JP2012222999A - Power conversion device and power conversion device group system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、３相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。特に電力変換の際の高調波電流の低減と、１次側の３相主電源の力率改善の技術に関する。 The present invention relates to a power conversion device that converts three-phase AC power into DC power. In particular, the present invention relates to a technique for reducing harmonic current during power conversion and improving the power factor of a primary three-phase main power source.
３相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置においては、まず３相のそれぞれの単相分の交流電圧をダイオードなどの整流素子で全波整流し、３相の全波整流波形を合成するのが一般的である（例えば特許文献１参照）。
このときに、単相の交流電圧波形は全波整流されることによって、２つのパルス状波形となる。そして互いに１２０度の位相が異なる３相の交流電圧では、全波整流後において１周期で合計６パルス（２パルス×３相）が重畳された合成電圧波形の直流電力が得られる（図５、図６参照）。このような方法が一般的であり基本的な方法である。
In a power conversion device that converts three-phase AC power to DC power, first, the AC voltage for each single phase of the three phases is full-wave rectified by a rectifying element such as a diode to synthesize a three-phase full-wave rectified waveform. Is generally (see, for example, Patent Document 1).
At this time, the single-phase AC voltage waveform is full-wave rectified to become two pulse-like waveforms. With a three-phase AC voltage that is 120 degrees out of phase with each other, a DC voltage having a combined voltage waveform in which a total of 6 pulses (2 pulses × 3 phases) are superimposed in one cycle after full-wave rectification is obtained (FIG. 5). (See FIG. 6). Such a method is general and basic.
しかしながら、前記した特許文献１を含むこのような３相交流電力を直流電力に変換する方法においては、全波整流後の波形は、前記したように１周期で合計６パルスの合成波形であるので、無視できない程度の高調波成分を電圧波形もしくは電流波形に含む。また、この高調波成分によって、３相交流電源の力率が低下するという問題がある。
また、高調波を低減するために複数の電力変換装置を用いる場合には、設置場所の増加という問題がある。
However, in the method of converting such three-phase AC power to DC power including
Moreover, when using a some power converter device in order to reduce a harmonic, there exists a problem of an increase in an installation place.
そこで、本発明は前記の事情を考慮してなされたもので、その目的とするところは、３相交流電力を直流電力に変換する際に、高調波成分が低減され、３相交流電源の力率が改善される電力変換装置を提供することである。 Therefore, the present invention has been made in consideration of the above-described circumstances, and the object of the present invention is to reduce the harmonic component when converting the three-phase AC power to the DC power, thereby reducing the power of the three-phase AC power supply. It is to provide a power conversion device in which the rate is improved.
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、３相交流電力から直流電力を生成する電力変換装置であって、複数台の３相全波整流器を備え、当該３相全波整流器のそれぞれの入力端子から前記３相交流電力の異なる位相の組の３相交流電圧を入力し、前記複数台の３相全波整流器のそれぞれの出力電圧が合成されて出力する。
In order to solve the above problems, the present invention is configured as follows.
That is, the power conversion device of the present invention is a power conversion device that generates DC power from three-phase AC power, and includes a plurality of three-phase full-wave rectifiers, and each input terminal of the three-phase full-wave rectifiers. A three-phase AC voltage having a set of different phases of the three-phase AC power is input, and output voltages of the plurality of three-phase full-wave rectifiers are combined and output.
かかる構成により、３相交流電力を直流電力に変換する際の１周期における合成パルス数が増加し、高調波成分が低減する。 With this configuration, the number of combined pulses in one cycle when converting three-phase AC power to DC power is increased, and harmonic components are reduced.
以上、本発明によれば、３相交流電力を直流電力に変換する際に、高調波成分が低減され、３相交流電源の力率が改善される電力変換装置を提供できる。 As mentioned above, according to this invention, when converting 3 phase alternating current power into direct current power, a harmonic component is reduced and the power converter device with which the power factor of a 3 phase alternating current power supply is improved can be provided.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
（第１実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第１実施形態を、図１〜図３、図５〜図１０を参照して説明する。
図１は、第１実施形態の電力変換装置１０１と、入力多重変圧器２０１と、ダイオード６０と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。まず、図１の構成の概要を説明し、その後、順に入力多重変圧器２０１、電力変換装置１０１、ダイオード６０、電池負荷４Ｂの詳細な構成と動作を説明する。
(1st Embodiment and power converter device)
1st Embodiment of the power converter device of this invention is described with reference to FIGS. 1-3, FIGS. 5-10.
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
＜第１実施形態の電力変換装置１０１の接続関係の概要＞
３相主電源１０から入力多重変圧器２０１の１次側に３相交流電圧Ｖａｃ１が１次入力器２１０に入力されている。入力多重変圧器２０１の２次側は、２回路の２次出力器２２１と２次出力器２２２を具備している。
第１実施形態の電力変換装置１０１に、入力多重変圧器２０１の２次出力器２２１の３相交流の２次出力Ｖａｃ２１と２次出力器２２２の３相交流の２次出力Ｖａｃ２２とが、それぞれ入力されている。
なお、３相主電源１０から１次入力器２１０に接続した配線、および２次出力器２２１と２次出力器２２２からそれぞれ入力多重変圧器２０１に接続した配線に３本の斜線が付されているのは、３相交流であることを意味している。つまり、Ｖａｃ１、Ｖａｃ２１、Ｖａｃ２２が、それぞれ３相交流電圧であることに対応している。
<Outline of Connection Relationship of
A three-phase AC voltage Vac1 is input to the
In the
Note that three diagonal lines are attached to the wiring connected from the three-phase
第１実施形態の電力変換装置１０１においては、３相交流の２次出力Ｖａｃ２１と３相交流の２次出力Ｖａｃ２２とが別々に整流され、直流電力に変換され、合成され、さらに合成された直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換器５０によって、所定（所望）の直流電圧に変換され、直流の出力電圧Ｖｏ１として出力されている。
電力変換装置１０１の直流の出力電圧Ｖｏ１は、電池からの逆流を防止するダイオード６０を経由して、電池負荷（例えば、電気自動車等の電池）４Ｂに供給されている。
なお、負荷が電池のように電力を蓄積する負荷形態を電池負荷と適宜表記する。また、負荷が抵抗や電動機などの電力を消費する負荷形態を駆動負荷と適宜表記する。
In the
The DC output voltage Vo1 of the
In addition, the load form which accumulate | stores electric power like a battery is suitably described with a battery load. In addition, a load form in which the load consumes electric power such as a resistor or an electric motor is appropriately described as a drive load.
≪入力多重変圧器≫
入力多重変圧器２０１は、前記したように、３相主電源１０から１次側に３相交流電圧Ｖａｃ１が１次入力器２１０に入力されている。１次入力器２１０はΔ結線の３相巻線で構成されていて、Δ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２１と、Ｙ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２２に電磁的に結合されている。そして、それぞれ３相交流の２次出力Ｖａｃ２１と３相交流の２次出力Ｖａｃ２２とに変換される。
なお、Δ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２１と、Δ結線の３相巻線で構成されている１次入力器２１０とは、同相で構成されている。しかし、Ｙ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２２は、Δ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２１や１次入力器２１０とは３相交流電圧として、異なる位相を有している。
≪Input multiple transformer≫
In the input
The
≪Δ結線とＹ結線の関係≫
ここでΔ結線とＹ結線の関係を図５と図８〜図１０で簡単に概略を説明する。
図８は、３相交流の３相巻線をΔ結線（８２４）で構成することを示した図である。
１次入力器２１０と２次出力器２２１は、ともに図８で示すΔ結線の３相巻線で構成されている。ただし、１次入力器２１０と２次出力器２２１とは巻線の回数が異なり、またその巻線から生ずる電圧は異なる。
図８において、２次出力器２２１としてのΔ結線の３相巻線であるＵ相巻線８２４１、Ｖ相巻線８２４２、Ｗ相巻線８２４３には、後述する図５に示した３相交流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各１２０度ずつ位相差のある正弦波形の交流電圧が加わっている。それらの交流電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとする。
≪Relationship between Δ connection and Y connection≫
Here, the relationship between the Δ connection and the Y connection will be briefly described with reference to FIGS. 5 and 8 to 10.
FIG. 8 is a diagram showing that a three-phase AC three-phase winding is constituted by a Δ connection (824).
The
In FIG. 8, a U-phase winding 8241, a V-phase winding 8242, and a W-phase winding 8243, which are three-phase windings of Δ connection as the
また、Ｕ相巻線８２４１とＶ相巻線８２４２との接続点をｖ端子８２４５とする。また、Ｖ相巻線８２４２とＷ相巻線８２４３との接続点をｗ端子８２４６とする。また、Ｗ相巻線８２４３とＵ相巻線８２４１との接続点をｕ端子８２４４とする。
なお、３相出力端子ｕ、ｖ、ｗからの出力電圧は、端子ｕと端子ｖ間には交流電圧Ｖｕ、端子ｖと端子ｗ間には交流電圧Ｖｖ、端子ｗと端子ｕ間には交流電圧Ｖｗがそれぞれ出力される。このときには、Ｕ相巻線８２４１の交流電圧Ｖｕは、端子ｕと端子ｖ間の交流電圧Ｖｕと同じである。またＶ相巻線８２４２の交流電圧Ｖｖは、端子ｖと端子ｗ間には交流電圧Ｖｖと同じである。またＷ相巻線８２４３の交流電圧Ｖｗは、端子ｗと端子ｕ間には交流電圧Ｖｗと同じである。
A connection point between the U-phase winding 8241 and the V-phase winding 8242 is
The output voltages from the three-phase output terminals u, v, and w are AC voltage Vu between the terminals u and v, AC voltage Vv between the terminals v and w, and AC between the terminals w and u. Each voltage Vw is output. At this time, the AC voltage Vu of the U-phase winding 8241 is the same as the AC voltage Vu between the terminal u and the terminal v. The AC voltage Vv of the V-phase winding 8242 is the same as the AC voltage Vv between the terminals v and w. The AC voltage Vw of the W-phase winding 8243 is the same as the AC voltage Vw between the terminal w and the terminal u.
次にＹ結線について説明する。
図９は、３相交流の３相巻線をＹ結線（８２７）で構成することを示した図である。Ｕ相巻線８２７１、Ｖ相巻線８２７２、Ｗ相巻線８２７３には、図５に示した３相交流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各１２０度ずつ位相差のある正弦波形の交流電圧が加わっている。それらの交流電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとする。
また、Ｕ相巻線８２７１の一端がｕ端子８２７４、Ｖ相巻線８２７２の一端がｖ端子８２７５、Ｗ相巻線８２７３の一端がｗ端子８２７６である。
また、Ｕ相巻線８２７１、Ｖ相巻線８２７２、Ｗ相巻線８２７３のそれぞれの他端は互いに接続され中性点８２７０となっている。
このとき、Ｕ相巻線８２７１には交流電圧Ｖｕが、Ｖ相巻線８２７２には交流電圧Ｖｖが、Ｗ相巻線８２７３には交流電圧Ｖｗが、それぞれ発生している。
Next, the Y connection will be described.
FIG. 9 is a diagram showing that a three-phase AC three-phase winding is configured by Y connection (827). The U-phase winding 8271, the V-phase winding 8272, and the W-phase winding 8273 are sinusoidal alternating currents having a phase difference of 120 degrees each of the U-phase, V-phase, and W-phase of the three-phase alternating current shown in FIG. Voltage is applied. These AC voltages are Vu, Vv, and Vw.
One end of the U-phase winding 8271 is
The other ends of the U-phase winding 8271, V-phase winding 8272, and W-phase winding 8273 are connected to each other to form a
At this time, an AC voltage Vu is generated in the U-phase winding 8271, an AC voltage Vv is generated in the V-phase winding 8272, and an AC voltage Vw is generated in the W-phase winding 8273.
このときの端子ｕ、端子ｖ、端子ｗのそれぞれの間に発生する線間電圧について説明する。
図１０は、Ｙ結線に接続された３相巻線における、相電圧と線間電圧の関係を示すベクトル図である。
図９における端子ｖと端子ｕの間の線間電圧Ｖｖｕは、Ｖ相巻線８２７２の交流電圧Ｖｖから、Ｕ相巻線８２７１の交流電圧Ｖｕを引くことに相当するので、線間電圧Ｖｖｕは、Ｖｖｕ＝Ｖｖ＋（−Ｖｕ）であって、図１０のベクトル図に示すようになる。このとき、Ｖ相巻線８２７２の相電圧Ｖｖと線間電圧Ｖｖｕの間は、位相差３０度（３０°）となる。
The line voltage generated between the terminals u, v, and w at this time will be described.
FIG. 10 is a vector diagram showing the relationship between the phase voltage and the line voltage in the three-phase winding connected to the Y connection.
Since the line voltage Vvu between the terminal v and the terminal u in FIG. 9 corresponds to subtracting the AC voltage Vu of the U-phase winding 8271 from the AC voltage Vv of the V-phase winding 8272, the line voltage Vvu is , Vvu = Vv + (− Vu), as shown in the vector diagram of FIG. At this time, the phase difference between the phase voltage Vv of the V-phase winding 8272 and the line voltage Vvu is 30 degrees (30 °).
同様に、端子ｗと端子ｖの間の線間電圧Ｖｗｖは、Ｗ相巻線８２７３の交流電圧Ｖｗから、Ｖ相巻線８２７２の交流電圧Ｖｖを引くことに相当するので、線間電圧Ｖｗｖは、Ｖｗｖ＝Ｖｗ＋（−Ｖｖ）であって、図１０のベクトル図に示すようになる。このとき、Ｖ相巻線８２７２の相電圧Ｖｗと線間電圧Ｖｗｖの間は、位相差３０度（３０°）となる。
また、同様に、端子ｕと端子ｗの間の線間電圧Ｖｕｗは、Ｕ相巻線８２７１の交流電圧Ｖｕから、Ｗ相巻線８２７３の相電圧Ｖｗを引くことに相当するので、線間電圧Ｖｕｗは、Ｖｕｗ＝Ｖｕ＋（−Ｖｗ）であって、図１０のベクトル図に示すようになる。このとき、Ｕ相巻線８２７１の相電圧Ｖｕと線間電圧Ｖｕｗの間は、位相差３０度（３０°）となる。
Similarly, the line voltage Vwv between the terminal w and the terminal v is equivalent to subtracting the AC voltage Vv of the V-phase winding 8272 from the AC voltage Vw of the W-phase winding 8273. Therefore, the line voltage Vwv is Vwv = Vw + (− Vv), as shown in the vector diagram of FIG. At this time, the phase difference between the phase voltage Vw of the V-phase winding 8272 and the line voltage Vwv is 30 degrees (30 °).
Similarly, the line voltage Vuw between the terminal u and the terminal w corresponds to subtracting the phase voltage Vw of the W-phase winding 8273 from the AC voltage Vu of the U-phase winding 8271. Vuw is Vuw = Vu + (− Vw), as shown in the vector diagram of FIG. At this time, the phase difference between the phase voltage Vu of the U-phase winding 8271 and the line voltage Vuw is 30 degrees (30 °).
