JP2012223066A - 電気機械装置、移動体、及びロボット - Google Patents

Abstract

【課題】電動モーターの効率を良くする。
【解決手段】電気機械装置であって、永久磁石２００と、前記永久磁石との相互作用により前記電気機械装置に回転力を発生させる電磁コイル１００Ａ，１００Ｂと、ＰＷＭ信号を生成すると共に、前記電磁コイルに印加する駆動電圧の電圧レベル指令を生成する駆動電圧指令生成部５３０と、前記ＰＷＭ信号に応じて前記電磁コイルを駆動する駆動回路４３０と、前記電圧レベル指令に従った直流電源電圧を前記ＰＷＭ駆動回路に供給する電源供給回路５７０と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、電動モーターや発電機などの電気機械装置の制御技術に関する。

電動モーターを、ＰＷＭ駆動するものが知られている（例えば特許文献１）。この電動モーターでは、ローター磁石の磁束に応じたセンサー信号から、ＰＷＭ周期のデューティに変換した駆動信号を生成し、電動モーターを駆動制御する。このとき、ＰＷＭ駆動では、電動コイルを駆動制御できる最大電圧を固定電圧として常時一定電圧を印加し、負荷トルク及び回転数に応じて各PWM周期のデューティ比を変えることによりに擬似的に電圧変換をして、駆動制御を行っていた。

特開２００８−２２６３９号公報

このようなＰＷＭ駆動の場合、回転数が低く（誘起電圧は小さい）負荷が軽い時も、回転数が高く（誘起電圧は大きい）負荷が重い時も、電磁コイルに掛かる電圧は、駆動のオンオフ時において、０Ｖ〜最大電圧の遷移をする。電磁コイルや電磁コイルの駆動回路は、浮遊容量や寄生容量（以下「浮遊容量等」と呼ぶ。）を有しており、駆動のオンオフ毎に、これら浮遊容量等へのチャージ・ディスチャージが行われ、浮遊容量等へのチャージ・ディスチャージ電流は、ＰＷＭ駆動のデューティ比が小さくなっても変わらない。また固定の駆動電圧でのＰＷＭ駆動デューティにおいて、電磁コイルのインダクタンスによって駆動電流波形が変わり、余分な電流が流れる。これらのため、特にＰＷＭ駆動のデューティ比が小さくなる低回転低負荷時に電動モーターの効率が良くないという問題があった。

本願発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決し、電動モーターの効率を良くすることを目的とする。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。

［適用例１］
電気機械装置であって、永久磁石と、前記永久磁石との相互作用により前記電気機械装置に回転力を発生させる電磁コイルと、ＰＷＭ信号を生成し、前記電磁コイルに印加する駆動電圧の電圧レベル指令を生成する制御部と、前記ＰＷＭ信号に応じて前記電磁コイルを駆動する駆動回路と、前記電圧レベル指令に従った直流電源電圧を前記駆動回路に供給する電源供給回路と、を備える、電気機械装置。
この適用例によれば、電圧レベル指令に基づいてＰＷＭ駆動回路に電源が供給されるので、浮遊容量等へのチャージ・ディスチャージ電流を減らすことが出来、また電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことが出来、電動モーターの効率を良くすることができる。

［適用例２］
請求項１に記載の電気機械装置において、さらに、前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検知するセンサーを備え、前記制御部は、前記センサーの出力を用いて、ピークにおけるパルスのデューティ比が１００％となる略正弦波（以下、「正弦波」と呼ぶ。）パターンに正規化したＰＷＭ信号を生成し、前記電気機械装置の負荷トルクが、ピークにおけるパルスのデューティ比が１００％となる正弦波パターンにおける負荷よりも軽負荷となったときには、前記正弦波パターンのデューティ比を維持し、前記電圧レベル指令を下げる、電気機械装置。
この適用例によれば、低負荷時には、電圧レベル指令が下がるので、ＰＷＭ駆動回路の駆動電圧が下がり、浮遊容量等へのチャージ・ディスチャージ電流を減らすことが出来、また電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことが出来、電動モーターの効率を良くすることができる。

［適用例３］
請求項１または２に記載の電動モーターにおいて、さらに、前記電気機械装置に回転数を検知する回転数検知部と、前記電磁コイルに流れる駆動電流を検知する電流検知部と、を備え、前記制御部は、前記電気機械装置の回転数から前記電磁コイルに生じる誘起電圧を算出し、前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて前記電圧レベル指令を決定する、電気機械装置。
この適用例によれば、負荷に応じた適切な電圧レベル指令を発することができる。

