JP2012228116A

JP2012228116A - Load drive device

Info

Publication number: JP2012228116A
Application number: JP2011095231A
Authority: JP
Inventors: Yasutaka Senda; 康隆千田; Junichi Nagata; 淳一永田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-04-21
Filing date: 2011-04-21
Publication date: 2012-11-15
Anticipated expiration: 2031-04-21
Also published as: JP5834462B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent current from flowing round into an internal circuit or a reference point through a contact between plural drive circuits and a switching element.SOLUTION: Current flow-round prevention circuits 15 and 25 are placed between internal circuits 16 and 26 which current is likely to flow round into and need to be protected against it and an IGBT 1 which is a switching element. Then, the current flow-round prevention circuit 15 or 25 on either a drive circuit 10 or 20 side which is not operated is turned off to ensure that the gate voltage of the IGBT 1 acting as a switching element is not applied to the internal circuits 16 and 26 which need to be protected against a current flow-round. This makes it possible to prevent current from flowing round into either of the internal circuits 16 and 26.

Description

本発明は、電流の回り込み防止機能を有する負荷駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a load driving device having a current sneaking prevention function.

従来、特許文献１において、直流電源の正側と負側との間に接続される平滑用コンデンサに蓄積された電荷を放電する際に、全スイッチング素子をオン状態にし、過電流になる前にスイッチング素子をオフにする技術が開示されている。 Conventionally, in Patent Document 1, when discharging the electric charge accumulated in the smoothing capacitor connected between the positive side and the negative side of the DC power supply, all the switching elements are turned on and before an overcurrent occurs. A technique for turning off a switching element is disclosed.

特開２００９−２３２６２０号公報JP 2009-232620 A

しかしながら、スイッチング素子の駆動制御を行うことで平滑用コンデンサに蓄積された電荷を放電することが可能となるものの、スイッチング素子の駆動制御を行う駆動回路に対する電力の供給が絶たれるとスイッチング素子を駆動できずに放電も行えなくなるという問題がある。この問題を解決する方法として、通常時に作動する駆動回路（以下、通常時駆動回路という）とは別に放電時に作動する駆動回路（以下、放電時駆動回路という）を設け、これら二つの駆動回路に別々の電源から供給が行われるようにするという回路構成が考えられる。 However, although it is possible to discharge the electric charge accumulated in the smoothing capacitor by controlling the driving of the switching element, the switching element is driven when the power supply to the driving circuit for controlling the driving of the switching element is cut off. There is a problem that it is impossible to perform discharge. As a method of solving this problem, a drive circuit that operates during discharge (hereinafter referred to as a drive circuit during discharge) is provided separately from a drive circuit that operates during normal operation (hereinafter referred to as a normal drive circuit), and these two drive circuits are provided. A circuit configuration in which power is supplied from separate power sources can be considered.

ところが、二つの駆動回路から個別に出力する駆動信号によってスイッチング素子の駆動制御を行おうとすると、各駆動回路の接続点を通じて、一方の駆動回路から他方の駆動回路に電流が回り込む可能性がある。 However, if drive control of the switching element is performed by drive signals output individually from the two drive circuits, current may flow from one drive circuit to the other drive circuit through a connection point of each drive circuit.

これに対して、図５に示す回路構成を採用することで、一方の駆動回路から他方の駆動回路に電流が回り込むことを防止することが可能となる。この回路構成では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ１００を用いており、ＩＧＢＴ１００を通常時駆動回路１１０と放電時駆動回路１２０にて駆動する。例えば、基本的には、通常時駆動回路１１０にてＩＧＢＴ１００を駆動し、緊急時には、通常時駆動回路１１０によるＩＧＢＴ１００を行わず、放電時駆動回路１２０を用いて確実にＩＧＢＴ１００に蓄積された電荷を引き抜くようにする。 On the other hand, by adopting the circuit configuration shown in FIG. 5, it is possible to prevent current from flowing from one drive circuit to the other drive circuit. In this circuit configuration, the IGBT 100 is used as a switching element, and the IGBT 100 is driven by the normal driving circuit 110 and the discharging driving circuit 120. For example, basically, the IGBT 100 is driven by the normal driving circuit 110, and in the case of an emergency, the IGBT 100 is not performed by the normal driving circuit 110, and the electric charge accumulated in the IGBT 100 is surely accumulated using the discharging driving circuit 120. Try to pull it out.

各駆動回路１１０、１２０は、駆動電圧生成回路１１１、１２１とオン側回路１１２、１２２およびオフ側回路１１３、１２３などを備えた構成とされ、別々の電源１３０、１４０からの電源供給に基づいて作動する。 Each of the drive circuits 110 and 120 includes a drive voltage generation circuit 111 and 121, an on-side circuit 112 and 122, an off-side circuit 113 and 123, and the like, and is based on power supply from separate power supplies 130 and 140. Operate.

具体的には、各駆動回路１１０、１２０は、駆動電圧生成回路１１１、１２１が電源１３０、１４０からの電源供給に基づいてＩＧＢＴ１００のゲートに対して印加する駆動電圧を生成している。駆動電圧生成回路１１１の出力端子とＩＧＢＴ１００のゲートとの間にオン側回路１１２、１２２が備えられており、オン側回路１１２、１２２によって駆動電圧生成回路１１１、１２１とＩＧＢＴ１００との間をオン（接続）すると、駆動電圧生成回路１１１、１２１で生成される駆動電圧がオン側回路１１２、１２２を介してＩＧＢＴ１００に印加され、ＩＧＢＴ１００が駆動される。また、ＩＧＢＴ１００のゲートと基準電位とされる基準点との間にオフ側回路１１３、１２３が接続され、オフ側回路１１３、１２４によってＩＧＢＴ１００のゲートと基準点との間をオン（接続）すると、ＩＧＢＴ１００に蓄積された電荷が基準点側に引き抜かれ、ＩＧＢＴ１００がオフされる。 Specifically, each of the drive circuits 110 and 120 generates a drive voltage that the drive voltage generation circuits 111 and 121 apply to the gate of the IGBT 100 based on power supply from the power supplies 130 and 140. On-side circuits 112 and 122 are provided between the output terminal of the drive voltage generation circuit 111 and the gate of the IGBT 100, and the on-side circuits 112 and 122 turn on between the drive voltage generation circuits 111 and 121 and the IGBT 100 ( Then, the drive voltage generated by the drive voltage generation circuits 111 and 121 is applied to the IGBT 100 via the on-side circuits 112 and 122, and the IGBT 100 is driven. Further, when the off-side circuits 113 and 123 are connected between the gate of the IGBT 100 and a reference point that is set as a reference potential, and when the off-side circuits 113 and 124 turn on (connect) between the gate of the IGBT 100 and the reference point, The electric charge accumulated in the IGBT 100 is drawn to the reference point side, and the IGBT 100 is turned off.

このような構成において、オン側回路１１２、１２２とオフ側回路１１３、１２３との間に抵抗１１４ａ、１１４ｂ、１２４ａ、１２４ｂを配置し、抵抗１１４ａ、１２４ａと抵抗１１４ｂ、１２４ｂの間に駆動電圧生成回路１１１、１２１の出力端子を接続すると共に、オン側回路１１２、１２２と抵抗１１４ａ、１２４ａの間と電源１３０、１４０との間にスイッチ１５０、１６０を備えている。これらスイッチ１５０、１６０により、各駆動電源１３０、１４０とＩＧＢＴ１００をオンさせるためのオン側回路１１２、１２２との間をオンオフ制御できるようにしている。 In such a configuration, resistors 114a, 114b, 124a, and 124b are arranged between the on-side circuits 112 and 122 and the off-side circuits 113 and 123, and a drive voltage is generated between the resistors 114a and 124a and the resistors 114b and 124b. The output terminals of the circuits 111 and 121 are connected, and switches 150 and 160 are provided between the ON-side circuits 112 and 122, the resistors 114a and 124a, and the power supplies 130 and 140. These switches 150 and 160 enable on / off control between the drive power supplies 130 and 140 and the on-side circuits 112 and 122 for turning on the IGBT 100.

そして、通常時駆動回路１１０によってＩＧＢＴ１００を駆動する際には、放電時駆動回路１２０のスイッチ１６０をオフする。これにより、ＩＧＢＴ１００のゲートに接続された各駆動回路１１０、１２０の接続点を通じて、オン側回路１２２やオフ側回路１２３を介して電源１４０側に電流が回り込もうとしても、抵抗１１４ａ、１１４ｂによって大きく減衰されることで、電流の回り込みを防止することが可能となる。逆に、放電時駆動回路１２０によってＩＧＢＴ１００を駆動する際には、通常時駆動回路１１０のスイッチ１５０をオフする。これにより、ＩＧＢＴ１００のゲートに接続された各駆動回路１１０、１２０の接続点を通じて、オン側回路１１２やオフ側回路１１３を介して電源１３０側に電流が回り込もうとしても、抵抗１２４ａ、１２４ｂによって大きく減衰されることで、電流の回り込みを防止することが可能となる。このようにして、電流の回り込みを防止することが可能となる。 When the IGBT 100 is driven by the normal driving circuit 110, the switch 160 of the discharging driving circuit 120 is turned off. As a result, even if a current flows around the power supply 140 through the on-side circuit 122 and the off-side circuit 123 through the connection points of the drive circuits 110 and 120 connected to the gate of the IGBT 100, the resistors 114a and 114b By being greatly attenuated, current wraparound can be prevented. Conversely, when the IGBT 100 is driven by the discharge driving circuit 120, the switch 150 of the normal driving circuit 110 is turned off. As a result, even if a current flows around the power supply 130 through the on-side circuit 112 and the off-side circuit 113 through the connection points of the drive circuits 110 and 120 connected to the gate of the IGBT 100, the resistors 124a and 124b By being greatly attenuated, current wraparound can be prevented. In this way, current wraparound can be prevented.

しかし、各駆動回路１１０、１２０の電源１３０、１４０側を切り離して電流の回り込みを防止したとしても、ＩＧＢＴ１００のゲートから基準点や内部回路に電流が回り込む回路構成とされる場合があり、上記の構成では、このような場合における電流の回り込みを防止できない。このため、このような場合の電流の回り込みが防止できるようにすることが望まれる。 However, even if the power supply 130, 140 side of each drive circuit 110, 120 is disconnected to prevent current wraparound, the circuit configuration may be such that current flows from the gate of the IGBT 100 to the reference point or internal circuit. In the configuration, current sneaking in such a case cannot be prevented. For this reason, it is desired to prevent current wraparound in such a case.

