JP2012130100A - Motor controller and motor control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスＤＣモータをベクトル制御するモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device that performs vector control of a brushless DC motor.
特許文献１に示すように、位置センサや速度センサを用いることなく、モータに流れる電流と磁束方向からモータの回転位置や回転速度を推定演算し、その演算結果と設定値との比較結果からモータを制御（センサレスベクトル制御）するモータ制御装置が知られている。ここでモータ制御装置の位置推定部では、制御する回転座標系としてモータの磁石Ｎ極の向きをｄ軸、このｄ軸からπ／２進んだ直交軸をｑ軸と定めて、位置推定部内では任意のγ−δ軸をとり電流及び電圧を制御するとともに、位置推定演算を実行することで、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸とを一致させて、モータトルクを自在に制御する。 As shown in Patent Document 1, the rotational position and rotational speed of the motor are estimated and calculated from the current flowing through the motor and the direction of magnetic flux without using a position sensor or speed sensor, and the motor is calculated from the comparison result between the calculated result and the set value. There is known a motor control device that controls (sensorless vector control). Here, in the position estimation unit of the motor control device, the direction of the magnet N pole of the motor is determined as the d axis and the orthogonal axis advanced by π / 2 from the d axis is defined as the q axis as the rotating coordinate system to be controlled. By taking an arbitrary γ-δ axis and controlling current and voltage, and executing position estimation calculation, the dq axis and the γ-δ axis are matched to freely control the motor torque.
位置センサレス方式によるモータ制御では、その始動方法に同期起動を適用したものがある。これは起動時に磁石による鎖交磁束と負荷角（Δθ）により発生するトルクを利用したフィードフォワード制御であり、モータのｄ−ｑ軸と同期起動制御内で任意に定めたγ’−δ’軸が負荷角のずれを持って同期回転するものである。この場合の電流指令値は、γ’軸電流指令値であり、以下のようなトルクＴを発生する。 In the motor control by the position sensorless system, there is one in which synchronous activation is applied to the starting method. This is feed-forward control using torque generated by the interlinkage magnetic flux and load angle (Δθ) by the magnet at startup, and the dq axis of the motor and the γ′-δ ′ axis arbitrarily determined in the synchronous startup control Is rotated synchronously with a load angle shift. The current command value in this case is a γ′-axis current command value, and generates the torque T as follows.
Ｔ ＝Ｐ×（Φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉγ）×Ｉδ ・・・（１）
Ｉｄ＝Ｉγ’ｃｏｓ（Δθ）、Ｉｑ＝Ｉγ’ｓｉｎ（Δθ）
Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流
Δθ：ｄ軸からγ’軸のずれ角（負荷角）
Φ ：磁石による電気子鎖交磁束
T = P × (Φ + (Ld−Lq) × Iγ) × Iδ (1)
Id = Iγ′cos (Δθ), Iq = Iγ′sin (Δθ)
Id: d-axis current, Iq: q-axis current Δθ: deviation angle from the d-axis to the γ′-axis (load angle)
Φ: Electron interlinkage magnetic flux by magnet
式（１）よりγ’軸電流をトルク発生の為の電流指令値とすることで、そのときの負荷とトルクが釣り合う負荷角でモータが動作する。位置推定部内のγ−δ軸がモータのｄ−ｑ軸と一致していれば、同期起動制御中のγ’−δ’軸とγ−δ軸も負荷角だけ位置がずれていることになる。このまま位置センサレス制御に切り換えると、急加速や急減速、過電流等の切り替えショックが発生する恐れがある。 By using the γ′-axis current as a current command value for torque generation from the equation (1), the motor operates at a load angle at which the load and torque are balanced. If the γ-δ axis in the position estimation unit coincides with the dq axis of the motor, the γ′-δ ′ axis and the γ-δ axis during the synchronous activation control are also shifted in position by the load angle. . If switching to position sensorless control as it is, switching shocks such as sudden acceleration, sudden deceleration, and overcurrent may occur.
そこで位置センサレス制御に移行する前の位置合わせの期間（移行期間）として、γ’軸電流を位置誤差に応じてγ−δ軸に分配してトルク変動を抑え、そののちに推定位置誤差を収束させるようにして切り替えショックを低減する方法が適用されている。 Therefore, as the alignment period (transition period) before shifting to position sensorless control, the γ'-axis current is distributed to the γ-δ axes according to the position error to suppress torque fluctuations, and then the estimated position error is converged. A method for reducing the switching shock is applied.