［適用例４］
適用例３に記載の電気機械装置において、前記制御部は、前記電圧レベル指令の候補値を複数個あらかじめ準備しておき、前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて算出した電源電圧レベル以上であって、前記複数の候補値の中で最も小さな候補値を前記電圧レベル指令として選択する、電気機械装置。
この適用例によれば、簡単な回路構成でチャージ・ディスチャージ電流を減らすことが出来、また電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことが出来る。

［適用例５］
適用例１〜４のいずれか一つに記載の電気機械装置を備える移動体。

［適用例６］
適用例１〜４のいずれか一つに記載の電気機械装置を備えるロボット。

なお、本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、電気機械装置のほか、電気機械装置を備える移動体、ロボット等の形態で実現することができる。

第１の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。 本実施例の制御ブロックを示す説明図である。 センサー信号ＳＳＡからＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２の生成までを模式的に示す説明図である。 正弦波信号ＳＳＡＤＳからＰＷＭ信号のデューティ比への変換を示す説明図である。 Ｄ／Ｄコンバーターとモーター駆動回路とを示す説明図である。 Ｄ／Ｄコンバーターの具体的構成例を示す。 図４のＤ／Ｄコンバーターとしてステップアップコンバーターを用いた変形例を示す説明図である。 センサー信号とＰＷＭ駆動信号と電磁コイル１００Ａ、１００Ｂに流れる電流を示す説明図である。 本実施例の電磁コイルの等価回路を示す説明図である。 トランジスタＴＲ１の寄生容量を示す説明図である。 ＰＷＭ駆動における電磁コイルへの駆動電圧、及びコイル電流を示す図である。 電磁コイルの誘起電圧と駆動電流を示すグラフである。 電動モーターの回転数と電磁コイルに生じる誘起電圧のピーク値との関係を示すグラフである。 センサー信号ＳＳＡと本願及び比較例におけるＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｈで駆動されたＡ相コイル＋を示す説明図である。 本発明の変形例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。 本発明の変形例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。 本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。

［第１の実施例］
図１は、第１の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。図１（Ａ）は、回転軸と平行な面で切ったときの断面を示し、図１（Ｂ）は、回転軸と垂直な面で切ったときの断面を示している。電動モーター１０は、略円筒状のステーター１５が外側に配置され、略円筒状のローター２０が内側に配置されたラジアルギャップ構造のインナーローター型モーターである。ステーター１５は、ケーシング１１０の内周に沿って配列された複数の電磁コイル１００Ａ、１００Ｂを有している。電磁コイル１００Ａ、１００Ｂの配置は、機械角で３０°ずれ、流れる電流も電気角で９０°位相はずれている。本実施例では、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂを区別しない場合には、単に電磁コイル１００と呼ぶ。ステーター１５には、さらに、ローター２０の位相を検出する位置センサーとしての磁気センサー３００が、配置されている。磁気センサー３００として、例えばホール素子を有するホールセンサーを用いることができる。磁気センサー３００は、略正弦波のセンサー信号を生成する。このセンサー信号は、電磁コイル１００を駆動するための駆動信号を生成するために用いられる。したがって、磁気センサー３００は、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂに対応して２つ設けられていることが好ましい。磁気センサー３００は、回路基板３１０の上に固定されており、回路基板３１０は、ケーシング１１０に固定されている。また、回路基板３１０は、コネクタ３２０により外部の制御部と接続されている。

ローター２０は、中心に回転軸２３０を有し、その外周に複数の永久磁石２００を有している。各永久磁石２００は、回転軸２３０の中心から外部に向かう径方向（放射方向）に沿って磁化されている。また、永久磁石２００と電磁コイル１００とは、ローター２０とステーター１５の対向する円筒面に対向して配置されている。回転軸２３０は、ケーシング１１０の軸受け２４０で支持されている。本実施例では、ケーシング１１０の内側に、波バネ座金２６０を備えている。この波バネ座金２６０は、永久磁石２００の位置決めを行っている。但し、波バネ座金２６０は別の構成部品で置き換えることも可能である。

図２は、本実施例の制御ブロックを示す説明図である。本実施例の制御ブロックは、駆動パターン生成部５００Ａ、５００Ｂと、駆動電圧指令生成部５３０と、ＰＷＭ信号生成部５５０と、モーター駆動信号生成部５６０と、モーター駆動回路４３０と、Ｄ／Ｄコンバーター５７０と、を備える。Ａ相用の駆動パターン生成部５００Ａは、アナログ−デジタル−コンバーター５１０Ａ（以後「アナログ−デジタル−コンバーター」を「ＡＤＣ」と略す。）と、回転数検出部５１５と、駆動波形パターン補正部５２０Ａとを備える。Ｂ相用の駆動パターン生成部５００Ｂは、ＡＤＣ５１０Ｂと、駆動波形パターン補正部５２０Ｂとを備える点でＡ相駆動パターン生成部５００Ａと同じであるが、回転数検出部５１５を備えない点で異なっている。電動モーター１０の回転数は、Ａ相センサー信号ＳＳＡから求めても、Ｂ相センサー信号ＳＳＢから求めても同じ回転数となるため、回転数検出部５１５は、Ａ相用の駆動パターン生成部５００Ａ、または、Ｂ相用の駆動パターン生成部５００Ｂ、のいずれかに備えられていればよい。本実施例では、回転数検出部５１５は、Ａ相用の駆動パターン生成部５００Ａに備えられている。

