JP2012134618A - 受信装置及びガードインターバル除去方法 - Google Patents

Abstract

【課題】精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出する。
【解決手段】無線信号の受信レベルを検出する受信レベル検出部１２５と、変調方式特定部１２６と、閾値設定部１２７と、同期用トレーニング信号の自己相関を計算するマッチドフィルタ１２１と、ディジタルフィルタ１２２と、シンボルタイミング検出１２３と、ガードインターバルを除去するガードインターバル除去１２４と、を備える。ガードインターバル除去１２４は、受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、一方、受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミングに基づいて、ガードインターバルを除去する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直交周波数分割多重方式により送信された無線信号を受信して、この無線信号に含まれるガードインターバルを除去する受信装置及びガードインターバル除去方法に関する。

近年、移動体通信（特に第４世代の次世代移動体通信）の分野では、高速移動時においても１００Ｍｂｐｓ超のデータレートが要求されつつある。そのため、周波数選択性フェージング環境への適応性や周波数利用効率を向上させる観点から、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）等のマルチキャリア伝送方式に関する応用研究が進められている。

ＯＦＤＭ伝送方式により送信装置から受信装置に送られる無線信号には、同期用トレーニング信号（同期用プリアンブル信号）と、一以上のＯＦＤＭシンボルとが含まれている。その他、必要に応じて伝搬路推定用トレーニング信号等も含まれる。ＯＦＤＭシンボルは、データ信号と、これに時間的に先行するガードインターバルとから構成される。ガードインターバルは、これに続くデータ信号の後端が重複して循環的に挿入されたものである。ガードインターバルの存在によって、マルチパス遅延波による遅延時間がガードインターバル長以下であれば、ＯＦＤＭシンボル間（シンボル間）の干渉を回避することができ、マルチパス耐性を向上させることができる。

ここで、受信装置において、ＯＦＤＭシンボルからデータ信号を取り出す際は、送信側にて付加した既知の繰り返しからなる同期用トレーニング信号の自己相関を計算し、得られた相関値列のピーク値のタイミングを利用するのが一般的である（例えば特許文献１参照）。具体的には、相関値列の複数のピーク値のうち、急激にレベルが低下したピーク値よりも時間的に一つ前のピーク値のタイミングを検出する（ピーク検出）。そして、このピーク値のタイミングを用いて、これに続くガードインターバルを除去し、ＯＦＤＭシンボルからデータ信号を取り出すことができる。

特開２００３−８５４１号公報 特開２０１０−２８２８０号公報

しかし、ダイナミックに変動するマルチパスフェージング環境下では、ガードインターバルを除去する際、フェージングによる受信波の変動等を考慮しなければならない。例えば、１番早いパスを伝搬した無線信号の相関値（ピーク値）よりも、２番目に早いパスを伝搬した無線信号の相関値（ピーク値）の方が高い場合、相関値列のピーク値のタイミングを利用する技術だと、ガードインターバルを除去するタイミングを誤ってしまう可能性がある。すなわち、本来は、前者のタイミングを利用しなければならないのに、ピーク値のより高い方、すなわち後者のタイミングを利用してしまう可能性がある。その結果、ガードインターバルを除去する際にシンボル間の干渉が生じ、ビットエラーレート（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）の劣化を招来する。

この点、上述した特許文献１には、フェージングによる受信波の変動に応じて、有効シンボル区間の受信タイミングを調整する技術が開示されており、一番早いパスが瞬時消失（消失する程度に信号レベルが低下）したり、一番早いパスが極短時間の間に再度出現したりする等の受信波の変動があったとき、ピーク値のタイミングを探索的に見つけることができるようになっている。

また、特許文献２には、マルチパスフェージング環境下においても、簡易な構成によって、精度良くガードインターバルの除去のタイミングを検出する技術が提案されている。

ここで、受信信号の平均Ｃ／Ｎ（信号対雑音電力比）が１０ｄＢ、１５ｄＢ、２０ｄＢ、２５ｄＢ及び３０ｄＢの無線通信路における平均ビット誤り率（ＢＥＲ）をシミュレーションにより求めた結果について説明する。
図１４にシミュレーション諸元を示す。なお、今回のシミュレーションでは、諸元に示すように、ＱＰＳＫと１６ＱＡＭの二つを一次変調方式として採用した。

図１５及び図１６に、ＱＰＳＫと１６ＱＡＭの平均Ｃ／Ｎに対するＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）の結果をそれぞれ示す。
図１５及び図１６から分かるように、いずれの一次変調方式においても、ある平均Ｃ／Ｎを境にして（ＱＰＳＫの場合には平均Ｃ／Ｎが約２２ｄＢを境にして、１６ＱＡＭの場合には平均Ｃ／Ｎが約１８ｄＢを境にして）、平均Ｃ／Ｎが低い場合と高い場合とで、第１ＧＩ除去方法によるＢＥＲと第２ＧＩ除去方法によるＢＥＲが逆転している。なお、第１ＧＩ除去方法とは、特許文献１に示すように、ピーク値位置検出部によるピーク値の位置検出のみに基づいてＧＩを除去するタイミングを決定する方法をいう。また、第２ＧＩ除去方法とは、ピーク値位置検出部によるピーク値の位置検出と、遅延波分布幅検出部による遅延波分布幅に基づいて、ＧＩを除去するタイミングを決定する方法をいう。

図１５及び図１６に基づけば、除去方法として、第１ＧＩ除去方法と第２ＧＩ除去方法のいずれか一方のみを採用すると、全ての平均Ｃ／Ｎにおいて最適なＢＥＲを得ることが困難になってしまう。

本発明は、全ての平均Ｃ／Ｎにおいて最適なＢＥＲを得ることができ、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる受信装置及びガードインターバル除去方法を提供することにある。

以上のような課題を解決するために、本発明は、以下のものを提供する。

（１） 直交周波数分割多重方式により送信された無線信号を受信する受信装置において、前記無線信号には、既知パターンの複数回繰り返しからなる同期用トレーニング信号と、マルチキャリア変調されたデータ信号にガードインターバルが付加された少なくとも一以上のＯＦＤＭシンボルとが含まれており、前記無線信号の受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、前記同期用トレーニング信号の自己相関を計算する自己相関計算手段と、前記自己相関計算手段の計算結果に基づいて、前記同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングを検出するピークタイミング検出手段と、マルチパスフェージングに起因して生ずる前記パルス波形の時間幅を検出する時間幅検出手段と、前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去手段と、を備え、前記ガードインターバル除去手段は、前記受信レベル検出手段により検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、前記ピークタイミング及び前記時間幅に基づいて、前記ガードインターバルを除去し、前記受信レベル検出手段により検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、前記ピークタイミングに基づいて、前記ガードインターバルを除去する受信装置。

