JP2012253401A - 受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】消費電力が小さな受信装置を提供する。
【解決手段】この受信装置は、所望の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、そのローカル信号と高周波信号とをミキサ回路11で混合し、ミキサ回路11の出力信号φ11の直流オフセット電圧Vofが参照電圧を超えた場合に受信データの生成に関連する部分を活性化させる。したがって、所望の高周波信号が送信されて来た場合のみ受信データに関連する部分を活性化させることができ、従来よりも消費電力が小さくて済む。
【選択図】図1
【解決手段】この受信装置は、所望の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、そのローカル信号と高周波信号とをミキサ回路11で混合し、ミキサ回路11の出力信号φ11の直流オフセット電圧Vofが参照電圧を超えた場合に受信データの生成に関連する部分を活性化させる。したがって、所望の高周波信号が送信されて来た場合のみ受信データに関連する部分を活性化させることができ、従来よりも消費電力が小さくて済む。
【選択図】図1
Description
この発明は受信装置に関し、特に、高周波信号を受信する受信装置に関する。
従来の受信装置としては、高周波信号を検波する検波回路と、高周波信号を受信する受信回路とを備えたものがある。この受信装置では、高周波信号が送信されて来るのを待機する期間は検波回路のみを活性化させ、所望の高周波信号が送信されて来た期間だけ受信回路を活性化させることにより、消費電力の低減化を図っている(たとえば、特許文献1参照)。
また、受信回路を備えた送受信端末において、送受信端末と基地局の間の距離が短い場合は受信回路の消費電力を小さくして受信能力を低下させ、送受信端末と基地局の間の距離が長い場合は受信回路の消費電力を大きくして受信能力を高めるものもある(たとえば、特許文献2参照)。
しかし、従来の受信装置では、所望の高周波信号の周波数に近い周波数の他の高周波信号が送信されて来た場合でも、その高周波信号が検波されて受信回路が活性化されていたので、消費電力は依然として大きかった。
それゆえに、この発明の主たる目的は、消費電力が小さな受信装置を提供することである。
この発明に係る受信装置は、所望の高周波信号が送信されて来るのを低消費電力状態で待機する低電力モード時は、所望の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、所望の高周波信号を受信する受信モード時は、所望の高周波信号をダウンコンバートするためのローカル信号を生成するローカル信号生成回路と、送信されて来た高周波信号とローカル信号生成回路で生成されたローカル信号とを混合するミキサ回路と、低電力モード時に活性化され、ミキサ回路の出力信号の直流オフセット電圧を検出し、検出した直流オフセット電圧が予め定められた参照電圧を超えた場合に直流検出信号を出力する直流検出回路と、受信モード時に活性化され、ミキサ回路の出力信号に基いて受信データを生成する受信データ生成回路と、直流検出信号に応答して受信装置を低電力モードから受信モードに切換える制御回路とを備えたものである。
この発明に係る受信装置では、所望の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、そのローカル信号と高周波信号とをミキサ回路で混合し、ミキサ回路の出力信号の直流オフセット電圧が参照電圧を超えた場合に受信データ生成回路を活性化させる。したがって、所望の高周波信号が送信されて来た場合のみ受信データ生成回路を活性化させることができ、従来よりも消費電力が小さくて済む。
[実施の形態1]
本発明の実施の形態1による通信装置は、図1に示すように、アンテナ1、平衡-不平衡変換器(BALUN)2、半導体チップ3、およびCPU(Central Processing Unit:中央処理装置)6を備える。この通信装置は、たとえば、テレビ受信機のような家庭電化製品のリモートコントロール部に設けられる。
本発明の実施の形態1による通信装置は、図1に示すように、アンテナ1、平衡-不平衡変換器(BALUN)2、半導体チップ3、およびCPU(Central Processing Unit:中央処理装置)6を備える。この通信装置は、たとえば、テレビ受信機のような家庭電化製品のリモートコントロール部に設けられる。
アンテナ1は、高周波信号(電波)を送信および受信するために用いられる。平衡-不平衡変換器2は、アンテナ1からの不平衡信号を平衡信号に変換して半導体チップ3に与えるとともに、半導体チップ3からの平衡信号を不平衡信号に変換してアンテナ1に与える。
