JP2012244654A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源とスイッチング回路との間に電流平滑用のインダクタとして１個のコアに並行巻き２巻線構造を用いると漏洩電流経路が長くなりノイズ発生の要因となる。
【解決手段】半導体素子のスイッチング動作により、単相交流を直流に、又は直流を単相交流に変換する電力変換装置において、前記単相交流とスイッチング回路との間に挿入され、電流を平滑するインダクタは、共通の鉄心に前記単相交流の一相の電流を流す第１の巻線と、前記単相交流の他相の電流を流す第２の巻線とを施し、前記第１の巻線と第２の巻線とは鉄心に対して互いに逆向きに巻きまわされ、かつ各々の巻線に流れる電流を互いに逆向きにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置に関し、特に適用するインダクタのノイズ低減のための構造に関する。

図５に従来技術による回路を示す。図５において、1は交流電源、2a及び2bはインダクタ、3及び4は半導体スイッチング素子、5〜8はダイオード、9はコンデンサ、10は負荷である。なお、3及び4はここではMOSFETとする。MOSFETは内部に寄生ダイオード（点線で図示）を持つため、逆方向電流に対してはゲート電圧にかかわらず常に導通状態となる。11は回路の配線インダクタンスを示す。

この回路は交流を直流に変換するいわゆる高力率コンバータ回路であり、入力電流Iinを、交流電源電圧Vinと位相の等しい正弦波形としつつ、直流出力電圧Voutを、交流電源電圧Vinのピーク値より高い所望の直流電圧値に制御する機能を持つ。

これらの機能を実現するための動作について説明する。
例えば、交流電源電圧Vinが正極性（V相に対してU相の電圧が正）の場合、MOSFET3をオンすると、交流電源1→インダクタ2a→MOSFET3→MOSFET4の寄生ダイオード→インダクタ2b→交流電源1の経路で電流が流れ、交流電源1の電圧がインダクタ2a、2bの両端にかかりインダクタの電流Iinは増加する。MOSFET3をオフすると交流電源1→インダクタ2a→ダイオード5→配線インダクタンス11→コンデンサ9→ダイオード8→インダクタ2b→交流電源1の経路の電流となる。この時、インダクタ2a及び2bには直流出力電圧Voutと交流電源電圧Vinとの差電圧が印加されるが、直流出力電圧Voutは交流電源電圧Vinのピーク値より高く保たれているので、インダクタの電流Iinは減少する。

MOSFET3のオンとオフの時比率を制御することにより、インダクタの電流Iinの波形と大きさを任意に制御できる。これによりインダクタの電流Iinの波形を正弦波状にし（ここではリプル分は無視）、また、負荷電力に応じてインダクタの電流Iinの振幅を制御することで、直流出力電圧Voutを所望の値に制御することができる。交流電源電圧Vinが負極性（V相に対してU相の電圧が負）の場合は、MOSFET4のオンオフにより同様の動作を行う。ここで交流電源電圧Vinが正極性(MOSFET3がオンオフ)の時はMOSFET4が、交流電源電圧Vinが負極性(MOSFET4がオンオフ)の時はMOSFET3が、ゲート信号に関わらず逆方向に導通状態となるため、MOSFET3、4に同じゲート信号を与えても動作は変わらない。このため、MOSFET3、4のゲート駆動回路を共通化して回路構成を簡略化することができる。

図５と同様な回路は、例えば特許文献１に示されている。図５に示すようにインダクタを２線に分割して配置することにより、スイッチング動作により発生するノイズを低減することができる。以下、その原理を説明する。

ここでは、交流電源１の一方の端子をU点、他方の端子をV点、スイッチング回路のMOSFET３とダイオード５、６との接続点をU1点、スイッチング回路のMOSFET４とダイオード７、８との接続点をV1点として説明する。

スイッチングによるノイズは、大地やフレーム等の基準電位（アース電位）に対し、回路のある部分がスイッチングにより電位変動を起こし、その部分と大地またはフレーム間に存在する寄生キャパシタンスを介して漏洩電流が流れることにより、ノイズが外部に流出する現象である。コンデンサ101及び102は漏洩電流をバイパスさせ、電位を安定化することを目的とした接地コンデンサであり、103、104はそれぞれU1点、V1点と接地電位間に存在する寄生キャパシタンス、105は直流回路と接地電位E間に存在する寄生キャパシタンスである。以下、これらを対地寄生キャパシタンスと称する。

図３に各部の電位変動を示す。図５において接地コンデンサ101と102のキャパシタンス値が等しく、またインダクタ2aと2bのインダクタンス値が等しいとする。U点、V点の接地電位Eに対する電位は、接地コンデンサ101、102で交流電源電圧Vinを分圧した中点がE電位となっていることから、交流電源電圧Vinが正極性の時、それぞれ+Vin/2、-Vin/2となる。