なお、ここではＩＧＢＴ１００のゲートからの電流の回り込みについて説明したが、ＩＧＢＴ１００の他の部位、例えばセンス端子などのように複数の駆動回路が共通して接続される接続点を有する構成においても、電流の回り込みが発生する可能性がある。 Here, the current wraparound from the gate of the IGBT 100 has been described. However, even in a configuration having a connection point where a plurality of drive circuits are connected in common, such as other parts of the IGBT 100, for example, a sense terminal. Wraparound may occur.

本発明は上記点に鑑みて、スイッチング素子の駆動を行う複数の駆動回路が備えられる場合において、複数の駆動回路とスイッチング素子との接続点を通じて、内部回路や基準点に電流が回り込むことを防止できる負荷駆動装置を提供することを目的とする。 In view of the above points, the present invention prevents a current from flowing to an internal circuit or a reference point through a connection point between a plurality of driving circuits and a switching element when a plurality of driving circuits for driving the switching element are provided. An object of the present invention is to provide a load driving device capable of performing the above.

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、第１駆動回路（１０）には、スイッチング素子（１）の所定部位と電気的に接続される第１内部回路（１６）が備えられていると共に、第２駆動回路（２０）にも、スイッチング素子（１）の所定部位と電気的に接続される第２内部回路（２６）が備えられており、第１駆動回路（１０）の第１内部回路（１６）とスイッチング素子（１）との間に、第２駆動回路（２０）がスイッチング素子（１）を制御するときに、第１内部回路（１６）とスイッチング素子（１）との間をオフすることで、第２内部回路（２６）とスイッチング素子（１）との接続点から第１内部回路（１６）への電流の回り込み防止する第１回り込み防止回路（１５）が備えられていると共に、第２駆動回路（２０）の第２内部回路（２６）とスイッチング素子（１）との間に、第１駆動回路（１０）がスイッチング素子（１）を制御するときに、第２内部回路（２６）とスイッチング素子（１）との間をオフすることで、第１内部回路（１６）とスイッチング素子（１）との接続点から第２内部回路（２６）への電流の回り込み防止する第２回り込み防止回路（２５）が備えられていることを特徴としている。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, the first drive circuit (10) includes a first internal circuit (16) electrically connected to a predetermined portion of the switching element (1). In addition, the second drive circuit (20) also includes a second internal circuit (26) that is electrically connected to a predetermined portion of the switching element (1), and the first drive circuit (10). When the second drive circuit (20) controls the switching element (1) between the first internal circuit (16) and the switching element (1), the first internal circuit (16) and the switching element (1) ) To prevent the current from flowing from the connection point between the second internal circuit (26) and the switching element (1) to the first internal circuit (16). And a second drive circuit (2 ) Between the second internal circuit (26) and the switching element (1) when the first driving circuit (10) controls the switching element (1). 1) is turned off to prevent a current from flowing from the connection point between the first internal circuit (16) and the switching element (1) to the second internal circuit (26). ) Is provided.

このように、電流の回り込みが発生し得る回り込み防止対象となる第１、第２内部回路（１６、２６）とスイッチング素子（１）との間に第１、第２回り込み防止回路（１５、２５）を配置している。そして、第１、第２駆動回路（１０、２０）のうち作動させられない側の回り込み防止回路（１５、２５）をオフすることで、回り込み防止対象となる内部回路（１６、２６）にスイッチング素子（１）の所定部位の電圧が印加されないようにしている。これにより、電流の回り込みが発生することを防止することが可能となる。 As described above, the first and second sneak prevention circuits (15, 25) are provided between the first and second internal circuits (16, 26) and the switching element (1) to be prevented from being sneak current. ). Then, by switching off the sneak prevention circuit (15, 25) on the non-actuated side of the first and second drive circuits (10, 20), switching to the internal circuit (16, 26) as a sneak prevention target is performed. The voltage of the predetermined part of the element (1) is not applied. As a result, it is possible to prevent current wraparound.

例えば、請求項２に記載したように、第１回り込み防止回路（１５）は、第１電源（３０）からの電源供給に基づいて定電流を生成する定電流源（１５ａ）と、定電流源（１５ａ）の定電流の流れをオンオフする制御スイッチ（１５ｂ）と、定電流源（１５ａ）から流される定電流に基づいて第１内部回路（１６）とスイッチング素子（１）との間のオンオフを制御するＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ）と、ＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ）のゲートと所定電位とされる基準点との間に接続されたＰＮＰトランジスタ（１５ｅ）と、ＰＮＰトランジスタ（１５ｅ）のベース−コレクタ間を参照電圧に固定する参照電圧回路（１５ｆ）とを有した構成とすることができる。この場合、第２駆動回路（２０）がスイッチング素子（１）を制御するときに、当該第１回り込み回路（１５）に備えられる制御スイッチ（１５ｂ）をオフしてＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ）をオフすることで、第１内部回路（１６）とスイッチング素子（１）との間をオフする。また、第２回り込み防止回路（２５）も、第２電源（４０）からの電源供給に基づいて定電流を生成する定電流源（２５ａ）と、定電流源（２５ａ）の定電流の流れをオンオフする制御スイッチ（２５ｂ）と、定電流源（２５ａ）から流される定電流に基づいて第２内部回路（２６）とスイッチング素子（１）との間のオンオフを制御するＭＯＳＦＥＴ（２５ｇ）と、ＭＯＳＦＥＴ（２５ｇ）のゲートと所定電位とされる基準点との間に接続されたＰＮＰトランジスタ（２５ｅ）と、ＰＮＰトランジスタ（２５ｅ）のベース−コレクタ間を参照電圧に固定する参照電圧回路（２５ｆ）とを有した構成とすることができる。この場合、第１駆動回路（１０）がスイッチング素子（１）を制御するときに、当該第２回り込み回路（２５）に備えられる制御スイッチ（２５ｂ）をオフしてＭＯＳＦＥＴ（２５ｇ）をオフすることで、第２内部回路（２６）とスイッチング素子（１）との間をオフする。 For example, as described in claim 2, the first wraparound prevention circuit (15) includes a constant current source (15a) that generates a constant current based on power supply from the first power supply (30), and a constant current source. A control switch (15b) for turning on and off the constant current flow of (15a), and on / off between the first internal circuit (16) and the switching element (1) based on the constant current supplied from the constant current source (15a) A reference voltage between the base of the PNP transistor (15e) and the PNP transistor (15e) connected between the gate of the MOSFET (15g) and a reference point at a predetermined potential. And a reference voltage circuit (15f) fixed to the circuit. In this case, when the second drive circuit (20) controls the switching element (1), the control switch (15b) provided in the first sneak path (15) is turned off to turn off the MOSFET (15g). Thus, the space between the first internal circuit (16) and the switching element (1) is turned off. In addition, the second wraparound prevention circuit (25) also generates a constant current source (25a) that generates a constant current based on power supply from the second power supply (40) and a constant current flow of the constant current source (25a). A control switch (25b) for turning on / off, a MOSFET (25g) for controlling on / off between the second internal circuit (26) and the switching element (1) based on a constant current supplied from the constant current source (25a), A PNP transistor (25e) connected between the gate of the MOSFET (25g) and a reference point at a predetermined potential, and a reference voltage circuit (25f) for fixing the base-collector of the PNP transistor (25e) to a reference voltage It can be set as the structure with these. In this case, when the first drive circuit (10) controls the switching element (1), the control switch (25b) provided in the second sneak path (25) is turned off to turn off the MOSFET (25g). Thus, the second internal circuit (26) and the switching element (1) are turned off.

請求項３に記載の発明では、第１回り込み防止回路（１５）に備えられるＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ）のゲートにはツェナーダイオード（１５ｃ）とＰＮＰトランジスタ（１５ｄ）が接続され、これらツェナーダイオード（１５ｃ）のツェナー降伏電圧とＰＮＰトランジスタ（１５ｄ）の順方向電圧ＶｆによってＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ）のゲート−ソース間が固定されており、第２回り込み防止回路（２５）に備えられるＭＯＳＦＥＴ（２５ｇ）のゲートにもツェナーダイオード（２５ｃ）とＰＮＰトランジスタ（２５ｄ）が接続され、これらツェナーダイオード（２５ｃ）のツェナー降伏電圧とＰＮＰトランジスタ（２５ｄ）の順方向電圧ＶｆによってＭＯＳＦＥＴ（２５ｇ）のゲート−ソース間が固定されていることを特徴としている。 According to the third aspect of the present invention, a Zener diode (15c) and a PNP transistor (15d) are connected to the gate of the MOSFET (15g) provided in the first wraparound prevention circuit (15), and the Zener diode (15c) The gate-source of the MOSFET (15g) is fixed by the Zener breakdown voltage and the forward voltage Vf of the PNP transistor (15d), and the Zener is also applied to the gate of the MOSFET (25g) provided in the second sneak prevention circuit (25). The diode (25c) and the PNP transistor (25d) are connected, and the gate-source of the MOSFET (25g) is fixed by the Zener breakdown voltage of the Zener diode (25c) and the forward voltage Vf of the PNP transistor (25d). It is characterized by that.

このような構成とすることで、ソース基準としてＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ、２５ｇ）が作動することになり、仮にノイズなどによりドレイン電圧変化が生じても、ＭＯＳＦＥＴ（１５ｇ、２５ｇ）が誤オフしてしまうことを防止することができる。 With this configuration, the MOSFET (15g, 25g) operates as a source reference, and even if the drain voltage changes due to noise or the like, the MOSFET (15g, 25g) is erroneously turned off. Can be prevented.

また、請求項４に記載したように、第１内部回路（１６）および第２内部回路（２６）が接続されるスイッチング素子（１）の所定部位として、スイッチング素子（１）の制御端子を挙げることができる。 Further, as described in claim 4, the control terminal of the switching element (1) is given as a predetermined part of the switching element (1) to which the first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are connected. be able to.