本発明によれば、受信装置において、自己相関計算手段により、同期用トレーニング信号の自己相関が計算され、ピークタイミング検出手段により、同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングが検出され、時間幅検出手段により、そのパルス波形の時間幅も併せて検出され、ガードインターバル除去手段により、そのパルス波形のピークタイミングと時間幅が含まれるようにガードインターバルが除去される。また、ガードインターバル除去手段は、受信レベル検出手段により検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び遅延波が分布する時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、受信レベル検出手段により検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミングに基づいて、ガードインターバルを除去する。

ここで、受信レベルは、Ｃ／Ｎ値が低くなると低くなり、Ｃ／Ｎ値が高くなると高くなる。したがって、本発明によれば、Ｃ／Ｎ値と相関関係にある受信レベルに応じて、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

（２） 前記受信レベル検出手段は、前記無線信号の受信電界強度を前記受信レベルとして検出する構成でも良い。

本発明によれば、受信電界強度（ＲＳＳＩ、Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）に基づいて受信レベルを検出する。例えば、ガードインターバル除去手段は、ＲＳＳＩが所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び遅延波が分布する時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、ＲＳＳＩが所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去する。よって、本発明によれば、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

（３） 受信した前記無線信号を入力して自動利得制御増幅器の利得を電圧により制御する利得制御手段を備え、前記受信レベル検出手段は、前記利得制御手段による電圧値に基づいて、前記無線信号の前記受信レベルを検出する構成でも良い。

本発明によれば、利得制御（ＡＧＣ）をする際の電圧値に基づいて受信レベルを検出する。例えば、ガードインターバル除去手段は、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去する。よって、本発明によれば、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。なお、ここではＡＧＣの電圧値が低い程受信信号レベルは高いという場合を想定したが、逆の場合も想定される。すなわち、ＡＧＣの電圧値が低い程受信信号レベルは低い場合である。この場合、ガードインターバル除去手段は、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値より低い場合には、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去する構成になる。

（４） 前記無線信号に基づいて変調方式を特定する変調方式特定手段と、前記変調方式特定手段により特定した変調方式に基づいて、前記所定の閾値を設定する閾値設定手段を備える構成でも良い。

本発明によれば、変調方式特定手段によって特定した変調方式に基づいて閾値を設定する。ガードインターバル除去手段は、受信レベル検出手段により検出した受信レベルがこの設定された閾値よりも大きいか又は小さいかによって、ガードインターバルを除去する動作を変更する。よって、本発明によれば、各変調方式に適した閾値を設定し、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

（５） 既知パターンの複数回繰り返しからなる同期用トレーニング信号と、マルチキャリア変調されたデータ信号にガードインターバルが付加された少なくとも一以上のＯＦＤＭシンボルとが含まれた無線信号から、当該ガードインターバルを除去するガードインターバル除去方法において、前記無線信号の受信レベルを検出する受信レベル検出ステップと、前記同期用トレーニング信号の自己相関を計算する自己相関計算ステップと、前記自己相関計算ステップに基づいて、前記同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングを検出するピークタイミング検出ステップと、マルチパスフェージングに起因して生ずる前記パルス波形の時間幅を検出する時間幅検出ステップと、前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去ステップと、を含み、前記ガードインターバル除去ステップは、前記受信レベル検出ステップにより検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、前記ピークタイミング及び前記時間幅に基づいて、前記ガードインターバルを除去し、前記受信レベル検出ステップにより検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、前記ピークタイミングに基づいて、前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去方法。

本発明によれば、自己相関計算ステップにより、同期用トレーニング信号の自己相関が計算され、ピークタイミング検出ステップにより、同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングが検出され、時間幅検出ステップにより、そのパルス波形の時間幅も併せて検出され、ガードインターバル除去ステップにより、そのパルス波形のピークタイミングと時間幅が含まれるようにガードインターバルが除去される。また、ガードインターバル除去ステップは、受信レベル検出ステップにより検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、受信レベル検出ステップにより検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミングに基づいて、ガードインターバルを除去する。

ここで、受信レベルは、Ｃ／Ｎ値が低くなると低くなり、Ｃ／Ｎ値が高くなると高くなる。したがって、本発明によれば、Ｃ／Ｎ値と相関関係にある受信レベルに応じて、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

以上説明したように、本発明によれば精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

本発明の実施の形態に係る受信装置を含む、ＯＦＤＭ無線通信システムの構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態に係る受信装置におけるＧＩ除去部の構成を示すブロック図である。 マッチドフィルタ及びディジタルフィルタの機能を説明するための説明図である。 マルチパスフェージング環境下において得られる受信波の遅延プロファイルを説明するための説明図である。 シンボル・タイミングの検出における課題についての説明に供する図である。 ＧＩ除去部におけるシンボル・タイミング検出回路の構成を示すブロック図である。 シンボル・タイミング検出回路の機能を説明するための説明図である。 従来のＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。 本実施形態に係るガードインターバル除去方法のＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。 本実施形態に係るガードインターバル除去方法の最適なＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。 本発明の他の実施形態に係るガードインターバル除去方法のＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。 本発明の実施例に係るガードインターバル除去方法をシミュレーションした際のシミュレーション諸元を示す図である。 本発明の実施例に係るガードインターバル除去方法をシミュレーションした際のシミュレーション結果を示す図である。 ガードインターバル除去方法をシミュレーションした際のシミュレーション諸元を示す図である。 変調方式がＱＰＳＫの場合における平均Ｃ／Ｎに対するＢＥＲの結果を示す図である。 変調方式が１６ＱＡＭの場合における平均Ｃ／Ｎに対するＢＥＲの結果を示す図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る受信装置１を含む、ＯＦＤＭ無線通信システムの構成を示すブロック図である。なお、図１では、送信アンテナ２５及び受信アンテナ１１をそれぞれ１個しか図示していないが、送信ダイバーシチ又は受信ダイバーシチを考慮して、複数設けられていても良い。また、図１では、説明の便宜上、受信装置１の受信機能のみを図示しているが、もちろん送信機能を有していても良い。さらに、受信装置１は、図１に示す構成に限定されず、他の電気的要素（例えば、伝搬路特性に基づくひずみを補償する等化器やバンドパスフィルタ、無線信号をダウンコンバートする周波数変換回路等）を含んでいても良い。

