JP2012205283A - 送信機、受信機、送信方法及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】周期自己相関値のピークを簡易かつ高精度に検出できるようにすること。
【解決手段】移動通信システムにおける送信機は、基本信号系列を生成する基本信号系列生成部と、基本信号系列を、指定された周波数シフト量だけ周波数領域においてサイクリックシフトし、かつ指定された時間シフト量だけ時間領域においてサイクリックシフトしたものに等しい2次信号系列を生成する2次信号系列生成部と、2次信号系列を含むが基本信号系列を含まない信号を生成する信号生成部と、生成した信号を逆フーリエ変換するIFFT部と、IFFT部からの出力を含む送信信号を送信する送信部とを有する。
【選択図】図3

Description

本発明は、移動通信システムにおける送信機、受信機、送信方法及び受信方法に関連する。

従来、送信機が送信する信号に波形特徴量を付与することで、受信機が特定のシステムの存否等を検出できるようにする技術がある。波形特徴量とは、無線信号の統計的な性質を表す量であり、例えば二次の周期自己相関値（Cyclic Autocorrelation Function：CAF）等を使用することができる。この種の技術については、例えば特許文献1に記載されている。さらに、IFFTを行って送信信号を生成する場合において、信号系列に周波数シフト又は時間シフトを適用し、そのシフト量を波形特徴量として使用する技術もある。

特開2008−61214号公報

しかしながら、従来の方法の場合、例えば以下のような問題点があった。

1．周波数シフト量を波形特徴量として使用する場合、その周波数シフト量は、送信する基本信号系列（例えば、リファレンス信号）の無線リソースの位置と、基本信号系列から導出される2次信号系列の無線リソースの位置の差分と、OFDMシンボルのようなシンボル単位で加えられる位相回転量とにより決定される。この場合、様々な位相回転量が加えられた複数のOFDMシンボルが必要になり、1つの周波数シフト量を実現するために、複数のOFDMシンボルが必要になってしまうという問題がある。

2．2次の周期自己相関値CAFを用いて信号の存否を検出する場合、相関値の大きさに基づいて信号の存否が判断される。相関を計算する際、検出対象の信号と他の信号との間で干渉が生じてしまうので、信号の存否の検出精度が、検出対象でない信号の存在によって悪くなってしまうとう問題がある。

3．1つの基本信号系列又は2次信号系列を、帯域全体のうちの一部のサブキャリアで送信する場合、適用可能な時間シフト量に制限が生じるが、従来の技術ではこの点について検討がなされておらず、適切でない時間シフト量を使用してしまう問題がある。

4．複数のユーザが同時に同じ周波数を使用する場合、時間シフトや周波数シフトのみで信号を識別しようとすると、識別可能なユーザ数を十分に大きな数にできないという問題がある。

5．基本信号系列長が短かった場合、ある基本信号系列に対してある時間シフト又は周波数シフト量を加えた場合と、その基本信号系列に別の時間シフト又は周波数シフトを加えた場合とで同様なピークが発生し、それらを識別することが容易でないという問題がある。

6．2次の周期自己相関値のピークの存否を判定する際、従来の技術の場合、演算負担が大きいという問題がある。

本発明の課題は、上記の問題点のうちの1つ以上を解決することである。

一実施例による送信機は、
基本信号系列を生成する基本信号系列生成部と、
前記基本信号系列を、指定された周波数シフト量だけ周波数領域においてサイクリックシフトし、かつ指定された時間シフト量だけ時間領域においてサイクリックシフトしたものに等しい2次信号系列を生成する2次信号系列生成部と、
前記2次信号系列を含むが前記基本信号系列を含まない信号を生成する信号生成部と、
前記信号を逆フーリエ変換するIFFT部と、
IFFT部からの出力を含む送信信号を送信する送信部と
を有する、移動通信システムにおける送信機である。

一実施例によれば、上記の問題点の内の1つ以上を解決することができる。

通信環境の一例を示す図。 2次の周期自己相関値CAFを説明するための図。 実施例において使用される送信機の機能ブロック図。 基本／2次信号系列の多重方法を示す図。 基本／2次信号系列の別の多重方法を示す図。 基本／2次信号系列のさらに別の多重方法を示す図。 図3に示されている2次信号系列生成部の機能ブロック図。 図3に示されている2次信号系列生成部の代替例を示す図。 送信機における動作例を示すフローチャート。 実施例において使用される受信機の機能ブロック図。 図8に示されている閾値決定部の詳細な機能ブロック図。 CAFの分布に応じてマージンを変更する例を説明するための図。 代替例による受信機の機能ブロック図。 受信機における動作例を示すフローチャート。 データ伝送領域及び閾値判定領域の設定例を示す図。 データ伝送領域及び閾値判定領域の設定例を示す図。 データ伝送領域及び閾値判定領域の設定例を示す図。 IQ平面を利用する変形例において使用される送信機の機能ブロック図。 図16に示されている2次信号系列生成部の詳細な機能ブロック図。 変形例において使用される受信機の機能ブロック図。

1番目の問題に関し、送信する信号に対して、周波数領域における巡回シフトを行うことで、たとえOFDMシンボルが1つであっても、所望の量だけ周波数シフトした信号を作成することができるようになる。ただし、これを実現するには、基本信号系列及び2次信号系列が配置されているシンボルの位置を正確に検出する必要があるので、これらの系列の配置情報や周波数同期の情報が必要になる。配置情報は、例えば、各系列がどの周波数サブキャリアにマッピングされているかを示す情報等を含む。周波数同期の情報は、例えば、信号の中心周波数、帯域幅、シンボルのタイミング等の情報を含む。

2番目の問題に関し、基本信号系列及び2次信号系列が伝送される無線リソースの位置を受信機側で既知であるとすることで、受信信号から基本信号系列又は2次信号系列をそれぞれ抽出することが可能になる。このため、検出対象の信号についての相関を計算する際に、検出対象でない信号による干渉が混入するおそれを簡易に防止できる。

3番目の問題に関し、後述するように、適用される無線リソース情報等に基づいて、適用可能な時間又は周波数シフト量を知ることができる。

4番目の問題に関し、2次信号系列を生成する際に、基本信号系列に符号拡散を乗算し、乗算する拡散符号を適宜使い分けることで、同時に同じ周波数を利用するユーザの信号を区別できるようにする。

5番目の問題に関し、相関の高い系列とシフト量の組を予め検証しておき、これらのシフト量を使用しないようにすることで、伝送品質の劣化を防ぐことができる。

6番目の問題に関し、高速フーリエ変換FFT又は逆高速フーリエ変換IFFTのポイント数に等しい又は同等な系列長の系列を使用し、複数のピーク位置に対して共通の閾値の使用することで、計算量の削減を図ることができる。