一方MOSFET3又は4がオンしている時、U1点、V1点は短絡され、インダクタ2aと2bとで交流電源電圧Vinを分圧した中点電位となる。インダクタ2aの両端電圧をVLa、インダクタ2bの両端電圧をVLbとすれば、この時VLa+VLb=Vin、VLa=VLbよりVLa=VLb=Vin/2である。このためU1電位はU電位-VLa=Vin/2-Vin/2=0、V1電位はV電位+VLb=-Vin/2+Vin/2=0となり、ともにE電位に等しい。

例えば、MOSFET3がオフしてダイオード5、8がオンした場合を考えると、U1点はP電位、V1点はN電位と等しくなる。この時、インダクタ2a、2bには直流出力電圧Voutと交流電源電圧Vinとの差電圧が1/2ずつかかるので、VLa=VLb=(Vin-Vout)/2となる。この時、U1点電位すなわちP電位は、Vin/2-(Vin-Vout)/2=Vout/2、V1点電位すなわちN電位は-Vin/2+(Vin-Vout)/2=-Vout/2である。このように、図５の回路においてはU1点、V1点の電位変動幅はVinによらず、Voutのみによって決まる。

再度MOSFET3又は4がオンすると、ダイオード5〜8がすべてオフ状態となり、直流回路は交流回路と電位的に切り離される。このため寄生キャパシタンス105を充放電する電流が流れないので、105の両端電圧は変化しない。以上によりP点、N点の電位は交流電源電圧Vin瞬時値及びスイッチング動作にかかわらず一定の直流値+Vout/2、-Vout/2となる。この時、寄生キャパシタンス105を介して流れる漏洩電流はほぼ0であるので、これによるノイズの発生は防止される。
この原理は、直流−交流変換回路についても同様であり、特許文献２に系統連系インバータ装置として示されている。

特開２０１０−４１８６３号公報（図４） 特開２００９−８９５４１号公報

上述のように、ノイズを低減する目的で図５の回路を採用する際、インダクタの巻線とフレーム等の間にも寄生キャパシタンスが存在する。一般に巻線の巻数は多く、インダクタも装置内で大きな体積を占めるため、これらの寄生キャパシタンスは無視できない大きさとなる。2つのインダクタの電位変動は上述の原理より同じ大きさで逆向きなので、各々の寄生キャパシタンスの大きさが等しければそこを流れる漏洩電流も同じ大きさで逆向きとなり、漏洩電流はインダクタ巻線間を循環するのみで外部に流出しない。しかしながら大きな面積を持つ経路を漏洩電流が循環することで放射ノイズが発生する。さらに、2つのインダクタの対フレーム寄生キャパシタンスが異なる場合、漏洩電流に差が生じ、差分は接地コンデンサを経由して流れるので、雑音端子電圧発生の原因となる。寄生キャパシタンスを等しくするだけならば、図４に示すような2巻線インダクタ2dと2eとを1つのコアに並行巻きして作製し、かつ２つのインダクタの巻線の巻き始め同士、および巻き終わり同士をペアに構成したものが考えられるが、これは漏洩電流経路が長くなる問題が残る。
従って、本発明の課題は、漏洩電流の流れる経路を短くして、かつ外部に流出させないようにして、雑音端子電圧と放射ノイズを低減できる電力変換装置を提供することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、単相交流を直流に、又は直流を単相交流に変換する電力変換装置において、前記単相交流とスイッチング回路との間に挿入され、電流を平滑するインダクタは、共通の鉄心に前記単相交流の一相の電流を流す第１の巻線と、前記単相交流の他相の電流を流す第２の巻線とを施し、前記第１の巻線と第２の巻線とは鉄心に対して互いに逆向きに巻きまわされ、かつ各々の巻線に流れる電流を互いに逆向きにすることで、各々の巻線が発生する磁束を同一方向とする。

第２の発明においては、第1の発明における前記第１の巻線と第２の巻線とが相互に重なりあうように巻きまわす。
第３の発明においては、第1及び第2の発明における前記第１の巻線と第２の巻線の鉄心に対する巻き始め位置と巻き終わり位置とを互いに逆側とし、各々の巻数を自然数Nとした時に、前記第１の巻線の巻き始めから第ｋ巻目の巻線部分と、前記第２の巻線の巻き始めから第(N-ｋ+1)巻目の巻線部分とが近接するように各部を配置する。

本発明では、共通の鉄心に前記単相交流の一相の電流を流す第１の巻線と、前記単相交流の他相の電流を流す第２の巻線とを施し、前記第１の巻線と第２の巻線とは鉄心に対して互いに逆向きに巻きまわされ、かつ各々の巻線に流れる電流を互いに逆向きにすることで、各々の巻線が発生する磁束を同一方向としているため、各々の巻線の寄生キャパシタンスを均等とし、かつ漏洩電流の循環経路を極めて短くすることができる。この結果、雑音端子電圧、放射ノイズの両方を低減した電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の変換装置に使用するインダクタの構造例を示す。 本発明のインダクタの寄生キャパシタンス説明用等価回路図である。 本発明を適用した図5の各部の電位を説明するための動作波形図例である。 従来の変換装置に使用するインダクタの構造例を示す。 交流−直流変換装置の回路構成図例である。