以上より、３相巻線をＹ結線に接続した場合は、相電圧と線間電圧には３０度の位相差が生ずる。これに対してΔ結線の場合には、相電圧と線間電圧が等しい。したがって、１次側のΔ結線から、２次側にΔ結線とＹ結線で２次電圧を発生させた場合には、線間電圧において、Δ結線とＹ結線との間で、３０度の位相差が発生する。この３０度の位相差を第１実施形態の電力変換装置１０１（図１）にて用いる。詳細は後記する。
なお、図１０において、３相巻線をＹ結線に接続した場合は、前記したように３０度の位相差が生じるが、同時に線間電圧Ｖｖｕ、Ｖｗｖ、Ｖｕｗは相電圧よりも絶対値において大きくなる（（３）１／２≒１．７３倍）。この電圧の増大に対しては、３相巻線の巻数などを変えて、同電圧もしくは目的に適うように調整する。
As described above, when the three-phase winding is connected to the Y connection, a phase difference of 30 degrees occurs between the phase voltage and the line voltage. On the other hand, in the case of Δ connection, the phase voltage and the line voltage are equal. Therefore, when a secondary voltage is generated from the Δ-connection on the primary side by the Δ-connection and the Y-connection on the secondary side, the line voltage is about 30 degrees between the Δ-connection and the Y-connection. A phase difference occurs. This 30 degree phase difference is used in the power converter 101 (FIG. 1) of the first embodiment. Details will be described later.
In FIG. 10, when the three-phase winding is connected to the Y connection, a phase difference of 30 degrees occurs as described above, but at the same time, the line voltages Vvu, Vwv, Vuw are larger in absolute value than the phase voltage. ((3) 1/2 ≈1.73 times). To increase the voltage, the number of turns of the three-phase winding is changed to adjust the voltage or the purpose.
なお、図１におけるＶａｃ２１はＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗの組に相当し、Ｖａｃ２２はＶｖｕ、Ｖｗｖ、Ｖｕｗの組に相当する。 1 corresponds to a set of Vu, Vv, and Vw, and Vac22 corresponds to a set of Vvu, Vwv, and Vuw.
≪電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）・その１≫
次に、ＡＣ／ＤＣ変換器（AC DC Converter）の機能を備える電力変換装置１０１について図１、図２を参照して説明する。
図２は、図１に示したＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０１の詳細な構成を示す回路図である。
ＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０１は、２台の３相全波整流器９１、９２と、ＤＣ／ＤＣ変換器（DC DC Converter）５０とを備えている。
まず、３相全波整流器１（９１）、３相全波整流器２（９２）の構成と動作について説明する。
≪Power converter (AC / DC converter) ・ 1≫
Next, the
FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the
The
First, the configuration and operation of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) will be described.
≪全波整流器≫
図２において、３相全波整流器１（９１）は、６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３からなる３相全波整流回路８１とコンデンサ７１とを備えて構成されている。
ダイオードＤ１１〜Ｄ１３のカソードは整流正側直流電源８Ｐに接続され、ダイオードＤ２１〜Ｄ２３のアノードは整流負側直流電源８Ｎに接続されている。また、ダイオードＤ１１のアノードとダイオード２１のカソードとの接続点、ダイオードＤ１２のアノードとダイオード２２のカソードとの接続点、ダイオードＤ１３のアノードとダイオード２３のカソードとの接続点にはそれぞれ３相出力電圧Ｖａｃ２１の３相の交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがそれぞれ入力している。
≪Full wave rectifier≫
In FIG. 2, the three-phase full-wave rectifier 1 (91) includes a three-phase full-
The cathodes of the diodes D11 to D13 are connected to the rectifying positive side
図５は、３相交流電圧のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形と各相の位相関係を示した図である。図５の縦軸は電圧を示している。また横軸は電気角、もしくは電気角に相当する時間の流れを示している。
図２における３相出力電圧Ｖａｃ２１の３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図５におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形にそれぞれ対応している。
図２において、３相全波整流回路８１に入力した３相出力電圧Ｖａｃ２１の３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３によって、それぞれ整流される。
図６は、図５の３相交流電圧のＵ相、Ｖ相、Ｗ相（３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）が、それぞれ負側の各電圧波形は整流されて反転した正側の電圧波形を示す図である。
なお、図６の縦軸は電圧を示している。また横軸は電気角、もしくは電気角に相当する時間の流れを示している。
FIG. 5 is a diagram showing the U-phase, V-phase, and W-phase voltage waveforms of the three-phase AC voltage and the phase relationship between the phases. The vertical axis in FIG. 5 represents voltage. The horizontal axis indicates the electrical angle or the flow of time corresponding to the electrical angle.
The three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw of the three-phase output voltage Vac21 in FIG. 2 correspond to the U-phase, V-phase, and W-phase voltage waveforms in FIG.
In FIG. 2, the three-phase voltages Vu, Vv, Vw of the three-phase output voltage Vac21 input to the three-phase full-
FIG. 6 shows the positive side voltages obtained by rectifying and inverting the negative voltage waveforms of the U-phase, V-phase, and W-phase (three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw) of the three-phase AC voltage shown in FIG. It is a figure which shows a waveform.
In addition, the vertical axis | shaft of FIG. 6 has shown the voltage. The horizontal axis indicates the electrical angle or the flow of time corresponding to the electrical angle.
したがって、図６の各相の電圧波形が合成されて６パルスとなって、図２における整流正側直流電源８Ｐと整流負側直流電源８Ｎの間に出力される。また、出力された各相の電圧（電力）はコンデンサ（Ｃ）７１に蓄積される。コンデンサ（Ｃ）７１は整流正側直流電源８Ｐと整流負側直流電源８Ｎの間の直流電圧Ｖｄを安定化させるとともに高調波成分（電圧リップル）を取り除く作用をする。しかしながら前記した６パルスの合成による高調波成分の影響は、必ずしも完全には除去できるものではない。
なお、図６においては、全波整流された各相の電圧波形をそれぞれ表記している。実際には加算されて合成されるので、合成された電圧値は高い電圧となる。
Therefore, the voltage waveforms of the respective phases in FIG. 6 are combined into 6 pulses, which are output between the rectified positive side
In FIG. 6, the voltage waveforms of the respective phases subjected to full-wave rectification are shown. In actuality, since they are added and synthesized, the synthesized voltage value is a high voltage.
また、図１、図２において、３相全波整流器２（９２）の出力が、３相全波整流器１（９１）の出力に並列に接続されている。
３相全波整流器２（９２）の回路構成は、３相全波整流器１（９１）と同じであるが、３相全波整流器２（９２）には３相出力電圧Ｖａｃ２２の３相交流電圧Ｖｖｕ、Ｖｗｖ、Ｖｕｗが入力している。
図１０を参照して前記したように３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと３相交流電圧Ｖｖｕ、Ｖｗｖ、Ｖｕｗは互いに位相が３０度ずれた位相の組み合わせである。
したがって、３相全波整流器２（９２）の出力には、図６の各相の電圧波形が合成されて６パルスとなって出力されるが、この６パルスの各相の電圧波形に対して前記した理由により３０度ずれた６パルスの電圧波形が整流正側直流電源８Ｐと整流負側直流電源８Ｎの間に出力される。
1 and 2, the output of the three-phase full-wave rectifier 2 (92) is connected in parallel to the output of the three-phase full-wave rectifier 1 (91).
The circuit configuration of the three-phase full-wave rectifier 2 (92) is the same as that of the three-phase full-wave rectifier 1 (91), but the three-phase full-wave rectifier 2 (92) has a three-phase AC voltage of the three-phase output voltage Vac22. Vvu, Vwv, and Vuw are input.
As described above with reference to FIG. 10, the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw and the three-phase AC voltages Vvu, Vwv, Vuw are combinations of phases that are 30 degrees out of phase with each other.
Therefore, the voltage waveform of each phase in FIG. 6 is synthesized and output as 6 pulses at the output of the three-phase full-wave rectifier 2 (92). For the reasons described above, a 6-pulse voltage waveform shifted by 30 degrees is output between the rectified positive
したがって、３相全波整流器１（９１）の出力と３相全波整流器２（９２）の出力は並列に接続されているので、出力波形は図７に示すようになる。
なお、図７は、互いに３０度ずれた３相全波整流波形を重ねて表記した図である。ただし、これらの互いに３０度ずれた３相全波整流波形によって合成された波形は、図示していない。また、図７の縦軸は電圧を示している。また横軸は電気角、もしくは電気角に相当する時間の流れを示している。
図６において、３相全波整流器１（９１）の出力である整流された電圧波形のピークは、６０度（１２０度／２）毎に現れるが、図７において、３０度ずれた６０度（１２０度／２）毎のピークの電圧波形の３相全波整流器２（９２）の出力が重なるので、合成された電圧波形としては、ピークが３０度毎に現れる１２パルス（１周期、３６０度）の波形となる。したがって、コンデンサ（Ｃ）７１の両端の間の直流電圧Ｖｄの高調波成分（あるいは高調波電流）は低減する。また、入力多重変圧器２０１の１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
Therefore, since the output of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the output of the three-phase full-wave rectifier 2 (92) are connected in parallel, the output waveform is as shown in FIG.
FIG. 7 is a diagram in which three-phase full-wave rectified waveforms shifted by 30 degrees from each other are overlaid. However, the waveform synthesized by these three-phase full-wave rectified waveforms shifted by 30 degrees from each other is not shown. In addition, the vertical axis in FIG. 7 indicates the voltage. The horizontal axis indicates the electrical angle or the flow of time corresponding to the electrical angle.
In FIG. 6, the peak of the rectified voltage waveform that is the output of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) appears every 60 degrees (120 degrees / 2), but in FIG. Since the output of the three-phase full-wave rectifier 2 (92) of the peak voltage waveform every 120 degrees / 2) overlaps, the synthesized voltage waveform has 12 pulses (one cycle, 360 degrees) where the peak appears every 30 degrees. ) Waveform. Accordingly, the harmonic component (or harmonic current) of the DC voltage Vd across the capacitor (C) 71 is reduced. Further, the power factor of the three-phase
また、ここでは電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０１の出力容量（ｋＷ）に対して、３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）の各出力容量をほぼ等しく５０％とする。即ち３相全波整流器１（９１）の直流電流Ｉｄ１と３相全波整流器２（９２）の直流電流Ｉｄ２とがほぼ等しくなるように、入力多重変圧器２０１の２次電圧Ｖａｃ２１とＶａｃ２１を選択する。
また、３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）の２台の出力となるので、電力容量は増加する効果もある。
Also, here, the output capacities of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) are substantially equal to the output capacity (kW) of the power converter (AC / DC converter) 101. Equally 50%. That is, the secondary voltages Vac21 and Vac21 of the input
Moreover, since it becomes two outputs, the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92), there is also an effect that the power capacity increases.
≪ＤＣ／ＤＣ変換器≫
次に図１、図２に示したＤＣ／ＤＣ変換器５０について説明する。
図３は、電力変換装置１０２に備えられたＤＣ／ＤＣ変換器５０の構成を示す回路図である。
ＤＣ／ＤＣ変換器５０は、ＤＣ／ＡＣ変換器５１と変圧器５２と単相の全波整流器５３と平滑用のコンデンサ５７を備えて構成されている。ＤＣ／ＤＣ変換器５０の機能の概略を次に説明する。
ＤＣ／ＡＣ変換器５１によって、直流電力が交流電力に変換され、変換された交流電力が変圧器５２で電圧変換され、電圧変換された交流電力が単相の全波整流器５３と平滑用のコンデンサ５７によって、直流電力に変換される。
以上の過程によって、直流電圧Ｖｄの直流電力が、負荷に適した直流電圧の出力電圧Ｖｏ１の直流電力に変換される。
≪DC / DC converter≫
Next, the DC /
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the DC /
The DC /
The DC /
Through the above process, the DC power of the DC voltage Vd is converted to DC power of the output voltage Vo1 of the DC voltage suitable for the load.
以上で説明したＤＣ／ＡＣ変換器５１と変圧器５２と全波整流器５３ついて、構成と動作を次に詳しく説明する。
図３において、ＤＣ／ＡＣ変換器５１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を備えている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のコレクタ端子は、コンデンサ（Ｃ）７１の両端の間の直流電圧Ｖｄの正側の端子（整流正側直流電源８Ｐ、図２）に接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のエミッタ端子は、コンデンサ（Ｃ）７１の両端の間の直流電圧Ｖｄの負側の端子（整流負側直流電源８Ｎ、図２）に接続されている。
The configuration and operation of the DC /
In FIG. 3, the DC /
スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子は接続され、交流出力の第１端子となっている。
また、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子は接続され、交流出力の第２端子となっている。
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のそれぞれのゲート端子は、直流電圧Ｖｄを交流出力の第１端子と第２端子から交流電力が得られるようにパルス幅制御（ＰＷＭ）される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を統括してパルス幅制御する回路は、図示されていない。
The emitter terminal of the switching element Q1 and the collector terminal of the switching element Q4 are connected to serve as a first terminal for AC output.
The emitter terminal of the switching element Q3 and the collector terminal of the switching element Q2 are connected to serve as a second terminal for AC output.
The gate terminals of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are subjected to pulse width control (PWM) so that AC power can be obtained from the first terminal and the second terminal of the AC output for the DC voltage Vd. A circuit for controlling the pulse width by controlling the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 is not shown.
変圧器５２の１次側には、ＤＣ／ＡＣ変換器５１の交流出力の第１端子と第２端子が接続され、交流電力（交流電圧）が入力されている。変圧器５２の２次側には変圧比ｍ：ｎにしたがって、変圧された交流電力（交流電圧）が出力する。
On the primary side of the
変圧器５２の２次側の交流出力電力は、ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成された全波整流器５３と平滑用のコンデンサ（Ｃ）５７によって、出力電圧Ｖｏ１の直流電力に変換される。
The AC output power on the secondary side of the
なお、図１〜図３において、電力変換装置１０１の出力の後に備えられたダイオード６０は、逆流防止用ダイオードの機能があり、負荷が電池負荷４Ｂの場合において、電流の逆流を防ぐために備えている。
また、電池負荷４Ｂは例えば電気自動車等の電池を想定している。
1 to 3, the
The
≪電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）・その２≫
次に、電力変換装置１０１の定量的な観点からの説明を補足する。
図１において、直流電圧Ｖｄは、３相全波整流器１（９１）の出力の直流電圧Ｖｄ１と３相全波整流器２（９２）の出力の直流電圧Ｖｄ２に等しくなる。
したがって、
Ｖｄ＝Ｖｄ１＝Ｖｄ２ ・・・（式１）
また、直流電流Ｉｄと３相全波整流器１（９１）、３相全波整流器２（９２）にそれぞれ流れる直流電流Ｉｄ１、Ｉｄ２とにおいて、
Ｉｄ＝Ｉｄ１＋Ｉｄ２ ・・・（式２）
が成立する。
なお、図１においては、Ｖｄ＝Ｖｄ１＝Ｖｄ２となるため、Ｖｄのみを表記、Ｖｄ１とＶｄ２については表記していない。
≪Power converter (AC / DC converter) ・ 2≫
Next, the description from the quantitative viewpoint of the
In FIG. 1, the DC voltage Vd is equal to the DC voltage Vd1 output from the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the DC voltage Vd2 output from the three-phase full-wave rectifier 2 (92).