図１に示すＯＦＤＭ無線通信システムは、受信装置１と送信装置２から構成されている。まず、送信装置２の構成から説明する。送信装置２は、１次変調部（１次変調で示す）２１と、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部（ＩＦＦＴで示す）２２と、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）挿入部（＋ＧＩで示す）２３と、同期用トレーニング信号発生回路２４と、送信アンテナ２５と、を有している。

１次変調部２１は、Ｉｎｐｕｔされるビット系列を所定の変調方式によってサブキャリアごとに変調する（いわゆるシンボルマッピングを行う）。所定の変調方式としては、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ），ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ），１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ），６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭ等が挙げられるが、その種類の如何を問わない。また、１次変調部２１は、サブキャリアごとに変調された複数の複素信号をＩＦＦＴ部１３に入力する。

ＩＦＦＴ部２２は、サブキャリアごとに変調された信号を複数の直交するサブキャリアで多重化し、マルチキャリア信号（データ信号）を生成する。そして、ＧＩ挿入部２３は、遅延波によるシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を低減するために、データ信号の先頭にＧＩを付加し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。このＧＩは、データ信号の後端が重複して循環的に挿入されたものである。なお、同期用トレーニング信号発生回路２４は、受信装置１においてデータ信号を適切に抽出するために、一以上のＯＦＤＭシンボルからなるＯＦＤＭフレームの先頭に同期用の複数の繰り返しトレーニング信号を付加する回路である。その後、所定の無線処理（アップコンバート等）を施して、送信アンテナ２５を介して無線信号を送信する。

このようにして、直交周波数分割多重方式により送信された無線信号が、送信装置２から受信装置１へと送信される。また、この無線信号には、上述したように、同期用トレーニング信号と、マルチキャリア変調されたデータ信号にＧＩ（ガードインターバル）が付加された少なくとも一以上のＯＦＤＭシンボルとが含まれている。以下、本発明の実施の形態に係る受信装置１について詳述する。

本発明の実施の形態に係る受信装置１は、受信アンテナ１１と、ＧＩ除去部（−ＧＩで示す）１２と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部（ＦＦＴで示す）１３と、１次復調部（１次復調で示す）１４と、を有している。ＧＩ除去部１２は、送信装置２においてＯＦＤＭシンボルに挿入されたＧＩを除去する。ＦＦＴ部１３は、ＧＩを除去した後の時間領域のデータ信号に対してＦＦＴを施して、周波数領域におけるサブキャリアごとの複素信号を出力する。１次復調部１４は、その複素信号を所定の復調方式で復調し、パラレルシリアル変換した後、一のデータストリーム出力（ビット系列）としてＯｕｔｐｕｔする。

図２は、本発明の実施の形態に係る受信装置１におけるＧＩ除去部１２の構成を示すブロック図である。なお、図２（ａ）では、同期用トレーニング信号の自己相関を計算する自己相関計算手段の一例として、マッチドフィルタ１２１を採用しているが、本発明はこれ以外の手段を用いて自己相関を計算しても良い。例えば、ＯＦＤＭシンボル自身の（巡回）自己相関を計算しても良い（すなわち、ＧＩがデータ信号の後端を循環的に挿入したものであることを利用しても良い）。ただ、図２（ａ）のようにマッチドフィルタ１２１を用いて自己相関を計算することで、ＯＦＤＭシンボル自身の自己相関を計算するよりも出力レベルを大きくすることができ、ひいては精度良く自己相関を計算することができる。

図２（ａ）において、ＧＩ除去部１２は、マッチドフィルタ１２１と、ディジタルフィルタ１２２と、シンボル・タイミング検出回路（以下、シンボルタイミング検出で示す）１２３と、ガードインターバル除去回路（以下、ガードインターバル除去で示す）１２４と、を有しており、マッチドフィルタ１２１，ディジタルフィルタ１２２及びシンボルタイミング検出１２３によって、ＧＩを除去するタイミングが検出される。さらに、詳細は、後述するが、ＧＩ除去部１２は、受信レベル検出部１２５と、変調方式特定部１２６と、閾値設定部１２７と、を有している。

マッチドフィルタ１２１は、上述のとおり同期用トレーニング信号の自己相関を計算する機能を有するが、具体的な回路構成としては、例えば図２（ｂ）に示すような回路が挙げられる。図２（ｂ）に示すマッチドフィルタ１２１は、複数の遅延器（τで示す）１２１ａを有しており、各遅延器１２１ａの前後から抽出されたデータに自己相関値に相当するｎタップの重み付け（同期用トレーニング信号のゲインに応じて予め定められた係数（０）〜係数（ｎ−１）をそれぞれ乗算する）がなされた後、それらが加算され、絶対値計算部（絶対値で示す）１２１ｂ及びレベル判定部（レベル判定で示す）１２１ｃを経て、パルス波形を出力する。その後、図２（ａ）に示すディジタルフィルタ１２２において、マッチドフィルタ１２１の出力に対して移動平均処理が施され、平均化された複数の自己相関を示すパルス波形が出力される（図３（ｂ）参照）。

図３は、マッチドフィルタ１２１及びディジタルフィルタ１２２の機能を説明するための説明図である。図３（ａ）は、同期用トレーニング信号の一例を示し、図３（ｂ）は、ディジタルフィルタ１２２の出力例を示し、図３（ｃ）は、ガードインターバル除去１２４によって、図３（ｂ）に示す出力例からＧＩが除去されている様子を示す図である。

図３（ａ）に示すように、同期用トレーニング信号は、ｎサンプルの既知パターンの複数回（図３ではＴｅ１〜Ｔｅ１０の１０回）繰り返しからなる信号である。図３（ａ）に示す同期用トレーニング信号がマッチドフィルタ１２１及びディジタルフィルタ１２２を通過すると、図３（ｂ）に示す複数の自己相関パルス波形が得られる。なお、本明細書における「パルス波形」は、所定の時間幅（時間的な広がり）をもつものを含む趣旨である。

図３（ｂ）では、ディジタルフィルタ１２２の出力であるため各パルス波形のゲイン（ピーク値）が次第に大きくなり、飽和した後、最後に急激に低下している（パルス波形Ｐ_１→パルス波形Ｐ_２）。そして、この急激にピーク値が低下したパルス波形Ｐ_２の１個直前のパルス波形Ｐ_１（最もピーク値の大きなパルス波形）のタイミングは、同期用トレーニング信号の最後を示すタイミングに相当し、かつ、ＧＩの最初を示すタイミングにも相当する。したがって、シンボルタイミング検出１２３（図２（ａ）参照）において、このパルス波形Ｐ_１のタイミングを検出し、ガードインターバル除去１２４（図２（ａ）参照）において、このタイミングを用いてＧＩの除去を行うことによって、例えば図３（ｃ）に示す出力例が得られる。