半導体チップ3は、RFIC(Radio Frequency integrated Circuit)であって、アンテナ1から平衡−不平衡変換器2を介して与えられた高周波信号を受信データに復調してCPU6に供給する。また、半導体チップ3は、CPU6から与えられた送信データを高周波信号に変換し、その高周波信号を平衡−不平衡変換器2を介してアンテナに供給する。CPU6は、半導体チップ3とデータの授受を行なう。なお、CPU6も半導体チップ3内に設けられてもよい。
ここで、この通信装置に関連する高周波信号について説明する。図2は、ZigBee(IEEE802.15.4規格)のCH(channel)と、WLAN(Wireless Local Area Network)(IEEE802.11規格)のCHとの関係を示す図である。
図2において、ZigBeeでは、2405MHz〜2480MHzの周波数帯域において、5MH間隔で16のCH11〜CH26が設けられている。各CHの周波数帯域は、2MHzであり、他のCHの周波数帯域と重なっていない。一方、WLANでは、2412MHz〜2472MHzの周波数帯域において、5MHz間隔で14のCH1〜CH14が設けられている。各CHの周波数帯域は、16MHz以上であり、他のCHの周波数帯域と重なっている。
ZigBeeを家庭電化製品に向けた仕様であるRF4CEでは、WLANがCH1,CH6,CH11を占有していたとしても、それらとZigBeeのCH15,CH20,CH25とが重ならないことから、混信をさけるためにCH15,CH20,CH25の利用を進めている。
仮にWLANがCH1,CH6,CH11以外で使用されていた場合でも、CSMA/CA(Carrier Sense Multiple Access/Collision Avoidance)を採用しており、CH周波数での通信路内に他の電波が出ていないことを確認してから送信を始めるので、混信は回避される。
本実施の形態1の通信装置では、ZigBeeのCH15(2425MHz),CH20(2450MHz),CH25(2475MHz)のうちのいずれか1つの電波が使用されるものとする。また、受信側の通信装置では、CH15,CH20,CH25のうちのどのCHの電波が送信されてくるかまでは分からないものとする。
図1に戻って、半導体チップ3は、アナログRF部4とデジタルBB(Baseband)部5を備える。アナログRF部4は、LNA(Low Noise Amplifier:低雑音増幅器)10、ミキサ回路11,12、PLL(Phase Locked Loop:位相同期ループ)回路13、90度位相器14、PGA(Programmable Gain Amplifier)/BPF(Band-pass filter)部15、AD変換機(ADC:Analog to Digital Converter)16、直流検出部(DET)17、起動信号生成部18、およびRF送信部19を含む。
デジタルBB部5は、RF制御部20、MODEM部21、MAC(Media Access Control)部25、およびインターフェイス部(I/F)26を含む。MODEM部21は、AGC(Auto Gain Control)制御部22、復調部23、および変調部24を含む。
また、半導体チップ3は、所望の高周波信号が送信されて来るのを低消費電力状態で待機する低電力モードと、所望の高周波信号を受信する受信モードとを有する。
LNA10は、アンテナ1から平衡−不平衡変換器2を介して与えられた高周波信号を増幅してミキサ回路11,12に与える。PLL回路13は、低電力モード時は、所望の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、受信モード時は、所望の高周波信号をダウンコンバートするためのローカル信号を生成する。
具体的にはPLL回路13は、低電力モード時は、ZigBeeのCH15(2425MHz),CH20(2450MHz),CH25(2475MHz)と同じ周波数(2425MHz,2450MHz,2475MHz)のローカル信号を一定周期で順次生成する。
また、PLL回路13は、受信モード時は、低電力モード時に検出されたCHの高周波信号をダウンコンバートするために必要な周波数のローカル信号を生成する。CH15,CH20,CH25の電波をダウンコンバートするために必要なローカル信号の周波数は、それぞれ2423MHz、2448MHz,2473MHzである。ローカル信号は、ミキサ回路11と90度位相器14に与えられる。90度位相器14は、PLL回路13で生成されたローカル信号の位相を90度遅延させてミキサ回路12に与える。
ミキサ回路11は、LNA10からの高周波信号とPLL回路13からのローカル信号を混合する。ミキサ回路12は、LNA10からの高周波信号と90度位相器14からのローカル信号を混合する。