本発明の要点は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、単相交流を直流に、又は直流を単相交流に変換する電力変換装置において、前記単相交流とスイッチング回路との間に挿入され、電流を平滑するインダクタは、共通の鉄心に前記単相交流の一相の電流を流す第１の巻線と、前記単相交流の他相の電流を流す第２の巻線とを施し、前記第１の巻線と第２の巻線とは鉄心に対して互いに逆向きに巻きまわされ、かつ各々の巻線に流れる電流を互いに逆向きにすることで、各々の巻線が発生する磁束を同一方向としている点である。

図1に本発明の第1の実施例を示す。巻線2dの巻き終わり（端子A2）及び巻線2eの巻き始め（端子A3）を隣接して配置し、他方では巻線2dの巻き始め（端子A1）および巻線2eの巻き終わり（端子A4）を隣接して配置する構成とする。なお、巻線2d及び2eによりコアに発生する磁束方向を合わせる為に、いずれか片方の巻き方向をコア2cに対して逆方向に巻きまわす。ここで、巻線としては、表面が絶縁被覆されたエナメル線などを用いる。また、巻線2dと2eは各巻き毎に巻線が重なるように巻きまわす。
図２に示すように、図５に示す回路への接続は、端子A1が交流電源のU点に、端子A4が交流電源のV点に、端子A2がスイッチング回路のU1点に、端子A3がスイッチング回路のV1点に、各々接続される。

このような構成において、寄生キャパシタンスは巻線2dとアースE間に106が、巻線2eとアースE間に107が、それぞれ巻線2d、2eの空間全体に分布している。一方、図３に示すように、U1電位、V1電位は主回路のスイッチングに合わせて変動し、これは逆向きで大きさの等しい動きをする。さらに巻線2d、2eの巻数をNとした時の巻線2dの第k番目と巻線2eの第(N-k+1)番目の部分の電位変動も同様に等しく、この点における寄生キャパシタンスを介して流れる漏洩電流も逆向きで大きさが等しくなる。従って、電位変動の等しい巻線同士が近接する巻き方とすることで巻線2dの漏洩電流Iuはそのまま巻線2eの漏洩電流Ivとなって最短距離で回路内を循環する。その結果、外部への流出がほとんど無くなる。

尚、図1では見易さのために巻線を1層構成としたが、巻き数が多いインダクタに関しては2層、例えば１層目が巻線2d、2層目が巻線2eとしても同様の効果が得られる。さらに、ここではトロイダル型鉄心を例に説明したが、これに限るものではない。たとえば棒状の鉄心、EE型やEI型のコアなどにおいても適用可能である。

また、特許文献２に示された直流−交流変換装置においても、図1に示したインダクタを適用することにより、同様の原理で、雑音端子電圧、放射ノイズの両方を低減することができる。

本発明は、単相の交流入力又は単相の交流出力に電流平滑用のリアクトルを用い、スイッチング回路で電力変換する装置であれば同様の効果が得られるため、スイッチング電源、無停電電源装置、充電装置などへの適用が可能である。

１・・・交流電源 ２ａ、２ｂ・・・インダクタ
２ｃ・・・コア ２ｄ、２ｅ・・・巻線
３、４・・・ＭＯＳＦＥＴ ５〜８・・・ダイオード
９・・・コンデンサ １０・・・負荷
１１・・・配線インダクタンス １０１、１０２・・・接地コンデンサ
１０３〜１０７・・・寄生キャパシタンス

Claims (3)

1. 半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、単相交流を直流に、又は直流を単相交流に変換する電力変換装置において、前記単相交流とスイッチング回路との間に挿入され、電流を平滑するインダクタは、共通の鉄心に前記単相交流の一相の電流を流す第１の巻線と、前記単相交流の他相の電流を流す第２の巻線とを施し、前記第１の巻線と第２の巻線とは鉄心に対して互いに逆向きに巻きまわされ、かつ各々の巻線に流れる電流を互いに逆向きにすることで、各々の巻線が発生する磁束を同一方向としたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１の巻線と第２の巻線とが相互に重なりあうように巻きまわすことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
3. 前記第１の巻線と第２の巻線の鉄心に対する巻き始め位置と巻き終わり位置とを互いに逆側とし、各々の巻数を自然数Nとした時に、前記第１の巻線の巻き始めから第ｋ巻目の巻線部分と、前記第２の巻線の巻き始めから第(N-ｋ+1)巻目の巻線部分とが近接するように各部を配置したことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。