ＡＤＣ５１０Ａは、Ａ相センサー信号ＳＳＡをデジタル変換し、デジタルデータＳＳＡＤを生成する。Ａ相センサー信号ＳＳＡの振幅は０Ｖ〜＋ＶＤＤの範囲内であるため、このデジタルデータＳＳＡＤの値は、０〜＋ＶＤＤの範囲内である。駆動波形パターン補正部５２０Ａは、デジタルデータのピーク値でデューティ比が１００％となる正弦波信号ＳＳＡＤＳに変換する。

ＰＷＭ信号生成部５５０は、正弦波信号ＳＳＡＤＳから図３Ａに示すＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２を生成する。モーター駆動信号生成部５６０は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２から、後述する図４のＨ型ブリッジ回路のスイッチングトランジスタをオンオフする信号であるＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｈ、ＤＲＶＡ２Ｈ、ＤＲＶＡ１Ｌ、ＤＲＶＡ２Ｌを生成する。

図３Ａは、センサー信号ＳＳＡからＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２の生成までを模式的に示す説明図である。Ａ相、Ｂ相いずれも電気角で９０°ずれる以外は同じ動作であるので、Ａ相を例にとり説明し、Ｂ相についての説明は省略する。センサー信号ＳＳＡは、図２のＡＤＣ５１０Ａにより、デジタルデータＳＳＡＤに変換される。ＡＤＣ５１０Ａの構成については、省略するが、抵抗分割により生成された複数の基準電位と、センサー信号ＳＳＡと、の大小を比較することにより、容易にデジタルデータＳＳＡＤに変換することができる。次に、デジタルデータＳＳＡＤは、図２の駆動波形パターン補正部５２０Ａによりデジタルデータのピーク値でデューティ比が１００％となる正弦波信号ＳＳＡＤＳに変換される。次いで、図２のＰＷＭ信号生成部５５０により、正弦波信号ＳＳＡＤＳからＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２が生成される。この後、図２のモーター駆動信号生成部５６０により、図４に示すＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｈ、ＤＲＶＡ２Ｈ、ＤＲＶＡ１Ｌ、ＤＲＶＡ２Ｌが生成される。

図３Ｂは、正弦波信号ＳＳＡＤＳからＰＷＭ信号のデューティ比への変換を示す説明図である。図２のＰＷＭ信号生成部５５０は、一定時間Δｔ（ＰＷＭ周期）毎に正弦波信号ＳＳＡＤＳの絶対値｜ＳＳＡＤＳ｜から対応するデューティ比Ｄｕ（０％≦Ｄｕ≦１００％）を取得する。例えば、正弦波信号ＳＳＡＤＳの絶対値｜ＳＳＡＤＳ｜が１であれば、デューティ比Ｄｕは１００％であり、正弦波信号ＳＳＡＤＳの絶対値｜ＳＳＡＤＳ｜が０．５であれば、デューティ比Ｄｕは５０％となる。次に、一定時間Δｔ（ＰＷＭ周期）毎に、（Δｔ×Ｄｕ）の幅のパルスを生成していく。このパルスが集合してＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２となる。なお、ＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１は、正弦波信号ＳＳＡＤＳが正の値のときに生成され、ＰＷＭ信号ＰＷＭＡ２は、正弦波信号ＳＳＡＤＳが負の値のときに生成される。図２のモーター駆動信号生成部５６０は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２から、図４に示すＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｈ、ＤＲＶＡ２Ｈ、ＤＲＶＡ１Ｌ、ＤＲＶＡ２Ｌを生成する。

図２の回転数検出部５１５は、デジタルデータＳＳＡＤの周期（Ｔ）を計測し、下記の式より電動モーター１０の回転数を算出する。
回転数（ｒｐｍ）＝６０／（３×Ｔ） Ｔ：周期（ｍｓ）
なお、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂには、電動モーター１０の回転数に依存した誘起電圧が生じる。算出された回転数は、この誘起電圧を導出するために用いられる。