低電力モード時において、ローカル信号の周波数と、LNA10からの高周波信号の周波数とが一致した場合、ミキサ回路11,12の出力信号に、いわゆるDC(direct-current)オフセット電圧Vofが現れる。すなわち、高周波信号の振幅をAとし、その周波数をfとし、時間をtとすると、高周波信号は数式Acos(2πft)で表わされる。また、ローカル信号の振幅をBとすると、ローカル信号は数式Bcos(2πft)で表わされる。
ミキサ回路11,12の各々では、高周波信号とローカル信号とが乗算される。したがって、ミキサ回路11,12の各々の出力信号は、数式Acos2πft×Bcos2πft=(AB/2)×{1−cos(2πft)}で表わされる。ここで、第1項目のAB/2は、DCオフセット電圧Vofとなる。また、第2項目の(AB/2)cos(2πft)は、高周波数成分であり、LPF(ローパスフィルタ)で除去することが可能である。DCオフセット電圧Vofは、直流検出部17で検出される。
受信モード時では、ローカル信号の周波数は、低電力モード時に検出された高周波信号の周波数よりも予め定められた周波数だけ低く設定される。この場合、ミキサ回路11は、高周波信号の周波数をダウンコンバートし、信号I,IBを生成する。また、ミキサ回路12は、高周波信号の周波数をダウンコンバートし、信号Q,QBを生成する。信号I,IB,Q,QBの各々の周波数は、高周波信号の周波数とローカル信号の周波数の差の周波数となる。
PGA/BPF部15は、PGA信号によって制御されて信号I,Qを所定の信号レベルに増幅し、不要な周波数成分を除去する。AD変換器16は、PGA/BPF部15の出力信号をデジタル信号に変換する。
直流検出部17は、低電力モード時に、ミキサ11の出力信号φ11(受信モード時では信号I)からDCオフセット電圧Vofを抽出して増幅する。すなわち、直流検出部17は、図3に示すように、LPF(ローパスフィルタ)30および直流増幅器31を含む。LPF30は、図4に示すように、直流入力ノードN30、信号入力ノードN31、出力ノードN32、抵抗素子32,34、ダイオード33、およびキャパシタ35を含む。抵抗素子32は、ノードN30,N31間に接続される。ダイオード33のアノードはノードN31に接続され、そのカソードはノードN32に接続される。抵抗素子34は、ダイオード33のカソードと接地電圧VSSのラインとの間に接続される。キャパシタ35は、抵抗素子34に並列接続される。
ノードN30には、直流電圧VA(たとえば0.5〜0.6V)が印加され、信号φ11の直流成分に直流電圧VAが加算される。これは、ダイオード33のアノードを0.8V以上にしてダイオード33をオンさせるためである。信号φ11のうちの交流成分はLPF30で除去され、キャパシタ35はDCオフセット電圧Vofに充電される。DCオフセット電圧Vofは、直流増幅器31で増幅されて直流電圧V17となる。
起動信号生成部18は、直流検出部17の出力電圧V17が所定のしきい値電圧を所定時間だけ越えた場合に、起動信号φDEを非活性化レベルの「L」レベルから活性化レベルの「H」レベルに立ち上げられる。
すなわち、起動信号生成部18は、図5に示すように、ANDゲート36およびカウンタ37を含む。ANDゲート36は、直流検出部17の出力電圧V17とクロック信号CLKとを受け、直流電圧V17が所定のしきい値電圧を超えた場合はクロック信号CLKを通過させ、直流電圧V17が所定のしきい値電圧よりも低い場合はクロック信号CLKを遮断し、「L」レベルの信号を出力する。カウンタ37は、ANDゲート36を通過したクロック信号CLKのパルス数をカウントし、そのカウント値が所定値を超えた場合に起動信号φDEを非活性化レベルの「L」レベルから活性化レベルの「H」レベルに立ち上げる。
なお、ZigBeeでは、−85dBmまでの高周波信号を受信できることを規定しているので、アンテナ1で受信された高周波信号は、振幅が18μV程度の微小な信号である。その高周波信号は、利得が20dB〜25dBであるLNA10で増幅されて、振幅が178μV程度の信号となる。ローカル信号の振幅を0.3Vとすると、DCオフセット電圧VofはVof=AB/2=178μ×0.3/2=26.7μVとなる。また、高周波信号が−60dBm(振幅0.3mV)であった場合には、LNA10によって3mVに増幅され、DCオフセット電圧Vofは450μVとなる。いずれにしても、DCオフセット電圧Vofは微小電圧となる。
このため、直流検出部17には、微小なDCオフセット電圧Vofを検出可能なレベルにするための増幅器31が設けられる。増幅器31は、DCオフセット電圧Vofを、後段の起動信号生成部18で処理可能な数10mV程度のレベルに引き上げる。増幅器31は、一般に知られているオペアンプ形式のものでもよいし、コッククロフト・ウォルトン回路を用いたものでもよいし、トランス(相互インダクタ)を用いたものでもよい。また、増幅器31は、PGA/BPF部15に含まれる増幅回路を流用したものでもよい。