Therefore,
Vd = Vd1 = Vd2 (Formula 1)
Further, in the direct current Id and the direct currents Id1 and Id2 flowing through the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92), respectively,
Id = Id1 + Id2 (Formula 2)
Is established.
In FIG. 1, since Vd = Vd1 = Vd2, only Vd is shown, and Vd1 and Vd2 are not shown.
一方、電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０１の出力容量Ｐｈ（ｋＷ）は、
Ｐｈ＝Ｖｏ１＊Ｉｏ１ ・・・（式３）
＝α０＊Ｖｄ＊Ｉｄ ・・・（式４）
となる。なお、「＊」は「×」の意味である。
ここで、Ｖｏ１は電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０１の出力電圧、Ｉｏ１は電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０１の出力電流、α０は補正係数である。
On the other hand, the output capacity Ph (kW) of the power converter (AC / DC converter) 101 is
Ph = Vo1 * Io1 (Formula 3)
= Α0 * Vd * Id (Formula 4)
It becomes. “*” Means “x”.
Here, Vo1 is an output voltage of the power converter (AC / DC converter) 101, Io1 is an output current of the power converter (AC / DC converter) 101, and α0 is a correction coefficient.
以上から、
ａ）Ｐｈは充電器負荷容量から決定されるｋＷ
ｂ）（式１）〜（式４）
ｃ）３相全波整流器９１、９２の各出力容量をほぼ等しく５０％
の３条件を用いて入力多重変圧器２０１の各２次出力器２２１、２２２の２次側出力容量Ｐ２１とＰ２２を決定する。
Ｐ２１＝Ｐ２２ ・・・（式５）
Ｐ２１＝（Ｐｈ＊α１）／２ ・・・（式６）
ここでα１は補正係数である。以上によって入力多重変圧器２０１の仕様を決定することができる。
From the above
a) Ph is kW determined from the charger load capacity
b) (Formula 1) to (Formula 4)
c) The output capacities of the three-phase full-
The secondary output capacities P21 and P22 of the
P21 = P22 (Formula 5)
P21 = (Ph * α1) / 2 (Expression 6)
Here, α1 is a correction coefficient. The specification of the input
ただし、入力多重変圧器２０１の各２次出力器２２１、２２２の２次側出力巻線の位相差は、３０度（６０度/２回路）とする。例えば１次入力器２１０はΔ結線（デルタ巻）、２次出力器２２１はΔ結線、２次出力器２２２はＹ結線（スター巻）とする。
なお、図１において、１次入力器２１０、２次出力器２２１、２次出力器２２２に付した記号は、以上の結線と対応するような記号を選択している。
However, the phase difference between the secondary output windings of the
In FIG. 1, symbols assigned to the
≪ＤＣ／ＤＣ変換器５０の定量的な補足説明≫
また、ＤＣ／ＤＣ変換器５０の定量的な観点からの説明を補足する。
図３において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４によって構成されるＤＣ／ＡＣ変換器５１において、直流電圧Ｖｄをスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の組を交互にオン／オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）する。なお、ここで、オン比率ｒを、
オン比率ｒ＝（オンＴｏｎ時間）／｛（オンＴｏｎ時間）＋（オフＴｏｆｆ時間）｝
・・・（式７）
とする。
このオン比率ｒのもとに可変交流電圧Ｖｘ１を形成する。この可変交流電圧Ｖｘ１は、変圧器５２を介して、可変交流電圧Ｖｘ２に変換される。
ここで、変圧器５２の１次／２次の巻線比がｍ：ｎとすると、可変交流電圧Ｖｘ２は、
Ｖｘ２＝Ｖｘ１＊（ｎ／ｍ）＊ｒ ・・・（式８）
となる。この可変交流電圧Ｖｘ２を全波整流して直流の出力電圧Ｖｏ１が得られる。
≪Quantitative supplementary explanation of DC /
Further, the description from the quantitative viewpoint of the DC /
In FIG. 3, in the DC /
ON ratio r = (ON Ton time) / {(ON Ton time) + (OFF Toff time)}
... (Formula 7)
And
A variable AC voltage Vx1 is formed based on the ON ratio r. This variable AC voltage Vx1 is converted to a variable AC voltage Vx2 via the
Here, when the primary / secondary winding ratio of the
Vx2 = Vx1 * (n / m) * r (Expression 8)
It becomes. The variable AC voltage Vx2 is full-wave rectified to obtain a DC output voltage Vo1.
（第２実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第２実施形態を説明する。
図４は、第２実施形態の電力変換装置１０２と、入力多重変圧器２０１と、駆動負荷４Ｌとの関係を示す回路図である。
なお、第２実施形態の電力変換装置１０２と第１実施形態の電力変換装置１０１の内部の構成は同一である。
図４において、負荷として駆動負荷４Ｌに本発明の電力変換装置１０２の出力を供給している。前記したように駆動負荷４Ｌは抵抗に換算される負荷や電動機などの一般的な負荷を意味している。第１実施形態を適用した図１において、負荷は電池負荷４Ｂで説明したが、図４に示した一般的な負荷である駆動負荷４Ｌでも同様の機能、動作を行う。
したがって、第２実施形態においても、入力多重変圧器２０１の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
(Second Embodiment / Power Converter)
2nd Embodiment of the power converter device of this invention is described.
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
In addition, the internal structure of the
In FIG. 4, the output of the
Therefore, also in the second embodiment, the harmonic component on the primary side of the input
なお、負荷として駆動負荷４Ｌを用いているので、電池負荷４Ｂ（図１）の際に必要とした逆流防止用のダイオード６０（図１）は不要であり、用いていない。
また、駆動負荷４Ｌを用いたことと、ダイオード６０（図１）を除いたこと以外の構成は、図１と同じであるので、同じ要素についての説明は省略する。
Since the
Since the configuration other than the use of the driving
（第３実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第３実施形態を図１１、図１２を参照して説明する。
図１１は、第３実施形態の電力変換装置１０３と、入力多重変圧器２０１と、ダイオード６０と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
図１１が図１と異なるのは、電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０３における３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）との接続関係である。
第１実施形態の図１においては、電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０１における３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）のそれぞれの出力は、並列に接続されていたが、図１１における第２実施形態の電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０３における３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）のそれぞれの出力は、直列に接続されている。
(3rd Embodiment and power converter device)
3rd Embodiment of the power converter device of this invention is described with reference to FIG. 11, FIG.
FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
FIG. 11 is different from FIG. 1 in the connection relationship between the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) in the power converter (AC / DC converter) 103.
In FIG. 1 of the first embodiment, the outputs of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) in the power converter (AC / DC converter) 101 are connected in parallel. However, the outputs of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) in the power converter (AC / DC converter) 103 of the second embodiment in FIG. Connected in series.
図１１においては、前記したように、３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）のそれぞれの出力としての直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は直列に接続されているので、以下の式が成り立つ。
出力としての直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２ ・・・（式９）
出力としての直流電流Ｉｄ＝Ｉｄ１＝Ｉｄ２ ・・・（式１０）
In FIG. 11, since the DC voltages Vd1 and Vd2 as the outputs of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) are connected in series as described above, The following equation holds.
DC voltage Vd = Vd1 + Vd2 as output (Equation 9)
DC current Id = Id1 = Id2 as output (Equation 10)
図１１の第３実施形態の電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０３においても、３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）のそれぞれの出力電圧波形における６パルスは、互いに３０度ずつずれていることは、図１の第１実施形態の電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０１と同様であるので、合成された波形は１２パルスとなる。
したがって、図５においても図１と同等に１次側の３相交流電圧Ｖａｃ１の高調波電流の低減と１次側の３相主電源１０の力率が改善される。
Also in the power converter (AC / DC converter) 103 of the third embodiment in FIG. 11, 6 pulses in the output voltage waveforms of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92), respectively. Are the same as those of the power conversion apparatus (AC / DC converter) 101 of the first embodiment in FIG. 1, so that the synthesized waveform is 12 pulses.
Therefore, also in FIG. 5, the harmonic current of the primary side three-phase AC voltage Vac1 is reduced and the power factor of the primary side three-phase
図１２は、電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）１０３の内部の構成をより詳しく示した図である。図１２において、図２と異なるのは、３相全波整流器１（９１）と３相全波整流器２（９２）の出力が前記したように直列に接続されていることである。これによる機能、動作については前記したとおりである。
また、図１１、図１２において、入力多重変圧器２０１、ＤＣ／ＤＣ変換器５０、ダイオード６０、電池負荷４Ｂ、コンデンサＣ（７１）などの他の要素は同一であるので、説明は省略する。
FIG. 12 is a diagram showing the internal configuration of the power converter (AC / DC converter) 103 in more detail. 12 differs from FIG. 2 in that the outputs of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) and the three-phase full-wave rectifier 2 (92) are connected in series as described above. The function and operation by this are as described above.
11 and 12, the other elements such as the input
（第４実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第４実施形態を図１３、図１４を参照して説明する。
図１３は、第４実施形態の電力変換装置１０４と、入力多重変圧器２０２と、ダイオード６０と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
図１３の第４実施形態は、図１の第１実施形態の電力変換装置１０１における２個の３相全波整流器を、ｎ台に拡張したものである。
また、その拡張にともない入力多重変圧器２０１（図１）を、図１３の第４実施形態においては、入力多重変圧器２０２の２次出力器２３１〜２３ｎの各位相が異なるｎ回路に拡張したことである。
(4th Embodiment and power converter device)
A power converter according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
In the fourth embodiment of FIG. 13, the two three-phase full-wave rectifiers in the
With the expansion, the input multiple transformer 201 (FIG. 1) is expanded to n circuits having different phases of the
≪２次出力器をｎ回路に拡張した入力多重変圧器≫
まず、２次出力器２３１〜２３ｎの各位相が異なるｎ回路に拡張した入力多重変圧器２０２について説明する。
図１３において、入力多重変圧器２０２の１次入力器２１０は、Δ結線で１回路であるのに対し、２次出力器はｎ回路の２次出力器２３１〜２３ｎが備えられている。２次出力器２３１〜２３ｎはΔ結線であるが、ｎ回路の各２次出力器の相互間において位相が異なっている。つまり、Δ結線の１次入力器２１０の位相を基準として、２次出力器２３１〜２３ｎの各位相は、
位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度、
となっている。
なお、上記の位相の組合せを「互いに（６０／ｎ）度の整数倍の位相差のｎ組」もしくは、「互いに略（６０／ｎ）度の整数倍の位相差のｎ組」と適宜、表記する。なお、「略」を付加したのは、実際にはある程度の誤差があるからである。
≪Input multiple transformer with secondary output expanded to n circuit≫
First, the input
In FIG. 13, the
Phase difference 0 degree, (60 * 1 / n) degree, ..., {60 * (n-1) / n} degree,
It has become.
In addition, the combination of the above phases is appropriately set to “n sets of phase differences that are integral multiples of (60 / n) degrees” or “n sets of phase differences that are integral multiples of (60 / n) degrees relative to each other” write. The reason why “substantially” is added is that there is actually some error.
なお、ｎ種の位相差のある２次出力器２３１〜２３ｎの形成の仕方は、いくつかあるが、例えば、「亀の子巻き」という方法がある。
「亀の子巻き」法においては、Δ巻き（Δ結線）の途中（頂点ではなく）に各３相巻線のそれぞれに（ｎ−１）個の端子を設け、各３相巻線の途中の対応する端子同士で前記Δ巻きの内側に新たな三角形を構成する。そして次の端子に移動して、その端子に対応する端子同士で前記Δ巻きの内側に別の新たな三角形を構成する。このようにして、（ｎ−１）個の新たな三角形が構成されるが、これらの新たな三角形の頂点から出力される電圧の組み合わせはΔ結線と見なせる３相交流であって、もとの位相差０度に対して、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度の位相差を有している。さらにもとの位相０度のΔ結線と組み合わせれば、前記した、
位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度、
の位相差を有するｎ回路の２次出力器２３１〜２３ｎが得られる。
There are several ways of forming the
In the “turtle winding” method, (n−1) terminals are provided in each three-phase winding in the middle of Δ winding (Δ connection) (not in the apex), and in the middle of each three-phase winding. A new triangle is formed on the inner side of the Δ winding between the corresponding terminals. Then, the terminal moves to the next terminal, and another new triangle is formed inside the Δ winding with the terminals corresponding to the terminal. In this way, (n−1) new triangles are constructed, and the combination of voltages output from the vertices of these new triangles is a three-phase alternating current that can be regarded as a Δ connection, It has a phase difference of (60 * 1 / n) degrees, ..., {60 * (n-1) / n} degrees with respect to a phase difference of 0 degrees. Furthermore, when combined with the original Δ phase connection of 0 degrees,
Phase difference 0 degree, (60 * 1 / n) degree, ..., {60 * (n-1) / n} degree,
N
≪電力変換装置（ＡＣ／ＤＣ変換器）・第４実施形態≫
次に、ＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０４について図１３、図１４を参照して説明する。
図１３、図１４に示すように、ＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０４において、３相全波整流器は、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）のｎ回路を備えている。
なお、図１４は、ＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０４における３相全波整流器の構成を詳細に示す図である。
３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）には、前記した入力多重変圧器２０２のｎ回路の２次出力器２３１〜２３ｎから、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度の３相交流電力が、それぞれ入力している。
また、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）のそれぞれの出力は互いに並列に接続されている。
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Next, a
As shown in FIG. 13 and FIG. 14, in the
FIG. 14 is a diagram showing in detail the configuration of the three-phase full-wave rectifier in the
The three-phase full-wave rectifier 1 (91) to the three-phase full-wave rectifier n (9n) are respectively supplied with the phase difference of 0 degree from the
The outputs of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) to the three-phase full-wave rectifier n (9n) are connected in parallel to each other.
以上より、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）のそれぞれの出力には、６パルスの整流波形による直流電圧が出力されるが、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）のそれぞれに入力した３相交流電圧は、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度を有しているので、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）の出力を合成した３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、６＊ｎパルス整流の整流波形となっている。
特許文献１などの従来の３相全波整流器の出力波形が前記したように６パルス整流であるのに対して、本発明の第４実施形態では前記したように６＊ｎパルス整流であるので、パルス数がｎ倍となったきめの細かい整流を行っている。なお、「６＊ｎパルス整流」を「６ｎパルス整流」と簡略化して適宜表記する。
From the above, a DC voltage with a 6-pulse rectified waveform is output to the output of each of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) to the three-phase full-wave rectifier n (9n). 91) to the three-phase full-wave rectifier n (9n), respectively, the three-phase AC voltage has a phase difference of 0 degrees, (60 * 1 / n) degrees, ..., {60 * (n-1) / N} degrees, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output obtained by synthesizing the outputs of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) to the three-phase full-wave rectifier n (9n) is 6 * n It is a rectified waveform of pulse rectification.