図２において、駆動電圧指令生成部５３０は、誘起電圧特性記憶部５３５と、コイル特性記憶部５４０と、を備える。誘起電圧特性記憶部５３５は、電動モーター１０の回転数と、その回転数における誘起電圧と、の関係を対応づけた近似式またはデータを格納している。電動モーター１０の回転数と電磁コイル１００に生じる誘起電圧との関係（図９Bに示す）はあらかじめ測定されており、誘起電圧特性記憶部５３５に格納されている。駆動電圧指令生成部５３０は、回転数検出部５１５から電動モーター１０の回転数を取得し、この回転数における電磁コイル１００Ａ、１００Ｂに生じる誘起電圧を、誘起電圧特性記憶部５３５から導出する。コイル特性記憶部５４０は、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂのインダクタンスと巻線抵抗とを格納している。インダクタンスと巻線抵抗の値は、あらかじめ測定されており、コイル特性記憶部５４０に格納されている。駆動電圧指令生成部５３０は、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂの、前述の電動モーター１０の回転数から導出された誘起電圧と、コイル特性記憶部５４０に格納されているインダクタンスと巻線抵抗の値と、モーター駆動回路４３０にて負荷電流センサー４３５Ａ、４３５Ｂで検出された電流値と、を用いて、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂを駆動するための電源電圧を指令する駆動電圧レベル指令を生成し、Ｄ／Ｄコンバーター５７０に送る。駆動電圧レベル指令の具体的な生成については後述する。

図２のＤ／Ｄコンバーター５７０は、駆動電圧レベル指令に基づいて、電源電圧の変換を行う。Ｄ／Ｄコンバーター５７０の具体的構成例を図５Ａに示す。Ｄ／Ｄコンバーター５７０は、いわゆるチョッパー型のＤ／Ｄコンバーターである。Ｄ／Ｄコンバーター５７０は、ＤＡコンバーター５７１と、コンパレーター５７２と、制御ＩＣ５７３と、スイッチングトランジスタ５７４と、チョークコイルＬとダイオードＤと、抵抗Ｒ１〜Ｒ６と、コンデンサーＣ２と、を備える。図５Ａにおいて、Ｄ／Ｄコンバーター５７０の入力電圧Ｖｉｎを、コイルＬを通してスイッチングすることにより交流に変換し、これをコンデンサーＣ２で平滑して、図２のモーター駆動回路４３０の駆動電圧Ｖｏｕｔを得る。すなわち、スイッチングトランジスタ５７４がオンすると、チョークコイルＬに電気エネルギーが蓄えられる。スイッチングトランジスタ５７４がオフすると、チョークコイルＬは電流を維持しようとして、ダイオードＤを通して電流を流し駆動電圧Ｖｏｕｔを出力する。スイッチングトランジスタ５７４のオンオフは、制御ＩＣが行う。このとき、駆動電圧ＶｏｕｔをＲ５とＲ６で抵抗分割した電圧と、ＤＡコンバーター５７１を通して駆動電圧レベル指令をアナログ化した駆動電圧レベルを、コンパレーター５７２で比較し、差分電圧がなくなるように制御ＩＣ５７３のスイッチングのデューティを変えることで、駆動電圧レベル指令に基づいた駆動電圧Ｖｏｕｔを出力させる。なお、Ｄ／Ｄコンバーター５７０のスイッチングの周波数は、ＰＷＭ周波数（ｆ＝１／Δｔ）の数倍以上であることが好ましい。

図４は、Ｄ／Ｄコンバーター５７０と、モーター駆動回路４３０と、を示す説明図である。Ｄ／Ｄコンバーター５７０には、駆動電圧レベル指令が入力されており、Ｄ／Ｄコンバーター５７０の出力は、モーター駆動回路４３０の電源となる。電源とグランドの間には、バイパスコンデンサーＣ１（「パスコンＣ１」とも呼ぶ。）が配置されている。

モーター駆動回路４３０は、Ａ相用のＨ型ブリッジ回路４３０Ａと、Ｂ相用のＨ型ブリッジ回路４３０Ｂとを備える。Ａ相とＢ相の構成は同じであるので、以下、Ａ相について説明し、Ｂ相については、説明を省略する。Ａ相用のＨ型ブリッジ回路４３０Ａは、電源に接続された第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２と、グランドに接続された第３、第４のトランジスタＴＲ３、ＴＲ４と、を備える。第１のトランジスタＴＲ１と第３のトランジスタＴＲ３は直列に接続され、第２のトランジスタＴＲ２と第４のトランジスタＴＲ４は直列に接続されている。電磁コイル１００Ａは、第１のトランジスタＴＲ１と第３のトランジスタＴＲ３との接続点と、第２のトランジスタＴＲ２と第４のトランジスタＴＲ４との接続点と、の間を結ぶように配置されている。トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４は、Ｈ型ブリッジ回路を構成している。この例では、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２はＰｃｈトランジスタ（ＦＥＴ、電解効果トランジスタ）、第３、第４のトランジスタＴＲ３、ＴＲ４はＮｃｈトランジスタ（ＦＥＴ）で構成している。ここでＡ相用のＨ型ブリッジ回路４３０Ａの電源電圧は、Ｄ／Ｄコンバーター５７０の出力電圧である。第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２は、Ｐｃｈトランジスタであり、Ｐｃｈトランジスタは、ゲート電位がソース電位（電源側の電位）よりも閾値以上低下した場合に導通する。すなわち、ローアクティブなので、Ｈ側の駆動信号（ＤＲＶＡ１Ｈ、ＤＲＶＡ２Ｈ）と、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のゲートと、の間にはインバーター４２５が配置されている。