同期起動制御中のγ’軸電流指令値は最大トルクを出力させるためにインバータの制限電流値（最大電流値）が用いられる。このため通常負荷角がπ／２以下であり、γ’軸電流は正の大きな値としてγ軸に分配される。埋込磁石内蔵型同期モータ（ＩＰＭ）のように突極比が１以上（Ｌｄ−Ｌｑ＜０）のモータの場合、正のγ軸電流は、式（１）から負のトルクを発生させている。モータを効率良く制御するため、起動時は通常ｉγ電流指令値をゼロにしている。分配された結果、γ軸に残された電流は指令値になるように、且つトルク急変が無いように調整される。δ軸に分配された電流は負荷に応じたトルクを出すために必要な電流値となる。位置センサレス制御に移行する前後で実速度と推定速度はほぼ一致しているため、δ軸電流は移行当初、そのまま指令値として用いられる。こうして位置センサレス制御に移行した後、速度制御が収束し安定動作するようになる。 As the γ′-axis current command value during the synchronous activation control, the limit current value (maximum current value) of the inverter is used to output the maximum torque. Therefore, the normal load angle is π / 2 or less, and the γ′-axis current is distributed to the γ-axis as a large positive value. In the case of a motor having a salient pole ratio of 1 or more (Ld−Lq <0), such as an embedded magnet built-in synchronous motor (IPM), the positive γ-axis current generates a negative torque from the equation (1). Yes. In order to control the motor efficiently, the iγ current command value is normally set to zero at the time of startup. As a result of the distribution, the current remaining on the γ-axis is adjusted to be a command value and adjusted so that there is no sudden torque change. The current distributed to the δ-axis is a current value necessary for producing a torque according to the load. Since the actual speed and the estimated speed substantially coincide before and after the shift to the position sensorless control, the δ-axis current is used as it is as a command value at the beginning of the shift. After shifting to the position sensorless control in this way, the speed control converges and the stable operation is started.
しかしながら、上記の制御方式の場合、以下のような２つの問題がある。 However, the above control method has the following two problems.
１つ目は、γ’軸電流指令値を同期起動制御に用いるため、負荷が大きい場合、つまり負荷角がπ／２以上である場合、位置センサレス制御に切り換えたときに位置推定演算結果が負の値となり、急減速し、最悪の場合脱調する。突極比１以上のモータではｑ軸よりやや位相が進んだ軸位置で最大トルクを発生する。負荷角を用いて表現すると、π／２を超えた位置にあり、本来のモータ性能を発揮することができない。その影響は起動時の効率低下として表れる。 First, since the γ′-axis current command value is used for synchronous activation control, when the load is large, that is, when the load angle is π / 2 or more, the position estimation calculation result is negative when switching to position sensorless control. The value decelerates suddenly and steps out in the worst case. In a motor with a salient pole ratio of 1 or more, maximum torque is generated at an axial position whose phase is slightly advanced from the q axis. If expressed using a load angle, it is at a position exceeding π / 2, and the original motor performance cannot be exhibited. The effect appears as a decrease in efficiency at startup.
２つ目は、負荷が軽い場合、負荷角が小さい状態で同期起動制御が行われるため、電流分配した際、電流のほとんどがγ軸電流として分配される。この状態で位置センサレス制御に移行するとほぼ最大の電流指令値がγ軸電流として流れるため、γ軸電流が指令値ゼロに調整される過程で、トルク過多となり急加速することがある。さらに速度超過であることから、トルク電流を抑制するためδ軸電流指令値がゼロ以下になる場合がある等、位置センサレス制御切り替え時に制御及び動作が不安定になることがある。 Second, when the load is light, synchronous activation control is performed with a small load angle. Therefore, most of the current is distributed as a γ-axis current when the current is distributed. When shifting to the position sensorless control in this state, the almost maximum current command value flows as the γ-axis current, so that in the process of adjusting the γ-axis current to the command value zero, the torque may be excessive and the vehicle may accelerate rapidly. Furthermore, since the speed is exceeded, the control and operation may become unstable when switching the position sensorless control, for example, the δ-axis current command value may be zero or less in order to suppress the torque current.
そこで本発明は、上記問題点を一挙に解決すべくなされたものであり、ｄ軸電流を同期起動制御に用いることなく、γ軸電流指令値を用いた同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避することを主たる所期課題とするものである。 Therefore, the present invention has been made to solve the above problems all at once, and when switching from synchronous activation control using the γ-axis current command value to sensorless control without using the d-axis current for synchronous activation control. The main objective is to reduce vibration and noise due to sudden acceleration and deceleration that occur, and to avoid control and operational instability such as current jumping.