また、DCオフセット電圧は、一般に、高周波信号が無くてもミキサ回路11,12のトランジスタのミスマッチやLOリークからも数mV程度発生する。したがって、高周波信号が有る状態でのDCオフセット電圧と高周波信号が無い状態でのDCオフセット電圧との差の電圧をDCオフセット電圧Vofとするとよい。
また、通信装置が使用される環境においてノイズ発生の懸念がない場合には、直流電圧V17のレベルの大小を判定するコンパレータのみで起動信号生成部18を構成してもよい。
図1に戻って、RF送信部19は、送信モード時に、デジタルBB部5からの送信データを高周波信号に変換し、その高周波信号を平衡−不平衡変換器2を介してアンテナ1に与える。RF制御部20は、アナログRF部4と、MODEM部21およびMAC部25と間で信号の授受を行なう。
MODEM部21の復調部23は、受信モード時に、AD変換器16からRF制御部20を介して与えられたデジタル信号を受信データに変換してMAC部25に与える。AGC制御部22は、低電力モード時には、LNA10およびPGA/BPF部15の各々のゲインを最大レベルに設定する。また、AGC制御部22は、受信モード時は、復調部23の信号に基いて受信電波のレベルを検出し、受信電波のレベルが所定レベルになるように、LNA10およびPGA/BPF部15の各々のゲインを制御する。変調部24は、送信モード時に、送信データをRF制御部20を介してRF送信部19に与える。
MAC部25は、CPU6からインターフェース部26を介して与えられた通信コマンドおよびデータを、物理層(PHY:physical layer)に対する命令およびデータに変換する。逆にMAC部25は、物理層から与えられた命令およびデータを通信コマンドおよびデータに変換し、インターフェース部26を介してCPU6に与える。また、MAC部25は、起動信号φDEが非活性化レベルの「L」レベルから活性化レベルの「H」レベルにされたことに応じて活性化され、半導体チップ3を低電力モードから受信モードに切換える。
インターフェース部26は、MAC部25とCPU6の間で信号を授受する。インターフェース部26では、SPI(Serial Peripheral Interface)方式、SCI(Serial Communication Interface)方式などが採用される。
図6は、半導体チップ3の受信時の動作を示すフローチャートである。ステップS1では、CPU6によって種々の初期設定が行なわれる。ステップS2では、半導体チップ3は低電力モードで待機する。低電力モードでは、図7に示すように、LNA10、ミキサ回路11,12、PLL回路13、90度位相器14、直流検出部17、起動信号生成部18、およびRF制御部20と、MAC部25の一部である制御部25aとに電源電圧が供給され、他の部分への電源電圧の供給は停止される。
低電力モードでは、PLL回路13は、CH15の周波数(2425MHz)と同じ周波数のローカル信号、CH20の周波数(2450MHz)と同じ周波数のローカル信号、CH25の周波数(2475MHz)と同じ周波数のローカル信号を順次生成する。ミキサ回路11,12は、ローカル信号と送信されて来た高周波信号とを混合する。
ステップS3では、MAC部25の制御部25aは、受信すべき電波が来たか否かを判定する。すなわち、直流検出部17は、ミキサ回路11の出力信号からDCオフセット電圧Vofを抽出し、そのDCオフセット電圧Vofを増幅して直流電圧V17を生成する。起動信号生成部18は、直流電圧V17が所定のしきい値電圧を所定時間超えた場合に起動信号φDEを非活性化レベルの「L」レベルから活性化レベルの「H」レベルに立ち上げる。起動信号φDEが「H」レベルに立ち上げられた場合、MAC部25の制御部25aは、受信すべき電波が来たと判定する。受信すべき電波が来ない場合はステップS2,3を繰り返し、受信すべき電波が来た場合はステップS4に進む。
ステップS4では、受信用の回路を起動する。すなわち、制御部25aは、起動信号φDEが「H」レベルにされた場合、MAC部25全体の電源をオンする。電源がオンされたMAC部25は、図8に示すように、直流検出部17および起動信号生成部18の電源をオフし、PGA/BPF部15、AD変換器16、AGC制御部22、復調部23、およびインターフェース部26の電源をオンする。RF送信部19および変調部24の電源はオフ状態に維持される。電源がオンされた部分には電源電圧が供給され、電源がオフされた部分には電源電圧の供給が停止される。電源電圧が供給された部分は活性化され、電源電圧の供給が停止された部分は非活性化される。
ステップS5では、MAC部25は変調部24およびRF送信部19を用いて高周波信号の再送を要求する。このとき、高周波信号の周波数は、起動信号φDEが「H」レベルに立ち上げられたときに受信した高周波信号の周波数に設定される。ステップS6では送信されて来た高周波信号の受信を開始し、ステップS7では受信動作を終了する。ステップS8ではタイマをリセットしてカウント(計時)を開始し、ステップS9では、間欠モードで待機する。間欠モードでは、受信用の回路は間欠的に活性化される。