ここで、本発明の実施の形態に係る受信装置１では、平均Ｃ／Ｎが高いときには、すなわち、平均Ｃ／Ｎが所定の閾値以上のときには、パルス波形Ｐ_１のタイミングだけでなく、パルス波形Ｐ_１の時間幅も使ってＧＩを除去することとしている。これにより、マルチパスフェージング環境下において複数の遅延波の時間分布に相当する時間幅を検出していることになり、正確にガードインターバル除去タイミングを検出することができる。このような作用効果について、パルス波形Ｐ_１のタイミングのみを使ってＧＩを除去する技術と比較しつつ、図４を用いて詳述する。なお、受信装置１は、平均Ｃ／Ｎが低いときには、すなわち、平均Ｃ／Ｎが所定の閾値よりも低いときには、パルス波形Ｐ_１のタイミングのみでＧＩを除去する。

図４は、マルチパスフェージング環境下において得られる受信波の遅延プロファイルとそれに相当するマッチドフィルタ＋ディジタルフィルタ出力の関係を説明するための説明図である。

まず、受信波に遅延波が含まれていない場合において、受信波の遅延プロファイルが図４（ａ−１）に示すもの（第１波Ｓ_１のみ）と仮定すると、同期用トレーニング信号がマッチドフィルタ１２１及びディジタルフィルタ１２２を通過して得られる出力は、図４（ａ−２）に示すようになる。図３（ｂ）を用いて上述したように、パルス波形のゲイン（ピーク値）が飽和し（パルス波形のゲインが次第に大きくなる過程は省略している）、既知信号の繰り返し周期（上述したｎサンプルのＴｅ）でパルス波形が数回発生した後、最後に急激に低下している（パルス波形Ｐ_１→パルス波形Ｐ_２）。このとき、上述のとおり、最もピーク値の大きなパルス波形Ｐ_１のタイミングが、ＧＩの最初を示すタイミングとなる。

次に、受信波に遅延波が１波含まれている場合において、受信波の遅延プロファイルが図４（ｂ−１）に示すもの（第１波Ｓ_１及び第２波Ｓ_２）と仮定すると、同期用トレーニング信号がマッチドフィルタ１２１及びディジタルフィルタ１２２を通過して得られる出力は、図４（ｂ−２）に示すようになる。図４（ｂ−２）では、第１波Ｓ_１と第２波Ｓ_２の影響により、既知信号の繰り返し周期で２個のパルス波形が数回発生した後（上述同様、パルス波形のゲインが次第に大きくなる過程は省略している）、最後に急激に低下している（パルス波形Ｐ_１，Ｐ_１’→パルス波形Ｐ_２，Ｐ_２’）。このとき、図４（ｂ−２）では、第１波Ｓ_１に基づくパルス波形Ｐ_１のゲイン（ピーク値）の方が、第２波Ｓ_２に基づくパルス波形Ｐ_１’のゲイン（ピーク値）よりも大きいため、パルス波形Ｐ_１のタイミングがＧＩの最初を示すタイミングとなり、ＧＩの最初を示すタイミングを見誤ることなく、ガードインターバル除去１２４（図２（ａ）参照）で適切にＧＩを除去することができる。

ところが、受信波に遅延波が１波含まれている場合において、受信波の遅延プロファイルが図４（ｃ−１）に示すもの（第１波Ｓ_１及び第２波Ｓ_２）と仮定すると、同期用トレーニング信号がマッチドフィルタ１２１及びディジタルフィルタ１２２を通過して得られる出力は、図４（ｃ−２）に示すようになり、問題が生ずる。具体的に説明すると、図４（ｃ−２）では、第１波Ｓ_１に基づくパルス波形Ｐ_１のゲインの方が、第２波Ｓ_２に基づくパルス波形Ｐ_１’のゲインよりも小さいため、パルス波形Ｐ_１’のタイミングがＧＩの最初を示すタイミングとなってしまい、ガードインターバル除去１２４（図２（ａ）参照）で適切にＧＩを除去することができない（本来、ＧＩの最初を示すタイミングは、パルス波形Ｐ_１のタイミングである）。このように、１番早いパスを伝搬した無線信号（第１波Ｓ_１）の相関値（ピーク値）よりも、２番目に早いパスを伝搬した無線信号（第２波Ｓ_２）の相関値（ピーク値）の方が高い場合に、このような問題が生ずることがある。

なお、マルチパスフェージング環境下において得られる受信波を考えると、図４（ｄ−１）に示すような遅延プロファイル（第１波Ｓ_１〜第４波Ｓ_４）も考えられ、この場合も図４（ｃ−２）と同様に、第１波Ｓ_１に基づくパルス波形Ｐ_１のゲインの方が、第２波Ｓ_２に基づくパルス波形Ｐ_１’のゲインよりも小さいため、パルス波形Ｐ_１’のタイミングがＧＩの最初を示すタイミングとなってしまい、ガードインターバル除去１２４（図２（ａ）参照）で適切にＧＩを除去することができない。

ところで、平均Ｃ／Ｎが１０ｄＢ、１５ｄＢ、２０ｄＢ、２５ｄＢ及び３０ｄＢの無線通信路における平均ビット誤り率について、シミュレーション結果を図１５及び図１６に示す。

また、今回のシミュレーションでは、第１ＧＩ除去方法により検出したピーク位置を２サンプル前方へ移動したものと、第２ＧＩ除去方法のみの場合と、第１ＧＩ除去方法と第２ＧＩ除去方法を併用した場合（本実施形態）の３つを比較して行った。なお、第１ＧＩ除去方法とは、ピーク値位置検出部（後述するピーク値位置検出部１２３１）によるピーク値の位置検出のみに基づいてＧＩを除去するタイミングを決定する方法をいう。また、第２ＧＩ除去方法とは、ピーク値位置検出部によるピーク値の位置検出と、遅延波分布幅検出部（後述する遅延波分布幅検出部１２３２）による遅延波分布幅に基づいて、ＧＩを除去するタイミングを決定する方法をいう。

シミュレーションの結果、第２ＧＩ除去方法は、いずれの変調方式でも低い平均Ｃ／Ｎにおいて、第１ＧＩ除去方法よりも平均ビット誤り率（ＢＥＲ）が増大することが分かった。本発明では、一定条件下に、第１ＧＩ除去方法と第２ＧＩ除去方法を適宜切り替えて使用するので、平均Ｃ／Ｎの良し悪しに関わらず良好な平均ビット誤り率を得ることができる。