以下の観点から実施例を説明する。

1．通信環境
2．送信機
3．受信機
4．第1の変形例
5．第2の変形例
6．第3の変形例

＜1．通信環境＞
図1は、本実施例において想定される通信環境を示す。一組の端末A及びBと一組の端末X及びYの2組の端末が、同一の地理的領域（エリア）において、同一の無線リソース（例えば、周波数）を用いて通信を行っている。

一般に、無線通信する際の信号の波形は、中心周波数、周波数帯域幅、送信電力、変調方式、送信シンボル等の様々な通信パラメータによって決定されるものであり、逆に言えば信号波形には上記のような通信パラメータの特徴が含まれている。このような特徴は、本願において「波形特徴量」又は「特徴量」と言及される。波形特徴量は、信号波形の持つ統計的な特性に関する情報であり、様々な量で表現できる。例えば、2次の周期自己相関値によって得られる周期定常性や、信号振幅の分散値、周波数相関値等により、波形特徴量が表現される。

以下に説明する実施例では、送信機が送信する信号に、周波数シフト及び時間シフトを適用することで、所定の波形特徴量が付与されている。受信機は、受信した信号を分析してそのような波形特徴量を検出することで、特定の信号の存否等を検出することができる。波形特徴量は様々な量で表現できるが、以下の説明では、信号の周期自己相関値（Cyclic Autocorrelation Function：CAF）が波形特徴量として使用されている。この場合、信号の性質（例えば、データ変調方式等）に起因して、ある固有のパラメータ（サイクリック周波数α及びラグパラメータν）が周期自己相関値の計算に使用された場合にのみ、周期自己相関値CAFの値が大きくなる、という性質が利用される。また、同一の変調方式を用いる信号に対して異なる周期定常性の特徴量を付与することもできる。

一般に、信号x（t）に対する2次の周期自己相関関数の値（CAF）は、以下の数式により算出される。

ここで、＊は複素共役を表す。Iは観測時間長を表す。αはサイクリック周波数（cyclic frequency）又は後述の周波数シフト量を表す。τはラグパラメータ（lag parameter）又は後述の時間シフト量を表す。

2次の周期自己相関値CAFに関し、一般に、α≠0のときにR_x ^α（τ）≠0ならば、x（t）は周期定常性を有する。

また、式（1）の離散時間表現は次のようになる。

ここで、I₀は観測サンプル数を表す。νはラグパラメータの離散時間表現を表す。なお、x[i]≡x（iTs）であり、Tsはサンプリング周期を表す。

図2に示すように、2次の周期自己相関値CAFは、特定のパラメータの組み合わせ（α，ν）の場合に大きな値（ピーク値）をとり、他のパラメータの組み合わせに対しては小さな値をとる。本実施例では、送信する信号を周波数軸方向に或る量だけ巡回シフト又はサイクリックシフト）することで、その信号のピークが立つ位置を周波数軸方向にずらす。また、送信する信号を時間軸方向に或る量だけ巡回シフト又はサイクリックシフト）することで、その信号のピークが立つ位置を時間軸方向にずらす。例えば、ある信号の2次の周期自己相関値CAFのピークが（α，ν）において生じる場合、その信号を周波数軸方向に巡回シフトし、かつ時間軸方向に巡回シフトすることで、ピークが生じる位置を（α＋Δα，ν＋Δν）に変更することができる。したがって、例えばピークが立つ位置の巡回シフト量の組み合わせ（α，ν）と、特定のデータとを予め対応付けておけば、受信機は、ピークの位置を判別することで、送信されたデータが何であるかを判別できる。

＜2．送信機＞
図3は本実施例において使用される送信機の機能ブロック図を示す。図3には送信機に備わる様々な機能要素のうち、本実施例に特に関連する機能部又は処理部が示されている。送信機は、基本信号系列生成部31、2次信号系列生成部32、リソース割当制御部33、多重及びサブキャリアマッピング部34、高速逆フーリエ変換部（IFFT）35及びガードインターバル（GI）付与部36を少なくとも備えている。

基本信号系列生成部31は、当該技術分野で既知の何らかの方法により、信号系列を生成する。信号系列は、送信機が送信する任意の信号とすることができるが、後述する2次信号系列を生成する基礎となる信号系列である。基本信号系列生成部11は、ユーザが送信するデータ信号系列に対して、誤り訂正符号化、インターリーブ、シンボルマッピング等を適用することで、基本信号系列を生成する。ここで、当該技術分野で既知の何らかの法を用いる場合、例えば、M系列、gold系列或いはこれらの系列の一部が、例えばBPSKのようなシンボルにマッピングされてもよい。シンボルにマッピングされた後のシンボル系列に対して、ヌルシンボル等を付加することで、系列長が調整されてもよい。ここで、信号の系列長は、FFTポイント数の2ⁿ分の1であることが好ましい（nは自然数）。

2次信号系列生成部32は、入力された基本信号系列に基づいて2次信号系列を生成する。2次信号系列生成部32については、後に図5を参照しながら説明する。

リソース割当制御部33は、2次信号系列を送信するのに使用する無線リソースの位置を決定する。例えば、当該送信機が基地局であった場合、無線チャネル状態に基づくスケジューリングにより無線リソースが決定されてもよい。当該送信機がユーザ装置であった場合、リソース割当制御部33は、基地局から指定された無線リソースが何であるかを示す信号を出力してもよい。

多重及びサブキャリアマッピング部34は、リソース割当制御部33により指定されたリソースに2次信号系列を、時間軸方向及び周波数軸方向において、多重又はマッピングする。多重又はマッピングの仕方は様々である。

図4Aは2つの信号系列1、2をTDM方式により多重する方法の一例（フレーム構造）を示す。説明の便宜上、フレームは、直交周波数多重分割（OFDM）方式のシンボル（OFDMシンボル）を複数個含むものとする。図示の例の場合、システム帯域全域にわたる全サブキャリアを使用して、信号系列1のOFDMシンボルの後に、信号系列2のOFDMシンボルが送信されている。使用されるサブキャリアが、システム帯域の全部であることは必須でなく、一部のサブキャリアを用いて基本信号系列及び2次信号系列が送信されてもよい。

図4Bは2つの信号系列1、2をFDM方式により多重する別の方法例（フレーム構造）を示す。図示の例の場合、システム帯域におけるサブキャリアの半分を使用して、信号系列1及び信号系列2を含む1つのOFDMシンボルが送信されている。この例の場合も、半分より少ないサブキャリアを用いて信号系列1、2が送信されてもよい。

図4Cも信号系列1、2をFDM方式により多重する別の方法例（フレーム構造）を示す。図示の例の場合、信号系列1、2のサブキャリアが交互に配置されている。言い換えれば、信号系列1は1サブキャリアおきにくしの歯状に等間隔にマッピングされ、信号系列2も1サブキャリアおきにくしの歯状に等間隔にマッピングされている。等間隔にマッピングする間隔は2以上のサブキャリアであってもよい。