Ａ相用のＨ型ブリッジ回路４３０Ａには、電流センサー４３５Ａが直列に接続されている。電流センサー４３５Ａを流れる電流は、それぞれ、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４を介して電磁コイル１００Ａに供給される。同様に、電流センサー４３５Ｂを流れる電流は、トランジスタＴＲ５〜ＴＲ８を介して電磁コイル１００Ｂに供給される。ここで、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂに流れる電流の加算値は、電動モーター１０の負荷トルクに比例するので、この電流の量から電動モーター１０の負荷トルクを求めることができる。

図５Ｂは、図４のＤ／Ｄコンバーターとしてステップアップコンバーターを用いた変形例を示す説明図である。この変形例では、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂからの回生電圧を、ダイオードＤ２により充電素子Ｃ２に充電し、ステップアップコンバーター５７５の入力側に帰還させている。このように構成することにより、駆動エネルギーを回生し、電動モーター１０の効率を良くすることができる。

図６は、センサー信号と、そのピークにおいてＰＷＭ周期のデューティ比が１００％となる時の、ＰＷＭ駆動信号と、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂに流れる電流を示す説明図である。図４に示すモーター駆動回路４３０における電源側のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ５、ＴＲ６をスイッチングするＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｈ、ＤＲＶＡ２Ｈ、ＤＲＶＢ１Ｈ、ＤＲＶＢ２Ｈは、活性期間の各ＰＷＭ周期において、１以下のデューティ比（０％〜１００％）となる波形を有している。なお、ピークにおいては、デューティ比は１００％である。一方、グランド側のトランジスタＴＲ３、ＴＲ４、ＴＲ７、ＴＲ８をスイッチングするＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｌ、ＤＲＶＡ２Ｌ、ＤＲＶＢ１Ｌ、ＤＲＶＢ２Ｌは、活性期間の各ＰＷＭ周期において、デューティ比が１（常時オン）となり、矩形波となる。Ａ相コイル電流Ｉａ、Ｂ相コイル電流Ｉｂは、それぞれ、Ａ相電磁コイル１００Ａ、Ｂ相電コイル１００Ｂに流れる電流である。

図７Ａは、本実施例の電磁コイルの等価回路を示す説明図である。電磁コイル１００は、電線を略円形に巻いて形成される。したがって、電線が有する電気抵抗Ｒと、インダクタンスＬを有する。さらに、複数の電線が重なる部分を有しているので、浮遊容量Ｃａを有している。電磁コイル１００にかかる電圧がオンオフする毎にこの浮遊容量Ｃａに電荷がチャージされ、ディスチャージされる。このチャージ、ディスチャージ電流は、電動モーター１０の駆動力に寄与しないため、必要以上に高い駆動電圧が印可されると、このチャージ、ディスチャージ電流が大きくなり、電動モーターの効率を悪くする。また、このチャージ、ディスチャージ電流は、電気抵抗Ｒにより消費され、電磁コイル１００Ａが発熱する。

図７Ｂは、図４のトランジスタＴＲ１の寄生容量を示す説明図である。トランジスタＴＲ１は、３つの端子Ｇ（ゲート）、Ｓ（ソース）、Ｄ（ドレイン）を有しており、各端子間に寄生容量Ｃｂ〜Ｃｄを有している。トランジスタＴＲ１がオンオフする毎に、この寄生容量Ｃｂ〜Ｃｄに電荷がチャージされ、ディスチャージされる。このチャージ、ディスチャージ電流も、電動モーター１０の駆動力に寄与しないため、必要以上に高い駆動電圧が印可されると、このチャージ、ディスチャージ電流が大きくなり、電動モーターの効率を悪くする。なお、図４の他のトランジスタＴＲ２〜ＴＲ８についても同様である。