すなわち本発明に係るモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とする。 That is, the motor control device according to the present invention is a control device for a brushless DC motor, and performs synchronous start control of the motor by using a q-axis current, and when shifting from the synchronous start control to sensorless control, The position estimator uses the estimated speed calculated from the q-axis current as the rotation speed of the motor.
このように構成した本発明によれば、同期始動制御においてｑ軸電流を用いており、同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、同期始動制御において位置推定器により得られた推定速度を用いているので、同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避することができる。 According to the present invention configured as described above, the q-axis current is used in the synchronous start control, and the estimated speed obtained by the position estimator in the synchronous start control is used when shifting from the synchronous start control to the sensorless control. Therefore, it is possible to reduce vibrations and noises caused by sudden acceleration and sudden deceleration that occur when switching from synchronous activation control to sensorless control, and to avoid control and operational instability such as current jumping.
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
本実施形態にかかるモータ制御装置２は、例えば、３相駆動される洗濯機のブラシレスＤＣモータを制御するものである。図１は、本モータ制御装置２を用いたモータ駆動システム１００を示している。この図１中、符号１は前記ブラシレスＤＣモータ、符号２は、本実施形態に係るモータ制御装置２、符号３は、電機子電流を測定する電流計３（電流測定手段）、符号４は、モータ制御装置２からの指令信号を受け付けて前記モータ１を駆動するドライブ回路である。 The motor control device 2 according to the present embodiment controls, for example, a brushless DC motor of a washing machine that is driven in three phases. FIG. 1 shows a motor driving system 100 using the motor control device 2. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes the brushless DC motor, reference numeral 2 denotes the motor control device 2 according to the present embodiment, reference numeral 3 denotes an ammeter 3 (current measuring means) for measuring an armature current, and reference numeral 4 denotes It is a drive circuit that receives a command signal from the motor control device 2 and drives the motor 1.
前記モータ制御装置２は、ＣＰＵ、メモリ、Ｉ／Ｏチャネル、Ａ／Ｄコンバータ等を備えたマイクロコンピュータであり、前記メモリに記憶させたプログラムにしたがってＣＰＵ及びその周辺機器が協働することにより、モータ１に対してフィードバックによるセンサレスベクトル制御を実施する。すなわち、前記電流計３で測定されたモータ１の電機子電流Ｉｓｈからロータの回転速度及び位置を推定算出し、その推定算出されたロータの推定回転速度と予め設定された目標回転速度との偏差を小さくするようにモータ１に供給する電機子電流（または電機子電圧Vｕ、Vｖ、Vｗ）を設定する。 The motor control device 2 is a microcomputer including a CPU, a memory, an I / O channel, an A / D converter, etc., and the CPU and its peripheral devices cooperate in accordance with a program stored in the memory. Sensorless vector control is performed on the motor 1 by feedback. That is, the rotational speed and position of the rotor are estimated and calculated from the armature current Ish of the motor 1 measured by the ammeter 3, and the deviation between the estimated rotational speed of the estimated rotor and the preset target rotational speed is calculated. The armature current (or the armature voltages Vu, Vv, Vw) to be supplied to the motor 1 is set so as to reduce.
このモータ制御装置２の位置センサレス制御系を図１に示す。補字（＊）のついた変数は指令値であり、Δは誤差を示す補字である。 A position sensorless control system of the motor control device 2 is shown in FIG. A variable with a supplementary character (*) is a command value, and Δ is a supplementary character indicating an error.
そして、モータ制御装置２は、モータ１の同期起動制御において、ｑ軸電流を用いてモータ１を制御する。具体的には、図１の指令値演算器はＩｄｃ＊＝０、Ｉｑｃ＊＝インバータの制限電流値（最大電流値）とする。また、Ｉｄｃ＊Ｒｅｆもゼロ指令としている。スイッチＡは同期起動制御からセンサレス制御モードに切り替わるときに制御系が速度制御器を通るように動作する。スイッチＢは同期起動期間から移行期間に切り替わる時にスイッチ二次側のIntegral演算器には推定速度ω１が入力されるように動作する。 The motor control device 2 controls the motor 1 using the q-axis current in the synchronous activation control of the motor 1. Specifically, the command value calculator of FIG. 1 sets Idc * = 0 and Iqc * = the limit current value (maximum current value) of the inverter. Idc * Ref is also a zero command. The switch A operates so that the control system passes through the speed controller when switching from the synchronous activation control to the sensorless control mode. The switch B operates so that the estimated speed ω1 is input to the integral arithmetic unit on the secondary side of the switch when switching from the synchronous activation period to the transition period.