なお、図4A−4Cにおいて多重される信号系列の数は任意である。

図3の高速逆フーリエ変換部（IFFT）35は、信号系列が多重された信号を、高速逆フーリエ変換し、時間領域の信号を出力する。

ガードインターバル（GI）付与部36は、IFFT部35からの出力に対して、ガードインターバル又はサイクリックプレフィックスを付加することで、OFDMシンボルを出力する。一例として、ガードインターバルは、OFDMシンボルの有効シンボルの一部分をコピーすることで作成され、有効シンボルとガードインターバルとを結合することで、OFDMシンボルが完成する。OFDMシンボルを所定数個含む送信信号は、不図示の無線送信部により無線送信される。本実施例の場合、2次信号系列は送信されるが、基本信号系列は送信されない点に留意を要する。

図5は、図3の2次信号系列生成部32の詳細な機能ブロック図を示す。図5には、適用可能シフト量制御部51、適用不可能シフト量記憶部52、シフト量決定部53、周波数シフト部54、位相回転量算出部55及び時間シフト量適用部56が示されている。

適用可能シフト量制御部51は、送信信号に使用可能な又は適用可能な周波数シフト量及び時間シフト量をシフト量決定部53に通知する。あるいは、使用できない又は適用できない周波数シフト量及び時間シフト量を通知してもよい。適用可能な周波数シフト量及び時間シフト量が具体的に何であるかについては、後述する。本実施例におけるシフト量は、周波数軸方向又は時間軸方向における信号の巡回シフト量を示す。

適用不可能シフト量記憶部52は、適用できない周波数シフト量及び時間シフト量を記憶する。適用可能シフト量制御部51は、適用できない周波数シフト量及び時間シフト量以外の周波数シフト量及び時間シフト量をシフト量決定部53に通知する。

シフト量決定部53は、使用できない周波数シフト量及び時間シフト量に基づいて、実際に送信信号に適用する周波数シフト量及び時間シフト量を決定する。シフト量決定部53は、データと、周波数シフト量と、時間シフト量との対応関係を示す所定のテーブルを参照し、実際に送信するデータに対応する周波数シフト量及び時間シフト量を求める。例えば、そのようなテーブルは、データ1に対して周波数シフト量α₁及び時間シフト量ν₁を対応付け、データ2に対して周波数シフト量α₂及び時間シフト量ν₂を対応付け、データ3に対して周波数シフト量α₃及び時間シフト量ν₃を対応付け、以下同様にして対応関係が予め定められている。データ1、2、3、...は、任意のデータとすることができる。例えば、データ1を「00」、データ2を「01」、データ3を「10」及びデータ4を「11」のようなビット列としてもよい。シフト量決定部53は、送信するデータに対応する周波数シフト量を周波数シフト部54に通知し、送信するデータに対応する時間シフト量を位相回転量算出部55に通知する。

周波数シフト部54は、通知された周波数シフト量の分だけ、基本信号系列を周波数領域において巡回シフト又はサイクリックシフトする。周波数シフト部54に入力される基本入力信号系列は、周波数領域におけるものである。例えば、この基本入力信号系列のM個のデータd₁、d₂、...、d_MがM個のサブキャリア＃1、＃2、...、＃Mにそれぞれ対応付けられており、周波数シフト量が1サブキャリアであったとする。この場合、周波数シフト部24が出力するM個のサブキャリアのデータは、それぞれd₂、d₃、...、d_M 、d₁となる。周波数シフト量が2サブキャリアであった場合、周波数シフト部24が出力するM個のサブキャリアのデータは、それぞれd₃、d₄、...、d_M 、d₁、d₂となる。なお、巡回シフトする向きは、単なる一例にすぎず、逆向きでもよい。

位相回転量算出部55は、時間シフト量に対応する位相回転量を算出する。一般に、ある信号Xを時間軸上でシフトした信号Yを実現する場合、直接的な方法は、信号Xを時間軸上でずらす操作を行うことである。しかしながら別の方法もあり、それは周波数領域において行われる。この方法の場合、時間領域の信号Xをフーリエ変換し、信号Xの個々の周波数成分（個々のサブキャリア）に、時間シフト量に対応する位相回転を適用し、逆フーリエ変換することである。何れの方法によっても、信号Xを時間軸上でシフトした信号Yが得られる。図示の例では、このように周波数領域において、時間シフトを実現している。このため、位相回転量算出部55は、シフト量決定部53から通知された時間シフト量に対応する複数の位相回転量を算出し、それら複数の位相回転量を時間シフト適用部56に通知している。

時間シフト量適用部56は、位相回転量算出部55から通知された複数の位相回転量の各々を、周波数シフト部54の出力の複数のサブキャリア成分のうち、各自に対応するものに乗算する。時間シフト量適用部56の出力は、図3のサブキャリアマッピング部34に入力された後IFFT部35により時間領域の信号に変換される。これにより、指定された時間シフト量だけ時間軸方向にシフトした信号が実現される。

次に、適用可能な巡回シフト量について説明する。基本信号系列の系列長をKとすると、適用可能な周波数シフト量は、原則として、0、1、...（K−1）である。適用可能な時間シフト量は、無線リソースの割当パターン（多重法）に依存して異なる。

図4Aに示すような割当パターンの場合、適用可能な時間シフト量は、0、N、2N、...、（K−1)×Nのうちの何れかである。ただし、N＝ceil（FFTポイント数／系列長）であり、ceilは、引数以上の最小の整数を返す天井関数である。例えば、図3Aにおいて、基本及び2次信号系列がそれぞれシステム帯域全体を占め、FFTポイント数が系列長に等しかったとする。この場合、N＝1であり、適用可能な時間シフト量は、0、1、2、...（K−1）となる。

図4Bに示すような割当パターンの場合も、図3Aの場合と同様に、適用可能な時間シフト量は、0、N、2N、...、（K−1)×Nのうちの何れかである。ただし、N＝ceil（FFTポイント数／系列長）である。例えば、図3Bにおいて、基本及び2次信号系列がそれぞれシステム帯域全体の半分を占め、FFTポイント数（例えば、1024）が、系列長（512）の2倍であったとする。この場合、N＝2であり、適用可能な時間シフト量は、0、2、4、...（K−1）×2となる。

図4Cに示すような割当パターンの場合、適用可能な時間シフト量は、0、1、2、...、（K−1)のうちの何れかである。ただし、N＝ceil（FFTポイント数／系列長）である。例えば、図4Cにおいて、基本及び2次信号系列がそれぞれシステム帯域全体の半分を占め、FFTポイント数が、系列長の2倍であったとする。この場合、N＝2であり、適用可能な時間シフト量は、0、1、2、...（K−1）となる。

図4A及び図4Bの場合に、適用可能な時間シフト量が、符号長Kの数より少なくなってしまうのは、一部のサブキャリアを使用しないことに起因して、判別できない或いは判別が困難な時間シフト量が生じるためである。例えば、ある時間シフト量X１を送信し、受信機が受信する場合、時間シフト量X1にのみピークが発生することが望ましいが、時間シフト量X2（≠X1）でも大きなピークが発生してしまうおそれがある。このように、判別できない或いは判別しにくい時間シフト量を使用すると、誤検出や検出見逃しとなってしまう確率が高くなり、伝送品質を向上させる観点からは好ましくないので、適用可能な時間シフト量から除外される。