間欠モードを行なうのは、仮に受信モードから直ぐに低電力モードに戻った場合、回路の起動が繰り返されて通信装置の使用者が「もどかしさ」を感じるようになるので、そのような事態を回避するためである。ステップS10では、電波が来たか否かを判定し、電波が来た場合はステップS6に戻って受信を開始し、電波が来ない場合はステップS11に進む。ステップS11では、一定期間が経過したか否かを判定し、経過していない場合はステップS9に戻って間欠モードを継続し、経過した場合はステップS2に戻って低電力モードで待機する。
なお、ステップS11における一定期間とは、通信装置がテレビ受信機のリモートコントロール部に設けられた場合では、たとえば15分に設定される。これは、テレビ番組では15分毎にコマーシャルが入るので、15分の間にテレビチャネルを変更するなどの操作が行なわれることが予想されるからである。また、テレビ番組を連続して見る時間帯では、2時間〜3時間に設定してもよい。また、低電力モードと間欠モードのどちらかを選択して使い続けることができるようにしてもよい。
図9は、半導体チップ3で消費される電流の単位時間当たりの平均電流値の時間変化を示すタイムチャートである。図9において、時刻t0〜t1では半導体チップ3は低電力モードに設定されて図7で示した回路部分のみが活性化され、平均電流値は比較的低い値I1に維持される。時刻t1〜t2では、半導体チップ3は受信モードに設定されて図8で示した回路部分が活性化され、平均電流値はI1よりも大きな値I2になる。
時刻t2〜t3では、半導体チップ3は間欠モードに設定され、図8で示した回路部分が間欠的に活性化される。間欠モードでは、図8で示した回路部分が活性化された期間では平均電流値は受信モード時の平均電流値と同じ値I2になる。また、受信用の回路が非活性化された期間では、平均電流値はI1よりも小さな値I0となる。この平均電流値I0は、間欠モード時における活性化/非活性化を制御するタイマの消費電流値、非活性化された回路部分におけるリーク電流などを含む。時刻t3以降は、半導体チップ3は再び低電力モードに設定される。低電力モード時における平均電流値は、間欠モード時における平均電流値よりも小さい。
この実施の形態1では、受信対象の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、そのローカル信号と送信されて来た高周波信号とをミキサ回路11で混合し、ミキサ回路11の出力信号φ11の直流オフセット電圧Vofが所定の参照電圧を越えた場合に、低電力モードから受信モードに移行する。したがって、受信対象の高周波信号が送信されて来た場合のみDCオフセット電圧Vofが発生するので、2.4GHz帯の他の高周波信号が送信されてくる度に受信回路が活性化されることを回避することができ、消費電力の低減化を図ることができる。
また、直流オフセット電圧Vofが所定時間以上継続して発生した場合のみ低電力モードから受信モードに移行するので、受信対象の高周波信号と同じ周波数のノイズがパルス的に発生した場合でも、ノイズによって誤動作が生じることはない。
また、受信モードが終了してから所定時間は低電力モードの代わりに間欠モードを行なうので、低電力モードにおける回路起動、再送、受信処理がユーザに「もどかしさ」を感じさせるのを回避することができる。
また、LNA10、ミキサ回路11,12、PLL回路13などの従来の受信回路を利用し、専用のアンテナや検波回路を使用しないので、チップ面積の増大、部品の高コスト化を最小限に抑制することができる。
なお、この実施の形態1では、低電力モードを連続的に行なったが、図10に示すように、低電力モードを間欠的に行なってもよい。この変更例では、消費電流をさらに低減化することができる。
また、低電力モード時に3つのCH15,CH20,CH25の周波数のローカル信号を順次生成したが、使用されるCHが予め定められている場合は、そのCHの周波数のローカル信号のみを生成してもよい。また、ZigBeeの16のCH11〜CH26の周波数のローカル信号の全てを順次生成してもよいし、ZigBeeの16のCH11〜CH26のうちの選択された複数(2つまたは4〜15個のCHの周波数のローカル信号を順次生成してもよい。
また、ミキサ回路11で生成された信号I,IB,Q,QBのうちの信号IのDCオフセット電圧Vofを検出したが、他の信号IS,Q,QBのDCオフセット電圧を検出してもよい。また、位相が180度異なる信号(たとえばIとIB)の差動信号のDCオフセット電圧を検出してもよい。この場合は、DCオフセット電圧のレベルが大きくなり、検出し易くなる。
[実施の形態2]