Since the output waveform of a conventional three-phase full-wave rectifier such as
したがって、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、高調波成分の低減された直流電圧となり、また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
なお、望ましくは３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）のｎ台の負荷分担が等しくなるように、ｎ台の負荷電流をほぼ等しくする。
また、入力多重変圧器２０２と３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）以外の構成要素は、第１実施形態を示した図１、図２と同様であるので、重複する説明は省略する。
Therefore, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output is a DC voltage with a reduced harmonic component, and the harmonic component on the primary side of the
Preferably, the n load currents are made substantially equal so that the n load sharing of the three-phase full-wave rectifier 1 (91) to the three-phase full-wave rectifier n (9n) is equal.
The components other than the
≪３相全波整流器の台数がｎ＝４の場合≫
また、ｎ＝４の場合で、本実施形態を、さらに具体的に以下に示す。
このときには、入力多重変圧器２０２の４回路の２次出力器２３１〜２３４のそれぞれの３相出力電圧Ｖａｃ２１を位相差０（６０＊０／４）度、３相出力電圧Ｖａｃ２２を位相差１５（６０＊１／４）度、３相出力電圧Ｖａｃ２３を位相差３０（６０＊２／４）度、３相出力電圧Ｖａｃ２４を位相差４５（６０＊３／４）度とする。
このとき、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器４（９４）の合成した３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、６＊４＝２４パルス整流となり、高調波が大幅に低減される。
≪When the number of 3-phase full-wave rectifiers is n = 4≫
Further, in the case of n = 4, the present embodiment will be described more specifically below.
At this time, the three-phase output voltage Vac21 of each of the four
At this time, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output synthesized by the three-phase full-wave rectifier 1 (91) to the three-phase full-wave rectifier 4 (94) is 6 * 4 = 24 pulse rectification, and the harmonics are greatly increased. Reduced to
したがって、特許文献１などの従来の３相全波整流器の出力波形が前記した６パルス整流であるのに対して、２４パルス整流であるので、大幅に１次側の３相交流電圧Ｖａｃ１の高調波電流（電圧）の低減と１次側の３相主電源の力率を改善させることができる。
また、負荷分担は計４台の３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器４（９４）となるので、３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器４（９４）の各出力の直流電流は、Ｉｄ／４とする。
Therefore, the output waveform of a conventional three-phase full-wave rectifier such as
Since the load sharing is a total of four three-phase full-wave rectifiers 1 (91) to three-phase full-wave rectifiers 4 (94), the three-phase full-wave rectifiers 1 (91) to three-phase full-wave rectifiers 4 (94 ) Of each output is Id / 4.
（第５実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第５実施形態を図１５、図１６を参照して説明する。
図１５は、第５実施形態の電力変換装置１０５と、入力多重変圧器２０１と、駆動負荷４Ｌとの関係を示す回路図である。
第５実施形態を示す図１５が第４実施形態を示す図１３と異なるのは負荷であり、図１３においては電池負荷４Ｂであったが、図１５では、駆動負荷４Ｌとしている。
また、図１５では、駆動負荷４Ｌとしたことにより、電池負荷４Ｂ（図１３）において必要とした逆流防止用のダイオード６０（図１３）がない。
(5th Embodiment and power converter device)
A fifth embodiment of the power conversion apparatus of the present invention will be described with reference to FIGS. 15 and 16.
FIG. 15 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
FIG. 15 showing the fifth embodiment differs from FIG. 13 showing the fourth embodiment in the load, which is the
In FIG. 15, since the driving load is 4L, there is no backflow prevention diode 60 (FIG. 13) required in the
以上の駆動負荷４Ｌに係る相違点を除いて、図１５は図１３と同一であるので、本発明の第５実施形態では前記したように６＊ｎパルス整流となり、特許文献１などの従来の６パルス整流に比較して、パルス数がｎ倍となったきめの細かい整流を行っている。
したがって、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、高調波成分の低減された直流電圧となるとともに、また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
FIG. 15 is the same as FIG. 13 except for the difference related to the driving
Therefore, the DC voltage Vd output from the three-phase full-wave rectifier is a DC voltage with reduced harmonic components, and the primary harmonic component of the input
以上のように、図１５で示した第５実施形態では、負荷は抵抗や電動機など一般的な負荷（駆動負荷）を駆動している。これは、図１３に示したような電池負荷（４Ｂ）だけではなく、一般的な負荷も同一に対応できることを示している。
また、負荷以外の構成要素は、第１実施形態を示した図１、図２と同様であるので、説明は省略する。
また、図１６は、図１５に示したＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０５における３相全波整流器の構成を詳細に示したものである。ただし、図１６は図１４と実質的に同一の構成であるので、説明は省略する。
As described above, in the fifth embodiment shown in FIG. 15, the load drives a general load (drive load) such as a resistor or an electric motor. This indicates that not only the battery load (4B) as shown in FIG. 13 but also a general load can be handled in the same manner.
In addition, the constituent elements other than the load are the same as those in FIGS. 1 and 2 showing the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
FIG. 16 shows in detail the configuration of a three-phase full-wave rectifier in the
（第６実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第６実施形態を図１７、図１８を参照して説明する。
図１７は、第６実施形態の電力変換装置１０６と、入力多重変圧器２０２と、ダイオード６０と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
図１７の第６実施形態は、図１３の第４実施形態の電力変換装置１０４におけるｎ個の３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）の出力を並列から、直列に変えたものである。
ｎ個の３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）の出力が並列であっても直列であっても、６＊ｎパルス整流であるので、パルス数がｎ倍となったきめの細かい整流を行っている。
したがって、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、高調波成分の低減された直流電圧となり、また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
(6th Embodiment and power converter device)
A sixth embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 17 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
In the sixth embodiment of FIG. 17, the outputs of the n three-phase full-wave rectifiers 1 (91) to n-phase full-wave rectifier n (9n) in the
Since the outputs of n three-phase full-wave rectifiers 1 (91) to n-phase full-wave rectifier n (9n) are parallel or in series, 6 * n pulse rectification, the number of pulses is n times. The finer rectification is performed.
Therefore, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output is a DC voltage with a reduced harmonic component, and the harmonic component on the primary side of the
なお、ｎ個の３相全波整流器１（９１）〜３相全波整流器ｎ（９ｎ）の出力が直列に接続されているので、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、直列和となる。
したがって、整流器の出力としての直流電圧Ｖｄと直流電流Ｉｄは以下の（式１１）、（式１２）で表せる。
出力としての直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２＋・・・＋Ｖｄｎ ・・・（式１１）
出力としての直流電流Ｉｄ＝Ｉｄ１＝Ｉｄ２＝・・・＝Ｉｄｎ ・・・（式１２）
なお、（式１１）から解るように、第６実施形態ではｎ台の３相全波整流器を直列に接続して出力の直流電圧Ｖｄを形成するので、３相全波整流器、特に３相全波整流器のなかのダイオード素子の電圧負担が１／ｎで済むという特徴がある。
また、それに合わせてトランス５２の２次側仕様も変化させる。
Since the outputs of the n three-phase full-wave rectifiers 1 (91) to n-phase full-wave rectifier n (9n) are connected in series, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output is the sum of the series. Become.
Therefore, the DC voltage Vd and the DC current Id as the output of the rectifier can be expressed by the following (Expression 11) and (Expression 12).
DC voltage as output Vd = Vd1 + Vd2 +... + Vdn (Expression 11)
DC current as output Id = Id1 = Id2 =... = Idn (Expression 12)
As can be seen from (Equation 11), in the sixth embodiment, n three-phase full-wave rectifiers are connected in series to form the output DC voltage Vd. There is a feature that the voltage burden of the diode element in the wave rectifier can be reduced to 1 / n.
Further, the secondary side specification of the
また、図１８は、図１７に示したＡＣ／ＤＣ変換器の機能を備える電力変換装置１０６における３相全波整流器の構成を詳細に示したものである。ただし、図１８は３相全波整流器を直列に構成していることを示しているが、３相全波整流器のなかの構成は、図２と実質的に同一の構成であるので、説明は省略する。
FIG. 18 shows in detail the configuration of a three-phase full-wave rectifier in the
（第７実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第７実施形態を図１９、図２０を参照して説明する。
図１９は、第７実施形態の電力変換装置１０７と、入力多重変圧器２０１と、ダイオード６１、６２と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
(Seventh embodiment-power conversion device)
7th Embodiment of the power converter device of this invention is described with reference to FIG. 19, FIG.
FIG. 19 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
＜第７実施形態の電力変換装置１０７の接続関係の概要＞
図１９において、電力変換装置１０７は、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）とＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）を備えて構成されている。
入力多重変圧器２０１は３相主電源１０から１次側に３相交流電圧Ｖａｃ１が１次入力器２１０に入力されている。１次入力器２１０はΔ結線の３相巻線で構成されていて、Δ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２１と、Ｙ結線の３相巻線で構成されている２次出力器２２２に電磁的に結合されていて、それぞれ３相交流電圧の２次出力Ｖａｃ２１と３相交流電圧の２次出力Ｖａｃ２２に変換される。なお、３相交流電圧の２次出力Ｖａｃ２１と３相交流電圧の２次出力Ｖａｃ２２とでは、前記したように３０度の位相差がある。
<Outline of Connection Relationship of
In FIG. 19, the
In the input
３相交流電圧の２次出力Ｖａｃ２１は、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）に入力している。また、３相交流電圧の２次出力Ｖａｃ２２は、ＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）に入力している。
ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）の出力（出力電圧Ｖｏ１）と、ＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）の出力（出力電圧Ｖｏ２）とは、逆流を防止するダイオード６１とダイオード６２をそれぞれ介して並列に接続されている。ダイオード６１、６２を介して並列に接続されたＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）とＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）の出力が合成された出力電圧Ｖｄｂは、電池負荷４Ｂに供給されている。
The secondary output Vac21 of the three-phase AC voltage is input to the AC / DC converter 1 (131). The secondary output Vac22 of the three-phase AC voltage is input to the AC / DC converter 2 (132).
The output (output voltage Vo1) of the AC / DC converter 1 (131) and the output (output voltage Vo2) of the AC / DC converter 2 (132) are respectively connected via a
≪ＡＣ／ＤＣ変換器１、２≫
図２０は、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）の構成を示す回路である。また、ＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）の構成を示す回路でもある。
図２０において、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）は、６個のダイオードＤ１１〜１３、Ｄ２１〜２３（３相全波整流回路）とコンデンサＣ（７０）からなる３相全波整流器９０と、ＤＣ／ＤＣ変換器５０とを備えている。
ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）には３相交流電圧のＶａｃ２１が入力して、６個のダイオードＤ１１〜１３、Ｄ２１〜２３（３相全波整流回路）よって、６パルスによる全波整流がされる。また、生成された直流電力がコンデンサＣ（７０）に蓄積され、高調波成分が取り除かれる。コンデンサＣ（７０）の両端の直流電圧Ｖｄは、ＤＣ／ＤＣ変換器５０に入力し、直流電圧が変換されて直流出力電圧Ｖｏ１を出力する。
なお、ＤＣ／ＤＣ変換器５０の回路構成は、図３に示したとおりである。
≪AC /
FIG. 20 is a circuit showing a configuration of the AC / DC converter 1 (131). It is also a circuit showing the configuration of the AC / DC converter 2 (132).
In FIG. 20, an AC / DC converter 1 (131) includes a three-phase full-
A three-phase AC voltage Vac21 is input to the AC / DC converter 1 (131), and six diodes D11-13 and D21-23 (three-phase full-wave rectifier circuit) perform full-wave rectification by six pulses. Is done. Further, the generated DC power is accumulated in the capacitor C (70), and the harmonic component is removed. The DC voltage Vd at both ends of the capacitor C (70) is input to the DC /
The circuit configuration of the DC /
また、ＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）には３相交流電圧のＶａｃ２２が入力して、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）と同様に６パルスによる全波整流がされる。
ただし、３相交流電圧のＶａｃ２２は３相交流電圧のＶａｃ２１に対して、３０度の位相差があるので、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）の６パルス整流波形とＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）の６パルス整流波形には、３０度の位相差がある。
Further, the AC / DC converter 2 (132) receives the three-phase AC voltage Vac22 and performs full-wave rectification with six pulses in the same manner as the AC / DC converter 1 (131).
However, since the 3-phase AC voltage Vac22 has a phase difference of 30 degrees with respect to the 3-phase AC voltage Vac21, the 6-pulse rectified waveform of the AC / DC converter 1 (131) and the AC / DC converter 2 ( 132) has a phase difference of 30 degrees.
≪第７実施形態の電力変換装置１０７の効果≫
したがって、ダイオード６１、６２を介して並列に接続されたＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）とＡＣ／ＤＣ変換器２（１３２）の出力が合成された出力電圧Ｖｄｂは、１２（６＊２）パルス整流波形となり、出力直流電圧Ｖｂは高調波成分の低減された直流電圧となる。
したがって、電池負荷４Ｂには、１２パルス整流に基づく高調波成分の低減された出力直流電圧Ｖｂが印加される。また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源の力率が改善する。
さらに、図１９に示した第７実施形態の電力変換装置１０７では、各ＡＣ／ＤＣ変換器１、２の負荷が等しい負担である必要は少ない。何故なら２台のＡＣ／ＤＣ変換器なので１台の高調波規制より２倍許容され、本実施形態における１２パルス整流方式にすれば負荷分担が等しく無くても、３相電源供給に係る規制値を遵守し易いからである。
<< Effects of
Therefore, the output voltage Vdb obtained by combining the outputs of the AC / DC converter 1 (131) and the AC / DC converter 2 (132) connected in parallel via the
Therefore, output DC voltage Vb with reduced harmonic components based on 12-pulse rectification is applied to
Furthermore, in the
（第８実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第８実施形態を図２１、図２２を参照して説明する。
図２１は、第８実施形態の電力変換装置１０８と、入力多重変圧器２０２と、ダイオード６１〜６ｎと、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
図２１の第８実施形態は、図１９の第７実施形態の電力変換装置１０７における２個のＡＣ／ＤＣ変換器を、ｎ個に拡張したものである。
また、その拡張にともない入力多重変圧器２０１（図１９）を、図２１の第８実施形態においては、入力多重変圧器２０２の２次出力器２３１〜２３ｎの各位相が異なるｎ個に拡張したことである。なお、図２１の入力多重変圧器２０２は、図１３における入力多重変圧器２０２と同じ構成である。
(Eighth embodiment power converter)
An eighth embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 21 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
In the eighth embodiment of FIG. 21, the two AC / DC converters in the
In addition, with the expansion, the input multiple transformer 201 (FIG. 19) is expanded to n pieces having different phases of the
≪ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ≫
また、図２２は、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎの構成を示す回路図である。図２２の回路構成は、図２０と同様であるので、重複する説明は省略する。
ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）には、前記した入力多重変圧器２０２のｎ回路の２次出力器２３１〜２３ｎから、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度の３相交流電力が、それぞれ入力している。
また、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）のそれぞれの出力は互いに並列に接続されている。
≪AC /
FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration of AC /
The AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) are respectively supplied with the phase difference of 0 degree from the
The outputs of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) are connected in parallel to each other.