図4A−Cに示す以外の無線リソースの割当パターンが用いられてもよいが、その際は、適用可能な時間シフト量を事前に調べておくことが望ましい。すなわち、判別が困難になる時間シフト量を実験により又はシミュレーションにより事前に特定し、そのような時間シフト量が使用されてないようにすることが望ましい。

また、信号の系列長が短かかった場合、第1の信号系列の時間シフト量X１及び周波数シフト量Y1に対応するピークが、同一或いは異なる第2の信号系列の時間シフト量X2及び周波数シフト量Y2に対応するピークと同程度に高くなり、信号伝送の誤りの原因となってしまうことも懸念される。そこで、使用される信号系列が既知であった場合、予め相関が高いピークが発生する巡回シフト量を確認しておき、上記と同様に一部の巡回シフト量を適用しないようにすることで、伝送品質の劣化を回避することが可能である。この場合、図2の適用不可能シフト量記憶部22において、適用できない又は相応しくない巡回シフト量を記憶しておき、適用可能シフト量制御部21がこれらの巡回シフト量を選択しないようにすることが好ましい。後述するように、一部の巡回シフト量を判定閾値の決定に使用する場合、これらの巡回シフト量についても、適用不可能な巡回シフト量として記憶しておくことが望ましい。

さらに、割り当てる無線リソースや、使用される信号系列が固定されている場合、シフト量決定部53が適用可能な巡回シフト量を予め記憶しておき、巡回シフト量を指定するようにしてもよい。

図6は、時間シフトを実現する別の方式を示す。説明済みの要素には図3、図5におけるものと同じ参照番号が付されている。この方式の場合、基本系列信号が周波数シフト部54において周波数シフト（サイクリックシフト）される。周波数シフトが適用された基本信号系列は、多重及びサブキャリアマッピング部41において、リソース割当制御部33からの指示にしたがってリソースにマッピングされ、IFFT部35に入力される。IFFTの際、信号系列がマッピングされないサブキャリアにはヌルシンボルが入力される。IFFT後の出力（時間信号）に対して、時間シフト部42は巡回シフトを適用する。例えば、その時間信号のM個の時間サンプル＃1、＃2、...、＃Mにおけるデータが、それぞれd₁、d₂、...、d_Mであり、時間シフト量が1時間サンプルであったとする。この場合、時間シフト部42が出力するM個の時間サンプルのデータは、それぞれd₂、d₃、...、d_M 、d₁となる。時間シフト量が2時間サンプルであった場合、時間シフト部42が出力するM個の時間サンプルのデータは、それぞれd₃、d₄、...、d_M 、d₁、d₂となる。なお、巡回シフトする向きは、単なる一例にすぎず、逆向きでもよい。時間シフト部42からの出力は、GI付加部16に入力され、無線送信される。

図7は、送信機における動作例を示すフローチャートである。フローはステップS71から始まり、ステップS72に進む。

ステップS72において、送信機は、送信する信号に応じて、周波数シフト量及び時間シフト量を決定する。例えば、送信機は、データと巡回シフト量（周波数シフト量及び時間シフト量）との所定の対応関係にしたがって、送信する信号に対応する巡回シフト量を決定する。

ステップS73において、送信機は、周波数領域において、送信する信号（基本信号系列）を周波数シフト量の分だけ巡回的にシフト（サイクリックシフト）する。

ステップS74において、送信機は、時間領域において、送信する信号（基本信号系列）を時間シフト量の分だけ巡回的にシフト（サイクリックシフト）する。あるいは、送信機は、周波数領域において、送信する信号（基本信号系列）の各サブキャリアに、時間シフト量に対応する位相回転をそれぞれ加えることで、時間的なサイクリックシフトに等価な処理を周波数領域で行ってもよい。いずれにせよ、ステップS74の後、周波数シフト及び時間シフトがなされた基本信号系列が得られる。

ステップS75において、周波数シフト及び時間シフトがなされた基本信号系列（2次信号系列）にガードインターバルが付加され、OFDMシンボルが生成される。

ステップS76において、所定数個のOFDMシンボルを含む送信信号が無線送信され、フローはステップS77に進み、終了する。

＜3．受信機＞
図8は、上記の送信機に対応する受信機の機能ブロック図を示す。図8には受信機に備わる様々な機能要素のうち、本実施例に特に関連する機能部又は処理部が示されている。受信する信号の中心周波数、受信する信号の帯域幅、無線リソースの利用パターン（配置情報）、受信する信号のタイミング等の情報は、受信機にとって既知であるものとする。受信機は、高速フーリエ変換部（FFT）81、受信信号系列抽出部82、基本信号系列生成部83、2次元相関検出部84、閾値決定部85及び情報検出部86を少なくとも備えている。

高速フーリエ変換部（FFT）81は、受信した信号を高速フーリエ変換することで、受信した信号を周波数領域の信号に変換する。

受信信号系列抽出部82は、変換された周波数領域の信号から、2次信号系列のような受信信号系列を抽出する。受信機は、2次信号系列の配置情報及び周波数同期の情報を既に所有しているので、受信信号から2次信号系列を抽出することができる。

基本信号系列生成部83は、図3及び図6の基本信号系列生成部31と同様に、基本信号系列を生成する。上述したように、本実施例では2次信号系列は送信機から送信されるが、基本信号系列は送信されない。したがって、受信機は基本信号系列を自ら精製する必要がある。

2次元相関検出部84は、生成した基本信号系列と、受信した2次信号系列に時間シフト及び周波数シフトの逆操作を適用したものとの2次の周期自己相関値CAFを計算し、ピークの有無を判定する。この点については後述する。

閾値決定部85は、ピークの有無を判定する際に使用される閾値を決定する。

情報検出部86は、ピークに対応するデータを検出し、不図示の処理部に通知する。

図8に示す受信機の2次元相関検出部84は、シフト量制御部841、逆高速フーリエ変換部（IFFT部）842、時間逆シフト適用部843、高速フーリエ変換部（FFT部）844、周波数逆シフト適用部845、相関計算部846及びピーク検出部847を有する。

シフト量制御部841は、送信機において使用された時間シフト量を時間逆シフト適用部843に通知し、かつ送信機において使用された周波数シフト量を周波数逆シフト適用部845に通知する。