WLANでは、FH(Frequency-Hopping;周波数ホッピング)方式、またはDS(Direct Sequence:直接シーケンス)方式が採用されており、各CHは16MHz以上の周波数帯域を有する。したがって、低電力モードでは、ローカル信号とZigBeeの高周波信号との乗算によってDCオフセット電圧が発生するだけでなく、ローカル信号とWLANの高周波信号との乗算によってもDCオフセット電圧が発生し、DCオフセット電圧が発生する度に受信モードに切換えられ、消費電力が高くなる懸念がある。この実施の形態2では、この問題の解決が図られる。
WLANでは、FH(Frequency-Hopping;周波数ホッピング)方式、またはDS(Direct Sequence:直接シーケンス)方式が採用されており、各CHは16MHz以上の周波数帯域を有する。したがって、低電力モードでは、ローカル信号とZigBeeの高周波信号との乗算によってDCオフセット電圧が発生するだけでなく、ローカル信号とWLANの高周波信号との乗算によってもDCオフセット電圧が発生し、DCオフセット電圧が発生する度に受信モードに切換えられ、消費電力が高くなる懸念がある。この実施の形態2では、この問題の解決が図られる。
図11は、ZigBeeのCHとWLANのCHとの関係を示す図である。図2でも説明したが、ZigBeeでは、2405MHz〜2480MHzの周波数帯域において、5MH間隔で16のCH11〜CH26が設けられている。各CHの周波数帯域は2MHzである。各CHの周波数帯域は、他のCHの周波数帯域と重なっていない。一方、WLANでは、2412MHz〜2472MHzの周波数帯域において、5MHz間隔で14のCH1〜CH14が設けれている。各CHの周波数帯域は16MHz以上である。各CHの周波数帯域は、他のCHの周波数帯域と重なっている。
WLANの各CHは、ZigBeeの4つのCHと重なる。たとえば、WLANのCH1(2404〜2420MHz)は、ZigBeeのCH11(2405MHz)、CH12(2410MHz)、CH13(2415MHz)、およびCH14(2405MHz)と重なる。
また図12は、WLANの各CHの最低周波数Fminおよび最高周波数FmaxとZigBeeの各CHの中心周波数F0との大小関係を例示する図である。ZigBeeのCH数はCH11〜CH26までの16CHであり、WLANのCH数は13CHまたは14CHあるが、図12では、ZigBeeのCH11〜CH18と、WLANのCH1〜CH4を例示した。図12において、ZigBeeのCHとWLANのCHのFminとの交差部には、WLANのCHのFminとZigBeeのCHのF0との差の周波数Fmin−F0を記載している。
また、ZigBeeのCHとWLANのCHのFmaxとの交差部には、WLANのCHのFmaxとZigBeeのCHのF0との差の周波数Fmax−F0を記載している。Fmin−F0の周波数とFmax−F0の周波数の間に0MHzを含む場合、ZigBeeのCHとWLANのCHとが重なり、ローカル信号とZigBeeの高周波信号との乗算によってDCオフセット電圧が発生するだけでなく、ローカル信号とWLANの高周波信号との乗算によってもDCオフセット電圧が発生する。図12において点線で囲まれている範囲で、ZigBeeのCHとWLANのCHとが重なる。
たとえば、ZigBeeのCH11とWLANのCH1のFmin(2404MHz)との交差部には、CH1のFmin(2404MHz)とCH11のF0(2405MHz)との差Fmin−F0=−1MHzが記載されている。また、CH11とCH1のFmax(2420MHz)との交差部には、CH1のFmax(2420MHz)とCH11のF0(2405MHz)との差Fmax−F0=+15MHzが記載されている。Fmin−F0が−1であり、Fmax−F0が+15であり、それらの間に0MHzを含む(−1<0<+15)ので、ZigBeeのCH11とWLANのCH1は重なる。
ZigBeeのCH15とWLANのCH1のFmin(2404MHz)との交差部には、CH1のFmin(2404MHz)とCH15のF0(2425MHz)との差Fmin−F0=−21MHzが記載されている。また、CH15とWLANのCH1のFmax(2420MHz)との交差部には、CH1のFmax(2420MHz)とCH15のF0(2425MHz)との差Fmax−F0=−5MHzが記載されている。Fmin−F0が−21であり、Fmax−F0が−5であり、それらの間(−21〜−5)に0MHzを含まないので、ZigBeeのCH15とWLANのCH1は重ならない。以下、同様である。
ここで、ZigBeeのCH11のF0とWLANのCH1とは最大で15MHz離れており、ZIgBeeのCH12のF0とWLANのCH1とは最大で10MHz離れており、ZigBeeのCH13のF0とWLANのCH1とは最大で11MHz離れており、ZigBeeのCH14のF0とWLANのCH1とは最大で16MHz離れている。