例えば、請求項５に記載したように、第１内部回路（１６）および第２内部回路（２６）をスイッチング素子（１）の制御端子であるゲートの電圧を監視するゲート電圧監視回路とすることができる。この場合、第１内部回路（１６）にて構成されるゲート電圧監視回路は、スイッチング素子のゲート電圧を分圧する分圧抵抗（１６ａ、１６ｂ）と、該分圧抵抗（１６ａ、１６ｂ）による分圧電圧値をゲート閾値電圧と大小比較するコンパレータ（１６ｃ）とを有し、該コンパレータ（１６ｃ）の電源供給が第１電源（３０）にて行われるようにし、第２内部回路（２６）にて構成されるゲート電圧監視回路も、スイッチング素子のゲート電圧を分圧する分圧抵抗（２６ａ、２６ｂ）と、該分圧抵抗（２６ａ、２６ｂ）による分圧電圧値をゲート閾値電圧と大小比較するコンパレータ（２６ｃ）とを有し、該コンパレータ（２６ｃ）の電源供給が第２電源（４０）にて行われるようにすることができる。 For example, as described in claim 5, the first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are gate voltage monitoring circuits that monitor the voltage of the gate that is the control terminal of the switching element (1). Can do. In this case, the gate voltage monitoring circuit constituted by the first internal circuit (16) is divided by the voltage dividing resistors (16a, 16b) for dividing the gate voltage of the switching element and the voltage dividing resistors (16a, 16b). A comparator (16c) that compares the voltage value with the gate threshold voltage, and the power supply of the comparator (16c) is performed by the first power supply (30), and the second internal circuit (26) The gate voltage monitoring circuit configured as described above also compares the voltage dividing resistors (26a, 26b) for dividing the gate voltage of the switching element and the divided voltage value by the voltage dividing resistors (26a, 26b) with the gate threshold voltage. A comparator (26c), and the power supply of the comparator (26c) can be performed by the second power supply (40).

このようなゲート電圧監視回路では、例えば第１駆動回路（１０）が作動させられて第２駆動回路（２０）が作動させられないときには、スイッチング素子（１）のゲートから第２内部回路（２６）のコンパレータ（２６ｃ）の電源とされる第２電源（４０）側に電流が回り込む可能性がある。このため、第２回り込み防止回路（２５）にてスイッチング素子（１）のゲートと第２内部回路（２６）との間をオフすることで、電流が回り込むことを防止することができる。 In such a gate voltage monitoring circuit, for example, when the first drive circuit (10) is operated and the second drive circuit (20) is not operated, the gate of the switching element (1) is connected to the second internal circuit (26). ) May sneak into the second power source (40), which is the power source of the comparator (26c). For this reason, it can prevent that an electric current wraps around by turning off between the gate of switching element (1), and the 2nd internal circuit (26) in the 2nd wraparound prevention circuit (25).

また、請求項６に記載したように、第１内部回路（１６）および第２内部回路（２６）が接続されるスイッチング素子（１）の所定部位として、スイッチング素子（１）のセンス端子を挙げることもできる。 In addition, as described in claim 6, the sense terminal of the switching element (1) is given as a predetermined part of the switching element (1) to which the first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are connected. You can also.

例えば、請求項７に記載したように、第１内部回路（１６）および第２内部回路（２６）をスイッチング素子（１）のセンス端子のセンス電圧を監視するセンス電圧監視回路とすることができる。この場合、第１内部回路（１６）にて構成されるセンス電圧監視回路は、スイッチング素子のセンス電圧をセンス閾値電圧と大小比較するコンパレータ（１６ｄ）を有し、該コンパレータ（１６ｄ）の電源供給が第１電源（３０）にて行われるようにし、第２内部回路（２６）にて構成されるセンス電圧監視回路も、スイッチング素子のゲート電圧をセンス閾値電圧と大小比較するコンパレータ（２６ｄ）を有し、該コンパレータ（２６ｄ）の電源供給が第２電源（４０）にて行われるようにすることができる。 For example, as described in claim 7, the first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) can be sense voltage monitoring circuits that monitor the sense voltage of the sense terminal of the switching element (1). . In this case, the sense voltage monitoring circuit configured by the first internal circuit (16) includes a comparator (16d) that compares the sense voltage of the switching element with the sense threshold voltage, and supplies power to the comparator (16d). Is performed by the first power supply (30), and the sense voltage monitoring circuit configured by the second internal circuit (26) also includes a comparator (26d) that compares the gate voltage of the switching element with the sense threshold voltage. And the comparator (26d) can be powered by the second power source (40).

このようなゲート電圧監視回路では、例えば第１駆動回路（１０）が作動させられて第２駆動回路（２０）が作動させられないときには、スイッチング素子（１）のセンス端子から第２内部回路（２６）のコンパレータ（２６ｄ）の電源とされる第２電源（４０）側に電流が回り込む可能性がある。このため、第２回り込み防止回路（２５）にてスイッチング素子（１）のセンス端子と第２内部回路（２６）との間をオフすることで、電流が回り込むことを防止することができる。 In such a gate voltage monitoring circuit, for example, when the first drive circuit (10) is operated and the second drive circuit (20) is not operated, the sense terminal of the switching element (1) is connected to the second internal circuit ( 26), the current may sneak to the side of the second power source (40) that is the power source of the comparator (26d). For this reason, by turning off between the sense terminal of the switching element (1) and the second internal circuit (26) in the second wraparound prevention circuit (25), it is possible to prevent the current from wrapping around.

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した回路ブロック図である。1 is a circuit block diagram showing a circuit configuration of a load driving device according to a first embodiment of the present invention. 回り込み防止回路１５、２５と回り込み防止対象となる内部回路１６、２６の具体的な回路例を示した図である。It is the figure which showed the specific circuit example of the wraparound prevention circuits 15 and 25 and the internal circuits 16 and 26 used as the wraparound prevention object. 本発明の第２実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した回路ブロック図である。It is the circuit block diagram which showed the circuit structure of the load drive device concerning 2nd Embodiment of this invention. 回り込み防止回路１５、２５と回り込み防止対象となる内部回路１６、２６の具体的な回路例を示した図である。It is the figure which showed the specific circuit example of the wraparound prevention circuits 15 and 25 and the internal circuits 16 and 26 used as the wraparound prevention object. 本発明者らが検討した負荷駆動装置の回路構成を示した回路ブロック図である。It is the circuit block diagram which showed the circuit structure of the load drive device which the present inventors examined.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について説明する。図１は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した回路ブロック図である。また、図２は、図１に示す負荷駆動装置に備えられる各部の詳細構成を示した回路図である。以下、これらの図を参照して、本実施形態にかかる負荷駆動装置について説明する。 (First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit block diagram showing a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of each unit provided in the load driving device shown in FIG. Hereinafter, the load driving device according to the present embodiment will be described with reference to these drawings.

図１に示すように、本実施形態の負荷駆動装置では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ１を用いており、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を制御することにより、ＩＧＢＴ１をオンオフ制御し、負荷への電力供給を制御している。例えば、ＩＧＢＴ１は、図示しない電力変換装置において、電池への充電を制御するために用いられる。電力変換装置は、例えば、電源に対して平滑用コンデンサが接続されている共に平滑用コンデンサに対して並列的にダイオードおよび電池を有する直列回路が接続された構成とされる。そして、ＩＧＢＴ１のコレクタが平滑用コンデンサとダイオードのアノードとの間に接続され、ＩＧＢＴ１がオフされている間は、平滑用コンデンサにて一定の充電電圧に保ちながら電池への充電を行い、ＩＧＢＴ１をオフすると、平滑用コンデンサに蓄積された電荷を引き抜くことで電池への充電を停止させる。このような電力変換装置における負荷となる電池への充電制御のスイッチング素子等として、本実施形態のＩＧＢＴ１を用いることができる。 As shown in FIG. 1, in the load driving device of this embodiment, the IGBT 1 is used as a switching element. By controlling the gate voltage of the IGBT 1, the IGBT 1 is controlled to be turned on / off, and the power supply to the load is controlled. Yes. For example, the IGBT 1 is used for controlling charging of a battery in a power converter (not shown). The power converter is configured, for example, such that a smoothing capacitor is connected to a power source and a series circuit having a diode and a battery is connected in parallel to the smoothing capacitor. The IGBT 1 collector is connected between the smoothing capacitor and the anode of the diode, and while the IGBT 1 is turned off, the battery is charged while maintaining a constant charging voltage with the smoothing capacitor. When turned off, the charge stored in the smoothing capacitor is extracted to stop charging the battery. The IGBT 1 of the present embodiment can be used as a switching element or the like for controlling charging of a battery serving as a load in such a power conversion device.

なお、ここでは電力変換装置における電池への充電制御のスイッチング素子としてＩＧＢＴ１を適用する場合について説明したが、勿論、負荷への接続ラインのオンオフ制御を行う他の形態に適用されても良い。また、ここではＩＧＢＴ１のコレクタが電源側に接続され、エミッタがＧＮＤに接続される形態を例に挙げているが、エミッタが所定の電位とされる基準点に接続されても良い。すなわち、ＩＧＢＴ１のコレクタ側もしくはエミッタ側のいずれかに負荷が接続されるが、負荷がコレクタ側とエミッタ側のいずれに接続されるかで基準点の電位が変化する。例えば、ＩＧＢＴ１を複数個備えることでインバータを構成すれば、三相モータなどが負荷となり、三相それぞれの上アームもしくは下アームとして図１に示す負荷駆動装置を適用することができる。図１に示す負荷駆動装置が上アームとして適用されるものであれば、ＩＧＢＴ１のコレクタが電源に接続され、エミッタが三相モータに接続される。また、図１に示す負荷駆動装置が下アームとして適用されるものであれば、ＩＧＢＴ１のコレクタが三相モータに接続され、エミッタがＧＮＤに接続される。このため、エミッタの接続先に応じて基準点の電位が変化することになる。 In addition, although the case where IGBT1 was applied as a switching element of the charge control to the battery in a power converter device was demonstrated here, of course, you may apply to the other form which performs on-off control of the connection line to load. Further, here, the collector of the IGBT 1 is connected to the power supply side and the emitter is connected to the GND. However, the emitter may be connected to a reference point at a predetermined potential. That is, a load is connected to either the collector side or the emitter side of the IGBT 1, but the potential of the reference point changes depending on whether the load is connected to the collector side or the emitter side. For example, when an inverter is configured by providing a plurality of IGBTs 1, a three-phase motor or the like becomes a load, and the load driving device shown in FIG. 1 can be applied as an upper arm or a lower arm for each of the three phases. If the load driving device shown in FIG. 1 is applied as an upper arm, the collector of the IGBT 1 is connected to a power source, and the emitter is connected to a three-phase motor. If the load driving device shown in FIG. 1 is applied as a lower arm, the collector of the IGBT 1 is connected to the three-phase motor, and the emitter is connected to GND. For this reason, the potential of the reference point changes according to the connection destination of the emitter.