図２に従来の起動シーケンスを示す。起動直後、ロータの位置を固定するための位置決め期間、次に同期起動制御による同期起動の期間、その後、移行期間を経てセンサレス制御期間となる。これらの期間に必要な時間は、アプリケーションやモータの仕様等により適当な値に設定している。また、図３に本実施形態の起動シーケンスを示す。Ｉｄｃ＊はゼロ指令としている。 FIG. 2 shows a conventional startup sequence. Immediately after startup, a positioning period for fixing the position of the rotor, a period of synchronous startup by synchronous startup control, and a sensorless control period after a transition period. The time required for these periods is set to an appropriate value depending on the application, motor specifications, and the like. FIG. 3 shows a startup sequence of the present embodiment. Idc * is a zero command.
従来の方式では、負荷角Δθがπ／２以上で、推定速度が急激に減少して収束するように動作する。Ｉγ＝Ｉｍａｘ、Ｉδ＝０として、モータの動作を推定演算部で使われるγ−δ軸で表記すると以下のようになる。 In the conventional method, the load angle Δθ is π / 2 or more, and the estimated speed is rapidly decreased and converged. Assuming that Iγ = Imax and Iδ = 0, the motor operation is expressed by the γ-δ axis used in the estimation calculation unit as follows.
Ｖδ＝−Ｖｄ・ｓｉｎ（Δθ）＋Ｖｑ・ｃｏｓ（Δθ） ・・・（４）
Ｉγ＝Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ） ・・・（５）
Ｉδ＝−Ｉｄ・ｓｉｎ（Δθ）＋Ｉｑ・ｃｏｓ（Δθ） ・・・（６）
Vδ = −Vd · sin (Δθ) + Vq · cos (Δθ) (4)
Iγ = Id · cos (Δθ) + Iq · sin (Δθ) (5)
Iδ = −Id · sin (Δθ) + Iq · cos (Δθ) (6)
式（２）より、
Ｖγ＝Ｒ・Ｉγ−ω・Ｌｑ・Ｉδ ・・・（７）
From equation (2)
Vγ = R · Iγ−ω · Lq · Iδ (7)
式（７）に式（３）〜（６）を代入して、推定速度誤差をΔωとすると、
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）−Ｒ・（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））＋ω・Ｌｑ・Ｉδ＝Δω ・・・（８）
Substituting Equations (3) to (6) into Equation (7) and assuming the estimated speed error is Δω,
Vd · cos (Δθ) + Vq · sin (Δθ) −R · (Id · cos (Δθ) + Iq · sin (Δθ)) + ω · Lq · Iδ = Δω (8)
Ｉδ＝０より式（８）は第４項が０となり、以下のようになる。
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）−Ｒ・（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））＝Δω ・・・（９）
From Iδ = 0, the fourth term in Equation (8) becomes 0, which is as follows.
Vd · cos (Δθ) + Vq · sin (Δθ) −R · (Id · cos (Δθ) + Iq · sin (Δθ)) = Δω (9)
Δθ＝π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝１より式（９）は、
Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ＝Δω ・・・（１０）
When Δθ = π / 2, from cos (Δθ) = 0 and sin (Δθ) = 1, equation (9) is
Vq−R · Iq = Δω (10)
式（２）より、
Ｖδ−Ｒ・Ｉδ−ω・Ｌｄ・Ｉγ−ωΦ＝０ ・・・（１１）
From equation (2)
Vδ−R · Iδ−ω · Ld · Iγ−ωΦ = 0 (11)
式（１０）、（１１）により、
Δω＝ω・Ｌｄ・Ｉγ＋ωΦ・・・（１２）
Δθ＝π／２よりＩγ＝０、よって式（１２）は、Φ＞０、ω＞０より、
Δω＝ωΦ＞０
From equations (10) and (11),
Δω = ω · Ld · Iγ + ωΦ (12)
From Δθ = π / 2, Iγ = 0, and therefore, Equation (12) is obtained from Φ> 0 and ω> 0,
Δω = ωΦ> 0
負荷が大きく最大電流で同期起動しているにも関わらず、負荷角Δθ＝π／２で位置推定演算結果がΔω＞０より加速させようとしていることが分かる（図４）。つまり、最大トルク運転しているにも関わらず、それ以上のトルクを要求しているため十分な収束性能が得られない。 It can be seen that the position estimation calculation result is about to be accelerated from Δω> 0 at the load angle Δθ = π / 2 even though the load is large and synchronously starts at the maximum current (FIG. 4). That is, even though the maximum torque operation is being performed, a sufficient convergence performance cannot be obtained because more torque is required.