また、受信装置１では、ＯＦＤＭ変復調方式による無線通信システムの受信機内のシンボル・タイミングを検出する部分の性能改善に貢献することを一つの目的にしている。
無線通信環境においては、図５に示すように、建物等で電波の反射の影響（マルチパス）により、送信機からの直接波以外に減衰して時間遅延を持った電波も存在し、それらの合成波が受信機により観測（受信）される。

そのため、ＯＦＤＭ変調方式では、データ信号の前にガードインターバル（ＧＩ）を配置することにより、遅延波に対して頑健性を有している（図５（ａ））。
一方、ＯＦＤＭ変調方式では、受信機において適切にガードインターバル（ＧＩ）の位置を推定しなければ、シンボル間干渉が起こり、符合誤り率が増加してしまう（図５（ｂ））。

また、シンボルタイミングの検出について説明する。送信機は、データ信号の前に複数の既知のトレーニング信号を配置してデータを送信する。そして、受信装置１は、受信した信号と既知のトレーニング信号との相互相関を計算する。そして、受信装置１は、計算された相互相関に基づいて、ディジタルフィルタにより移動平均が計算され、その値のピーク等をシンボル・タイミングとして検出する（図３を参照）。

また、シンボルタイミングの検出は、図２に示すように、相関の移動平均値からシンボル・タイミングを検出するブロック（図２中のシンボルタイミング検出１２３）に、どのような方法を用いるかにより、第１ＧＩ除去方法のみ、第２ＧＩ除去方法のみ、両方法の併用（本実施例）に分類できる。

第１ＧＩ除去方法のみでは、単純に相関の移動平均値のピーク値をシンボル・タイミングとして検出するだけである。詳細は、後述する図７に示すように、等電力２波モデルを想定した場合に、受信装置１は、先行波（直接波）が遅延波の電力よりも大きいパターン（以下、パターン１という）の場合には、適正にＧＩを除去できる。しかし、受信装置１は、直接波（先行波）よりも大きなパワーを持つ遅延波が存在するパターン（以下、パターン２という）には、失敗してしまう。

そこで、第２ＧＩ除去方法では、第１ＧＩ除去方法の問題点を解消するために、相関の移動平均値がある閾値以上となる幅を遅延波の遅延分布幅として検出し、ピーク値と併せて利用することによりシンボルタイミングの検出の精度を向上させている（後述する図８を参照）。

受信装置１は、パターン１の場合には、ピーク検出により得たタイミングをそのまま利用する。また、受信装置１は、パターン２の場合には、ピーク検出タイミングを含んで干渉成分の遅延分布幅がガードインターバル内に収まるようにタイミングを制御する。

よって、本実施形態に係る受信装置１では、受信信号のＣ／Ｎ値が高いときには、パルス波形Ｐ_１のタイミングだけでなく、パルス波形Ｐ_１の時間幅も使ってＧＩを除去し、受信信号のＣ／Ｎ値が低いときには、パルス波形Ｐ_１のタイミングだけでＧＩを除去することとしている。

また、図６は、ＧＩ除去部１２におけるシンボルタイミング検出１２３の構成を示すブロック図である。図７は、Ｃ／Ｎが高い場合におけるシンボルタイミング検出１２３の動作についての説明に供する図である。

まず、図６において、シンボルタイミング検出１２３は、ピーク値位置検出部１２３１と、遅延波分布幅検出部１２３２と、ＯＲ回路１２３３と、切替部１２３４を有している。なお、図６では、４個の電気的要素から構成されることとしたが、例えば増幅器や各種フィルタ等、これら４個の電気的要素以外のものが含まれていても良い。

ピーク値位置検出部１２３１は、Ｚ領域（離散群上でのラプラス変換領域）で１サンプルだけ遅延処理を施す遅延器１２３１ａと、同領域で２サンプルだけ遅延処理を施す遅延器１２３１ｂと、レベル比較器１２３１ｃと、を有している。このような構成にすることで、急激にピーク値が低下したパルス波形の１個（１組）直前のパルス波形であって、かつ、最もピーク値の大きなパルス波形のタイミングを検出することができる。例えば、図４（ｃ−２）でいえば、パルス波形Ｐ_１’のタイミングを検出することができる。しかし、上述したように、これだけだとガードインターバル除去１２４（図２（ａ）参照）で適切にＧＩを除去することができない。

一方、遅延波分布幅検出部１２３２は、レベル比較器１２３２ａと、ホールド回路１２３２ｂと、を有している。レベル比較器１２３２ａには、ディジタルフィルタ１２２（図２参照）の出力と、パルス波形の時間幅を検出するために用いられる所定の閾値とが入力される。この所定の閾値は、如何なるレベルであっても良いが、あまりに高すぎるとゲインの小さなパルス波形の時間幅を検出できず、あまりに低すぎると雑音を拾ってしまうため、システム環境に応じて適切な値が選択されるものとする。レベル比較器１２３２ａによって、所定の閾値で切り出された信号は、ホールド回路１２３２ｂによって波高値が一時ホールドされる。これらレベル比較器１２３２ａ及びホールド回路１２３２ｂの機能について、図７を用いて詳述する。

図７は、レベル比較器１２３２ａ及びホールド回路１２３２ｂによって遅延波分布幅が生成される様子を説明するための説明図である。なお、図７（ａ）及び図７（ｃ）は、それぞれ図３（ｂ）及び図３（ｃ）と同じである。また、図７（ｂ）及び図７（ｄ）は、それぞれ図７（ａ）及び図７（ｃ）の時間軸を拡大した様子を示している。

図７（ｂ）において、パルス波形Ｐ_１は、ＧＩの最初を示すタイミングを示す波形であるが、時間軸を拡大してみると所定の時間幅（時間的な広がり）をもっていることが分かる。これは、受信波の干渉成分の検出時間幅に相当する。図７（ｄ）においても同様である。

図７（ｂ）に示すパルス波形Ｐ_１を拡大すると、図７（ｅ）に示すようになり、このパルス波形Ｐ_１がレベル比較器１２３２ａ及びホールド回路１２３２ｂを通過すると、所定の閾値に応じた出力が得られる。例えば、レベル比較器１２３２ａに入力される所定の閾値が図７（ｅ）に示すレベル１であれば、ホールド回路１２３２ｂの出力は図７（ｆ）左図に示すようになる。また、レベル比較器１２３２ａに入力される所定の閾値が図７（ｅ）に示すレベル２であれば、ホールド回路１２３２ｂの出力は図７（ｆ）中央図に示すようになる。レベル比較器１２３２ａに入力される所定の閾値が図７（ｅ）に示すレベル３であれば、ホールド回路１２３２ｂの出力は図７（ｆ）右図に示すようになる。なお、上述した所定の閾値は、（サンプル）ホールド回路１２３２ｂのスレッショールドレベルに相当している。また、上述したように、レベル１，２又は３のいずれが用いられるかは、システム環境に応じて選択されるものとする。