以上より、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）のそれぞれの出力には、６パルスの整流波形による直流電圧が出力されるが、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）のそれぞれに入力した３相交流電圧は、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度を有しているので、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の出力を、ダイオード６１〜６ｎをそれぞれ介して合成した出力直流電圧Ｖｂは、６＊ｎパルス整流の整流波形となっている。
特許文献１などの従来の３相全波整流器の出力波形が前記したように６パルス整流であるのに対して、本発明の第４実施形態では前記したように６＊ｎパルス整流であるので、パルス数がｎ倍となったきめの細かい整流を行っている。
As described above, a DC voltage with a 6-pulse rectified waveform is output to each output of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n), but the AC / DC converter 1 ( 131) to the AC / DC converter n (13n), the three-phase AC voltages respectively have a phase difference of 0 degrees, (60 * 1 / n) degrees, ..., {60 * (n-1). / N} degrees, the output DC voltage Vb obtained by synthesizing the outputs of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) through the
Since the output waveform of a conventional three-phase full-wave rectifier such as
したがって、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、高調波成分の低減された直流電圧となり、また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
なお、望ましくはＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）のｎ台の負荷分担が等しくなるように、ｎ台の負荷電流をほぼ等しくする。
また、入力多重変圧器２０２とＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）以外の構成要素は、第１実施形態を示した図１、図２と同様であるので、説明は省略する。
Therefore, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output is a DC voltage with a reduced harmonic component, and the harmonic component on the primary side of the
Preferably, the n load currents are made substantially equal so that the n load sharing of AC / DC converter 1 (131) to AC / DC converter n (13n) is equal.
The components other than the input
（第９実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第９実施形態を図２３、図２４を参照して説明する。
図２３は、第９実施形態の電力変換装置１０９と、入力多重変圧器２０２と、ダイオード６０と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
なお、第９実施形態の電力変換装置１０９、入力多重変圧器２０２、電池負荷４Ｂついては、第８実施形態の電力変換装置１０９、入力多重変圧器２０２、電池負荷４Ｂと構成は同一である。
(Ninth Embodiment / Power Conversion Device)
A ninth embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 23 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
Note that the
異なるのは、第８実施形態の図２１におけるダイオード６１〜６ｎが、第９実施形態の図２３においては、ダイオード６０の１個に集約され、かつ電力変換装置１０９に含まれたＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の各出力（Ｖｏ１〜Ｖｏｎ）が並列に接続されてから、ダイオード６０を介して電池負荷４Ｂに供給されていることである。
ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の各出力（Ｖｏ１〜Ｖｏｎ）の並列接続の仕方を変えたのみであるので、それぞれを合成した出力直流電圧は、６＊ｎパルス整流の整流波形となっている。
したがって、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、高調波成分の低減された直流電圧となり、また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
The difference is that the
Since only the way of parallel connection of the outputs (Vo1 to Von) of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) is changed, the output DC voltage obtained by synthesizing the outputs is 6 * It is a rectified waveform of n pulse rectification.
Therefore, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output is a DC voltage with a reduced harmonic component, and the harmonic component on the primary side of the
なお、図２３に示した第９実施形態におけるＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の出力を並列に接続する方法を示したのは、電池負荷４Ｂからの逆流を防止するダイオードとの関係で複数の実施形態があることを示すものである。
また、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の並列の接続の仕方と、ダイオード６０の１個に集約したこと以外の構成は、図２１と同じであるので、同じ要素についての説明は省略する。
また、図２４は、図２３に示したＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎの構成を詳細に示す図である。ただし、図２４は図２０と実質的に同一の構成であるので、説明は省略する。
The method of connecting the outputs of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) in the ninth embodiment shown in FIG. 23 in parallel is from the
Further, since the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) are connected in parallel and the configuration is the same as that shown in FIG. Description of the same elements is omitted.
FIG. 24 is a diagram showing in detail the configuration of AC /
（第１０実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第１０実施形態を図２５、図２６を参照して説明する。
図２５は、第１０実施形態の電力変換装置１１０と、入力多重変圧器２０２と、ダイオード６１〜６ｎと、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
なお、図２５における第１０実施形態の電力変換装置１１０、入力多重変圧器２０２、電池負荷４Ｂついては、図２１における第８実施形態の電力変換装置１０８、入力多重変圧器２０２、電池負荷４Ｂと構成は同一である。
図２５が図２１と異なるのは、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）における各出力の接続関係である。
第８実施形態の図２１においては、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）のそれぞれの出力は並列に接続されていたが、図２５における第１０実施形態のＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）のそれぞれの出力は、ダイオード６１〜６ｎをそれぞれ介して直列に接続されている。
(10th Embodiment-Power Converter)
10th Embodiment of the power converter device of this invention is described with reference to FIG. 25, FIG.
FIG. 25 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
Note that the
FIG. 25 differs from FIG. 21 in the connection relationship of the outputs in the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n).
In FIG. 21 of the eighth embodiment, the respective outputs of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) are connected in parallel, but in the tenth embodiment in FIG. The outputs of AC / DC converter 1 (131) to AC / DC converter n (13n) are connected in series via
図２５の第１０実施形態のＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）においても、それぞれに入力した３相交流電圧は、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度を有しているので、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の出力を、ダイオード６１〜６ｎをそれぞれ介して合成した出力直流電圧Ｖｂは、６＊ｎパルス整流の整流波形となっている。
したがって、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の出力の並列と直列の相違はあるものの、６＊ｎパルス整流であることには変わりない。
したがって、電池負荷４Ｂに印加される直流電圧Ｖｄｂは、高調波成分の低減された直流電圧となる。また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
Also in the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) of the tenth embodiment of FIG. 25, the three-phase AC voltage input to each has a phase difference of 0 degree and (60 * 1). / N) degrees,..., {60 * (n−1) / n} degrees, so that the outputs of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) are The output DC voltage Vb synthesized through the
Therefore, although there is a difference between parallel and serial output of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n), it is still 6 * n pulse rectification.
Therefore, the DC voltage Vdb applied to the
また、図２６は、図２５に示したＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎの構成を詳細に示す図である。ただし、図２６は図２０と実質的に同一の構成であるので、説明は省略する。
FIG. 26 is a diagram showing in detail the configuration of AC /
（第１１実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第１１実施形態を図２７、図２８を参照して説明する。
図２７は、第１１実施形態の電力変換装置１１１と、入力多重変圧器２０２と、ダイオード６０と、電池負荷４Ｂとの関係を示す回路図である。
なお、第１１実施形態の電力変換装置１１１、入力多重変圧器２０２、電池負荷４Ｂついては、第１０実施形態の電力変換装置１１０、入力多重変圧器２０２、電池負荷４Ｂと構成は同一である。
(Eleventh Embodiment / Power Converter)
An eleventh embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 27 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
In addition, about the
異なるのは、第１０実施形態の図２５におけるダイオード６１〜６ｎが、第１１実施形態の図２７においては、ダイオード６０の１個に集約され、かつ電力変換装置１１１に含まれたＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の各出力（Ｖｏ１〜Ｖｏｎ）が直列に接続されてから、１個のダイオード６０を介して電池負荷４Ｂに供給されていることである。
ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の各出力（Ｖｏ１〜Ｖｏｎ）の直列接続の仕方を変えたのみであるので、それぞれを合成した出力直流電圧は、６＊ｎパルス整流の整流波形となっている。
したがって、３相全波整流器出力の直流電圧Ｖｄは、高調波成分の低減された直流電圧となり、また、入力多重変圧器２０２の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
The difference is that the
Since only the way of serial connection of the outputs (Vo1 to Von) of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) is changed, the output DC voltage obtained by synthesizing the outputs is 6 * It is a rectified waveform of n pulse rectification.
Therefore, the DC voltage Vd of the three-phase full-wave rectifier output is a DC voltage with a reduced harmonic component, and the harmonic component on the primary side of the
なお、図２７に示した第１１実施形態におけるＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の出力を直列に接続する方法を示したのは、逆流を防止するダイオードとの関係で複数の実施形態があることを示すものである。
また、ＡＣ／ＤＣ変換器１（１３１）〜ＡＣ／ＤＣ変換器ｎ（１３ｎ）の直列の接続の仕方と、ダイオード６０の１個に集約したこと以外の構成は、図２５と同じであるので、同じ要素についての説明は省略する。
また、図２８は、図２７に示したＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎの構成を詳細に示す図である。ただし、図２８は図２０と実質的に同一の構成であるので、説明は省略する。
Note that the diode connecting the outputs of the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) in the eleventh embodiment shown in FIG. This indicates that there are a plurality of embodiments.
In addition, since the AC / DC converter 1 (131) to the AC / DC converter n (13n) are connected in series and the configuration is the same as that shown in FIG. Description of the same elements is omitted.
FIG. 28 is a diagram showing in detail the configuration of AC /
（第１２実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第１２実施形態を図２９を参照して説明する。
図２９は、第１２実施形態の電力変換装置１１２と、入力多重変圧器２０３と、ダイオード６１ｋ〜６ｍｋと、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｍとの関係を示す回路図である。
図２９において、電力変換装置１１２には、ｎ台（ｎ＝ｍ＊ｋ台）のＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋ（１４１１〜１４１ｋ）、２１〜２ｋ（１４２１〜１４２ｋ）、ｍ１〜ｍｋ（１４ｍ１〜１４ｍｋ）が備えられている。
ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器はｋ台ずつｍ群にグループ分けされている。つまり、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｋには、ＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋ（１４１１〜１４１ｋ）を有している。また、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ２ｋには、ＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｋ（１４２１〜１４２ｋ）を有している。以下同様にＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤｍｋには、ＡＣ／ＤＣ変換器ｍ１〜ｍｋ（１４ｍ１〜１４ｍｋ）を有している。
なお、ＡＣ／ＤＣ変換器の内部の構成は、図２０に示した回路構成である。
また、前記「ｎ＝ｍ＊ｋ」の関係式を「ｎ＝ｍｋ」と簡略化して適宜表記する。
(Twelfth Embodiment / Power Converter)
A twelfth embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 29 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
29, the
The n AC / DC converters are grouped into m groups of k units each. That is, the AC / DC converter group AD1k includes AC /
The internal configuration of the AC / DC converter is the circuit configuration shown in FIG.
Further, the relational expression “n = m * k” is simplified as “n = mk” and appropriately described.
また、３相主電源１０から入力多重変圧器２０３の１次側に３相交流電圧Ｖａｃ１が１次入力器２１０に入力されている。
入力多重変圧器２０３の２次側は、ｎ回路（ｎ＝ｍ＊ｋ回路）の２次出力器４１１〜４１ｋ、４２１〜４２ｋ、・・・、４ｍ１〜４ｍｋが備えられている。ｎ回路の２次出力器はｋ回路ずつｍ群にグループ分けされている。つまり、２次出力器群２４１には、２次出力器４１１〜４１ｋを有している。また、２次出力器群２４２には、２次出力器４２１〜４２ｋを有している。以下同様に２次出力器群２４ｍには、２次出力器４ｍ１〜４ｍｋを有している。
A three-phase AC voltage Vac1 is input to the
The secondary side of the input
２次出力器群２４１〜２４ｍは、前記したように各群、それぞれにｋ回路の２次出力器を備えており、それぞれが出力する３相交流電圧の位相はすべて異なり、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度を有している。
例えば、２次出力器群２４１の２次出力器４１１〜４１ｋは、順に、位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度の３相交流電圧を出力して、それぞれＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｋのＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋ（１４１１〜１４１ｋ）に３相交流電力を供給している。
ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｋのＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋは、それぞれ６パルス整流を行う。そして、ＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋにそれぞれ入力する波形は、前記したように、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度と異なっており、かつＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋの出力はすべて並列に接続されているので、合成された出力直流電圧の波形は、６＊ｋパルス整流となる。したがって、高調波が低減される。
なお、「６＊ｋパルス整流」を「６ｋパルス整流」と簡略化して適宜表記する。
As described above, the secondary
For example, the secondary output devices 411 to 41k of the secondary
The AC /
Note that “6 * k pulse rectification” is abbreviated as “6k pulse rectification” as appropriate.
また、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ２ｋのＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｋ（１４２１〜１４２ｋ）は、それぞれ６パルス整流を行う。そして、ＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｋにそれぞれ入力する波形は、前記したように、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度と異なっており、かつＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｋの出力はすべて並列に接続されているので、合成された出力直流電圧の波形は、６＊ｋパルス整流となる。したがって、高調波が低減される。
なお、位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度の位相の組み合わせを「互いに（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ組」、もしくは「互いに略（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ組」と適宜、表記する。なお、「略」を付加したのは、実際にはある程度の誤差があるからである。
The AC /
In addition, the phase difference of 0 degree, (60 * 1 / k) degree,. This is appropriately expressed as “k sets of phase differences” or “k sets of phase differences that are integer multiples of approximately (60 / k) degrees from each other”. The reason why “substantially” is added is that there is actually some error.
同様に、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤｍｋのＡＣ／ＤＣ変換器ｍ１〜ｍｋ（１４ｍ１〜１４ｍｋ）は、それぞれ６パルス整流を行う。そして、ＡＣ／ＤＣ変換器ｍ１〜ｍｋにそれぞれ入力する波形は、前記したように、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度と異なっており、かつＡＣ／ＤＣ変換器ｍ１〜ｍｋの出力はすべて並列に接続されているので、合成された出力直流電圧の波形は、６＊ｋパルス整流となる。したがって、高調波が低減される。 Similarly, the AC / DC converters m1 to mk (14m1 to 14mk) of the AC / DC converter group ADmk each perform 6-pulse rectification. Then, as described above, the waveforms input to the AC / DC converters m1 to mk have a phase difference of 0 degree, (60 * 1 / k) degrees,..., {60 * (k−1) / Since the outputs of the AC / DC converters m1 to mk are all connected in parallel, the synthesized output DC voltage waveform is 6 * k pulse rectification. Therefore, harmonics are reduced.
以上のように、６＊ｋパルス整流された直流電圧が電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｍに印加されるので、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｍにおいて、高調波が低減される。また、入力多重変圧器２０３の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
As described above, since 6 * k pulse rectified DC voltage is applied to the battery loads 4B1 to 4Bm, harmonics are reduced in the battery loads 4B1 to 4Bm. Further, the harmonic component on the primary side of the
（第１３実施形態・電力変換装置）
本発明の電力変換装置の第１３実施形態を、図３０を参照して説明する。
図３０は、第１３実施形態の電力変換装置１１３と、入力多重変圧器２０４と、ダイオード６１ｍ〜６ｋｍと、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｋとの関係を示す回路図である。
図３０において、電力変換装置１１３には、ｎ台（ｎ＝ｍ＊ｋ台）のＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍ（１５１１〜１５１ｍ）、２１〜２ｍ（１５２１〜１５２ｍ）、ｋ１〜ｋｍ（１５ｋ１〜１５ｋｍ）が備えられている。
ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器はｍ台ずつｋ群にグループ分けされている。つまり、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｍには、ＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍを有している。また、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ２ｍには、ＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍを有している。以下同様にＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤｋｍには、ＡＣ／ＤＣ変換器ｋ１〜ｋｍを有している。
なお、ＡＣ／ＤＣ変換器の内部の構成は、図２０に示した回路構成である。
(13th Embodiment-Power Conversion Device)
A thirteenth embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 30 is a circuit diagram illustrating a relationship among the
In FIG. 30, the
The n AC / DC converters are grouped into k groups of m units each. That is, the AC / DC converter group AD1m includes AC /
The internal configuration of the AC / DC converter is the circuit configuration shown in FIG.