図８に、ＰＷＭ駆動における電磁コイルへの駆動電圧、及びコイル電流を示しており、図８（Ａ）はＰＷＭ信号のデューティ比がピークで１００％の時の、デューティ比が小さい箇所の場合、図８（Ｂ）は例えば駆動電圧を２倍にした時に、電圧変換によりＰＷＭ信号のデューティ比がピークで５０％の時の場合、を示している。図８（Ｂ）では、駆動電圧を２倍にしたことにより、駆動パルス幅を１／２としているため、電磁コイルへのチャージ電流の面積は図８（Ａ）に示すものと同じとなっているが、チャージ電流のピーク電流が大きいためディスチャージ電流の面積は図８（Ａ）に示すものより大きくなっている。このように必要以上に駆動電圧を高くすることにより、ＰＷＭ信号のデューティ比が小さい箇所で余分な電流が流れ、効率を悪くすると共に、電動モーター１０を発熱させる。

図９Ａは、Ａ相用の電磁コイルの誘起電圧と駆動電流を示すグラフである。誘起電圧は、電磁コイル１００Ａに対する永久磁石２００（図１）の運動により定まり、図９Ａの上のグラフに示すように、略正弦波の形状を有する。図９Ｂは、電動モーター１０の回転数と電磁コイルに生じる誘起電圧のピーク値との関係を示すグラフである。図９Ｂに示すように、電磁コイルに生じる誘起電圧のピーク値は、電動モーター１０の回転数に比例する。なお、このグラフのデータは、図２で示した誘起電圧特性記憶部５３５に格納されている。図９Ａに示すように、Ａ相電磁コイルに流れる電流（Ａ相駆動電流）はＰＷＭ駆動され、のこぎり波状になるが、平均の電流は誘起電圧の波形とほぼ同じ略正弦波の形状を有している。

本実施例では、Ｄ／Ｄコンバーター５７０の駆動電圧レベル指令Ｖｒを以下のように決定している。すなわち、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂそれぞれの駆動電圧レベル指令Ｖｒａ、Ｖｒｂを、以下の方法により算出し、どちらか大きい値を図２のＤ／Ｄコンバーター５７０への駆動電圧レベル指令Ｖｒとする。以下に、Ａ相電磁コイル１００Ａの各数値からの、駆動電圧レベル指令Ｖｒａの算出方法を示す。
Ｖｒａ＝（Ｅｇａｐ−ｐ）＋｜Ｚａ｜×（Ｉａｐ−ｐ） …（１）
ここで、式（１）において、（Ｅｇａｐ−ｐ）は、電磁コイル１００Ａに生じる誘起電圧のピーク値である。Ｚａは、電磁コイル１００Ａのインピーダンスであり、（Ｉａｐ−ｐ）は、電磁コイル１００Ａに流れる負荷電流のピーク電流である。このピーク電流は、電流センサー４３５Ａにより取得することができる。

電磁コイル１００ＡのインピーダンスＺａは、
Ｚａ＝Ｒａ＋ｊωＬａ …（２）
で算出される。ここで、式（２）において、Ｒａは、電磁コイル１００Ａの電気抵抗、ｊは虚数単位、ωは角速度、Ｌａは電磁コイル１００Ａのインダクタンスである。なお、角速度ωは、電動モーターの電気的周波数ｆとの間で、ω＝２×π×ｆの関係がある。

図１０は、センサー信号ＳＳＡ（ＶＤＤ／２〜ＶＤＤまでの期間、電気角でπの期間）と、本願及び比較例におけるＰＷＭ駆動信号ＤＲＶＡ１Ｈで駆動されたＡ相コイル＋（図４参照）を示す説明図である。ここでは、一例として電気角πの期間を９分割し、それぞれＰＷＭ期間Ｑ１〜Ｑ９として示している。図中のＰＷＭ期間Ｑ５に示したデューティ比１００％は、センサー信号ＳＳＡがピークとなったときにおけるデューティ比を示している。負荷１００％のときのときのＡ相コイル＋の波形は、駆動電圧ＶＥで駆動され、本願、比較例とも同じである。電動モーター１０の負荷が小さくなっていくと、必要な駆動電圧は小さくなる。比較例では、Ａ相コイル＋の駆動波形を、正弦波のデューティ比率を維持したまま、各ＰＷＭ期間Ｑ１〜Ｑ９のデューティ比を、固定の入力電圧ＶＥと必要な駆動電圧の比率で電圧変換し、小さくしている。これに対し、本願では、電動モーター１０の負荷が小さくなるときに、各ＰＷＭ期間Ｑ１〜Ｑ９におけるデューティ比を同じに維持したまま（小さくせず）、駆動電圧指令生成部５３０（図２）からの駆動電圧レベル指令に基づき、駆動電圧を下げて必要な電圧にしている。