このように、ピーク値位置検出部１２３１においてピーク値の位置（タイミング）が検出され、遅延波分布幅検出部１２３２において遅延波分布幅（遅延波成分の検出時間幅）が検出されると、それらの検出結果はＯＲ回路１２３３（図６参照）に入力される。

また、切替部１２３４は、ＯＲ回路１２３３から出力された信号と、ピーク値位置検出部１２３１から出力された信号と、受信レベル検出部１２５により検出された受信レベルが入力される。ここで、受信レベル検出部１２５は、受信アンテナ１１により受信した無線信号の受信レベルを受信する。

また、切替部１２３４は、受信レベル検出部１２５により検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、ＯＲ回路１２３３からの出力、すなわちピークタイミング及び時間幅に基づいて、ピークタイミング及び時間幅の双方が含まれるように、ガードインターバルを除去するタイミングをガードインターバル除去１２４に通知する。

また、切替部１２３４は、受信レベル検出部１２５により検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、ピーク値位置検出部１２３１からの出力、すなわちピークタイミングに基づいて、ガードインターバルを除去するタイミングをガードインターバル除去１２４に通知する。

ガードインターバル除去１２４は、切替部１２３４から通知されたタイミングを用いてＧＩの除去を行う。

ここで、受信レベルは、受信信号のＣ／Ｎ値が低くなると低くなり、受信信号のＣ／Ｎ値が高くなると高くなる。したがって、本発明によれば、受信信号のＣ／Ｎ値と相関関係にある受信レベルに応じて、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

また、受信レベル検出部１２５は、無線信号の受信電界強度（ＲＳＳＩ、Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）を受信レベルとして検出する構成でも良い。

このような構成の場合、ガードインターバル除去１２４は、ＲＳＳＩが所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、ＲＳＳＩが所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去する。よって、受信装置１は、ＲＳＳＩのレベルに応じて、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

また、受信装置１は、図１に示すように、受信した無線信号の利得を電圧により制御する自動利得制御増幅部１５を備える構成でも良い。

このような構成の場合には、受信レベル検出部１２５は、自動利得制御増幅部１５による電圧値に基づいて、無線信号の受信レベルを検出する。

よって、ガードインターバル除去１２４は、自動利得制御増幅器の制御電圧値（ＡＧＣ電圧値）が所定の閾値よりも低い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去する。したがって、受信装置１は、ＡＧＣの電圧値に応じて、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。なお、ここではＡＧＣの電圧値が低い程受信信号レベルは高いという場合を想定したが、逆の場合も想定される。すなわち、ＡＧＣの電圧値が低い程受信信号レベルは低い場合である。この場合、ガードインターバル除去１２４は、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値よりも高い場合には、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去し、ＡＧＣの電圧値が所定の閾値より低い場合には、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去する構成になる。

また、ＧＩ除去部１２は、上述したように、無線信号に基づいて変調方式を特定する変調方式特定部１２６と、変調方式特定部１２６により特定した変調方式に基づいて、所定の閾値を設定する閾値設定部１２７を備える構成でも良い。

このような構成によれば、ガードインターバル除去１２４は、受信レベル検出部１２５により検出した受信レベルがこの設定された閾値よりも大きいか又は小さいかによって、ガードインターバルを除去する動作を変更する。よって、受信装置１は、各変調方式に適した閾値を設定し、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

また、図１５、図１６に示された特性を持つ受信装置においては、具体的には、閾値設定部１２７は、変調方式特定部１２６で特定した（一次）変調方式がＱＰＳＫの場合には、受信信号のＣ／Ｎ値が約２２ｄＢになるように受信レベルの閾値を設定し、また、変調方式特定部１２６で特定した（一次）変調方式が１６ＱＡＭの場合には、受信信号のＣ／Ｎ値が約１８ｄＢになるように閾値を設定する。

よって、受信装置１は、一次変調方式がＱＰＳＫの場合には、受信信号のＣ／Ｎ値が約２２ｄＢよりも低い場合には、第１ＧＩ除去方法にしたがって、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去し、受信信号のＣ／Ｎ値が約２２ｄＢよりも高い場合には、第２ＧＩ除去方法にしたがって、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去する。

また、受信装置１は、一次変調方式が１６ＱＡＭの場合には、受信信号のＣ／Ｎ値が約１８ｄＢよりも低い場合には、第１ＧＩ除去方法にしたがって、ピークタイミングのみに基づいて、ガードインターバルを除去し、受信信号のＣ／Ｎ値が約１８ｄＢよりも高い場合には、第２ＧＩ除去方法にしたがって、ピークタイミング及び時間幅に基づいて、ガードインターバルを除去する。

このようにして、受信装置１は、全ての受信信号のＣ／Ｎ値において最適なＢＥＲを得ることができ、精度良くガードインターバルを除去するタイミングを検出することができる。

また、ピーク値位置検出部１２３１は、マッチドフィルタ１２１及びディジタルフィルタ１２２の出力（計算結果）に基づいて、同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングを検出するピークタイミング検出手段（ピークタイミング検出ステップ）の一例であって、遅延波分布幅検出部１２３２は、マルチパスフェージングに起因して生ずる複数の遅延波の時間幅に相当するパルス波形の時間幅を検出する時間幅検出手段（時間幅検出ステップ）の一例である。

次に、ガードインターバル除去１２４において、受信信号のＣ／Ｎ値が高い場合において、実際にＧＩが除去される様子を図８〜図１１を用いて説明する。なお、図８は、本実施形態に係るガードインターバル除去方法との比較のため、パルス波形のタイミングのみを使ってＧＩを除去する方法（第１ＧＩ除去方法）による場合を示している。また、図８〜図１１は、受信信号のＣ／Ｎ値が高く、かつ、いずれもマルチパス環境を想定している。

図８は、第１ＧＩ除去方法に係るＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。図９は、第２ＧＩ除去方法に係るガードインターバル除去方法のＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。図１０は、第２ＧＩ除去方法に係るガードインターバル除去方法の最適なＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。

図８（ａ）に示すように、ＧＩ除去部１２に入力される信号は、繰り返し既知パターンである同期用トレーニング信号と、ＧＩと、データ信号と、から構成される。なお、同期用トレーニング信号については一部のみを図示し、ＧＩ及びデータ信号からなるＯＦＤＭシンボルについても一つのみを図示している（すなわち、実際は同期用トレーニング信号の後に複数のＯＦＤＭシンボルが続いている）。また、マルチパスフェージング分布として、第１波と第２波を考え、第１波と第２波との時間差は１５０ｎｓ（＝２００ｎｓ−５０ｎｓ）とする。