図１に示すように、負荷駆動装置では、ＩＧＢＴ１を通常時駆動回路１０と放電時駆動回路２０にて駆動する。通常時駆動回路１０と放電時駆動回路２０は、同じ回路構成とされており、双方共に、ＩＧＢＴ１のオンオフ駆動を行うことができる構成とされている。例えば、通常時駆動回路１０にてＩＧＢＴ１を駆動し、緊急時には、通常時駆動回路１０によるＩＧＢＴ１の駆動を行わず、放電時駆動回路２０を用いて確実にＩＧＢＴ１に蓄積された電荷を引き抜くようにする。緊急時としては、負荷駆動装置を車載用に使用するような場合には、車両衝突時などが挙げられ、車両衝突時などに放電時駆動回路２０を用いて確実にＩＧＢＴ１に蓄積された電荷を引き抜くことで、電池への充電がオフされるようにしている。 As shown in FIG. 1, in the load driving device, the IGBT 1 is driven by a normal driving circuit 10 and a discharging driving circuit 20. The normal-time drive circuit 10 and the discharge-time drive circuit 20 have the same circuit configuration, and both are configured to be able to drive the IGBT 1 on and off. For example, the IGBT 1 is driven by the normal driving circuit 10 and, in an emergency, the IGBT 1 is not driven by the normal driving circuit 10, and the electric charge accumulated in the IGBT 1 is reliably extracted using the discharging driving circuit 20. To do. In the case of an emergency, when the load driving device is used for in-vehicle use, there is a case of a vehicle collision or the like, and the electric charge accumulated in the IGBT 1 is surely stored by using the discharge driving circuit 20 at the time of a vehicle collision or the like. The battery is turned off by pulling it out.

各駆動回路１０、２０は、駆動電圧生成回路１１、２１とオン側回路１２、２２およびオフ側回路１３、２３が備えられた構成とされている。各駆動回路１０、２０は、別々の電源３０、４０からの電源供給に基づいて作動し、各電源３０、４０が発生する電源電圧が各駆動回路１０、２０における駆動電圧生成回路１１、２１に印加されるようにしてある。各電源３０、４０からは、各駆動回路１０、２０に基本的には同じ電圧が印加されることで、各駆動回路１０、２０が作動させられることになるが、図１中には電源３０から駆動電圧生成回路１１に電圧Ｖａが印加され、電源４０から駆動電圧生成回路２１に電圧Ｖｂが印加されるものとして記載してある。 Each of the drive circuits 10 and 20 is configured to include drive voltage generation circuits 11 and 21, on-side circuits 12 and 22, and off-side circuits 13 and 23. Each drive circuit 10, 20 operates based on power supply from separate power supplies 30, 40, and the power supply voltage generated by each power supply 30, 40 is applied to the drive voltage generation circuit 11, 21 in each drive circuit 10, 20. It is supposed to be applied. From the power sources 30 and 40, basically, the same voltage is applied to the drive circuits 10 and 20, whereby the drive circuits 10 and 20 are operated. In FIG. The voltage Va is applied to the drive voltage generation circuit 11 and the voltage Vb is applied from the power source 40 to the drive voltage generation circuit 21.

具体的には、各駆動回路１０、２０は、電源３０、４０からの電源供給に基づいて駆動電圧生成回路１１、２１でＩＧＢＴ１のゲートに対して印加する駆動電圧を生成している。駆動電圧生成回路１１の出力端子とＩＧＢＴ１のゲートとの間にオン側回路１２、２２が備えられており、オン側回路１２、２２によって駆動電圧生成回路１１、２１とＩＧＢＴ１との間をオン（接続）すると、駆動電圧生成回路１１、２１で生成される駆動電圧がオン側回路１２、２２を介してＩＧＢＴ１に印加され、ＩＧＢＴ１が駆動される。また、ＩＧＢＴ１のゲートと基準点との間にオフ側回路１３、２３が接続され、オフ側回路１３、２３によってＩＧＢＴ１のゲートと基準点との間をオン（接続）すると、ＩＧＢＴ１に蓄積された電荷が基準点側に引き抜かれ、ＩＧＢＴ１がオフされる。 Specifically, each of the drive circuits 10 and 20 generates a drive voltage to be applied to the gate of the IGBT 1 by the drive voltage generation circuits 11 and 21 based on power supply from the power supplies 30 and 40. On-side circuits 12 and 22 are provided between the output terminal of the drive voltage generation circuit 11 and the gate of the IGBT 1, and the on-side circuits 12 and 22 turn on between the drive voltage generation circuits 11 and 21 and the IGBT 1 ( Then, the drive voltage generated by the drive voltage generation circuits 11 and 21 is applied to the IGBT 1 via the on-side circuits 12 and 22, and the IGBT 1 is driven. Further, when the off-side circuits 13 and 23 are connected between the gate of the IGBT 1 and the reference point, and the gates of the IGBT 1 and the reference point are turned on (connected) by the off-side circuits 13 and 23, they are accumulated in the IGBT 1. The charge is extracted toward the reference point, and the IGBT 1 is turned off.

例えば、オン側回路１２、２２やオフ側回路１３、２３は、スイッチング素子などによって構成される。そして、図示しないマイコンなどの制御手段からＩＧＢＴ１をオンすることを指令する駆動信号が入力されると、オン側回路１２、２２を構成するスイッチング素子がオンさせられると共にオフ側回路１３、２３を構成するスイッチング素子がオフさせられることで駆動電圧生成回路１１、２１が生成する駆動電圧をＩＧＢＴ１のゲートに印加する。これにより、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇し、ＩＧＢＴ１がオンさせられる。一方、図示しないマイコンなどの制御手段からＩＧＢＴ１をオフすることを指令する駆動信号が入力されると、オン側回路１２、２２を構成するスイッチング素子がオフさせられると共にオフ側回路１３、２３を構成するスイッチング素子がオンさせられることでＩＧＢＴ１のゲートに蓄積された電荷が引き抜かれる。これにより、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が低下し、ＩＧＢＴ１がオフさせられる。 For example, the on-side circuits 12 and 22 and the off-side circuits 13 and 23 are configured by switching elements. When a drive signal that instructs to turn on the IGBT 1 is input from a control means such as a microcomputer (not shown), the switching elements constituting the on-side circuits 12 and 22 are turned on and the off-side circuits 13 and 23 are configured. When the switching element to be turned off is turned off, the drive voltage generated by the drive voltage generation circuits 11 and 21 is applied to the gate of the IGBT 1. Thereby, the gate voltage of IGBT1 rises and IGBT1 is turned on. On the other hand, when a drive signal instructing to turn off the IGBT 1 is input from a control means such as a microcomputer (not shown), the switching elements constituting the on-side circuits 12 and 22 are turned off and the off-side circuits 13 and 23 are configured. When the switching element to be turned on is turned on, the charge accumulated in the gate of the IGBT 1 is extracted. Thereby, the gate voltage of IGBT1 falls and IGBT1 is turned off.

また、オン側回路１２、２２の入力端子と基準点との間には、抵抗１４ａ、１４ｂ、２４ａ、２４ｂが配置されている。これら抵抗１４ａ、２４ａと抵抗１４ｂ、２４ｂの間には、駆動電圧生成回路１１、２１の出力端子が接続されている。このため、オン側回路１２、２２の入力端子と基準点との間は、抵抗１４ａ、１４ｂ、２４ａ、２４ｂを介してフィードバックループを構成する。さらに、オン側回路１２、２２と抵抗１４ａ、２４ａの間と電源３０、４０との間にスイッチ５０、６０が備えられている。これら各スイッチ５０、６０により、各電源３０、４０とＩＧＢＴ１をオンさせるためのオン側回路１２、２２との間のオンオフを制御できるようにしており、スイッチ５０、６０がオンのときにはオン側回路１２、２２は電源３０、４０の電圧を受け、スイッチ５０、６０がオフのときにはオン側回路１２、２２は駆動電圧生成回路１１、２１で生成される駆動電圧を受ける。このため、スイッチ５０、６０のオンオフに伴ってオン側回路１２、２２への電力供給源を切り替えられるようにしてある。 Resistors 14a, 14b, 24a, and 24b are arranged between the input terminals of the on-side circuits 12 and 22 and the reference point. The output terminals of the drive voltage generation circuits 11 and 21 are connected between the resistors 14a and 24a and the resistors 14b and 24b. Therefore, a feedback loop is configured between the input terminals of the on-side circuits 12 and 22 and the reference point via the resistors 14a, 14b, 24a, and 24b. Furthermore, switches 50 and 60 are provided between the ON-side circuits 12 and 22 and the resistors 14a and 24a and between the power supplies 30 and 40. These switches 50 and 60 can control on / off between the power supplies 30 and 40 and the on-side circuits 12 and 22 for turning on the IGBT 1, and when the switches 50 and 60 are on, the on-side circuit is turned on. 12 and 22 receive the voltages of the power supplies 30 and 40. When the switches 50 and 60 are off, the on-side circuits 12 and 22 receive the drive voltage generated by the drive voltage generation circuits 11 and 21, respectively. Therefore, the power supply source to the on-side circuits 12 and 22 can be switched with the on / off of the switches 50 and 60.