逆高速フーリエ変換部（IFFT部）842は、受信信号から取得された2次信号系列を逆高速フーリエ変換し、2次信号系列を時間領域の信号に変換する。

時間逆シフト適用部843は、時間領域の信号に対して巡回シフトを適用する。例えば、時間信号のM個の時間サンプル＃1、＃2、...、＃Mにおけるデータが、それぞれd₁、d₂、...、d_Mであり、送信側で適用された時間シフト量が1時間サンプルであったとする。この場合、時間逆シフト適用部843が出力するM個の時間サンプルのデータは、それぞれd_M、d₁、d₂、...、d_M-1となる。送信側で適用された時間シフト量が2時間サンプルであった場合、時間逆シフト部843が出力するM個の時間サンプルのデータは、それぞれd_M-1、d_M、d₁、...、d_M-2となる。なお、巡回シフトする向きは、単なる一例にすぎず、逆向きでもよい。要するに、送信側で行われる巡回シフトの向きと、受信側で行われる巡回シフトの向きが逆向きであればよい。

高速フーリエ変換部（FFT部）844は、巡回的に時間シフトされた2次信号系列を高速フーリエ変換し、2次信号系列を周波数領域の信号に変換する。

周波数逆シフト適用部845は、周波数領域の信号に対して巡回シフトを適用する。例えば、2次信号系列のM個のデータd₁、d₂、...、d_MがM個のサブキャリア＃1、＃2、...、＃Mにそれぞれ対応付けられており、送信側で適用された周波数シフト量が1サブキャリアであったとする。この場合、周波数逆シフト適用部845が出力するM個のサブキャリアのデータは、それぞれd_M、d₁、d₂、...、d_M-2 、d_M-1となる。送信側で適用された周波数シフト量が2サブキャリアであった場合、周波数逆シフト適用部845が出力するM個のサブキャリアのデータは、それぞれd_M-1、d_M、d₁、...、d_M-2となる。なお、巡回シフトする向きは、単なる一例にすぎず、逆向きでもよい。要するに、送信側で行われる巡回シフトの向きと、受信側で行われる巡回シフトの向きとが逆向きであればよい。

このように、ある時間逆シフトが適用された2次信号系列を記憶しておき、この時間逆シフトに対応する全ての周波数逆シフト信号を、記憶している信号を用いて生成できる。このため、時間逆シフト及び周波数逆シフトが適用された2次系列受信信号を比較的小さな計算量で生成することができる。

相関計算部846は、生成した基本信号系列と、時間シフト及び周波数シフトが逆向きに適用された2次信号系列との周期自己相関値CAFを計算し、相関値のピークを検出する。上述したように、周期自己相関値CAFは、巡回シフト量（周波数シフト量α及び時間シフト量ν）の組み合わせにより指定される。周波数シフト量はサイクリック周波数αに対応する。時間シフト量はラグパラメータνに対応する。相関計算部846は、受信する可能性のある全ての信号について2次の周期自己相関値CAFを計算する必要があるので、ピークが存在する可能性がある全ての巡回シフト量（α，ν）の組み合わせに対して相関値を計算する。巡回シフト量の組み合わせが何であるかは、シフト量制御部841から通知される。

ピーク検出部847は、相関計算部846により計算された2次の周期自己相関値CAFが、予め指定された閾値を超えるか否かを判定することで、ピークの有無を判定する。また、無線リソースにおいてピークが存在することが既知であった場合は、最も大きなピークの相関値CAFが選択される。ピークに対応する巡回シフト量の組み合わせ（α，ν）は、情報検出部86に通知され、巡回シフト量の組み合わせに対応するデータが検出される。

図9は、図8に示されている閾値決定部85の詳細な機能ブロック図を示す。概して、閾値決定部は、図8に示されている841−846と同様に、シフト量制御部91、逆高速フーリエ変換部（IFFT部）92、時間逆シフト適用部93、高速フーリエ変換部（FFT部）94、周波数逆シフト適用部95及び相関計算部96を有する。これらの要素91−96は、図8に示されている要素841−846と同様であるので説明を省略する。閾値決定部85が要素841−846と別に要素91−96を有することは必須ではなく、それらが共用されてもよい。

閾値算出部97は、相関計算部96において計算された全ての相関値CAFから、最大値、平均値及びノイズレベル等を判別し、これらに基づいて閾値を決定する。例えば、閾値算出部97は、相関値CAFのノルムの平均値を求め、この平均値に既定のマージンを加算することで、閾値を求めてもよい。さらに、マージンは、相関値CAFのノルムの分散に応じて異なってもよい。

図10に示すように、相関値CAFの分散が小さかった場合、マージンを小さくすることが考えられる。相関値CAFの分布が、特定の巡回シフト量（α，ν）に集中していた場合、閾値が低くてもピークの検出精度は劣化しないからである。これに対して、相関値CAFの分散が大きかった場合、マージンを大きくすることが考えられる。相関値CAFが様々な巡回シフト量（α，ν）にわたって分布していた場合、閾値を高くしなければピークの検出精度が劣化してしまうからである。分散値とマージンの関係は、誤検出確率（ピークが存在しないにもかかわらずピークとして判断してしまう確率）、検出見逃し確率（ピークが存在するのに、ピークがないと判断してしまう確率）を考慮して、予め受信機に記憶しておくことが好ましい。

図11は、2次元相関検出部の代替例の機能ブロック図を示す。周波数領域で相関値を計算する図8に示す例とは異なり、図11に示す例は、相関計算部846が時間領域において相関値を計算している。このため、周波数領域の基本信号系列を時間領域の系列に変換する逆高速フーリエ変換部（IFFT部）111が、相関計算部846の入力側に設けられている。また、時間領域の2次信号系列を相関計算部846に入力する必要があるので、2次信号系列の処理の順序が変更されている。具体的には、2次信号系列は、周波数逆シフト適用部845、IFFT部842及び時間逆シフト適用部843を経て相関計算部846に入力される。相関計算部846は、時間領域の基本信号系列及び2次信号系列について2次の周期自己相関値CAFを計算し、計算結果をピーク検出部847に通知する。

この構成の場合、周波数逆シフトが適用された2次信号系列を記憶しておき、その周波数逆シフトに対応する全ての時間逆シフト信号を、記憶している信号を用いて生成することで、時間及び周波数逆シフトが適用された2次系列受信信号を比較的小さな計算量で生成することができる．
図12は、受信機における動作例を示すフローチャートである。フローはステップS121から始まり、ステップS122に進む。

ステップS122において、受信機は、受信信号から2次信号系列を抽出する。また、受信機は、基本信号系列を生成する。

ステップS123において、受信機は、周波数逆シフト及び時間逆シフトが適用された2次信号系列を導出する。

ステップS124において、受信機は、基本信号系列と、周波数逆シフト及び時間逆シフトが適用された2次信号系列との2次の周期自己相関値CAFを計算する。

ステップS125において、受信機は、計算した相関値CAFのピークを検出し、ピークに対応する情報を検出し、フローはステップS126に進み、終了する。

本実施例による送信機及び受信機を使用する場合、周波数方向の巡回シフトを用いているので、OFDMシンボル1つで送信信号に周波数シフトを適用することができ、少ない計算量で効率的な信号伝送を行うことが可能になる。無線リソースの割当パターンや系列長に応じて適用可能な巡回シフト量（周波数シフト量及び時間シフト量）を制御することにより、ピーク判定における誤判定確率を低減させることができる。さらに、受信機において、対象となる系列の信号のみを抽出して相関検出を行うので、他の信号からの干渉の影響を低減（誤判定確率を低減）でき、かつ小規模なFFT及びIFFTによる少ない計算量で受信信号処理を実行できる。