また、ZigBeeのCH12のF0とWLANのCH2とは最大で15MHz離れており、ZigBeeのCH13のF0とWLANのCH2とは最大で10MHz離れており、ZigBeeのCH14のF0とWLANのCH2とは最大で11MHz離れており、ZigBeeのCH15のF0とWLANのCH2とは最大で16MHz離れている。以下、同様である。
このように、重なっている2つのCHにおいて、ZigBeeのCHのF0とWLANのFminまたはFmaxとは最大で、15MHz、10MHz、11MHz、または16MHz離れている。そこで、本実施の形態2では、それらの周波数のうちの最小値である10MHzの信号がミキサ回路11の出力信号φ11に含まれているから否かを低電力モード時に判定し、10MHzの信号が含まれている場合はWLANの信号も受信していると判定し、低電力モードから受信モードへの切換を行なわない。
図13は、本実施の形態2の通信装置の起動信号生成部40の構成を示す回路ブロック図である。本実施の形態2では、図1の直流検出部17および起動信号生成部18が起動信号生成部40で置換される。図13において、起動信号生成部40は、交流検出部41、直流検出部42、およびゲート回路43を含む。
交流検出部41は、低電力モード時に活性化され、ミキサ回路11の出力信号φ11から10MHzの交流成分を抽出し、抽出した交流成分のレベルが所定レベルを超えている場合は交流検出信号φ41を非活性化レベルの「L」レベルから「H」レベルに立ち上げる。
直流検出部42は、低電流モード時に活性化され、ミキサ回路11の出力信号φ11からDCオフセット電圧Vofを抽出し、抽出したDCオフセット電圧Vofが所定の参照電圧を越えた場合は直流検出信号φ42を非活性化レベルの「L」レベルから「H」レベルに立ち上げえる。
ゲート回路43は、交流検出信号φ41が非活性化レベルの「L」レベルであり、かつ直流検出信号φ42が活性化レベルの「H」レベルである場合だけ、起動信号φDEを非活性化レベルの「L」レベルから活性化レベルの「H」レベルに立ち上げる。
たとえば、低電力モード時にWLANのCH4の信号とZigBeeのCH15の信号との両方が送信されて来た場合は、交流検出信号φ41と直流検出信号φ42がともに「H」レベルになり、起動信号φDEは「L」レベルに維持される。一方、低電力モード時にWLANのいずれのCHの信号も送信されて来ずにZigBeeのCH15の信号のみが送信されて来た場合は、交流検出信号φ41が「L」レベルになり、直流検出信号φ42が「H」レベルになり、起動信号φDEは「L」レベルから「H」レベルに立ち上げられえる。
この実施の形態2では、ZigBeeの信号と周波数帯域が重なるWLANの信号が送信されて来た場合は起動信号φDEを「L」レベルに維持するので、WLANの信号が送信されて来る度に受信回路が起動されるのを防止することができ、消費電力の低減化を図ることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1 アンテナ、2 平衡−不平衡変換器、3 半導体チップ、4 アナログRF部、5 デジタルBB部、6 CPU、10 LNA、11,12 ミキサ回路、13 PLL回路、14 90度位相器、15 PGA/BPF部、16 AD変換器、17,42 直流検出部、18,40 起動信号生成部、19 RF送信部、20 RF制御部、21 MODEM部、22 AGC制御部、23 復調部、24 変調部、25 MAC部、26 インターフェイス部、30 LPF、31 直流増幅器、32,34 抵抗素子、33 ダイオード、35 キャパシタ35、36 ANDゲート、37 カウンタ、41 交流検出部、43 ゲート回路。
Claims (12)
- 受信装置であって、
所望の高周波信号が送信されて来るのを低消費電力状態で待機する低電力モード時は、前記所望の高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成し、前記所望の高周波信号を受信する受信モード時は、前記所望の高周波信号をダウンコンバートするためのローカル信号を生成するローカル信号生成回路と、
送信されて来た高周波信号と前記ローカル信号生成回路で生成されたローカル信号とを混合するミキサ回路と、
前記低電力モード時に活性化され、前記ミキサ回路の出力信号の直流オフセット電圧を検出し、検出した直流オフセット電圧が予め定められた参照電圧を超えた場合に直流検出信号を出力する直流検出回路と、
前記受信モード時に活性化され、前記ミキサ回路の出力信号に基いて受信データを生成する受信データ生成回路と、
前記直流検出信号に応答して前記受信装置を前記低電力モードから前記受信モードに切換える制御回路とを備える、受信装置。 - 前記所望の高周波信号は、互いに異なる周波数の複数の高周波信号のうちのいずれかの高周波信号であり、
前記ローカル信号生成回路は、前記低電力モード時に、それぞれ前記複数の高周波信号と同じ周波数の複数のローカル信号を順次生成し、
前記制御回路は、前記直流検出信号に応答して前記複数の高周波信号のうちのいずれかの高周波信号を選択し、