さらにΔθ＞π／２の負荷角で動作した場合を示す。
Δθ＞π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＜０、ｓｉｎ（Δθ）＞０より、
−ｃｏｓ（Δθ）・（Ｖｄ−Ｒ・Ｉγ）＋ｓｉｎ（Δθ）・（Ｖｑ−Ｒ・Ｉδ）＝Δω ・・・（１４）
Furthermore, the case where it operate | moves by the load angle of (DELTA) (theta)> (pi) / 2 is shown.
When Δθ> π / 2, from cos (Δθ) <0 and sin (Δθ)> 0,
−cos (Δθ) · (Vd−R · Iγ) + sin (Δθ) · (Vq−R · Iδ) = Δω (14)
式（２）より、
−ω・Ｌｑ・Ｉδ＋ω・Ｌｄ・Ｉγ＋ωΦ＝Δω ・・・（１５）
From equation (2)
−ω · Lq · Iδ + ω · Ld · Iγ + ωΦ = Δω (15)
Δθ＞π／２より、Ｉγ＜０なので、Ｌｄ−Ｌｑ＜０、つまり式（１５）の第１項、第２項は負の値、第３項は電流Ｉδに比例して小さい値であることから、Δω＜０となる。つまり、γ’−δ’軸がγ−δ軸よりπ／２以上になるとΔωが負の値、つまりブレーキをかけることになり、急減速することが分かる（図５参照）。γ’−δ’軸は負荷角が負になることは無いので、制御範囲は０〜π／２の範囲となる。 Since [Delta] [theta]> [pi] / 2 and I [gamma] <0, Ld-Lq <0, that is, the first and second terms of the formula (15) are negative values, and the third term is a small value in proportion to the current I [delta]. Therefore, Δω <0. That is, it can be seen that when the γ′-δ ′ axis becomes π / 2 or more than the γ-δ axis, Δω is a negative value, that is, the brake is applied and the vehicle decelerates rapidly (see FIG. 5). Since the load angle of the γ′-δ ′ axis never becomes negative, the control range is 0 to π / 2.
そこで、本実施形態では同期起動をＩδ指令値として行う。この場合、負荷角Δθはδ軸からの位相誤差と定義する。 Therefore, in this embodiment, synchronous activation is performed as an Iδ command value. In this case, the load angle Δθ is defined as a phase error from the δ axis.
Ｉγ’＝０、Ｉδ’＝Ｉｍａｘとすると、以下のように表される。
Ｉγ’＝０よ、り式（８）の第３項の（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））はゼロとなることより、式（８）は以下のように表される。
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）＋ω・Ｌｑ・Ｉδ＝Δω ・・・（１６）
Assuming that Iγ ′ = 0 and Iδ ′ = Imax, they are expressed as follows.
Since (Id · cos (Δθ) + Iq · sin (Δθ)) in the third term of the equation (8) becomes zero because Iγ ′ = 0, equation (8) is expressed as follows.
Vd · cos (Δθ) + Vq · sin (Δθ) + ω · Lq · Iδ = Δω (16)
Δθ＝π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝１、またＩδを代入して式（１６）は、
Ｖｑ−ω・Ｌｑ・Ｉｄ＝Δω ・・・（１７）
When Δθ = π / 2, cos (Δθ) = 0, sin (Δθ) = 1, and substituting Iδ, equation (16) becomes
Vq−ω · Lq · Id = Δω (17)
Δθ＝π／２であることから、Ｉｄ＜０。よって、Δω＞０となる。つまり、同期中の軸γ’−δ’軸と位置推定軸γ−δ軸の位相誤差がπ／２以下であればモータは加速するように動作する（図６参照）。 Since Δθ = π / 2, Id <0. Therefore, Δω> 0. That is, if the phase error between the synchronized axis γ′-δ ′ axis and the position estimation axis γ-δ axis is π / 2 or less, the motor operates to accelerate (see FIG. 6).