＜4．第1の変形例＞
本実施例における送信機が送信する送信信号は、基本信号系列を或る巡回シフト量だけ巡回シフトしたものである。巡回シフト量は、周波数シフト量及び時間シフト量である。一般に、符号多重を行うことで、同時に同じ周波数を用いて異なる送信信号を送信することができる。したがって、ある送信信号と別の送信信号とを符号多重して同じ無線リソースで送信する際、（1）基本信号系列は互いに異なるが、巡回シフト量は同じである場合、（2）基本信号系列は同じであるが、巡回シフト量が異なる場合、及び（3）基本信号系列も巡回シフト量も異なる場合がある。符号多重を行うことで、このように様々な送信方法を実現できる。

送信信号を符号拡散する場合、図3の基本信号系列生成部31からの基本信号系列を符号拡散したものを、2次信号系列生成部32に入力することが考えられる。符号拡散された受信信号を逆拡散する場合、図8の受信信号系列抽出部82からの信号系列を逆拡散したものを、IFFT部842及び閾値決定部85に与えることが考えられる。

＜5．第2の変形例＞
ところで、受信機が相関値CAFと閾値を比較してピークの有無を判定する際、その閾値を適切な値に設定しなければならないことは言うまでもない。2次の周期自己相関値CAFは、巡回シフト量（周波数シフト量及び時間シフト量）の様々な値に対して、様々な値をとり、相関値CAFの分布は領域によって異なる。例えば、一部の周波数シフト量に対して大きな干渉信号が存在するような場合がある。送信信号を符号拡散する上記の例の場合、拡散符号により信号を区別することで、信号系列が伝送されない無線リソース上からの干渉の影響は回避できる。しかし、信号系列が伝送される周波数帯域の一部に大きな干渉信号が存在する場合、受信機は干渉の影響を大きく受けるので、ピーク判定の閾値を高く設定する必要がある。さらに、周波数選択性フェージングの影響もあり、図4Cに示すようにくしの歯状に分散したリソース配置を用いる場合において、周波数シフト量が小さい場合、チャネル相関が高いので、所望信号のレベル及び他の干渉による背景雑音のレベルが大きくなる。この場合も閾値を高く設定する必要がある。したがって、閾値は、領域に応じた適切な値にすることが望ましい。さらに、閾値判定を行う周波数シフト量と、閾値を算出する巡回シフト量が、同様の値であることが好ましい．
このような要請に応じるため、本変形例では、ある周波数シフト量に対するピーク検出に用いる閾値を算出する領域を予め決定しておき、周波数シフト量ごとに異なる閾値を設定する。

図13は、周波数シフト量α及び時間シフト量νの2次元平面において、データを伝送するために使用するデータ伝送領域Dと、閾値を判定するための閾値判定領域Rとを設定している様子を示す。データ伝送領域Dに含まれている巡回シフト量の組み合わせ（α，ν）は、通信するデータに対応するものであり、データと巡回シフト量の組み合わせとの所定の対応関係から決定することができる。閾値判定領域Rの周波数シフト量の範囲は、データ伝送領域の周波数シフト量の範囲と同一になるように設定され、かつ何らかのピークが生じない領域として既知の領域である。

図14は、データ伝送領域及び閾値判定領域の設定例を示す。図示の例の場合、データ伝送領域D内の巡回シフト量（α，ν）に対応するピークを検出する際に使用される閾値は、閾値判定領域R内の巡回シフト量（α，ν）に対応する相関値から計算されたものである。すなわち、閾値判定領域Rにおける相関値CAFの平均値に所定のマージンを加えた閾値を用いて、データ伝送領域Dにおけるピークの有無が判定される。この方法の場合、検出対象のピークの周波数（サイクリック周波数又は周波数シフト量α）毎に、閾値が設定されてもよい。さらに、連続するサイクリック周波数又は周波数シフト量を一つのブロックとし、このブロックに閾値判定領域を設定してもよい。閾値判定領域Rは、何らかのピークが生じない領域であることが予め分かっている領域である。

図15は、データ伝送領域及び閾値判定領域の別の設定例を示す。図示の例の場合も、データ伝送領域D内の巡回シフト量（α，ν）に対応するピークを検出する際に使用される閾値は、閾値判定領域R内の巡回シフト量（α，ν）に対応する相関値から計算されたものである。閾値判定領域Rは、何らかのピークが生じない領域であることが予め分かっている領域である。

なお、図13−15に示す例では、データ伝送領域D及び閾値判定領域Rを排他的に分けているが、このことは必須ではない。例えば、基本信号系列の自己相関出力及び2次信号系列の自己相関出力から閾値を決定してもよい。相互相関と同様に、基本信号系列の自己相関出力及び2次信号系列の自己相関出力における各サブキャリアに対して、指定されている領域の相関値の平均値を求め、その平均値から閾値が算出されてもよい。相関値の平均値を算出する際、時間シフト量が0であり周波数シフト量も0である場合の相関値は、除外されることが望ましい。

＜6．第3の変形例＞
上述したように、送信機が送信するデータは、巡回シフト量（周波数シフト量及び時間シフト量）により区別することができる。周波数シフト量及び時間シフト量の組み合わせの位置におけるピークが、個々のデータに対応するからである。本変形例は、巡回シフト量だけでなく、IQ平面における信号点の位置も利用することで、送信する信号に含まれる情報量を増やす。

図16は、本変形例において使用される送信機の機能ブロック図を示す。図16には送信機に備わる様々な機能要素のうち、本実施例に特に関連する機能部又は処理部が示されている。送信機は、図3に示される送信機と同様に、基本信号系列生成部31、2次信号系列生成部32、リソース割当制御部33、多重及びサブキャリアマッピング部34、高速逆フーリエ変換部（IFFT）35及びガードインターバル（GI）付与部36を備えている。これらについての重複的な説明は省略する。図示の送信機は、リファレンス信号系列生成部161及び符号拡散部162をさらに含む。

リファレンス信号系列生成部161は、送信信号に含めるリファレンス信号又はパイロット信号の信号系列を生成する。

符号拡散部162は、入力された基本信号系列（C1， C2，...，Cn)に対して、リファレンス信号系列（R1，R2，...，Rm)を、（R1，R2，...，Rm)^T×（C1， C2，...，Cn)のようにして乗算し、多重及びサブキャリアマッピング部34に出力する。ただし、Tは転置を表す。