さらに、本実施形態の負荷駆動装置には、回り込み防止回路１５、２５が備えられていると共に、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６が備えられている。回り込み防止対象となる内部回路１６、２６は、駆動回路１０、２０のうちの一方が作動させられて他方が作動させられない場合において、作動させられている側から作動させられない側に電流の回り込みを発生させる可能性がある回路である。回り込み防止回路１５、２５は、この回り込み防止対象となる内部回路１６、２６のハイサイド側に配置され、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６への電流の回り込みを防止する。 Further, the load driving device of the present embodiment is provided with sneaking prevention circuits 15 and 25 and also with internal circuits 16 and 26 to be sneak proof. When one of the drive circuits 10 and 20 is activated and the other is not activated, the internal circuits 16 and 26 that are to be prevented from sneaking up have a current flowing from the activated side to the non-activated side. This is a circuit that may cause wraparound. The sneak prevention circuits 15 and 25 are arranged on the high side of the internal circuits 16 and 26 that are to be prevented from sneaking, and prevent current from sneaking into the internal circuits 16 and 26 that are to be prevented from sneaking.

図２は、これら回り込み防止回路１５、２５と回り込み防止対象となる内部回路１６、２６の具体的な回路例を示した図である。なお、図２では、回り込み防止回路１５、２５と回り込み防止対象となる内部回路１６、２６の各部について両方の符号を付してあるが、同様の回路によって構成されているからであり、実際には各駆動回路１０、２０にそれぞれ別構成として備えられている。 FIG. 2 is a diagram showing a specific circuit example of the sneaking prevention circuits 15 and 25 and the internal circuits 16 and 26 to be prevented from sneaking. In FIG. 2, both reference numerals are given to each part of the sneak prevention circuits 15 and 25 and the internal circuits 16 and 26 to be sneak proof, because they are constituted by similar circuits. Are provided as separate components in the drive circuits 10 and 20, respectively.

図２（ａ）に示すように、回り込み防止回路１５、２５は、定電流源１５ａ、２５ａ、制御スイッチ１５ｂ、２５ｂ、ツェナーダイオード１５ｃ、２５ｃ、第１トランジスタ１５ｄ、２５ｄ、第２トランジスタ１５ｅ、２５ｅ、参照電圧回路１５ｆ、２５ｆ、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇおよび抵抗１５ｈ、２５ｈを備えた構成とされている。 As shown in FIG. 2A, the sneak prevention circuits 15 and 25 include constant current sources 15a and 25a, control switches 15b and 25b, Zener diodes 15c and 25c, first transistors 15d and 25d, and second transistors 15e and 25e. Reference voltage circuits 15f and 25f, MOSFETs 15g and 25g, and resistors 15h and 25h are provided.

定電流源１５ａ、２５ａは、各駆動回路１０、２０それぞれの電源３０、４０からの電源供給に基づいて定電流を生成する。制御スイッチ１５ｂ、２５ｂは、定電流源１５ａ、２５ａからＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇのゲートへの電流供給経路をオンオフするもので、制御信号に基づいてオンオフ制御される。制御スイッチ１５ｂ、２５ｂは、制御信号がハイレベルのときにオンされると共にローレベルのときにオフされる。制御信号は、図示しないマイコンから出力され、駆動回路１０、２０が作動させられるときにはハイレベル、作動させられないときにはローレベルになる。 The constant current sources 15a and 25a generate a constant current based on power supply from the power supplies 30 and 40 of the drive circuits 10 and 20, respectively. The control switches 15b and 25b turn on and off the current supply path from the constant current sources 15a and 25a to the gates of the MOSFETs 15g and 25g, and are on / off controlled based on a control signal. The control switches 15b and 25b are turned on when the control signal is at a high level and turned off when the control signal is at a low level. The control signal is output from a microcomputer (not shown), and is at a high level when the drive circuits 10 and 20 are operated, and at a low level when the drive circuits 10 and 20 are not operated.

ツェナーダイオード１５ｃ、２５ｃおよび第１トランジスタ１５ｄ、２５ｄは、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇのゲート−ソース間電圧をクランプする役割を果たす。すなわち、ツェナーダイオード１５ｃ、２５ｃのツェナー降伏電圧とＰＮＰトランジスタで構成された第１トランジスタ１５ｄ、２５ｄのベース−エミッタ間電圧（つまり順方向電圧Ｖｆ）を加算した電圧値にゲート−ソース間電圧を固定している。 The Zener diodes 15c and 25c and the first transistors 15d and 25d serve to clamp the gate-source voltages of the MOSFETs 15g and 25g. That is, the gate-source voltage is fixed to the voltage value obtained by adding the Zener breakdown voltage of the Zener diodes 15c and 25c and the base-emitter voltage (that is, the forward voltage Vf) of the first transistors 15d and 25d composed of PNP transistors. doing.

第２トランジスタ１５ｅ、２５ｅと参照電圧回路１５ｆ、２５ｆは、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇのゲート電圧を固定するためのものである。すなわち、ＰＮＰトランジスタにて構成された第２トランジスタ１５ｅ、２５ｅと参照電圧回路１５ｆ、２５ｆにて形成される参照電圧ｒｅｆを加算した電圧値にゲート電圧を固定できる。これにより、電源側の定電流が飽和することを防止でき、それによる回路の誤動作を防止できるようになっている。 The second transistors 15e and 25e and the reference voltage circuits 15f and 25f are for fixing the gate voltages of the MOSFETs 15g and 25g. That is, the gate voltage can be fixed to a voltage value obtained by adding the reference voltages ref formed by the second transistors 15e and 25e configured by PNP transistors and the reference voltage circuits 15f and 25f. As a result, it is possible to prevent the constant current on the power source side from being saturated, thereby preventing malfunction of the circuit.

ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇは、ドレインおよびソースがそれぞれ回り込み防止回路１５、２５における入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａとして用いられる。このＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇがオンオフ制御させられることで、入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａのオンオフが制御され、回り込み防止回路１５、２５のオンオフが制御される。本実施形態の場合、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇは、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴにて構成されており、定電流源１５ａ、２５ａからの電流供給に基づいてゲートに対して電荷が蓄積されるとオンさせられ、制御スイッチ１５ｂ、２５ｂがオフされて定電流源１５ａ、２５ａからの電流供給がオフされるとゲートに蓄積された電荷が引き抜かれてオフされる。 The MOSFETs 15g and 25g are used as the input terminal INa and the output terminal OUTa in the sneak prevention circuits 15 and 25, respectively. When the MOSFETs 15g and 25g are controlled to be turned on / off, the on / off of the input terminal INa and the output terminal OUTa is controlled, and the on / off of the wraparound prevention circuits 15 and 25 is controlled. In the case of the present embodiment, the MOSFETs 15g and 25g are composed of Nch MOSFETs, which are turned on when electric charges are accumulated in the gates based on current supply from the constant current sources 15a and 25a, and the control switches 15b, When 25b is turned off and the current supply from the constant current sources 15a and 25a is turned off, the charge accumulated in the gate is extracted and turned off.

なお、抵抗１５ｈ、２５ｈは、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇをオフするときのゲート電圧固定用のプルダウン抵抗である。 The resistors 15h and 25h are pull-down resistors for fixing the gate voltage when the MOSFETs 15g and 25g are turned off.

また、図２（ｂ）に示すように、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６としては、例えばゲート電圧監視回路が挙げられる。ゲート電圧監視回路では、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を入力し、これを抵抗１６ａ、１６ｂ、２６ａ、２６ｂにて分圧した分圧電圧値をコンパレータ１６ｃ、２６ｃにてゲート閾値電圧ｒｅｆと大小比較することでゲート電圧監視を行っている。コンパレータ１６ｃ、２６ｃの電源供給は、各駆動回路１０、２０への電源供給を行っている電源３０、４０にて行われている。このゲート電圧監視回路では、例えば、ＩＧＢＴ１のゲート電圧の分圧電圧値がゲート閾値電圧ｒｅｆ未満のときにはローレベル、ゲート閾値電圧ｒｅｆ以上になるとハイレベルを出力することでゲート電圧を監視している。 Further, as shown in FIG. 2B, examples of the internal circuits 16 and 26 to be prevented from wrapping include a gate voltage monitoring circuit. In the gate voltage monitoring circuit, the gate voltage of the IGBT 1 is input, and the divided voltage value obtained by dividing the gate voltage by the resistors 16a, 16b, 26a, and 26b is compared with the gate threshold voltage ref by the comparators 16c and 26c. The gate voltage is monitored. The comparators 16c and 26c are supplied with power by power sources 30 and 40 that supply power to the drive circuits 10 and 20, respectively. In this gate voltage monitoring circuit, for example, the gate voltage is monitored by outputting a low level when the divided voltage value of the gate voltage of the IGBT 1 is less than the gate threshold voltage ref and outputting a high level when the gate threshold voltage ref is higher than the gate threshold voltage ref. .

ゲート電圧監視回路の場合、電源供給オフや車両の衝突などによって電源３０、４０のいずれか一方から印加される電圧が低下すると、図２（ｂ）中の矢印で示したように高電位側となるＩＧＢＴ１のゲート側から低電位となるコンパレータ１６ｃ、２６ｃの電源側に電流が回り込む可能性がある。このような回り込みを回り込み防止回路１５、２５によって防止する。 In the case of the gate voltage monitoring circuit, when the voltage applied from one of the power sources 30 and 40 decreases due to power supply off or a vehicle collision, the high potential side and the high potential side are indicated as shown by the arrows in FIG. There is a possibility that current flows from the gate side of the IGBT 1 to the power source side of the comparators 16c and 26c having a low potential. Such wraparound is prevented by the wraparound prevention circuits 15 and 25.

このような回路構成により、本実施形態にかかる負荷駆動装置が構成されている。なお、ここでは負荷駆動装置の基本構成のみを示したが、ＩＧＢＴ１の温度検出回路などのような他の回路構成が備えられていても良い。また、ＩＧＢＴ１にはセンス端子が備えられており、センス端子を通じて過電流検出を行うこともできる。このような回路を備えることもできる。 With such a circuit configuration, the load driving device according to the present embodiment is configured. Although only the basic configuration of the load driving device is shown here, other circuit configurations such as a temperature detection circuit of the IGBT 1 may be provided. Further, the IGBT 1 is provided with a sense terminal, and overcurrent detection can also be performed through the sense terminal. Such a circuit can also be provided.

上記のような回路構成を有する負荷駆動装置は、以下のように作動する。 The load driving device having the circuit configuration as described above operates as follows.