図８（ｂ）に示すように、第１ＧＩ除去方法に係るガードインターバルの除去でも、第１波のゲインが第２波のゲインよりも大きい場合、すなわちパターン（１）のような遅延プロファイルの場合には、パルス波形のピークタイミングのみを検出し、ＧＩの先頭を適切に検出することができる（図４（ｂ−１）及び図４（ｂ−２）を用いて説明したのと同様である）。しかし、第２ＧＩ除去方法に係るガードインターバルの除去だと、図８（ｃ）に示すように、第１波のゲインが第２波のゲインよりも小さい場合、すなわちパターン（２）のような遅延プロファイルの場合には、ＧＩの先頭を適切に検出することができない（図４（ｃ−１）及び図４（ｃ−２）を用いて説明したのと同様である）。この場合、ＧＩを除去する際に（図８（ｃ）中の斜線部分を取り去る際に）、データ信号の一部が除去されてしまい（図８（ｃ）中のＸ部分は、本来データ信号に相当する部分である）、結果として、各サブキャリアの直交性が崩れ、シンボル間の干渉が生じ、ビットエラーレートの劣化を招来することになる。なお、レーレーフェージング環境では、２つの遅延波の瞬時レベルは絶えず時間的に変動し、パターン（１）及びパターン（２）はほぼ等確率で発生することになる。

次に、図９に示すように、第２ＧＩ除去方法に係るガードインターバルの除去では、シンボルタイミング検出１２３におけるピーク値位置検出部１２３１の出力（ピークタイミング）と、シンボルタイミング検出１２３における遅延波分布幅検出部１２３２の出力（時間幅）の双方が含まれるように、ＧＩが除去される。

具体的には、図９（ａ）に示すように、受信波の遅延プロファイルがパターン（１）のような場合には、ピークタイミングから、予め定められたＧＩの時間幅分だけ除去すれば、データ信号の一部を誤って除去することはない。また、図９（ｂ）に示すように、受信波の遅延プロファイルがパターン（２）のような場合でも、ピークタイミングより時間的に前であって、かつ、干渉成分の検出時間幅（時間幅Ｗ）がＧＩ除去区間（図９中の斜線の区間）に入るように、ＧＩ除去タイミングが検出されるので、図９（ａ）と同様にデータ信号の一部を誤って除去することはない。干渉成分の時間幅ＷがＧＩ除去区間に入るように、ＧＩ除去タイミングが検出される様子を、図１０を用いて詳述する。

図１０（ａ）は、第１ＧＩ除去方法によるＧＩ除去タイミングによって設定されるＧＩ除去区間（図１０中の斜線の区間。以下、図１０において同じ。）を示しており、図８（ｃ）を用いて上述したとおり、データ信号の一部を除去してしまうことになる。そこで、第２ＧＩ除去方法に係るガードインターバルの除去では、図１０（ｂ）に示すように、除去タイミング（すなわちＧＩ除去区間）を時間的に前（図１０（ｂ）でいえば左方）へ移動させ、パターン（２）の遅延プロファイルのときでも第１波がＧＩ除去区間に含まれるように（パターン（２）の遅延プロファイルにおける干渉成分の時間幅ＷａがＧＩ除去区間に含まれるように）、ＧＩ除去区間が設定される。或いは、図１０（ｃ）に示すように、除去タイミング（すなわちＧＩ除去区間）を時間的にさらに前（図１０（ｃ）でいえば左方）へ移動させ、パターン（１）の遅延プロファイルのときでも第２波がＧＩ除去区間に含まれるように（パターン（１）の遅延プロファイルにおける干渉成分の時間幅ＷｂがＧＩ除去区間に含まれるように）、ＧＩ除去区間が設定される。なお、図１０（ｄ）に示すように、ＧＩ除去区間が８００ｎｓ（ＧＩの１個分に相当）時間的に前へ移動すると、ＧＩを適切に除去できなくなる（ＢＥＲが増大する）。

以上説明したように、図１０によれば、適切なＧＩ除去タイミングの範囲は、図１０（ｂ）に示すＧＩ除去区間の最後の位置から、図１０（ｃ）に示すＧＩ除去区間の先頭の位置であることが分かる。一方、図１０（ａ）及び図１０（ｄ）では、マルチパスフェージングの全ての遅延波成分がＧＩ範囲内に収まることができないため、大きなシステム劣化を招くことになる。

図１１は、本発明の他の実施形態に係るガードインターバル除去方法のＧＩ除去タイミングを説明するための説明図である。

図１１では、ガードインターバル除去１２４において、ピークタイミングよりも時間幅Ｗの分だけ時間的に前のタイミングを用いて、ＧＩを除去するようにしている。すなわち、干渉成分の時間幅をＷとしたとき、ピークタイミングよりも時間的にＷだけ前のタイミングを、ＧＩ除去タイミングとしている。受信波の遅延プロファイルがパターン（１）に示すものであれば、第１波に対応するピークタイミングよりも時間的にＷだけ前のタイミングがＧＩ除去タイミングになるし（図１１（ａ）参照）、受信波の遅延プロファイルがパターン（２）に示すものであれば、第２波に対応するピークタイミングよりも時間的にＷだけ前のタイミングがＧＩ除去タイミングになる（図１１（ｂ）参照）。このように、時間幅Ｗを時間的な余裕として予め固定しておくことによって、ＧＩ除去区間を移動させる必要がなくなり、図６に示す遅延波分布幅検出部は不要になり、簡易な回路構成でありながら適切にＧＩを除去することができる。

［実施例］
図１２は、本発明の実施例に係るガードインターバル除去方法をシミュレーションした際のシミュレーション諸元を示す図である。図１３は、Ｃ／Ｎが高い場合における、本発明の実施例に係るガードインターバル除去方法（第２ＧＩ除去方法）をシミュレーションした際のシミュレーション結果を示す図である。

図１２（ａ）に示すように、ＯＦＤＭシンボル長は６４サンプル（＝３．２μｓ）とし、ガードインターバル長は１６サンプル（＝０．８μｓ）とし、サブキャリア数は５２波とし、１次変調方式は１６ＱＡＭとし、チャネル特性は２パス独立レーレー変動モデルを用い、同期用トレーニングとして１６サンプル×１０を用い、１パケットあたりのデータ長は６４ＯＦＤＭシンボルとした。なお、チャネル特性で用いた２パス独立レーレー変動モデルを、図１２（ｂ）に示す。図１２（ｂ）では、横軸が遅延時間（ｎｓ）であり、縦軸が平均電力（ｄＢ）であり、第１波と第２波とで１５０ｎｓだけ遅延していることが分かる。