前記ローカル信号生成回路は、前記受信モード時に、前記制御回路によって選択された高周波信号をダウンコンバートするためのローカル信号を生成する、請求項1に記載の受信装置。 - 前記直流検出回路は、
前記ミキサ回路の出力信号から前記直流オフセット電圧を抽出する低域フィルタと、
前記低域フィルタによって抽出された直流オフセット電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の出力電圧が予め定められたしきい値電圧を超えた場合に前記直流検出信号を出力する信号発生回路とを含む、請求項1または請求項2に記載の受信装置。 - 前記信号発生回路は、前記増幅回路の出力電圧が前記予め定められたしきい値電圧を予め定められた時間だけ越えた場合に前記直流検出信号を出力する、請求項3に記載の受信装置。
- 前記信号発生回路は、
前記直流オフセット電圧が前記予め定められた参照電圧を越えた場合にクロック信号を通過させるゲート回路と、
前記ゲート回路を通過した前記クロック信号のパルス数をカウントし、そのカウント値が予め定められた値に到達した場合に前記直流検出信号を出力するカウンタとを含む、請求項4に記載の受信装置。 - 前記所望の高周波信号の周波数を含む周波数帯域を有する他の高周波信号が使用される可能性がある環境下に前記受信装置が配置され、
前記他の高周波信号は、前記所望の高周波信号の周波数と予め定められた周波数だけ異なる周波数の交流成分を含み、
前記受信装置は、さらに、前記低電力モード時に前記ミキサ回路の出力信号に基いて、送信されてきた高周波信号に前記交流成分が含まれているか否かを判別し、前記交流成分が含まれている場合に交流検出信号を出力する交流検出回路を備え、
前記制御回路は、前記交流検出回路から前記交流検出信号が出力されている場合は、前記直流検出回路から前記直流検出信号が出力されている場合でも前記受信装置を前記低電力モードに維持し、前記交流検出回路から前記交流検出信号が出力されていない場合は、前記直流検出信号に応答して前記受信装置を前記低電力モードから前記受信モードに切換える、請求項1から請求項5までのいずれかに記載の受信装置。 - 前記受信データ生成回路は、
前記ミキサ回路の出力信号を増幅する増幅器と、
前記増幅回路から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するA/Dコンバータと、
前記A/Dコンバータの出力信号を前記受信データに復調する復調部とを含む、請求項1から請求項6までのいずれかに記載の受信装置。 - さらに、前記受信モードを間欠的に行なう間欠モードを有し、
前記制御回路は、前記低電力モードから前記受信モードに切換えて前記所望の高周波信号を受信した後、前記受信モードから前記間欠モードに切換える、請求項1から請求項7までのいずれかに記載の受信装置。 - 前記制御回路は、前記受信モードを前記間欠モードに切換えてから予め定められた期間が経過しても前記所望の高周波信号が送信されて来ない場合は、前記間欠モードを前記低電力モードに切換える、請求項8に記載の受信装置。
- 前記低電力モードは間欠的に行なわれる、請求項1から請求項9までのいずれかに記載の受信装置。
- 受信装置であって、
所望の高周波信号が送信されて来るのを低消費電力状態で待機する低電力モード時に活性化され、前記所望の高周波信号を検出する検出回路と、
前記所望の高周波信号を受信する受信モード時は常時活性化され、間欠モード時は間欠的に活性化され、前記所望の高周波信号を受信する受信回路と、
前記受信装置を制御する制御回路とを備え、
前記低電力モード時における平均消費電流値は、前記間欠モード時における平均消費電流値よりも小さく、
前記制御回路は、
前記検出回路によって前記所望の高周波信号が検出されたことに応じて、前記受信装置を前記低電力モードから前記受信モードに切換え、
前記受信モード時において前記所望の高周波信号を受信した後に前記受信装置を前記受信モードから前記間欠モードに切換え、
前記間欠モードに切換えてから予め定められた時間内に前記所望の高周波信号が送信されて来なかった場合は前記受信装置を前記間欠モードから前記低電力モードに切換える、受信装置。 - 前記低電力モード時において前記検出回路は間欠的に活性化される、請求項11に記載の受信装置。
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2011
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JP2016533112A (ja) * | 2013-08-20 | 2016-10-20 | フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ | 混成無線システムを介する装置制御 |
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