Δθ＝−π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝−１、またＩδを代入して式（１６）は、
−Ｖｑ−ω・Ｌｑ・Ｉｄ＝Δω ・・・（１８）
When Δθ = −π / 2, cos (Δθ) = 0, sin (Δθ) = − 1, and substituting Iδ, equation (16) becomes
−Vq−ω · Lq · Id = Δω (18)
Δθ＝−π／２であることから、Ｉｄ＞０。よって、Δω＜０の値となる。つまり位相誤差が−π／２以下であれば、モータは減速するように動く（図７参照）。 Since Δθ = −π / 2, Id> 0. Therefore, Δω <0. That is, if the phase error is −π / 2 or less, the motor moves to decelerate (see FIG. 7).
Ｉδを同期起動の指令電流としたときの制御範囲は−π／２〜π／２となり、制御できる範囲は従来と比較し２倍の範囲を持つことが分かる。 When Iδ is a command current for synchronous activation, the control range is −π / 2 to π / 2, and it can be seen that the controllable range is twice that of the conventional range.
推定位置にはわずかでも誤差が含まれるのが一般的である。この場合、Ｉδ同期起動では、Ｉδ電流がインバータの最大電流値としているため、急加速する危険があり、位置収束する過程で加速するＩδ同期起動においては致命的である。 In general, the estimated position includes even a slight error. In this case, in the Iδ synchronous activation, since the Iδ current is the maximum current value of the inverter, there is a danger of sudden acceleration, and in the Iδ synchronous activation that accelerates in the process of position convergence, it is fatal.
そこで、位置推定と同期起動軸のγ’−δ’軸との差（π／２−負荷角相当）が大きい場合は同期起動電流Ｉδの値を制限することで推定位置誤差による急加速を回避し、Ｉδ同期起動を実施する。つまり負荷角に応じて同期起動中の指令電流Ｉδを制御することによって、負荷角を制御し、かつセンサレス制御切り替え時の速度変化を抑制することで、制御範囲の広いＩδ同期起動を可能とする。 Therefore, when the difference between the position estimation and the γ′−δ ′ axis of the synchronous starting axis (corresponding to π / 2−load angle) is large, the sudden acceleration due to the estimated position error is avoided by limiting the value of the synchronous starting current Iδ. Then, Iδ synchronous activation is performed. In other words, by controlling the command current Iδ during synchronous activation according to the load angle, the load angle is controlled and the speed change at the time of switching sensorless control is suppressed, thereby enabling Iδ synchronous activation with a wide control range. .
さらに、同期起動をＩδ電流指令で実行することで、位置センサレス制御へ移行する移行期間に次のような効果を奏する。同期起動制御中に与えたδ’軸電流を推定軸であるγ−δ軸に分配する移行期間では、これまでトルクが必要な場合ほど位相誤差が大きかったため、推定速度を使うと過電流、急加速になるため、移行期間中はフィードフォワードの速度指令を適用していた。しかし、制御の切り替え中が不安定動作となりやすいため、フィードバック制御となる推定速度を使い安定動作をさせることが望ましい。本発明では、δ’軸電流を電流指令に使うことで、トルクが大きい方が位置誤差が小さくなるため、推定速度を適用することができる。また、併せてγ軸電流は式（２）の演算結果に関わらず常にゼロとすることで、位置誤差が収束するとともにγ電流が減少するため、より安定したセンサレス制御への移行を実現することができる。 Furthermore, by executing the synchronous activation with the Iδ current command, the following effects can be obtained during the transition period for shifting to the position sensorless control. In the transition period in which the δ′-axis current applied during synchronous start-up control is distributed to the estimated γ−δ axis, the phase error has been so large that torque is required so far. Because of the acceleration, the feedforward speed command was applied during the transition period. However, since unstable operation is likely to occur during control switching, it is desirable to perform stable operation using an estimated speed for feedback control. In the present invention, by using the δ′-axis current for the current command, the position error becomes smaller as the torque becomes larger, so that the estimated speed can be applied. In addition, the γ-axis current is always set to zero regardless of the calculation result of equation (2), so that the position error converges and the γ-current decreases, so a more stable transition to sensorless control is realized. Can do.
その他、本発明は前記実施形態に限られず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能であるのは言うまでもない。 In addition, it goes without saying that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
１ ・・・モータ
２ ・・・モータ制御装置
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Motor 2 ... Motor control apparatus
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