R1×C1，R1×C2，...，R1×Cn
R2×C1，R2×C2，...，R2×Cn
・・・
Rm×C1，Rm×C2，...，Rm×Cn
ここで、データ信号とリファレンス信号に同じ基本信号系列が用いられてもよいし、データ信号とリファレンス信号に異なる基本信号系列が用いられてもよい。また、リファレンス信号の系列は、送信機及び受信機にとって通信開始前から既知であり、他の送信機及び受信機が使用する系列と異なる系列である。そのような系列は、通信を開始する際に端末に割り当ててもよいし、各端末が、予め指定されている信号系列の候補の中から、周囲で使用されていない系列を選択してもよい。

図17は、図16に示されている2次信号系列生成部32の詳細な機能ブロック図を示す。図5に示されている2次信号系列生成部と同様に、図示の2次信号系列生成部は、適用可能シフト量制御部51、適用不可能シフト量記憶部52、シフト量決定部53、周波数シフト部54、位相回転量算出部55及び時間シフト量適用部56を有する。これらについての重複的な説明は省略する。図示の2次信号系列生成部は、分配部171、シンボルマッピング部172及び符号拡散部173をさらに有する。

分配部171は、送信するデータのうち、巡回シフト量（周波数シフト量及び時間シフト量）として送信するデータと、IQ平面におけるシンボルとして送信するデータとを分離又は分割し、前者をシフト量決定部53に与え、後者をシンボルマッピング部172に与える。分配部171は、巡回シフト量として送信する方法と、IQ平面を利用して送信する方法とで伝送可能な単位時間当たりのビット数に応じて、データを分配する。ここで、送信するデータは、例えばインターリーブ、誤り訂正符号化、誤り検出ビットの付加等の処理が適用されたビット系列である。

シンボルマッピング部172は、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等のような様々なデータ変調方式のうちの何れかの方式により、入力されたビット列を信号点配置図（シンボルコンステレーション）におけるシンボルに対応付ける（マッピングする）。信号点配置図におけるシンボルの位置は、IQ平面において予め定められている。各シンボルは、IQ平面におけるベクトルに対応する。例えばQPSKの場合、2つのビットを、IQ平面における何れかの信号点（±1±j）に対応付ける。

なお、使用されるデータ変調方式が何であるかに依存して、1シンボルに対応づけられるビット数は異なるので、どのデータ変調方式が使用されるかについての情報が事前に既知である必要がある。一例として、データ変調方式又はシンボルのマッピング方式は、受信機から報告された無線チャネル状態を示す量（例えば、信号電力対雑音及び干渉電力比（SIR）や、チャネル品質インジケータ（CQI）等）により決定されてもよい。

符号拡散部173は、入力された基本信号系列（C1，C2，...，Cn）に対して、シンボルにマッピングされたデータの系列であるデータシンボル系列（S1，S2，．．，Sx)を、（S1，S2，...，Sx)^T×（C1，C2，...，Cn)のようにして乗算することで、符号拡散する。ただし、Tは転置を表す。

S1×C1，S1×C2，...，S1×Cn
S2×C1，S2×C2，...，S2×Cn
・・・
Sx×C1，Sx×C2，...，Sx×Cn
符号拡散部173において符号拡散された信号は、周波数シフト部54により周波数領域において巡回シフトが適用され、時間シフト量適用部56において、時間シフト量に対応する位相回転が各サブキャリアに適用され、図3の多重及びサブキャリアマッピング部34に入力される。この信号は、多重及びサブキャリアマッピング部34において、符号拡散されたリファレンス信号と多重され、IFFT部35において逆フーリエ変換され、ガードインターバルが付加される。これにより、周波数シフト及び時間シフトが適用されかつIQシンボルを含む信号と、拡散されたリファレンス信号とを含むOFDMシンボルが生成され、そのOFDMシンボルを複数個含む信号が無線送信される。

図18は、上記の送信機に対応する受信機の機能ブロック図を示す。受信機は、図8に示す受信機と同様に、高速フーリエ変換部（FFT）81、受信信号系列抽出部82、基本信号系列生成部83、シフト量制御部841、逆高速フーリエ変換部（IFFT部）842、時間逆シフト適用部843、高速フーリエ変換部（FFT部）844、周波数逆シフト適用部845、相関計算部846、ピーク検出部847、閾値決定部85及び情報検出部86を有する。これらについての重複的な説明は省略する。受信機は、リファレンス信号系列生成部181、受信リファレンス信号抽出部182、チャネル推定部183、チャネル等化部184、シンボルデマッピング部185、受信データ多重部186をさらに有する。

図示の簡明化のため明確には図示されていないが、FFT部81により周波数領域に変換された受信信号は、基本信号系列により逆拡散され、受信信号系列抽出部82及び受信リファレンス信号抽出部182に与えられる。

リファレンス信号系列生成部181は、図16の161と同様に、送信機が使用しているリファレンス信号の系列を生成する。

受信リファレンス信号抽出部182は受信した信号から、リファレンス信号の部分を抽出する。本実施例の場合、受信機が受信した信号は、送信データに基づく信号系列（図16の2次信号系列生成部32からの信号系列）とリファレンス信号に基づき生成された信号系列（図16の符号拡散部162からの信号系列）とを含んでいる。送信データに基づく信号系列は受信信号系列抽出部82により抽出される。

チャネル推定部183は、受信したリファレンス信号に、生成したリファレンス信号の逆数を乗算することで、チャネル推定値を求める。チャネル推定値は、リファレンス信号系列の数にわたって平均化されてもよい。チャネル推定値はチャネル等化部184に入力される。

チャネル等化部184には、チャネル推定値だけでなく、相関計算部846からの計算結果も入力される。チャネル等化部184は、相関計算部846の計算結果に、チャネル推定値の逆数を乗算することで、チャネル補償を行う。

シンボルデマッピング部185は、受信したシンボルがIQ平面におけるどのシンボルに対応するかを判別することで、シンボルデマッピングの処理を行う。これにより、シンボルに対応するビット列が出力され、ビット列は受信データ多重部186に入力される。例えばQPSKの場合、IQ平面において検出された信号点（±1±j）に対応する2ビットが出力される。なお、送信機及び受信機において、使用されるデータ変調方式（シンボルのマッピング方式）は既知である必要がある。一例として、データ変調方式が予め固定されていてもよいし、動的に変動する場合は、送信機が受信機にその都度通知することが考えられる。

受信データ多重部186は、IQ平面におけるシンボルとして伝送され検出されたデータと、巡回シフト量（周波数シフト量及び時間シフト量）を通じて伝送され検出されたデータとを合成することで、分配される前の送信データを復元する。チャネル等化部184及びシンボルデマッピング部185における処理は、ピーク検出部847がピークを検出した場合にのみ適用される必要がある。