本実施例では、駆動電圧指令生成部５３０（図２）は、電動モーター１０の回転数から誘起電圧のピーク電圧（Ｅｇｐ−ｐ）を算出し、このピーク電圧（Ｅｇｐ−ｐ）に、負荷電流のピーク電流（Ｉｐ−ｐ）による電圧降下分を加えることにより、駆動電圧レベル指令を生成する。電動モーター１０に対する負荷が小さくなったときには、負荷電流のピーク電流（Ｉｐ−ｐ）が下がる。したがって、駆動電圧レベル指令も下がる。すなわち、その結果、電磁コイル１００のオンオフ時の電位差が小さくなるので、チャージ、ディスチャージ電流を小さくし、且つ電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことができる。

なお、電源に余裕を持たせるために、演算値に一定電圧αを加えた値を駆動電圧レベル指令Ｖｒとし（式（３））、あるいは、演算値に一定値βを乗じた値を駆動電圧レベル指令Ｖｒとしてもよい（式（４））。
Ｖｒ＝（Ｅｇｐ−ｐ）＋｜Ｚ｜×（Ｉｐ−ｐ）＋α …（３）
Ｖｒ＝（Ｅｇｐ−ｐ）＋｜Ｚ｜×（Ｉｐ−ｐ））×β …（４）

以上、本実施例によれば、Ｄ／Ｄコンバーター５７０は、駆動電圧指令生成部５３０からの駆動電圧レベル指令に基づいて、モーター駆動回路４３０に電源を供給し、負荷トルクが小さくなったときには、電源電圧を下げるので、浮遊容量等へのチャージ、ディスチャージ電流を小さくするとともに、電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増も減らすことができ、電動モーターの効率を向上させることができる。

また、本実施例によれば、モーターの駆動電圧を決める駆動電圧レベル指令は、電動モーター１０の回転数から導出された誘起電圧、及び電磁コイル１００Ａ、１００Ｂの電気抵抗、インダクタンスと、駆動電流（負荷トルクに比例）に基づいて、容易に決定することが出来る。

［第２の実施例］
第１の実施例では、式（１）に基づいてモーターの駆動電圧を決める駆動電圧レベル指令を決定している。したがって、電磁コイル１００Ａの駆動電圧は、電動モーター１０の回転数及び負荷トルク、すなわち負荷電流に応じて連続的、且つリアルタイムに変化させる必要がある。かかる場合、Ｄ／Ｄコンバーター５７０の回路が複雑になる虞がある。第２の実施例では、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂの駆動電圧として、Ｄ／Ｄコンバーター５７０の出力電圧を複数決めておく。そして、式（１）の結果を用い、本実施例では、複数の中から１つの電圧を選択し、指令する。例えば、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂの駆動電圧の候補をＸ１［Ｖ］、Ｘ２［Ｖ］、Ｘ３［Ｖ］とする（Ｘ１＜Ｘ２＜Ｘ３）。式（１）で算出した値が、Ｙ１［Ｖ］（Ｘ１＜Ｙ１＜Ｘ２）であれば、駆動電圧レベル指令をＸ２［Ｖ］とし、式（１）で算出した値が、Ｙ２［Ｖ］（Ｘ２＜Ｙ２＜Ｘ３）であれば、駆動電圧レベル指令をＸ３［Ｖ］とする。このようにすれば、浮遊容量等へのチャージ、ディスチャージ電流を小さくし、且つ電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増も減らして電動モーター１０の効率を向上させるとともに、ＤＤコンバーター５７０の回路構成を簡単で且つ高速応答を可能にできる。

図１１は、本発明の変形例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車３３００は、前輪にモーター３３１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路３３２０と充電池３３３０とが設けられている。モーター３３１０は、充電池３３３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモーター３３１０で回生された電力が充電池３３３０に充電される。制御回路３３２０は、モーターの駆動と回生とを制御する回路である。このモーター３３１０としては、上述した各種の電動モーター１０を利用することが可能である。

図１２は、本発明の変形例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット３４００は、第１と第２のアーム３４１０，３４２０と、モーター３４３０とを有している。このモーター３４３０は、被駆動部材としての第２のアーム３４２０を水平回転させる際に使用される。このモーター３４３０としては、上述した各種の電動モーター１０を利用することが可能である。

図１３は、本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。この鉄道車両３５００は、電動モーター３５１０と、車輪３５２０とを有している。この電動モーター３５１０は、車輪３５２０を駆動する。さらに、電動モーター３５１０は、鉄道車両３５００の制動時には発電機として利用され、電力が回生される。この電動モーター３５１０としては、上述した各種の電動モーター１０を利用することができる。

以上、いくつかの実施例に基づいて本発明の実施の形態について説明してきたが、上記した発明の実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨並びに特許請求の範囲を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることはもちろんである。