また、３相主電源１０から入力多重変圧器２０４の１次側に３相交流電圧Ｖａｃ１が１次入力器２１０に入力されている。
入力多重変圧器２０３の２次側は、ｎ回路（ｎ＝ｍ＊ｋ回路）の２次出力器５１１〜５１ｍ、５２１〜５２ｍ、・・・、５ｋ１〜５ｋｍが備えられている。ｎ回路の２次出力器はｍ回路ずつｋ群にグループ分けされている。つまり、２次出力器群２５１には、２次出力器５１１〜５１ｍを有している。また、２次出力器群２５２には、２次出力器５２１〜５２ｍを有している。以下同様に２次出力器群２５ｋには、２次出力器５ｋ１〜５ｋｍを有している。
Further, the three-phase AC voltage Vac1 is input to the
The secondary side of the
２次出力器群２５１〜２５ｋは、前記したように各群、それぞれにｍ回路の２次出力器を備えているが、各２次出力器群のなかのｍ回路の２次出力器は、すべて同じ位相の３相交流である。ただし、２次出力器群２５１〜２５ｋは各群が、それぞれ３相交流電圧の位相はすべて異なり、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度を有している。
As described above, the secondary
例えば、２次出力器群２５１の２次出力器５１１〜５１ｍは、すべて同じ位相で、前記の位相差０度の３相交流電圧を出力している。そして、それぞれＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｍのＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍに３相交流電力を供給している。
したがって、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｍのＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍにおいては、それぞれ６パルス整流が行われるが、ＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍに入力する３相交流電圧の位相はすべて同位相であるので、ＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍの出力を並列接続して得られる直流電圧Ｖｏ１ｍは、６パルス整流の波形である。つまり、ｍ台のＡＣ／ＤＣ変換器１１〜１ｍを用いても６ｍパルス整流、あるいは６ｋパルス整流とはならない。その結果、６パルス整流された直流電圧が電池負荷４Ｂ１に印加される。
For example, the secondary output devices 511 to 51m of the secondary
Therefore, the AC /
また、２次出力器群２５２の２次出力器５１１〜５１ｍは、すべて同じ位相で、前記の位相差（６０＊１／ｋ）度の３相交流電圧を出力している。そして、それぞれＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ２ｍのＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍに３相交流電力を供給している。
したがって、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ２ｍのＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍにおいては、それぞれ６パルス整流が行われるが、ＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍに入力する３相交流電圧の位相はすべて同位相であるので、ＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍの出力を並列接続して得られる直流電圧Ｖｏ２ｍは、６パルス整流の波形である。つまり、ｍ台のＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍを用いても６ｍパルス整流、あるいは６ｋパルス整流とはならない。その結果、６パルス整流された直流電圧が電池負荷４Ｂ２に印加される。
The secondary output devices 511 to 51m of the secondary
Therefore, the AC /
同様に、２次出力器群２５ｋの２次出力器５ｋ１〜５ｋｍは、すべて同じ位相で、前記の位相差｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度の３相交流電圧を出力している。そして、それぞれＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤｋｍのＡＣ／ＤＣ変換器ｋ１〜ｋｍに３相交流電力を供給している。
したがって、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤｋｍのＡＣ／ＤＣ変換器ｋ１〜ｋｍにおいては、それぞれ６パルス整流が行われるが、ＡＣ／ＤＣ変換器ｋ１〜ｋｍに入力する３相交流電圧の位相はすべて同位相であるので、ＡＣ／ＤＣ変換器ｋ１〜ｋｍの出力を並列接続して得られる直流電圧Ｖｏｋｍは、６パルス整流の波形である。つまり、ｍ台のＡＣ／ＤＣ変換器２１〜２ｍを用いても６ｍパルス整流、あるいは６ｋパルス整流とはならない。その結果、６パルス整流された直流電圧が電池負荷４Ｂｋに印加される。
Similarly, the secondary output devices 5k1 to 5km of the secondary
Therefore, the AC / DC converters k1 to km in the AC / DC converter group ADkm perform 6-pulse rectification, but the phases of the three-phase AC voltages input to the AC / DC converters k1 to km are all the same. Since it is a phase, the DC voltage Vokm obtained by connecting the outputs of the AC / DC converters k1 to km in parallel is a waveform of 6-pulse rectification. That is, even if m AC /
以上のように、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｍ〜ＡＤｋｍは、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｋに対しては、６パルス整流の直流電圧を供給するのみであって、複数台のＡＣ／ＤＣ変換器を用いた効果は特にない。
ただし、ＡＣ／ＤＣ変換器群ＡＤ１ｍ〜ＡＤｋｍは、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度によって６パルスによる全波整流を行うので、入力多重変圧器２０４の１次側からみれば、６ｋパルス整流が行なわれたのと同等の効果がある。したがって、入力多重変圧器２０３の１次側の高調波成分が低減されるとともに、１次側の３相主電源１０の力率が改善する。
図３０の第１３実施形態は入力多重変圧器２０３の１次側の高調波成分の低減と、１次側の３相主電源１０の力率改善を主眼とした方式である。
As described above, the AC / DC converter groups AD1m to ADkm only supply a DC voltage of 6-pulse rectification to the battery loads 4B1 to 4Bk, and use a plurality of AC / DC converters. There was no particular effect.
However, the AC / DC converter groups AD1m to ADkm have a total wave of 6 pulses with phase differences of 0 degrees, (60 * 1 / k) degrees, ..., {60 * (k-1) / k} degrees, respectively. Since rectification is performed, when viewed from the primary side of the input
The thirteenth embodiment of FIG. 30 is a system that focuses on reducing the harmonic components on the primary side of the
（第１４実施形態・電力変換装置群システム）
本発明の第１４実施形態（電力変換装置群システム）を、図３１を参照して説明する。
図３１は、複数台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）と複数の変圧器２６１〜２６ｎと、ダイオード６１〜６ｎと、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｎとの関係を示す回路図である。また、複数台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）と、複数台の変圧器２６１〜２６ｎとを用いて、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を行う電力変換装置群システムを示す図でもある。
なお、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）の各回路構成は、図２０に示す回路と等価であって、３相全波整流器９０（図２０）とＤＣ／ＤＣ変換器５０を備えている。したがって、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）は電力変換装置でもあるので、図３１に示した構成は、ｎ台の電力変換装置を備えて３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を行うので、「電力変換装置群システム」と称する。
(14th Embodiment-Power Converter Group System)
A fourteenth embodiment (power converter group system) of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 31 shows the relationship among a plurality of AC / DC converters (power converters) 1 to n (161 to 16n), a plurality of
Each circuit configuration of the AC /
図３１において、３相主電源１０からｎ台の変圧器２６１〜２６ｎの１次側にそれぞれ３相交流電力が供給されている。変圧器２６１〜２６ｎの１次側は、同じ位相の３相交流電圧であるが、それぞれの２次側の３相交流電圧は、互いに位相が異なって変換される。ただし、２次側の３相交流電圧の位相が互いに同じものが含まれる場合もある。すべて異なる場合と、同じものが含まれる場合とを分けて後記する。
In FIG. 31, three-phase AC power is supplied from the three-phase
複数台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）は、前記した変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電力を入力して３相全波整流を行い、直流電圧Ｖｄをそれぞれ出力する。なお、それぞれの３相全波整流器の出力直後の直流電圧とＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎの出力としての直流の出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏｎは必ずしも等しいとは限らない（ＤＣ／ＤＣ変換器５０、図２０が存在するため）。
ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）の出力は、それぞれダイオード６１〜６ｎを経由して、それぞれ電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｎに供給される。
ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）の出力は、それぞれ６パルス整流であるので、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｎに供給されるのは６パルス整流の直流電力（電圧）である。
したがって、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｎからみれば、供給されるのは６パルス整流の直流電力（電圧）であるので、特許文献１などの従来の方法と６パルス整流という観点では同じである。
A plurality of AC / DC converters (power converters) 1 to n (161 to 16n) perform three-phase full-wave rectification by inputting the secondary three-phase AC power of the
The outputs of AC /
Since the outputs of the AC /
Therefore, from the viewpoint of the battery loads 4B1 to 4Bn, since 6-pulse rectified DC power (voltage) is supplied, it is the same as the conventional method such as
しかしながら、変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流の位相は、互いに異なっているものが含まれているので、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）のそれぞれの出力は６パルス整流であっても、互いに６パルス間の位相が異なっている。したがって、位相が異なる割合に応じて、６パルス整流よりもパルス数の増加した整流方式となり、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
つまり、図３１の第１４実施形態である電力変換装置群システムは、ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器全体として、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を主眼とした方式である。
次に、変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電圧の位相が、互いにすべて異なる場合と、互いに同じものが含まれる場合とについて説明を続ける。
However, since the phases of the three-phase alternating currents on the secondary side of the
That is, the power conversion device group system according to the fourteenth embodiment of FIG. 31 is a harmonic of the three-phase
Next, description will be continued regarding the case where the phases of the secondary three-phase AC voltages of the
≪変圧器２６１〜２６ｎの２次側の位相が互いにすべて異なる場合≫
変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電圧の位相が、互いにすべて異なる場合について説明する。
この場合には、変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電圧の位相を、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｎ）度、・・・、｛６０＊（ｎ−１）／ｎ｝度に選択する。この際には、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）のそれぞれの出力は６パルス整流であっても、互いに６パルス間の位相が異なっている。したがって、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０からみると、６＊ｎパルス整流が行われたのと同等となり、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
≪When the secondary side phases of
A case where the phases of the secondary three-phase AC voltages of the
In this case, the phase of the three-phase AC voltage on the secondary side of the
≪変圧器２６１〜２６ｎの２次側の位相で互いに同じものが含まれる場合≫
変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電圧の位相おいて、互いに同じものが含まれる場合について説明する。例えば、ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）が、それぞれ同じ位相で動作するｍ台ずつのｋ群に分かれる場合である（ｎ＝ｍ＊ｋ）。
このときは、変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電圧の位相を、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度に選択する。
そして、それぞれの位相の３相交流電力（電圧）を、それに対応するｋ群のｍ台ずつに供給する。この際には、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）のそれぞれの出力は６パルス整流であっても、互いに６パルス間の位相が異なる組み合わせがｋ組ある。そして各群は、それぞれｍ台で構成されているので、概ね各群の影響度は同じである。
したがって、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０からみると、６＊ｋパルス整流が行われたのと同等となり、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
≪When the same phase is included in the secondary phase of
The case where the same thing is contained mutually in the phase of the three-phase alternating current voltage of the secondary side of the transformers 261-26n is demonstrated. For example, this is a case where n AC /
At this time, the phase of the three-phase AC voltage on the secondary side of the
And three-phase alternating current power (voltage) of each phase is supplied to m units of k groups corresponding to it. At this time, even if the outputs of the AC /
Therefore, when viewed from the three-phase
≪ｎ＝１０、ｍ＝５、ｋ＝２の場合≫
一例として、「変圧器２６１〜２６ｎの２次側の位相で互いに同じものが含まれる場合」において、ｎ＝１０、ｍ＝５、ｋ＝２の場合、つまり、変圧器２６１〜２６ｎとＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎにおけるｎが１０台であり、この１０台が、２つの位相差の３相交流電力（電圧）の５台ずつである場合について、説明する。
このとき、変圧器２６１〜２６ｎ（ｎ＝１０）は、５台が変圧器の２次側はΔ結線（Δ／Δ、位相差０度）、残りの５台がＹ結線（Δ／Ｙ、位相差３０度）とする。
<< When n = 10, m = 5, k = 2 >>
As an example, in “when the same phase is included in the secondary phase of the
At this time, five
このとき、Δ／Δ結線、位相差０度の３相交流電力（電圧）を用いた５台のＡＣ／ＤＣ変換器（１６１〜１６ｎのいずれか）、およびΔ／Ｙ結線、位相差３０度の３相交流電力（電圧）を用いた５台のＡＣ／ＤＣ変換器（１６１〜１６ｎのいずれか）は、６パルス整流波形の直流電力（電圧）を電池負荷（４Ｂ１〜４Ｂｎのいずれか）に供給するに過ぎない。しかしながら、変圧器２６１〜２６ｎ（ｎ＝１０）の１次側の共通電源である３相主電源１０からみると、６＊２パルス整流、つまり１２パルス整流が行われたのと同等となり、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
At this time, Δ / Δ connection, five AC / DC converters (any of 161 to 16n) using three-phase AC power (voltage) having a phase difference of 0 degree, and Δ / Y connection, phase difference of 30 degree The five AC / DC converters (any one of 161 to 16n) using three-phase AC power (voltage) of the 6-pulse rectified waveform DC power (voltage) battery load (any of 4B1 to 4Bn) Only supply to. However, when viewed from the three-phase
（第１５実施形態・電力変換装置群システム）
本発明の第１５実施形態（電力変換装置群システム）を、図３２を参照して説明する。
図３２は、複数台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）と複数の変圧器２６１〜２６ｎと、駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎとの関係を示す回路図である。また、複数台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）と、複数台の変圧器２６１〜２６ｎとを用いて、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を行う電力変換装置群システムを示す図でもある。
(15th Embodiment-Power Conversion Device Group System)
A fifteenth embodiment (power converter group system) of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 32 is a circuit diagram illustrating a relationship among a plurality of AC / DC converters (power converters) 1 to n (161 to 16n), a plurality of
第１５実施形態を示す図３２が第１４実施形態を示す図３１と異なるのは負荷であり、図３１においては電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｎであったが、図３２では、駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎとしている。
また、図３２では、駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎとしたことにより、電池負荷４Ｂ１〜４Ｂｎ（図３１）において必要とした逆流防止用のダイオード６１〜６ｎ（図３１）がない。
以上の駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎに係る相違点を除いて、図３２は図３１と同一であるので、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
また、図３１の第１４実施形態と同様に、図３２の第１５実施形態である電力変換装置群システムは、ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器全体として、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を主眼とした方式である。
なお、その他の、図３１の第１４実施形態と重複する説明については、省略する。
FIG. 32 showing the fifteenth embodiment differs from the load shown in FIG. 31 showing the fourteenth embodiment in the load. In FIG. 31, the battery loads 4B1 to 4Bn are used, but in FIG. 32, the drive loads are 4L1 to 4Ln. .
In FIG. 32, since the driving loads 4L1 to 4Ln are used, there are no
FIG. 32 is the same as FIG. 31 except for the differences related to the driving loads 4L1 to 4Ln. Therefore, the harmonic components of the three-phase
Similarly to the fourteenth embodiment of FIG. 31, the power conversion device group system of the fifteenth embodiment of FIG. 32 is the primary AC of the
In addition, the description which overlaps with 14th Embodiment of FIG. 31 is abbreviate | omitted.
