を検出して、対応する制御信号を取得するように構成された検出ユニットと、
    前記検出ユニットで取得した前記制御信号に従って、電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算するように構成されたパラメータ計算ユニットと、
    前記パラメータ計算ユニットで計算した前記パラメータを利用して、前記変換ユニットで変換した前記周波数領域信号に前記電子等化および前記電子偏波解消を実行するように構成された処理ユニットと、
    を含む受信側設備。
  8. 前記検出ユニットは、
    前記受信した時間領域信号を移動ウィンドウを介してインタセプトするように構成されたインタセプションユニットと、
    前記インタセプションユニットでインタセプトした前記時間領域信号と前記ＳＳとの間の相互相関を評価して、相互相関値を取得するように構成された、相互相関値計算ユニットと、
    前記相互相関値計算ユニットで取得した前記相互相関値を事前設定した閾値と比較し、前記相互相関値が前記閾値より大きい場合には前記受信した時間領域信号が前記ＳＳであることを示す制御信号を出力し、前記相互相関値が前記閾値より小さい場合には前記受信した時間領域信号が前記ＳＳではないことを示す制御信号を出力するように構成された、比較ユニットと、
    を備える、請求項７に記載の受信側設備。
  9. 前記パラメータ計算ユニットは、
    前記検出ユニットで取得した前記制御信号が、前記受信した時間領域信号が前記ＳＳであることを示す場合に、チャネル行列を推定することにより前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算するように構成された、第１のパラメータ計算ユニットと、
    前記検出ユニットで取得した前記制御信号が、前記受信した時間領域信号が前記ＳＳではないことを示す場合に、前記判定帰還適応アルゴリズムを通して、前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算するように構成された、第２のパラメータ計算ユニットと、
    を備える、請求項７または８に記載の受信側設備。
  10. 前記パラメータ計算ユニットは、
    前記検出ユニットで取得した前記制御信号が、前記受信した時間領域信号が前記ＳＳであることを示す場合に、トレーニングに基づく適応アルゴリズムの採用により前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算するように構成された、第３のパラメータ計算ユニットと、
    前記検出ユニットで取得した前記制御信号が、前記受信した時間領域信号がＳＳではないことを示す場合に、前記判定帰還適応アルゴリズムを通して、前記電子等化および前記電子偏波解消に必要な前記パラメータを計算するように構成された、第４のパラメータ計算ユニットと、
    を含む、請求項７または８に記載の受信側設備。
  11. 前記処理ユニットは、
    前記パラメータ計算ユニットで計算した前記パラメータを利用して、前記変換ユニットで変換した前記周波数領域信号に前記電子等化を実行するように構成された等化器と、
    前記パラメータ計算ユニットで計算した前記パラメータを利用して、前記変換ユニットで変換した前記周波数領域信号に前記電子偏波解消を実行するように構成された偏波解消器と、
    を含む、請求項７または８に記載の受信側設備。
  12. 送信側設備と受信側設備とを含む通信システムであって、
    前記送信側設備は、前記受信側設備へ時間領域信号を送信するように構成され、
    前記受信側設備は、前記送信側設備から送信された前記時間領域信号を受信し、前記受信した時間領域信号を周波数領域信号に変換し、前記受信した時間領域信号の同期系列（ＳＳ）を検出し、対応する制御信号を取得し、前記制御信号に従って電子等化および電子偏波解消に必要なパラメータを計算し、前記パラメータを利用して前記変換した周波数領域信号に前記電子等化および前記電子偏波解消を実行するように構成された、通信システム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014511076A (ja) * 2011-03-31 2014-05-01 富士通株式会社 バタフライフィルタの係数設定方法とその装置、受信機、及び受信方法
JP2022500971A (ja) * 2018-09-11 2022-01-04 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 光信号の偏光状態の急激な変化を補償するための等化装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101854316A (zh) 2009-03-30 2010-10-06 华为技术有限公司 一种电均衡及电解偏的方法、接收端设备和通信系统
US8615171B2 (en) * 2011-03-31 2013-12-24 Nec Laboratories America, Inc. Computationally-efficient equalization in polmux OFDM transmission with direct detection via joint transmitter and receiver processing
CN113014520B (zh) * 2019-12-20 2022-08-26 华为技术有限公司 一种频域均衡的方法、均衡器、光接收机和系统

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1204235B1 (en) * 2000-11-01 2007-12-12 NTT DoCoMo, Inc. Symbol timing recovery
KR20040110341A (ko) * 2003-06-18 2004-12-31 삼성전자주식회사 채널상태에 따라 다른 채널등화방식을 사용하는ｔｄｓ-ｏｆｄｍ수신기 및 이를 이용한 채널등화방법
US7315575B2 (en) 2004-03-08 2008-01-01 Nortel Networks Limited Equalization strategy for dual-polarization optical transport system
JP2005303691A (ja) * 2004-04-13 2005-10-27 Oki Electric Ind Co Ltd 同期検出装置および同期検出方法
US20050265219A1 (en) * 2004-05-11 2005-12-01 Texas Instruments Incorporated Orthogonal frequency division multiplex (OFDM) packet detect unit, method of detecting an OFDM packet and OFDM receiver employing the same
US7555227B2 (en) 2005-10-21 2009-06-30 Nortel Networks Limited Polarization compensation in a coherent optical receiver
US7606498B1 (en) * 2005-10-21 2009-10-20 Nortel Networks Limited Carrier recovery in a coherent optical receiver
JP4837403B2 (ja) * 2006-03-08 2011-12-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期タイミング検出装置、受信装置、及び同期タイミング検出方法
WO2009005326A2 (en) * 2007-07-04 2009-01-08 Lg Electronics Inc. Digital broadcasting system and method of processing data
US7860406B2 (en) * 2007-09-14 2010-12-28 Alcatel-Lucent Usa Inc. PMD insensitive direct-detection optical OFDM systems using self-polarization diversity
US8005368B2 (en) * 2007-12-05 2011-08-23 Ciena Corporation Signal equalizer in a coherent optical receiver
US20090256622A1 (en) * 2008-04-11 2009-10-15 Nortel Networks Limited Soft thermal failure in a high capacity transmission system
US20100122003A1 (en) * 2008-11-10 2010-05-13 Nec Laboratories America, Inc. Ring-based high speed bus interface
CN101854316A (zh) 2009-03-30 2010-10-06 华为技术有限公司 一种电均衡及电解偏的方法、接收端设备和通信系统

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014511076A (ja) * 2011-03-31 2014-05-01 富士通株式会社 バタフライフィルタの係数設定方法とその装置、受信機、及び受信方法
US9258077B2 (en) 2011-03-31 2016-02-09 Fujitsu Limited Butterfly filter coefficient setting method and device, receiver and receiving method
JP2022500971A (ja) * 2018-09-11 2022-01-04 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 光信号の偏光状態の急激な変化を補償するための等化装置
US11502754B2 (en) 2018-09-11 2022-11-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Equalizing device for compensating rapid state of polarization changes of an optical signal
JP7213987B2 (ja) 2018-09-11 2023-01-27 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 光信号の偏光状態の急激な変化を補償するための等化装置

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