１０…電動モーター
１５…ステーター
２０…ローター
１００、１００Ａ、１００Ｂ…電磁コイル
１１０…ケーシング
２００…永久磁石
２３０…回転軸
２４０…軸受け
２６０…波バネ座金
３００、３００Ａ、３００Ｂ…磁気センサー
３１０…回路基板
３２０…コネクタ
４２５…インバーター
４３０…モーター駆動回路
４３５Ａ、４３５Ｂ…負荷電流センサー
５００Ａ、５００Ｂ…駆動パターン生成部
５１０Ａ、５１０Ｂ…アナログーデジタル−コンバーター（ＡＤＣ）
５１５…回転数検出部
５２０Ａ、５２０Ｂ…駆動波形パターン補正部
５３０…駆動電圧指令生成部
５３５…誘起電圧特性記憶部
５４０…コイル特性記憶部
５５０…ＰＷＭ信号生成部
５６０…モーター駆動信号生成部
５７０…Ｄ／Ｄコンバーター
５７１…ＤＡコンバーター
５７２…コンパレーター
５７３…制御ＩＣ
５７４…スイッチングトランジスタ
５７５…ステップアップコンバーター
３３００…自転車
３３１０…モーター
３３２０…制御回路
３３３０…充電池
３４００…ロボット
３４１０…第１のアーム
３４２０…第２のアーム
３４３０…モーター
３５００…鉄道車両
３５１０…電動モーター
３５２０…車輪
ＳＳＡ…センサー信号
ＳＳＡＤ…デジタルデータ
ＳＳＡＤＳ…正弦波信号
ＤＲＶＡ１Ｈ、ＤＲＶＡ２Ｈ、ＤＲＶＡ１Ｌ、ＤＲＶＡ２Ｌ、ＤＲＶＢ１Ｈ、ＤＲＶＢ２Ｈ、ＤＲＶＢ１Ｌ、ＤＲＶＢ２Ｌ…ＰＷＭ駆動信号
Ｄｕ…デューティ比
ＰＷＭＡ１、ＰＷＭＡ２…ＰＷＭ信号
ＴＲ１〜ＴＲ８…トランジスタ
Ｃａ、Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｄ…浮遊容量等
Ｅｇｐ−ｐ、Ｅｇａｐ−ｐ…誘起電圧のピーク値
Ｉｐ−ｐ、Ｉａｐ−ｐ…負荷電流のピーク値
Ｚ、Ｚａ…電磁コイルのインピーダンス
Ｒ、Ｒａ…電磁コイルの電気抵抗
Ｌ、Ｌａ…電磁コイルのインダクタンス
ω…角速度
ｆ…電気的周波数
Ｑ１〜Ｑ９…ＰＷＭ期間
Ｖｒ、Ｖｒａ、Ｖｒｂ…駆動電圧レベル指令
Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３…駆動電圧の設定値
Ｙ１、Ｙ２…駆動電圧の算出値

Claims (6)

1. 電気機械装置であって、
   永久磁石と、
   前記永久磁石との相互作用により前記電気機械装置に回転力を発生させる電磁コイルと、
   ＰＷＭ信号を生成し、前記電磁コイルに印加する駆動電圧の電圧レベル指令を生成する制御部と、
   前記ＰＷＭ信号に応じて前記電磁コイルを駆動する駆動回路と、
   前記電圧レベル指令に従った直流電源電圧を前記駆動回路に供給する電源供給回路と、
   を備える、電気機械装置。
2. 請求項１に記載の電気機械装置において、さらに、
   前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検知するセンサーを備え、
   前記制御部は、
   前記センサーの出力を用いて、ピークにおけるパルスのデューティ比が１００％となる略正弦波（以下、「正弦波」と呼ぶ。）パターンに正規化したＰＷＭ信号を生成し、
   前記電気機械装置の負荷トルクが、ピークにおけるパルスのデューティ比が１００％となる正弦波パターンにおける負荷よりも軽負荷となったときには、前記正弦波パターンのデューティ比を維持し、前記電圧レベル指令を下げる、電気機械装置。
3. 請求項１または２に記載の電動モーターにおいて、さらに、
   前記電気機械装置に回転数を検知する回転数検知部と、
   前記電磁コイルに流れる駆動電流を検知する電流検知部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記電気機械装置の回転数から前記電磁コイルに生じる誘起電圧を算出し、
   前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて前記電圧レベル指令を決定する、電気機械装置。
4. 請求項３に記載の電気機械装置において、
   前記制御部は、
   前記電圧レベル指令の候補値を複数個あらかじめ準備しておき、
   前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて算出した電源電圧レベル以上であって、前記複数の候補値の中で最も小さな候補値を前記電圧レベル指令として選択する、電気機械装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の電気機械装置を備える移動体。
6. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の電気機械装置を備えるロボット。

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