まず、通常時には、通常時駆動回路１０が作動させられることでＩＧＢＴ１のオンオフ制御が行われる。すなわち、通常時駆動回路１０のスイッチ５０がオンされ、マイコンなどの制御手段からＩＧＢＴ１をオンすることを指令する駆動信号が入力されると、オン側回路１２がオンさせられると共にオフ側回路１３がオフさせられる。これにより、電源３０からＩＧＢＴ１のゲートに対する電圧印加が行われてＩＧＢＴ１がオンされ、ＩＧＢＴ１を通じて図示しない平滑コンデンサからの電荷の引き抜きが行われ、電池への充電が停止させられる。また、マイコンなどの制御手段からＩＧＢＴ１をオフすることを指令する駆動信号が入力されると、オン側回路１２がオフさせられると共にオフ側回路１３がオンさせられる。これにより、ＩＧＢＴ１がオンされ、図示しない平滑コンデンサが所定電圧となるまで充電が行われると共に電池への充電が行われる。 First, at the normal time, the normal-time drive circuit 10 is operated so that the on / off control of the IGBT 1 is performed. That is, when the switch 50 of the normal driving circuit 10 is turned on and a driving signal instructing to turn on the IGBT 1 is input from a control unit such as a microcomputer, the on-side circuit 12 is turned on and the off-side circuit 13 is turned on. Turned off. As a result, voltage is applied from the power supply 30 to the gate of the IGBT 1 to turn on the IGBT 1, the charge is extracted from a smoothing capacitor (not shown) through the IGBT 1, and charging of the battery is stopped. Further, when a drive signal instructing to turn off the IGBT 1 is input from a control means such as a microcomputer, the on-side circuit 12 is turned off and the off-side circuit 13 is turned on. As a result, the IGBT 1 is turned on and charging is performed until the smoothing capacitor (not shown) reaches a predetermined voltage and the battery is charged.

そして、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６がゲート電圧監視回路とされている場合には、ゲート電圧監視回路にてＩＧＢＴ１のゲート電圧が監視される。そして、ゲート電圧がゲート閾値電圧ｒｅｆ以上になったことが検出されると、例えばクランプ回路を作動させることでＩＧＢＴ１をクランプ電圧にクランプし、短絡などによる過電流の発生を防止する。 When the internal circuits 16 and 26 to be prevented from wraparound are gate voltage monitoring circuits, the gate voltage of the IGBT 1 is monitored by the gate voltage monitoring circuit. When it is detected that the gate voltage is equal to or higher than the gate threshold voltage ref, for example, the clamp circuit is operated to clamp the IGBT 1 to the clamp voltage, thereby preventing the occurrence of an overcurrent due to a short circuit or the like.

一方、通常時には、放電時駆動回路２０は作動させられない。このため、放電時駆動回路２０のスイッチ６０がオフされる。これにより、ＩＧＢＴ１のゲートに接続された各駆動回路１０、２０の接続点を通じて、オン側回路１２やオフ側回路１３を介して電流が電源４０側に回り込もうとしても、抵抗２４ａ、２４ｂによって大きく減衰されることで、電流の回り込みを防止することが可能となる。 On the other hand, at the normal time, the driving circuit 20 at the time of discharging is not operated. For this reason, the switch 60 of the driving circuit 20 during discharging is turned off. As a result, even if the current tries to sneak to the power supply 40 side through the on-side circuit 12 and the off-side circuit 13 through the connection points of the drive circuits 10 and 20 connected to the gate of the IGBT 1, the resistors 24a and 24b By being greatly attenuated, current wraparound can be prevented.

さらに、通常時駆動回路１０における回り込み防止回路１５では、制御信号としてハイレベルが入力されることで制御スイッチ１５ｂがオンさせられ、定電流源１５ａからの定電流の供給に基づいてＭＯＳＦＥＴ１５ｇがオンさせられる。したがって、回り込み防止回路１５がオンさせられ、回り込み防止対象となる内部回路１６にＩＧＢＴ１のゲート電圧が入力されるようにできる。 Further, in the sneak prevention circuit 15 in the normal driving circuit 10, the control switch 15b is turned on when a high level is inputted as the control signal, and the MOSFET 15g is turned on based on the supply of the constant current from the constant current source 15a. It is done. Therefore, the wraparound prevention circuit 15 is turned on, and the gate voltage of the IGBT 1 can be input to the internal circuit 16 that is the wraparound prevention target.

このとき、ツェナーダイオード１５ｃおよび第１トランジスタ１５ｄによてゲート−ソース間電圧がクランプされるため、ソース基準としてＭＯＳＦＥＴ１５ｇが作動することになり、仮にノイズなどによりドレイン電圧変化が生じても、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇが誤オフしてしまうことを防止することができる。ＩＧＢＴ駆動回路のように、高速スイッチングが行われる回路では、ドレイン電圧変化に対する誤オフは必要な特徴であり、高速スイッチングが行われてもＭＯＳＦＥＴ１５ｇが誤オフしないようにできる。また、ＭＯＳＦＥＴ１５ｇのゲート電圧は、第２トランジスタ１５ｅと参照電圧回路１５ｆとによってクランプされるため、電源側の定電流が飽和することを防止でき、それによる回路の誤動作も防止することができる。 At this time, since the gate-source voltage is clamped by the Zener diode 15c and the first transistor 15d, the MOSFET 15g operates as a source reference. Even if the drain voltage changes due to noise or the like, the MOSFET 15g It is possible to prevent erroneous turn-off. In a circuit in which high-speed switching is performed, such as an IGBT drive circuit, erroneous OFF with respect to a drain voltage change is a necessary feature, and even if high-speed switching is performed, the MOSFET 15g can be prevented from being erroneously OFF. Further, since the gate voltage of the MOSFET 15g is clamped by the second transistor 15e and the reference voltage circuit 15f, it is possible to prevent the constant current on the power source side from being saturated, and to prevent malfunction of the circuit due to the saturation.

一方、放電時駆動回路２０については、制御信号としてローレベルが入力されることで制御スイッチ２５ｂがオフさせられ、定電流源２５ａからの定電流の供給が停止されるため、ＭＯＳＦＥＴ２５ｇがオフさせられる。したがって、回り込み防止回路２５がオフさせられ、回り込み防止対象となる内部回路２６にＩＧＢＴ１のゲート電圧が入力されない。このため、回り込み防止対象となる内部回路２６がゲート電圧監視回路の場合に、電源供給オフによって電源４０から印加される電圧が低下しても、図２（ｂ）中の矢印で示したような電流の回り込みが生じることを防止できる。 On the other hand, for the discharging drive circuit 20, the control switch 25b is turned off by inputting a low level as a control signal, and the supply of the constant current from the constant current source 25a is stopped, so that the MOSFET 25g is turned off. . Therefore, the wraparound prevention circuit 25 is turned off, and the gate voltage of the IGBT 1 is not input to the internal circuit 26 that is a wraparound prevention target. Therefore, when the internal circuit 26 to be prevented from sneaking is a gate voltage monitoring circuit, even if the voltage applied from the power supply 40 decreases due to the power supply off, as indicated by the arrow in FIG. Current wraparound can be prevented.

また、放電時には、上記通常時と同様の動作が放電時駆動回路２０によって行われ、通常時駆動回路１０は作動させられなくなる。この場合には、通常時駆動回路１０におけるスイッチ５０がオフさせられると共に回り込み防止回路１５がオフさせられる。したがって、オン側回路１２やオフ側回路１３を通じて電流が電源３０側に回り込もうとすることを防止できると共に、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が回り込み防止対象となる内部回路１６に印加されないようにでき、内部回路１６内で電流の回り込みが生じることを防止できる。 Further, at the time of discharging, the same operation as that at the normal time is performed by the discharge-time driving circuit 20, and the normal time driving circuit 10 cannot be operated. In this case, the switch 50 in the normal driving circuit 10 is turned off and the wraparound prevention circuit 15 is turned off. Therefore, it is possible to prevent the current from going to the power supply 30 side through the on-side circuit 12 and the off-side circuit 13 and to prevent the gate voltage of the IGBT 1 from being applied to the internal circuit 16 that is the target of the sneak current. It is possible to prevent current wraparound in the circuit 16.

なお、上記回路構成の場合、回り込み防止回路１５、２５に印加されるゲート電圧は第１、第２電源３０、４０の電源電圧Ｖａ、Ｖｂで制限される。このため、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴにて構成されたＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇのソース電圧（出力端子ＯＵＴａの電位）は、電源電圧Ｖａ（またはＶｂ）−Ｖｓａｔ（定電流の飽和電圧）−Ｖｔ（ＭＯＳＦＥＴ１５ｇ、２５ｇの閾値電圧）までしか上がらない。したがって、これを満たすように使用する電圧範囲を調整している。 In the case of the above circuit configuration, the gate voltage applied to the wraparound prevention circuits 15 and 25 is limited by the power supply voltages Va and Vb of the first and second power supplies 30 and 40. For this reason, the source voltages (potentials of the output terminal OUTa) of the MOSFETs 15g and 25g formed of NchMOSFETs are the power supply voltage Va (or Vb) -Vsat (constant current saturation voltage) -Vt (the threshold voltage of the MOSFETs 15g and 25g). It only goes up. Therefore, the voltage range used is adjusted to satisfy this.

以上説明したように、本実施形態の負荷駆動装置では、電流の回り込みが発生し得る回り込み防止対象となる内部回路１６、２６とスイッチング素子であるＩＧＢＴ１との間に回り込み防止回路１５、２５を配置している。そして、駆動回路１０、２０のうち作動させられない側の回り込み防止回路１５、２５をオフすることで、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６にスイッチング素子となるＩＧＢＴ１のゲート電圧が印加されないようにしている。これにより、各内部回路１６、２６内で電流の回り込みが発生することを防止することが可能となる。 As described above, in the load driving device according to the present embodiment, the sneak prevention circuits 15 and 25 are arranged between the internal circuits 16 and 26 to be prevented from sneaking in which current sneaking may occur and the IGBT 1 serving as the switching element. doing. Then, by turning off the sneak prevention circuits 15 and 25 on the side of the drive circuits 10 and 20 that are not operated, the gate voltage of the IGBT 1 that serves as a switching element is not applied to the internal circuits 16 and 26 that are the sneak prevention target. I have to. As a result, it is possible to prevent current wraparound from occurring in each internal circuit 16, 26.