（第１６実施形態・電力変換装置群システム）
本発明の第１６実施形態（電力変換装置群システム）を、図３３を参照して説明する。
図３３は、複数の地区（Ａ地区〜Ｚ地区）に複数台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）と複数の変圧器とを用いて、共通の３相交流電源である３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を行う電力変換装置群システムを示す図である。
図３３において、Ａ地区には、ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１７１〜１７ｎ）と、ｎ台の変圧器２７１〜２７ｎと、駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎが備えられている。
３相主電源１０から変圧器２７１〜２７ｎの１次側に、共通の位相の３相交流電力が供給され、変圧器２７１〜２７ｎのそれぞれの２次側からＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１７１〜１７ｎ）に３相交流電力がそれぞれ入力している。ＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎ（１７１〜１７ｎ）において、それぞれ６パルス整流された直流電力（電圧）が駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎに供給されている。
(16th Embodiment-Power Conversion Device Group System)
A sixteenth embodiment (power converter group system) of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 33 shows a three-phase main power source that is a common three-phase AC power source using a plurality of AC / DC converters (power converters) and a plurality of transformers in a plurality of districts (A district to Z district). It is a figure which shows the power converter device group system which performs reduction of 10 harmonic components, and power factor improvement.
In FIG. 33, the A area includes n AC / DC converters (power converters) 1 to n (171 to 17n),
Three-phase AC power having a common phase is supplied from the three-phase
また、ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）は、それぞれ同じ位相で動作するｍ台ずつのｋ群に分かれている（ｎ＝ｍ＊ｋ）。
また、変圧器２６１〜２６ｎは、２次側の３相交流電圧の位相が、同相か異なる相かによって、ｍ台ずつのｋ群に分かれている（ｎ＝ｍ＊ｋ）。
また、変圧器２６１〜２６ｎの２次側の３相交流電圧の位相を、それぞれ位相差０度、（６０＊１／ｋ）度、・・・、｛６０＊（ｋ−１）／ｋ｝度に選択する。
これらのｍ台ずつのｋ群に分かれているｎ台の変圧器２６１〜２６ｎの２次側から、ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）に、前記した各位相の３相交流電力（電圧）がそれぞれ供給される。
The n AC /
Further, the
Further, the phase of the secondary three-phase AC voltage of the
From the secondary side of
この際には、ＡＣ／ＤＣ変換器１〜ｎ（１６１〜１６ｎ）のそれぞれの出力は６パルス整流であっても、互いに６パルス間の位相が異なる組み合わせがｋ組ある。そして各群は、それぞれｍ台で構成されているので、概ね各群の影響度は同じである。
したがって、変圧器２６１〜２６ｎの１次側の共通電源である３相主電源１０からみると、Ａ地区においては、６＊ｋパルス整流が行われたのと同等となり、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
At this time, even if the outputs of the AC /
Therefore, when viewed from the three-phase
Ａ地区と同様のことが、Ｂ地区〜Ｚ地区においても各地区で、それぞれ実施される。そして、各地区単位において、６＊ｋパルス整流が行われ、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善を実施する。
ただし、すべての地区において、ｎやｋやｍの値が等しい必要はない。各地区の実態に応じて、適切なｎ、ｋ、ｍを選択して実施すれば、ｋ≧２である限り、特許文献１などの従来技術よりは、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果がある。
また、ｎ＝ｍ＊ｋの関係が必ずしも成立していなくとも、６＊ｋパルス整流に類似した効果がある。したがって、特許文献１などの従来技術よりは、３相主電源１０の高調波成分の低減と力率改善に効果があり、前記ｎ＝ｍ＊ｋの関係式に厳密に従わなくともよい。
The same thing as A district is carried out in each district also in B district-Z district. And in each district unit, 6 * k pulse rectification is performed, and the harmonic component of the three-phase
However, the values of n, k, and m need not be equal in all districts. If appropriate n, k, and m are selected according to the actual situation of each district, as long as k ≧ 2, the harmonic components of the three-phase
Further, even if the relationship of n = m * k is not necessarily established, there is an effect similar to 6 * k pulse rectification. Therefore, compared with the prior art such as
また、図３３において、Ａ地区の負荷は駆動負荷４Ｌ１〜４Ｌｎで説明したが、電池負荷であってもよい。また、駆動負荷と電池負荷とが混在してもよい。また、Ｂ地区〜Ｚ地区においても各地区で、駆動負荷でも、電池負荷でもよく、また駆動負荷と電池負荷の混在の割合が変化してもよい。 Moreover, in FIG. 33, although the load of A area demonstrated by the drive load 4L1-4Ln, a battery load may be sufficient. Further, the driving load and the battery load may be mixed. Further, in each of the districts B to Z, the driving load or the battery load may be used in each district, and the mixing ratio of the driving load and the battery load may be changed.
また、図３３において、Ａ地区〜Ｚ地区と表記しているが、地区の数は任意である。 Moreover, in FIG. 33, although it describes with A district-Z district, the number of districts is arbitrary.
また、高調波成分が許容される上限を設定する許容高調波電流値が、各地区の実態に応じて設定され、各地区単位で運用することもできる。 In addition, an allowable harmonic current value that sets an upper limit at which the harmonic component is allowed is set according to the actual condition of each district, and can be operated in units of each district.
（その他の実施形態）
なお、本発明は、前記した実施形態に限定されるものではない。以下にその他の実施形態例を示す。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiment described above. Other embodiment examples are shown below.
図１に示した第１実施形態において、入力多重変圧器２０１の１次入力器２１０はΔ結線、２次出力器２２１はΔ結線、２次出力器２２２はＹ結線としたが、２次出力器２２１と２次出力器２２２との間における３相交流電圧の位相が３０度（６０度／２）であればよいので、前記の組み合わせに限定されない。
例えば、入力多重変圧器２０１の１次入力器２１０がＹ結線、２次出力器２２１はΔ結線、２次出力器２２２はＹ結線の組み合わせでも、同等の高調波低減の効果がある。
また、入力多重変圧器２０１の１次入力器２１０はΔ結線、２次出力器２２１はΔ＋結線、２次出力器２２２はＹ＋結線でも同等の高調波低減の効果がある。なお、Δ＋、あるいはＹ＋は、１次入力器２１０はΔ結線（１次巻）から若干の位相差＋を付けることを意味する。
In the first embodiment shown in FIG. 1, the
For example, even if the
Further, even if the
また、図１７、図１９、図２１、図２３、図２５、図２７、図２９、図３０に示した各実施形態において、負荷は、電池負荷４Ｂで説明したが、駆動負荷４Ｌであってもよい。
Further, in each of the embodiments shown in FIGS. 17, 19, 21, 23, 25, 27, 29, and 30, the load is the
また、図２９〜図３２に示した各実施形態において、負荷は、電池負荷もしくは駆動負荷のどちらかで説明したが、電池負荷もしくは駆動負荷が混在していてもよい。 Moreover, in each embodiment shown in FIGS. 29 to 32, the load is described as either a battery load or a drive load, but the battery load or the drive load may be mixed.
図１、図１１、図１３、図１７、図１９、図２１、図２３、図２５、図２７、図２９、図３０、図３１において、逆流防止用のダイオードを電圧変換装置、もしくはＡＣ／ＤＣ変換器とは別の部品として説明したが、電圧変換装置、もしくはＡＣ／ＤＣ変換器に備えてもよい。
また、前記逆流防止用のダイオードを電気的に接続するか非接続とするかを選択する選択手段を電圧変換装置、もしくはＡＣ／ＤＣ変換器に備えてもよい。
1, 11, 13, 17, 19, 21, 23, 25, 27, 29, 30, and 31, a backflow prevention diode is connected to a voltage converter or AC / AC. Although described as a component separate from the DC converter, the voltage converter or the AC / DC converter may be provided.
The voltage converter or the AC / DC converter may be provided with a selection means for selecting whether the backflow prevention diode is electrically connected or not.
本発明の第１〜第７実施形態の説明において、図１、図４、図１１、図１３、図１５、図１７では電力変換装置の構成にＤＣ/ＤＣ変換器５０を含めて説明したが、ＤＣ/ＤＣ変換器５０が備えられていない場合においても、１２パルス整流、６＊ｎパルス整流は有効、かつ効果的である。このときにも、入力多重変圧器２０１、２０２の１次側における高調波成分（電圧リップル、電流リップル）の低減と、１次側の３相主電源１０の力率が改善される。
In the description of the first to seventh embodiments of the present invention, the configuration of the power conversion device including the DC /
本発明の第４、５実施形態の説明における図１３、図１５では、３相全波整流器はすべて出力を並列に接続し、第６実施形態の説明における図１７では３相全波整流器はすべて出力を直列に接続した形態を示した。このようにすべて並列か、直列かにする必要はない。並列と直列を組み合わせてもよい。このとき、さらに所望の電圧と電量容量を選択する範囲が広がる。そして、この場合においても、入力多重変圧器２０２の１次側における高調波成分（電圧リップル、電流リップル）の低減と、１次側の３相主電源１０の力率が改善される。
In FIGS. 13 and 15 in the description of the fourth and fifth embodiments of the present invention, all the three-phase full-wave rectifiers are connected in parallel. In FIG. 17 in the description of the sixth embodiment, all the three-phase full-wave rectifiers are all connected. The form which connected the output in series was shown. Thus, it is not necessary to be all parallel or serial. Parallel and series may be combined. At this time, the range for selecting a desired voltage and electric capacity is further expanded. Even in this case, the harmonic component (voltage ripple, current ripple) on the primary side of the input
（本発明、本実施形態の補足）
本発明、もしくは本実施形態について以下に補足説明する。
≪効果、特徴≫
本発明、もしくは本実施形態においては、複数台の電力変換器を異なる位相の３相交流電力（電圧）を使用することによって、全体の高調波を低減ができて、３相交流電源の力率が改善されることについては既に説明したとおりである。再記すれば、以下のとおりである。
（１）1台の電力変換器の電源側電流の高調波成分を低減できる。
（２）複数台の電力変換器の電源側電流の高調波成分を低減できる。
（３）複数台の電力変換器を群に纏め、その各群の電源側電流の高調波成分を合成して低減できる。
(Supplement of the present invention and this embodiment)
The present invention or this embodiment will be supplementarily described below.
≪Effects and features≫
In the present invention or the present embodiment, by using a plurality of power converters with three-phase AC power (voltage) having different phases, the overall harmonics can be reduced, and the power factor of the three-phase AC power supply can be reduced. As described above, the improvement of the above is described. It is as follows if I re-write.
(1) The harmonic component of the power source side current of one power converter can be reduced.
(2) Harmonic components of the power source side current of a plurality of power converters can be reduced.
(3) A plurality of power converters can be grouped together, and harmonic components of the power source side current of each group can be combined and reduced.
しかし、本発明もしくは本実施形態の効果、特徴はそればかりではない。以下のとおりである。
（Ａ）２重化または多重化（ｎ台の３相全波整流器をｎ台並列接続）を図って、信頼性の向上が可能である。
（Ｂ）ｎ台の３相全波整流器をｎ台並列または直列接続するので、整流器容量の拡大を図ることができる。
（Ｃ）ｎ台の３相全波整流器をｎ台直列接続することにより、整流器出力電圧の拡大を図ることができる。
（Ｄ）大容量の高圧電動機と低圧の小容量電動機と異なる電圧の電動機を１台の多重変圧器で対応できる。
（Ｅ）複数台の多重電力変換器を１設備で使用するので、全体の盤面数を低減し設置面積の低減が図れる。
（Ｆ）複数台の変圧器、または多重変圧器を、１台の多重変圧器に出来るので変圧器の１次側配線工数低減、主多重変圧器台数低減（変圧器盤低減）と主多重変圧器コスト低減が図れる。
（Ｇ）１台の変圧器に２台の電力変換器を接続する実施形態では、前記２台の電力変換器を切り替えて使用することによって、２台分の変換器コストを必要とせずに、信頼性の低下もなく待機２重系の変換器システムを提供できる。
However, the effects and features of the present invention or this embodiment are not limited thereto. It is as follows.
(A) Reliability can be improved by duplexing or multiplexing (n three three-phase full-wave rectifiers connected in parallel).
(B) Since the n three-phase full-wave rectifiers are connected in parallel or in series, the capacity of the rectifier can be increased.
(C) The rectifier output voltage can be increased by connecting n three-phase full-wave rectifiers in series.
(D) A large-voltage high-voltage motor and a low-voltage small-capacity motor can handle different voltage motors with a single multiple transformer.
(E) Since a plurality of multiple power converters are used in one facility, the total number of panels can be reduced and the installation area can be reduced.
(F) Since multiple transformers or multiple transformers can be made into one multiple transformer, the number of primary side wiring of the transformer is reduced, the number of main multiple transformers is reduced (transformer panel reduction) and the main multiple transformer Equipment cost can be reduced.
(G) In an embodiment in which two power converters are connected to one transformer, by using the two power converters by switching, the converter cost for two units is not required, A standby dual converter system can be provided without a decrease in reliability.
≪３相全波整流器を並列か直列かで用いる際の長短比較≫
図１に示す第１実施形態では、３相全波整流器１、２を並列に用いているのに対し、図１１に示す第３実施形態では、３相全波整流器１、２を直列に用いている。これらの方法の長所、短所について補足説明する。
図１に示す第１実施形態では、３相全波整流器１、２が並列であるので、３相全波整流器を構成するダイオード素子（Ｄ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３）の電流負担が半分（５０％）で済む。ただし、電圧は１００％負担する。
一方、図１１に示す第３実施形態では、３相全波整流器１、２が直列であるので、３相全波整流器を構成するダイオード素子（Ｄ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３）の電流負担は１００％であって、電圧は５０％負担で済む。
これらに相違によって、入力多重変圧器の２次側仕様も変化する。したがって、総合的に各種の特性、コストを検討して、前記各種の実施形態を選択することになる。
≪Long and short comparison when using 3 phase full wave rectifier in parallel or in series≫
In the first embodiment shown in FIG. 1, three-phase full-
In the first embodiment shown in FIG. 1, since the three-phase full-
On the other hand, in the third embodiment shown in FIG. 11, since the three-phase full-
Due to these differences, the secondary side specification of the input multiple transformer also changes. Therefore, the various embodiments are selected by comprehensively examining various characteristics and costs.
≪複数回路の２次出力器≫
図２９、図３０等において、同じ位相の２次出力器が複数台ありながら、ＡＣ／ＤＣ変換器には、別々に２次出力器を設け、共用化せずに、それぞれ別々に供給している。
これは、位相が同じであるとしても、２次出力器を共用化すると、直流側を介して短絡経路が存在してしまうからである。特に、図１１や図１７、図２７のように３相全波整流器やＡＣ／ＤＣ変換器の出力を直列に接続しても高い電圧が得られない。
したがって、同じ位相の２次出力器の出力を複数のＡＣ／ＤＣ変換器に共用して供給することはしない。
≪Secondary output device with multiple circuits≫
In FIG. 29, FIG. 30, etc., there are a plurality of secondary output devices of the same phase, but the AC / DC converter is provided with a separate secondary output device, which is supplied separately without being shared. Yes.