なお、本変形例を使用する場合において、第1の変形例において説明した符号多重を適用してもよい。この場合、符号ごとに異なるIQシンボルが送信されるようにしてもよい。

以上本発明は特定の実施例を参照しながら説明されてきたが、それらは単なる例示に過ぎず、当業者は様々な変形例、修正例、代替例、置換例等を理解するであろう。例えば、本発明は、波形特徴量を用いて信号の存否を検出する適切な如何なる移動通信システムに適用されてもよい。発明の理解を促すため具体的な数値例を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数値は単なる一例に過ぎず適切な如何なる値が使用されてもよい。発明の理解を促すため具体的な数式を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数式は単なる一例に過ぎず適切な如何なる数式が使用されてもよい。実施例又は項目の区分けは本発明に本質的ではなく、2以上のは項目に記載された事項が必要に応じて組み合わせて使用されてよいし、ある項目に記載された事項が、別の項目に記載された事項に（矛盾しない限り）適用されてよい。説明の便宜上、本発明の実施例に係る装置は機能的なブロック図を用いて説明されたが、そのような装置はハードウェアで、ソフトウェアで又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。ソフトウェアは、ランダムアクセスメモリ（RAM）、フラッシュメモリ、読み取り専用メモリ（ROM）、EPROM、EEPROM、レジスタ、ハードディスク（HDD）、リムーバブルディスク、CD−ROM、データベース、サーバその他の適切な如何なる記憶媒体に用意されてもよい。本発明は上記実施例に限定されず、本発明の精神から逸脱することなく、様々な変形例、修正例、代替例、置換例等が本発明に包含される。

31 基本信号系列生成部
32 2次信号系列生成部
33 リソース割当制御部
34 多重及びサブキャリアマッピング部
35 高速逆フーリエ変換部（IFFT）
36 ガードインターバル（GI）付与部
41 多重及びサブキャリアマッピング部
42 時間シフト部
51 適用可能シフト量制御部
52 適用不可能シフト量記憶部
53 シフト量決定部
54 周波数シフト部
55 位相回転量算出部
56 時間シフト量適用部
81 高速フーリエ変換部（FFT）
82 受信信号系列抽出部
83 基本信号系列生成部
84 2次元相関検出部
85 閾値決定部
86 情報検出部
841 シフト量制御部
842 逆高速フーリエ変換部（IFFT部）
843 時間逆シフト適用部
844 高速フーリエ変換部（FFT部）
845 周波数逆シフト適用部
846 相関計算部
847 ピーク検出部
161 リファレンス信号系列生成部
162 符号拡散部
171 分配部
172 シンボルマッピング部
173 符号拡散部
181 リファレンス信号系列生成部
182 受信リファレンス信号抽出部
183 チャネル推定部
184 チャネル等化部
185 シンボルデマッピング部
186 受信データ多重部186

Claims (10)

1. 基本信号系列を生成する基本信号系列生成部と、
   前記基本信号系列を、指定された周波数シフト量だけ周波数領域においてサイクリックシフトし、かつ指定された時間シフト量だけ時間領域においてサイクリックシフトしたものに等しい2次信号系列を生成する2次信号系列生成部と、
   前記2次信号系列を含むが前記基本信号系列を含まない信号を生成する信号生成部と、
   前記信号を逆フーリエ変換するIFFT部と、
   IFFT部からの出力を含む送信信号を送信する送信部と
   を有する、移動通信システムにおける送信機。
2. 前記信号生成部が、異なる2次信号系列の各々に、複数の連続するサブキャリア群を割り当て、
   前記時間シフト量は0以上K以下の時間サンプルの個数により表現され、前記周波数シフト量も0以上K以下のサブキャリア数により表現され、Kは前記基本信号系列の系列長より1つ少ない値である、請求項1記載の送信機。
3. 前記信号生成部が、異なる2次信号系列の各々に、くしの歯状に並ぶ離散的なサブキャリア群を割り当て、
   前記時間シフト量は0、N、2N、...又はK×N個の時間サンプルにより表現され、前記周波数シフト量は0以上K以下のサブキャリア数により表現され、N＝ceil（IFFTポイント数／系列長)であり、ceilは引数以上の最小の整数値を返す天井関数であり、Kは前記基本信号系列の系列長より1つ少ない値である、請求項1記載の送信機。
4. 当該送信機が、周波数シフト量及び時間シフト量の組み合わせのうち使用すべきでない組み合わせを記憶する記憶部をさらに有し、
   前記2次信号系列生成部は、該使用すべきでない組み合わせ以外の組み合わせを使用して2次信号系列を生成する、請求項1ないし3の何れか1項に記載の送信機。
5. 前記2次信号系列生成部が、送信するデータを表すIQ平面のシンボルが乗算された前記基本信号系列を、指定された周波数シフト量だけ周波数領域においてサイクリックシフトし、かつ指定された時間シフト量だけ時間領域においてサイクリックシフトしたものに等しい2次信号系列を生成する、請求項1ないし4の何れか1項に記載の送信機。
6. 基本信号系列を生成する基本信号系列生成部と、
   送信機から受信した信号をフーリエ変換するFFT部と、
   フーリエ変換後の信号から2次信号系列を抽出する信号抽出部と、
   時間領域において前記2次信号系列を指定された時間シフト量だけサイクリックシフトし、サイクリックシフト後の系列を、周波数領域において、指定された周波数シフト量だけサイクリックシフトした系列と、前記基本信号系列との相関値を計算する相関計算部と、
   前記相関計算部の計算結果に基づいて、相関値のピーク位置を検出するピーク検出部と、
   ピーク位置とデータとの所定の対応関係にしたがって、前記ピーク検出部が検出したピーク位置に対応するデータを検出するデータ検出部と
   を有する、移動通信システムにおける受信機。
7. 前記ピーク検出部は、前記相関計算部が計算した相関値と閾値とを比較することで、ピーク位置を検出し、該閾値は、検出対象のピーク位置の周波数シフト量を少なくとも含む閾値判定領域における相関値の平均値及びマージンから決定されている、請求項6記載の受信機。
8. 受信した前記2次信号系列から、送信データを表すIQ平面のシンボルが乗算された基本信号系列を抽出し、検出したシンボルに対応する送信データを判別するシンボルデマッピング部をさらに有する、請求項6又は7に記載の受信機。
9. 生成された基本信号系列を、指定された周波数シフト量だけ周波数領域においてサイクリックシフトし、かつ指定された時間シフト量だけ時間領域においてサイクリックシフトしたものに等しい2次信号系列を生成し、
   前記2次信号系列を含むが前記基本信号系列を含まない信号を生成し、
   前記信号を逆フーリエ変換したものを含む送信信号を送信するステップ
   を有する、移動通信システムにおける送信方法。
10. 送信機から受信した信号をフーリエ変換した信号から2次信号系列を抽出し、
    時間領域において前記2次信号系列を指定された時間シフト量だけサイクリックシフトし、サイクリックシフト後の系列を、周波数領域において、指定された周波数シフト量だけサイクリックシフトした系列と、生成した基本信号系列との相関値を計算し、
    該計算の結果に基づいて、相関値のピーク位置を検出し、
    ピーク位置とデータとの所定の対応関係にしたがって、前記ピーク検出部が検出したピーク位置に対応するデータを検出するステップ
    を有する、移動通信システムにおける受信方法。

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