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態と異なる部位での電流の回り込みを防止するものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Second Embodiment)
A second embodiment of the present invention will be described. The present embodiment prevents current wraparound at a portion different from that of the first embodiment, and is otherwise the same as that of the first embodiment. Therefore, only the portions different from the first embodiment will be described.

図３は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した回路ブロック図である。また、図４は、図３に示す負荷駆動装置に備えられる各部の詳細構成を示した回路図である。以下、これらの図を参照して、本実施形態にかかる負荷駆動装置について説明する。 FIG. 3 is a circuit block diagram showing a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. FIG. 4 is a circuit diagram showing a detailed configuration of each unit provided in the load driving device shown in FIG. Hereinafter, the load driving device according to the present embodiment will be described with reference to these drawings.

図３に示すように、本実施形態の負荷駆動装置の基本的なブロック構成は第１実施形態と同様であるが、本実施形態では、スイッチング素子のセンス端子に回り込み防止対象となる内部回路１６、２６が接続されている。そして、この内部回路１６、２６のハイサイド側には回り込み防止回路１５、２５が備えられており、センス端子を通じて内部回路１６、２６に電流の回り込みが発生することを防止している。 As shown in FIG. 3, the basic block configuration of the load driving device of the present embodiment is the same as that of the first embodiment. However, in this embodiment, the internal circuit 16 is a target to prevent sneaking into the sense terminal of the switching element. , 26 are connected. Further, sneak prevention circuits 15 and 25 are provided on the high side of the internal circuits 16 and 26 to prevent the current sneaking from occurring in the internal circuits 16 and 26 through the sense terminals.

具体的には、ＩＧＢＴ１のセンス端子（エミッタ端子）は、ＩＧＢＴ１のメインセルのコレクタ−エミッタ間に流れるメイン電流を所定比で減衰させたセンス電流を流す。このセンス電流に基づいて、メイン電流が過電流になっていることを検出している。センス端子と基準点（ＧＮＤ）との間には抵抗２が接続されており、センス端子と抵抗２との間の電圧をセンス電圧として、回り込み防止回路１５、２５を介して内部回路１６、２６に入力されるようにしている。センス電圧は、センス電流の電流値によって変化することから、このセンス電位が過電流閾値を超えるとメイン電流が過電流になっていると検出することができる。 Specifically, the sense terminal (emitter terminal) of the IGBT 1 passes a sense current obtained by attenuating the main current flowing between the collector and the emitter of the main cell of the IGBT 1 by a predetermined ratio. Based on this sense current, it is detected that the main current is an overcurrent. A resistor 2 is connected between the sense terminal and the reference point (GND). The voltage between the sense terminal and the resistor 2 is used as a sense voltage, and the internal circuits 16 and 26 are connected via the anti-wraparound circuits 15 and 25. To be entered. Since the sense voltage changes depending on the current value of the sense current, when the sense potential exceeds the overcurrent threshold, it can be detected that the main current is overcurrent.

図４は、これら回り込み防止回路１５、２５と回り込み防止対象となる内部回路１６、２６の具体的な回路例を示した図である。なお、図４では、回り込み防止回路１５、２５と回り込み防止対象となる内部回路１６、２６の各部について両方の符号を付してあるが、同様の回路によって構成されているからであり、実際には各駆動回路１０、２０にそれぞれ別構成として備えられている。 FIG. 4 is a diagram showing a specific circuit example of the sneaking prevention circuits 15 and 25 and the internal circuits 16 and 26 to be prevented from sneaking. In FIG. 4, both reference numerals are given to the respective parts of the sneak prevention circuits 15 and 25 and the internal circuits 16 and 26 to be sneak proof, because they are constituted by the same circuit. Are provided as separate components in the drive circuits 10 and 20, respectively.

図４（ａ）に示すように、回り込み防止回路１５、２５は、第１実施形態の図２（ａ）で示したものと同じ回路構成とされており、回り込み防止回路１５、２５がオンオフ制御されることにより、内部回路１６、２６への電圧印加をオンオフできるように構成されている。 As shown in FIG. 4A, the sneaking prevention circuits 15 and 25 have the same circuit configuration as that shown in FIG. 2A of the first embodiment, and the sneaking prevention circuits 15 and 25 are controlled on and off. As a result, voltage application to the internal circuits 16 and 26 can be turned on and off.

図４（ｂ）に示すように、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６としてセンス電圧監視回路が適用されている。センス電圧監視回路では、ＩＧＢＴ１のセンス端子と抵抗２との間のセンス電圧を入力し、これをコンパレータ１６ｄ、２６ｄにてゲート閾値電圧ｒｅｆと大小比較することでセンス電圧監視を行っている。コンパレータ１６ｄ、２６ｄの電源供給は、各駆動回路１０、２０への電源供給を行っている電源３０、４０にて行われている。このセンス電圧監視回路では、例えば、ＩＧＢＴ１のセンス電圧が過電流が発生すると想定される過電流閾値電圧ｒｅｆ未満のときにはローレベル、過電流閾値電圧ｒｅｆ以上になるとハイレベルを出力することでセンス電圧を監視している。 As shown in FIG. 4B, a sense voltage monitoring circuit is applied as the internal circuits 16 and 26 to be prevented from turning around. In the sense voltage monitoring circuit, the sense voltage is monitored by inputting a sense voltage between the sense terminal of the IGBT 1 and the resistor 2 and comparing the sense voltage with the gate threshold voltage ref by the comparators 16d and 26d. Power supply of the comparators 16d and 26d is performed by power supplies 30 and 40 that supply power to the drive circuits 10 and 20, respectively. In this sense voltage monitoring circuit, for example, when the sense voltage of the IGBT 1 is less than the overcurrent threshold voltage ref where an overcurrent is assumed to occur, the sense voltage is output by outputting a low level and when the overvoltage threshold voltage ref is higher than that, the sense voltage is output. Is monitoring.

センス電圧監視回路の場合、電源供給オフや車両の衝突などによって電源３０、４０のいずれか一方から印加される電圧が低下すると、図４（ｂ）中の矢印で示したように高電位側となるＩＧＢＴ１のセンス端子側から低電位となるコンパレータ１６ｄ、２６ｄの電源側に電流が回り込む可能性がある。このような回り込みを回り込み防止回路１５、２５によって防止する。 In the case of the sense voltage monitoring circuit, when the voltage applied from one of the power sources 30 and 40 decreases due to power supply off or a vehicle collision, the high potential side and the high potential side are indicated as shown by the arrows in FIG. There is a possibility that current flows from the sense terminal side of the IGBT 1 to the power source side of the comparators 16d and 26d having a low potential. Such wraparound is prevented by the wraparound prevention circuits 15 and 25.

このような回路構成により、本実施形態の負荷駆動装置が構成されている。このような負荷駆動装置も、基本的には、第１実施形態と同様の作動を行う。 With such a circuit configuration, the load driving device of the present embodiment is configured. Such a load driving device also basically performs the same operation as in the first embodiment.

そして、通常時には、通常時駆動回路１０における回り込み防止回路１５では、制御信号としてハイレベルが入力されることで制御スイッチ１５ｂがオンさせられ、定電流源１５ａからの定電流の供給に基づいてＭＯＳＦＥＴ１５ｇがオンさせられる。したがって、回り込み防止回路１５がオンさせられ、回り込み防止対象となる内部回路１６にセンス電圧が入力され、内部回路１６が構成するセンス電圧監視回路により、センス電圧に基づく過電流検出が行われる。 In the normal state, the sneak prevention circuit 15 in the normal driving circuit 10 turns on the control switch 15b when a high level is input as a control signal, and the MOSFET 15g is supplied based on the supply of a constant current from the constant current source 15a. Is turned on. Therefore, the sneak prevention circuit 15 is turned on, the sense voltage is input to the internal circuit 16 that is the sneak prevention target, and the sense voltage monitoring circuit configured by the internal circuit 16 performs overcurrent detection based on the sense voltage.

このときには、放電時駆動回路２０はオフされ、回り込み防止回路２５には制御信号としてローレベルが入力されることで制御スイッチ２５ｂがオフさせられ、定電流源２５ａからの定電流の供給が停止されるため、ＭＯＳＦＥＴ２５ｇがオフさせられる。したがって、回り込み防止回路２５がオフさせられ、回り込み防止対象となる内部回路２６にセンス電圧が入力されない。このため、回り込み防止対象となる内部回路２６がセンス電圧監視回路の場合に、電源供給オフによって電源４０から印加される電圧が低下しても、図４（ｂ）中の矢印で示したような電流の回り込みが生じることを防止できる。 At this time, the discharge driving circuit 20 is turned off, and the control switch 25b is turned off by inputting a low level as a control signal to the wraparound prevention circuit 25, and the supply of the constant current from the constant current source 25a is stopped. Therefore, the MOSFET 25g is turned off. Therefore, the sneak prevention circuit 25 is turned off, and no sense voltage is input to the internal circuit 26 that is a sneak prevention target. For this reason, when the internal circuit 26 to be prevented from sneaking is a sense voltage monitoring circuit, even if the voltage applied from the power supply 40 decreases due to the power supply off, as indicated by the arrow in FIG. Current wraparound can be prevented.

また、放電時には、上記通常時と同様の動作が放電時駆動回路２０によって行われ、通常時駆動回路１０は作動させられなくなる。この場合には、通常時駆動回路１０における回り込み防止回路１５がオフさせられることで、センス電圧が回り込み防止対象となる内部回路１６に印加されないようにできる。したがって、内部回路１６内で電流の回り込みが生じることを防止できる。 Further, at the time of discharging, the same operation as that at the normal time is performed by the discharge-time driving circuit 20, and the normal time driving circuit 10 cannot be operated. In this case, by turning off the sneak prevention circuit 15 in the normal driving circuit 10, it is possible to prevent the sense voltage from being applied to the internal circuit 16 that is a sneak prevention target. Therefore, it is possible to prevent current wraparound in the internal circuit 16.