This is because even if the phases are the same, if the secondary output device is shared, a short circuit path exists via the DC side. In particular, a high voltage cannot be obtained even if the outputs of a three-phase full-wave rectifier or an AC / DC converter are connected in series as shown in FIGS.
Therefore, the output of the secondary output device having the same phase is not supplied to a plurality of AC / DC converters in common.
≪第１３実施形態の電力変換装置と第１４実施形態の電力変換装置群システムとの関連≫
図３１に示した第１４実施形態の電力変換装置群システムは、図３０における第１３実施形態の電力変換装置における入力多重変圧器２０４を、２次出力器５１１〜５１ｍ、５２１〜５１ｍ、５ｋ１〜５ｋｍに対して、１次側についても分割して、ｎ台の変圧器２６１〜２６ｎを備え、かつｎ（ｎ＝ｍ＊ｋ）台のＡＣ／ＤＣ変換器からそれぞれｎ台の負荷に供給したことに概ね対応する。
図３０における第１３実施形態の電力変換装置は、入力多重変圧器２０４と電力変換装置１１３が１ヶ所に集約されていて、設置効率がよいことを要求される場合に適した方式である。それに対して、図３１に示した第１４実施形態の電力変換装置群システムは、ＡＣ／ＤＣ変換器（電力変換装置）１〜ｎと、変圧器２６１〜２６ｎがばらばらに配置できるので、負荷が様々な場所にあって、広域に配置される場合に適した電力変換装置群システムの方式である。
≪Relationship between power converter of 13th embodiment and power converter group system of 14th embodiment≫
The power conversion device group system of the fourteenth embodiment shown in FIG. 31 includes the input
The power conversion device according to the thirteenth embodiment in FIG. 30 is a method suitable when the input
１０ ３相主電源
１０１〜１１３ 電力変換装置
１３１〜１３ｎ、１４１１〜１４１ｋ、１４２１〜１４２ｋ、１４ｍ１〜１４ｍｋ、１５１１〜１５１ｍ、１５２１〜１５２ｍ、１５ｋ１〜１５ｋｍ、 ＡＣ／ＤＣ変換器
１６１〜１６ｎ、１７１〜１７ｎ ＡＣ／ＤＣ変換器、電力変換装置
２０１、２０２、２０３、２０４ 入力多重変圧器
２１０ １次入力器
２２１、２２２、２３１〜２３ｎ、４１１〜４１ｋ、４２１〜４２ｋ、４ｍ１〜４ｍｋ、５１１〜５１ｍ、５ｋ１〜５ｋｍ ２次出力器
２４１〜２４ｍ、２５１〜２５ｋ ２次出力器群
２６１〜２６ｎ、２７１〜２７ｎ 変圧器
ＡＤ１ｋ〜ＡＤｍｋ、ＡＤ１ｍ〜ＡＤｋｍ ＡＣ／ＤＣ変換器群
４Ｂ、４Ｂ１〜４Ｂｋ 電池負荷
４Ｌ、４Ｌ１〜４Ｌｎ 駆動負荷
５０ ＤＣ／ＤＣ変換器
５１ ＤＣ／ＡＣ変換器
５２ 変圧器
５３ （単相の）全波整流器
６０、６１〜６ｎ、６１ｋ〜６ｍｋ、６１ｍ〜６ｋｍ （逆流防止用）ダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３、Ｄ１〜Ｄ４ （整流用）ダイオード
７０、７１、５７ コンデンサ
８１ ３相全波整流回路
８Ｐ 整流正側直流電源
８Ｎ 整流負側直流電源
８２４ Δ結線
８２７ Ｙ結線
８２４１〜８２４３、８２７１〜８２７３ 巻線
８２４４〜８２４６、８２７４〜８２７６ 端子
８２７０ 中性点
９０、９１〜９ｎ ３相全波整流器
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子、ＩＧＢＴ
10 three-phase main power supply 101-113 power converter 131-13n, 1411-141k, 1421-142k, 14m1-14mk, 1511-151m, 1521-152m, 15k1-15km, AC / DC converter 161-16n, 171 17n AC / DC converter, power converter 201, 202, 203, 204 Input multiple transformer 210 Primary input unit 221, 222, 231-23n, 411-41k, 421-42k, 4m1-4mk, 511-51m, 5k1 to 5km Secondary output unit 241 to 24m, 251 to 25k Secondary output unit group 261 to 26n, 271 to 27n Transformer AD1k to ADmk, AD1m to ADkm AC / DC converter group 4B, 4B1 to 4Bk Battery load 4L, 4L1 to 4Ln Drive load 50 DC / DC converter 51 D / AC converter 52 Transformer 53 (Single phase) full wave rectifier 60, 61-6n, 61k-6mk, 61m-6km (for backflow prevention) Diode D11-D13, D21-D23, D1-D4 (for rectification) Diode 70, 71, 57 Capacitor 81 Three-phase full-wave rectification circuit 8P Rectification positive side DC power supply 8N Rectification negative side DC power supply 824 Δ connection 827 Y connection 8241-8243, 8271-8273 Winding 8244-8246, 8274-8276 Terminal 8270 Neutral point 90, 91-9n Three-phase full-wave rectifier Q1-Q4 Switching element, IGBT
Claims (33)
複数台の３相全波整流器を備え、
当該３相全波整流器のそれぞれの入力端子から前記３相交流電力の異なる位相の組の３相交流電圧を入力し、前記複数台の３相全波整流器のそれぞれの出力電圧が合成されて出力することを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that generates DC power from three-phase AC power,
Equipped with multiple three-phase full-wave rectifiers,
Three-phase AC voltages having different phases of the three-phase AC power are input from respective input terminals of the three-phase full-wave rectifier, and the output voltages of the plurality of three-phase full-wave rectifiers are combined and output. The power converter characterized by doing.
前記異なる位相の３相交流電圧は、互いに略（６０／ｎ）度の整数倍の位相差のｎ組の３相交流電圧であり、
当該ｎ組の３相交流電圧を前記ｎ台の３相全波整流器に入力することによって、６ｎパルス整流をすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The plurality of three-phase full-wave rectifiers are n (n is an integer of 2 or more) three-phase full-wave rectifiers,
The three-phase AC voltages having different phases are n sets of three-phase AC voltages having a phase difference of an integer multiple of approximately (60 / n) degrees from each other.
2. The power converter according to claim 1, wherein 6 n-pulse rectification is performed by inputting the n sets of three-phase AC voltages to the n three-phase full-wave rectifiers.
前記異なる位相の３相交流電圧は、互いに略３０度の位相差の２組の３相交流電圧であり、
前記２組の３相交流電圧を前記２台の３相全波整流器に入力することによって、１２パルス整流をすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 The plurality of three-phase full-wave rectifiers are two three-phase full-wave rectifiers,
The three-phase AC voltages having different phases are two sets of three-phase AC voltages having a phase difference of approximately 30 degrees from each other.
3. The power converter according to claim 1, wherein 12-pulse rectification is performed by inputting the two sets of three-phase AC voltages to the two three-phase full-wave rectifiers. 4.
入力した直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣ変換器を備え、
当該ＤＣ／ＤＣ変換器に前記複数台の３相全波整流器の合成された出力電圧が入力することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power conversion device further includes:
A DC / DC converter that converts the input DC voltage into a predetermined DC voltage and outputs the DC voltage;
8. The power converter according to claim 1, wherein a combined output voltage of the plurality of three-phase full-wave rectifiers is input to the DC / DC converter.
３相全波整流器とＤＣ／ＤＣ変換器を具備したＡＣ／ＤＣ変換器を複数台備え、
当該ＡＣ／ＤＣ変換器のそれぞれの入力端子に前記３相交流電力の異なる位相の組の３相交流電圧を入力し、前記複数台のＡＣ／ＤＣ変換器のそれぞれの出力電圧が合成されて出力することを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that generates DC power from three-phase AC power,
A plurality of AC / DC converters equipped with a three-phase full-wave rectifier and a DC / DC converter,
Three-phase AC voltages of different phases of the three-phase AC power are input to respective input terminals of the AC / DC converter, and output voltages of the plurality of AC / DC converters are synthesized and output. The power converter characterized by doing.
前記異なる位相の３相交流電圧は、互いに略（６０／ｎ）度の整数倍の位相差のｎ組の３相交流電圧であり、
前記ｎ組の３相交流電圧を前記ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器に入力することによって、６ｎパルス整流をすることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。 The plurality of AC / DC converters are n (n is an integer of 2 or more) AC / DC converters,
The three-phase AC voltages having different phases are n sets of three-phase AC voltages having a phase difference of an integer multiple of approximately (60 / n) degrees from each other.
The power converter according to claim 11, wherein 6 n pulse rectification is performed by inputting the n sets of three-phase AC voltages to the n AC / DC converters.
前記異なる位相の３相交流電圧は、互いに略３０度の位相差の２組の３相交流電圧であり、
前記２組の３相交流を前記２台のＡＣ／ＤＣ変換器に入力することによって、１２パルス整流をすることを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載の電力変換装置。 The plurality of AC / DC converters are two AC / DC converters,
The three-phase AC voltages having different phases are two sets of three-phase AC voltages having a phase difference of approximately 30 degrees from each other.
The power conversion device according to claim 11 or 12, wherein 12 pulse rectification is performed by inputting the two sets of three-phase alternating currents to the two AC / DC converters.
３相全波整流器とＤＣ／ＤＣ変換器を具備したＡＣ／ＤＣ変換器をｎ台備え、
当該ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器をｋ台毎のｍ組に組分けし、
前記ｋ台ごとのＡＣ／ＤＣ変換器の出力にそれぞれ負荷を接続し、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器のそれぞれの入力端子に、前記３相交流電力の互いに略（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ種類の３相交流電圧を、ｋ台ずつのｍ組として前記ｎ（ｎ＝ｍｋ）台のＡＣ／ＤＣ変換器に入力することによって、６ｋパルス整流をすることを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that generates DC power from three-phase AC power,
N AC / DC converters equipped with a three-phase full-wave rectifier and a DC / DC converter,
The n AC / DC converters are grouped into m sets of k units,
A load is connected to the output of each of the k AC / DC converters,
At each input terminal of the AC / DC converter, k types of three-phase AC voltages having a phase difference of an integral multiple of approximately (60 / k) degrees of the three-phase AC power are set as m sets of k units. A power conversion device that performs 6k pulse rectification by inputting to the n (n = mk) AC / DC converters.
３相全波整流器とＤＣ／ＤＣ変換器を具備したＡＣ／ＤＣ変換器をｎ台備え、
当該ｎ台のＡＣ／ＤＣ変換器をｍ台毎のｋ組に組分けし、
前記ｍ台ごとのＡＣ／ＤＣ変換器の出力にそれぞれ負荷を接続し、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器のそれぞれの入力端子に、前記３相交流電力の互いに略（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ種類の３相交流電圧を、ｍ台ずつのｋ組として前記ｎ（ｎ＝ｍｋ）台のＡＣ／ＤＣ変換器に入力することによって、前記３相交流電力の１次側からみて６ｋパルス整流が行われたことと同等の整流をすることを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that generates DC power from three-phase AC power,
N AC / DC converters equipped with a three-phase full-wave rectifier and a DC / DC converter,
The n AC / DC converters are grouped into k groups for every m units,
Connect a load to the output of each of the m AC / DC converters,
At each input terminal of the AC / DC converter, k types of three-phase AC voltages having a phase difference of an integral multiple of approximately (60 / k) degrees of the three-phase AC power are set as m sets of k sets. By inputting to the n (n = mk) AC / DC converters, rectification equivalent to 6k pulse rectification as seen from the primary side of the three-phase AC power is performed. Power conversion device.
さらに逆流防止用のダイオードを出力に備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項２３のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter is
The power converter according to any one of claims 1 to 23, further comprising a diode for preventing backflow at an output.
同じ３相主電源から３相交流電力を１次側に供給されるｎ台の変圧器と、
を備え、
前記ｎ台の２次側の３相交流電圧の位相は、互いに略（６０／ｎ）度の整数倍の位相差のｎ組の３相交流電圧であり、
当該略（６０／ｎ）度の整数倍の位相差のｎ組の３相交流電圧がそれぞれ前記ｎ台の電力変換装置に供給され、
当該ｎ台の電力変換装置の出力の直流電力が複数の負荷にそれぞれ供給されることを特徴とする電力変換装置群システム。 N power converters having an AC / DC conversion function;
N transformers for supplying three-phase AC power from the same three-phase main power source to the primary side;
With
The phases of the n secondary side three-phase AC voltages are n sets of three-phase AC voltages having a phase difference of an integral multiple of approximately (60 / n) degrees from each other,
N sets of three-phase AC voltages having a phase difference of an integer multiple of the approximate (60 / n) degree are respectively supplied to the n power converters,
A power converter group system, wherein direct-current power output from the n power converters is supplied to a plurality of loads.
同じ３相主電源から３相交流電力を１次側に供給されるｎ台の変圧器と、
を備え、
前記ｎ台の変圧器の２次側の３相交流電圧の位相は、互いに略（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ組の３相交流電圧であり、
当該略（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ組の３相交流電圧が、それぞれ前記ｎ台（ｎ＝ｍｋ台）の電力変換装置のｍ台毎に異なる位相の３相交流電圧が供給され、
前記ｎ台の電力変換装置の出力の直流電力が複数の負荷にそれぞれ供給されることを特徴とする電力変換装置群システム。 N power converters having an AC / DC conversion function;
N transformers for supplying three-phase AC power from the same three-phase main power source to the primary side;
With
The phase of the three-phase AC voltage on the secondary side of the n transformers is k sets of three-phase AC voltages having a phase difference of an integer multiple of approximately (60 / k) degrees.
Three sets of three-phase AC voltages having a phase difference that is an integer multiple of the approximate (60 / k) degree have different phases for each of the m power converters of the n units (n = mk units). Is supplied,
DC power output from the n power converters is supplied to a plurality of loads, respectively.
前記電力変換装置が前記ｋの整数（ｍ）倍の台数（ｎ、ｎ＝ｍｋ）が設置されている地区を複数設定し、
前記地区毎に前記複数の電力変換装置をｋ組に分割し、
前記ｋ組毎の電力変換装置のそれぞれに入力する３相交流電圧は、互いに略（６０／ｋ）度の整数倍の位相差のｋ組として、それぞれの前記地区において６ｋパルス整流をすることを特徴とする電力変換装置群システム。 The power conversion device group system according to claim 26,
A plurality of districts in which the number (n, n = mk) of the power conversion device is an integer (m) times the k is set;
Dividing the plurality of power conversion devices into k groups for each district,
The three-phase AC voltage input to each of the power converters for each of the k sets is k pairs having a phase difference that is an integral multiple of approximately (60 / k) degrees, and is subjected to 6k pulse rectification in each of the areas. A featured power converter group system.
さらに逆流防止用のダイオードを出力に備えたことを特徴とする請求項２５乃至請求項３２のいずれか一項に記載の電力変換装置群システム。 The power conversion device having the AC / DC conversion function is:
The power converter group system according to any one of claims 25 to 32, further comprising a diode for preventing backflow at an output.
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