シミュレーションの結果については、図１３に示す。図１３では、横軸がＧＩ除去タイミング（ｎｓ）であり、縦軸がＢＥＲ（対数目盛り）である。横軸のＧＩ除去タイミングとは、図１０（ａ）で示したＧＩ除去区間の位置を０として、時間的に前へ（図１０（ａ）で言えば左方へ）どのくらい移動させたかを意味している。

図１３によれば、ＧＩ除去区間を全く移動させない場合には（図１０（ａ）のケース）、ＢＥＲは約０．２であるのに対し、ＧＩ除去区間を２００ｎｓ移動させた場合には（図１０（ｂ）のケースとほぼ同じ）、ＢＥＲは約０．０１にまで改善されている。一方で、ＧＩ除去区間を７００ｎｓ移動させた場合には（図１０（ｃ）のケースとほぼ同じ）、ＢＥＲは約０．０２であるのに対し、ＧＩ除去区間を８００ｎｓ移動させた場合には（図１０（ｄ）のケースとほぼ同じ）、ＢＥＲは約０．４にまで悪化している。

このシミュレーション結果は、多少のシミュレーション誤差はあるものの、適切なＧＩ除去タイミングの範囲は、図１０（ｂ）に示すＧＩ除去区間の最後の位置（図１３ではＧＩ除去区間を２００ｎｓ移動させた場合に相当）から、図１０（ｃ）に示すＧＩ除去区間の先頭の位置（図１３ではＧＩ除去区間を７００ｎｓ移動させた場合に相当）であることを意味している（図１３中の点線枠参照）。すなわち、受信信号のＣ／Ｎ値が高い場合において、パルス波形のピークタイミングと時間幅の双方が含まれるようにＧＩを除去することによって、精度良くガードインターバルを除去できることが明らかになった。

［実施形態の主な効果］
以上説明したように、本実施形態に係る受信装置１及びガードインターバル除去方法によれば、受信装置１のＧＩ除去部１２において、ピーク値位置検出部１２３１によってピークタイミングを検出するだけでなく、遅延波分布幅検出部１２３２によってパルス波形の時間幅も検出し、ピークタイミングとパルス波形の双方が含まれるように、ＧＩを除去するようにしたので（図１０（ｂ）及び図１０（ｃ）参照）、受信信号のＣ／Ｎ値が高い場合における、マルチパスフェージング環境下においても、精度良くＧＩ除去タイミングを検出することができる（図１３に示すシミュレーション結果参照）。

また、本実施形態に係る受信装置１は、スイッチの切り替え制御等が不要であるから、ハードウェア構成を複雑化させることなく、簡易な構成でＧＩ除去タイミングを検出することができる。また、ピーク値位置検出部１２３１と遅延波分布幅検出部１２３２の検出結果を加算する手法としてＯＲ回路を採用することで、ロジックＩＣ等の集積回路を利用でき、ひいては回路の設計自由度を高めることができる。

１ 受信装置
２ 送信装置
１１ 受信アンテナ
１２ ＧＩ除去部
１３ ＦＦＴ部
１４ １次復調部
１５ 自動利得制御増幅部
１２１ マッチドフィルタ
１２２ ディジタルフィルタ
１２３ シンボルタイミング検出（シンボル・タイミング検出回路）
１２４ ガードインターバル除去（ガードインターバル除去回路）
１２５ 受信レベル検出部
１２６ 変調方式特定部
１２７ 閾値設定部
１２３１ ピーク値位置検出部
１２３２ 遅延波分布幅検出部
１２３３ ＯＲ回路

Claims (5)

1. 直交周波数分割多重方式により送信された無線信号を受信する受信装置において、
   前記無線信号には、既知パターンの複数回繰り返しからなる同期用トレーニング信号と、マルチキャリア変調されたデータ信号にガードインターバルが付加された少なくとも一以上のＯＦＤＭシンボルとが含まれており、
   前記無線信号の受信レベルを検出する受信レベル検出手段と、
   前記同期用トレーニング信号の自己相関を計算する自己相関計算手段と、
   前記自己相関計算手段の計算結果に基づいて、前記同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングを検出するピークタイミング検出手段と、
   マルチパスフェージングに起因して生ずる前記パルス波形の時間幅を検出する時間幅検出手段と、
   前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去手段と、を備え、
   前記ガードインターバル除去手段は、前記受信レベル検出手段により検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、前記ピークタイミング及び前記時間幅に基づいて、前記ガードインターバルを除去し、前記受信レベル検出手段により検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、前記ピークタイミングに基づいて、前記ガードインターバルを除去する受信装置。
2. 前記受信レベル検出手段は、前記無線信号の受信電界強度を前記受信レベルとして検出する請求項１記載の受信装置。
3. 受信した前記無線信号の利得を電圧により制御する自動利得制御増幅手段を備え、
   前記受信レベル検出手段は、前記自動利得制御増幅手段による電圧値に基づいて、前記無線信号の前記受信レベルを検出する請求項１記載の受信装置。
4. 前記無線信号に基づいて変調方式を特定する変調方式特定手段と、
   前記変調方式特定手段により特定した変調方式に基づいて、前記所定の閾値を設定する閾値設定手段を備える請求項１記載の受信装置。
5. 既知パターンの複数回繰り返しからなる同期用トレーニング信号と、マルチキャリア変調されたデータ信号にガードインターバルが付加された少なくとも一以上のＯＦＤＭシンボルとが含まれた無線信号から、当該ガードインターバルを除去するガードインターバル除去方法において、
   前記無線信号の受信レベルを検出する受信レベル検出ステップと、
   前記同期用トレーニング信号の自己相関を計算する自己相関計算ステップと、
   前記自己相関計算ステップに基づいて、前記同期用トレーニング信号の後端を特定するために用いられるパルス波形のピークタイミングを検出するピークタイミング検出ステップと、
   マルチパスフェージングに起因して生ずる前記パルス波形の時間幅を検出する時間幅検出ステップと、
   前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去ステップと、を含み、
   前記ガードインターバル除去ステップは、前記受信レベル検出ステップにより検出された受信レベルが所定の閾値よりも高い場合には、前記ピークタイミング及び前記時間幅に基づいて、前記ガードインターバルを除去し、前記受信レベル検出ステップにより検出された受信レベルが所定の閾値よりも低い場合には、前記ピークタイミングに基づいて、前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去方法。

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