以上説明したように、本実施形態の負荷駆動装置でも、電流の回り込みが発生し得る回り込み防止対象となる内部回路１６、２６のハイサイド側に回り込み防止回路１５、２５を配置している。そして、駆動回路１０、２０のうち作動させられない側の回り込み防止回路１５、２５をオフすることで、回り込み防止対象となる内部回路１６、２６にスイッチング素子となるＩＧＢＴ１のセンス電圧が印加されないようにしている。これにより、各内部回路１６、２６内で電流の回り込みが発生することを防止することが可能となる。 As described above, also in the load driving device of the present embodiment, the sneak prevention circuits 15 and 25 are arranged on the high side of the internal circuits 16 and 26 to be prevented from sneaking in which current sneaking may occur. Then, by turning off the sneak prevention circuits 15 and 25 on the non-actuated side of the drive circuits 10 and 20, the sense voltage of the IGBT 1 serving as a switching element is not applied to the internal circuits 16 and 26 that are the sneak prevention target. I have to. As a result, it is possible to prevent current wraparound from occurring in each internal circuit 16, 26.

（他の実施形態）
上記各実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ１を例に挙げて説明したが、他のスイッチング素子、例えばパワーＭＯＳＦＥＴなどを用いる場合についても、本発明を適用することができる。すなわち、ゲートなどの制御端子への入力電圧を制御することで、負荷に繋がる接続ラインのオンオフ制御を行うスイッチング素子であれば、他のスイッチング素子であっても構わない。 (Other embodiments)
In each of the above embodiments, the IGBT 1 has been described as an example of the switching element. However, the present invention can also be applied to a case where another switching element such as a power MOSFET is used. That is, any other switching element may be used as long as it is a switching element that controls on / off of a connection line connected to a load by controlling an input voltage to a control terminal such as a gate.

また、上記各実施形態では、内部回路１６、２６として、内部回路１６、２６内において電流の回り込みが発生する回路構成を例に挙げたが、内部回路１６、２６を通じて基準点に電流が回り込む回路構成とされることもある。この場合にも、その内部回路１６、２６のハイサイド側に回り込み防止回路１５、２５を配置することで、電流の回り込みを防止することが可能となる。 Further, in each of the above embodiments, the circuit configuration in which current wraparound occurs in the internal circuits 16 and 26 is given as an example of the internal circuits 16 and 26. However, the circuit in which current flows to the reference point through the internal circuits 16 and 26 Sometimes it is configured. Also in this case, current wraparound can be prevented by arranging the wraparound prevention circuits 15 and 25 on the high side of the internal circuits 16 and 26.

さらに、上記各実施形態を組み合わせ、第１実施形態のゲート電圧監視回路と第２実施形態のセンス電圧監視回路の両方が備えられる形態とされる場合にも、本発明を適用するができる。その場合、各内部回路１６、２６のハイサイド側に回り込み防止回路１５、２５を備えるようにすればよい。 Furthermore, the present invention can also be applied to a case where the above embodiments are combined to include both the gate voltage monitoring circuit of the first embodiment and the sense voltage monitoring circuit of the second embodiment. In that case, the wraparound prevention circuits 15 and 25 may be provided on the high side of the internal circuits 16 and 26.

１ＩＧＢＴ
２抵抗
１０通常時駆動回路（第１駆動回路））
１１、２１駆動電圧生成回路
１２、２２オン側回路
１３、２３オフ側回路
１４ａ、１４ｂ、２４ａ、２４ｂ抵抗
１５、２５回り込み防止回路（第１、第２回り込み防止回路）
１５ａ、２５ａ定電流源
１５ｂ、２５ｂ制御スイッチ
１５ｃ、２５ｃツェナーダイオード
１５ｄ、２５ｄ、１５ｅ、２５ｅ第１、第２トランジスタ
１５ｆ、２５ｆ参照電圧回路
１５ｈ、２５ｈ抵抗
１６、２６内部回路（第１、第２内部回路））
１６ａ、１６ｂ、２６ａ、２６ｂ抵抗
１６ｃ、２６ｃ、１６ｄ、２６ｄコンパレータ
２０放電時駆動回路（第２駆動回路）
３０、４０第１、第２電源
５０、６０スイッチ 1 IGBT
2 Resistance 10 Normal-time drive circuit (first drive circuit))
11, 21 Drive voltage generation circuit 12, 22 ON side circuit 13, 23 OFF side circuit 14a, 14b, 24a, 24b Resistor 15, 25 sneak prevention circuit (first and second sneak prevention circuit)
15a, 25a Constant current source 15b, 25b Control switch 15c, 25c Zener diode 15d, 25d, 15e, 25e First, second transistor 15f, 25f Reference voltage circuit 15h, 25h Resistor 16, 26 Internal circuit (first, second Internal circuit))
16a, 16b, 26a, 26b Resistors 16c, 26c, 16d, 26d Comparator 20 Discharge drive circuit (second drive circuit)
30, 40 First, second power supply 50, 60 switch

Claims

A switching element (1) for performing on / off control of a connection line connected to a load based on an input voltage to the control terminal;
A first drive circuit (10) that is operated using a first power source (30) as a power source and applies an input voltage to the control terminal of the switching element (1);
When the second power source (40) different from the first power source (30) is operated as a power source and the first drive circuit (10) is not operated, the control terminal of the switching element (1) And a second drive circuit (20) for applying an input voltage of
The first drive circuit (10) includes a first internal circuit (16) electrically connected to a predetermined part of the switching element (1), and the second drive circuit (20) includes Includes a second internal circuit (26) electrically connected to a predetermined part of the switching element (1),
When the second driving circuit (20) controls the switching element (1) between the first internal circuit (16) of the first driving circuit (10) and the switching element (1), By turning off between the first internal circuit (16) and the switching element (1), the connection point between the second internal circuit (26) and the switching element (1) is connected to the first internal circuit ( 16) a first sneak prevention circuit (15) for preventing a current from sneaking to 16), and
When the first drive circuit (10) controls the switching element (1) between the second internal circuit (26) of the second drive circuit (20) and the switching element (1), By turning off between the second internal circuit (26) and the switching element (1), the second internal circuit (16) is connected to the second internal circuit (16) from the connection point between the first internal circuit (16) and the switching element (1). 26) A load driving device comprising a second sneak prevention circuit (25) for preventing a current from sneaking to 26).

The first wraparound prevention circuit (15)
A constant current source (15a) for generating a constant current based on power supply from the first power source (30);
A control switch (15b) for turning on and off a constant current flow of the constant current source (15a);
A MOSFET (15g) for controlling on / off between the first internal circuit (16) and the switching element (1) based on a constant current supplied from the constant current source (15a);
A PNP transistor (15e) connected between the gate of the MOSFET (15g) and a reference point having a predetermined potential;
A reference voltage circuit (15f) that fixes a base-collector of the PNP transistor (15e) to a reference voltage;
When the second drive circuit (20) controls the switching element (1), the control switch (15b) included in the first sneak circuit (15) is turned off to turn off the MOSFET (15g). Thus, between the first internal circuit (16) and the switching element (1) is turned off,
The second wraparound prevention circuit (25)
A constant current source (25a) for generating a constant current based on power supply from the second power source (40);
A control switch (25b) for turning on and off a constant current flow of the constant current source (25a);
A MOSFET (25g) for controlling on / off between the second internal circuit (26) and the switching element (1) based on a constant current supplied from the constant current source (25a);
A PNP transistor (25e) connected between the gate of the MOSFET (25g) and a reference point having a predetermined potential;
A reference voltage circuit (25f) for fixing a base-collector of the PNP transistor (25e) to a reference voltage;
When the first drive circuit (10) controls the switching element (1), the control switch (25b) provided in the second sneak path (25) is turned off to turn off the MOSFET (25g). Thus, the load drive device according to claim 1, wherein the second internal circuit (26) and the switching element (1) are turned off.

A Zener diode (15c) and a PNP transistor (15d) are connected to the gate of the MOSFET (15g) provided in the first sneak prevention circuit (15). The Zener breakdown voltage of these Zener diode (15c) and the PNP transistor ( The gate-source of the MOSFET (15g) is fixed by the forward voltage Vf of 15d),
A Zener diode (25c) and a PNP transistor (25d) are also connected to the gate of the MOSFET (25g) provided in the second wraparound prevention circuit (25). The Zener breakdown voltage of these Zener diode (25c) and the PNP transistor ( The load driving device according to claim 2, wherein a gate-source of the MOSFET (25g) is fixed by a forward voltage Vf of 25d).

The first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are connected to a control terminal of the switching element (1) as a predetermined part of the switching element (1). Item 4. The load driving device according to any one of Items 1 to 3.

The first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are:
A gate voltage monitoring circuit for monitoring a voltage of a gate which is a control terminal of the switching element (1);
The gate voltage monitoring circuit configured by the first internal circuit (16) includes a voltage dividing resistor (16a, 16b) for dividing the gate voltage of the switching element and a voltage dividing resistor (16a, 16b). A comparator (16c) that compares the voltage value with the gate threshold voltage, and the power supply of the comparator (16c) is performed by the first power supply (30);
The gate voltage monitoring circuit constituted by the second internal circuit (26) is also divided by the voltage dividing resistors (26a, 26b) for dividing the gate voltage of the switching element and the voltage dividing resistors (26a, 26b). 5. A comparator (26c) for comparing the voltage value with a gate threshold voltage, and the power supply of the comparator (26c) is performed by the second power source (40). The load drive device described in 1.

The first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are connected to a sense terminal of the switching element (1) as a predetermined portion of the switching element (1). Item 6. The load driving device according to any one of Items 1 to 5.

The first internal circuit (16) and the second internal circuit (26) are:
A sense voltage monitoring circuit for monitoring a sense voltage of a sense terminal of the switching element (1);
The sense voltage monitoring circuit configured by the first internal circuit (16) includes a comparator (16d) that compares the sense voltage of the switching element with a sense threshold voltage, and supplies power to the comparator (16d). Is performed by the first power source (30),
The sense voltage monitoring circuit configured by the second internal circuit (26) also includes a comparator (26d) that compares the gate voltage of the switching element with a sense threshold voltage, and supplies power to the comparator (26d). The load driving device according to claim 6, wherein the second power source (40) is used.