JP2012103240A - Random vibration test control apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ランダム振動試験制御装置に関する。詳しくは、工業製品に、使用環境下と同様のランダム振動を実験室内で与えることにより、工業製品の耐震性及び耐久性を評価するものである。 The present invention relates to a random vibration test control device. More specifically, the earthquake resistance and durability of an industrial product are evaluated by applying the same random vibration to the industrial product in the laboratory.
従来のランダム振動試験制御装置では制御目標として専ら平均PSD(Power Spectrum Density;パワースペクトル密度)のみが用いられている(特許文献1)。
試験に供する被試験PSDパターンの目標平均PSDと振動加振機装置からの応答信号より得られる応答平均PSDとの比較により、目標平均PSDと応答平均PSDが一致するように制御を行うため、時系列信号や瞬時、瞬時のPSDでの目標値と応答値の一致を得る必要がなく、また各周波数毎にPSD確率密度分布関数を規定することもなかった。
従来のランダム振動試験制御装置100について図14,図15を参照して説明する。
まず、図15を参照して瞬時PSDと平均PSDについて説明する。
フレーム単位に切り出した時系列信号をFFT(Fast Fourier Transform;高速フーリエ変換)処理により、フレーム単位のフーリエスペクトルを計算し、フーリエスペクトルから瞬時PSDを求める。
各瞬時PSDを瞬時PSD0(f), 瞬時PSD1(f)・・・・・ 瞬時PSDi(f)200と 表現し、瞬時PSDを時間平均したものが平均PSD(f)201である。
In a conventional random vibration test control apparatus, only an average PSD (Power Spectrum Density) is used exclusively as a control target (Patent Document 1).
In order to perform control so that the target average PSD and the response average PSD coincide with each other by comparing the target average PSD of the PSD pattern to be tested to the test and the response average PSD obtained from the response signal from the vibration shaker device. It is not necessary to obtain a match between the target value and the response value in the series signal, instantaneous or instantaneous PSD, and no PSD probability density distribution function is defined for each frequency.
A conventional random vibration
First, the instantaneous PSD and the average PSD will be described with reference to FIG.
A time-series signal cut out in frame units is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) processing to calculate a Fourier spectrum in frame units, and an instantaneous PSD is obtained from the Fourier spectrum.
Each instantaneous PSD is expressed as instantaneous PSD 0 (f), instantaneous PSD 1 (f)... Instantaneous PSD i (f) 200, and the average PSD (f) 201 is obtained by averaging the instantaneous PSDs over time.
図14を参照して従来のランダム振動試験制御装置100の構成と動作について説明する。
振動加振機装置(試験体およびセンサーを含む)112からの応答信号はAD変換部111にてデジタル信号に変換する。
デジタル信号をFFT変換部110での処理によりフレーム単位のフーリエスペクトルから瞬時PSDを計算し、瞬時PSDをある一定時間平均化処理し応答の平均PSD108を生成する。
被試験PSDパターンから得た目標PSD101と応答からの平均PSD108が比較されPSD操作量109を生成する。
目標PSD101とPSD操作量109から修正PSD102を生成する。
振動加振機装置112の伝達特性を使い、逆伝達特性乗算103にて修正PSD102に対し伝達特性補正処理を施し駆動PSDを生成する。
乱数生成器105で生成された白色ランダムを駆動PSDで正規化し、IFFT (Inverse Fast Fourier Transform;逆高速フーリエ変換) 変換器104にて時系列信号に変換、駆動波形合成106にて時系列信号の重ね合わせ合成処理を行ない、DA変換107にて振動加振機装置112への駆動信号を生成する。
The configuration and operation of a conventional random vibration
A response signal from the vibration exciter device (including the test body and sensor) 112 is converted into a digital signal by the
The instantaneous PSD is calculated from the Fourier spectrum of the frame unit by processing the digital signal in the
The
A corrected
Using the transfer characteristics of the
The white random generated by the
従来のランダム振動試験装置100においては、振動加振機装置112への駆動信号生成時、目標PSD101と応答の平均PSD108の比較により得られた制御目標の修正PSD102に逆伝達特性乗算103を施し駆動平均PSDが計算されるが、真のランダム信号を生成するため乱数発生器105からの白色ランダム信号を前記駆動平均PSDで正規化し駆動時系列信号を生成するので、伝達特性補正演算で得られた補正された位相成分は失われてしまっていたため、ランダム振動試験の収束に時間が掛かってしまっていた。
また、制御目標が平均PSDのみに注目した制御であるため、各周波数毎にPSDが取り得る確率密度分布関数を設定し、それに従ったランダム振動試験ができなかった。
In the conventional random
In addition, since the control target is control focusing only on average PSD, a probability density distribution function that PSD can take is set for each frequency, and random vibration test according to it cannot be performed.
上記課題を解決する本発明の請求項1に係るランダム振動試験制御装置は、振動加振機装置(310)にランダム振動信号を与えて、試験体の振動試験を行うランダム振動試験制御装置(300)において、ランダム振動試験の被試験PSDパターン(301)から真のランダム時系列信号を目標時系列信号Ttとして生成する目標時系列信号生成手段(302)と、前記目標時系列信号Ttから制御目標となる周波数系列の信号である目標スペクトルTfに変換する目標スペクトル生成手段(303)と、前記試験体の加速度を検出するセンサーから得られた応答時系列信号を周波数系列の信号である応答スペクトルRfに変換する応答スペクトル生成手段(304)と、前記振動加振機装置(310)を駆動する駆動時系列信号Dtを周波数系列の信号である駆動スペクトルDfに変換する駆動スペクトル生成手段(305)と、前記応答スペクトルRfと前記駆動スペクトルDfとから伝達関数Gfを計算する伝達関数生成手段(1104)、前記伝達関数Gfの逆数である逆伝達関数IGfを計算する逆伝達関数生成手段(1105)及び前記目標スペクトルTfに前記逆伝達関数IGfを乗じて周波数領域での振幅と位相が補正された駆動フーリエスペクトルDrを生成する駆動フーリエスペクトル生成手段(1103)を備える周波数系列処理手段(306)と、前記駆動フーリエスペクトルDrから逆フーリエ変換とオーバーラップ合成手法により駆動時系列信号Dtを生成する駆動時系列信号生成手段(307)と、を備え、前記目標時系列信号生成手段(302)は、前記被試験PSDパターン(301)のスペクトル分布を有する位相がランダムなフーリエスペクトルを生成する手段(501)、前記位相がランダムなフーリエスペクトルをIFFT変換(逆フーリエ変換)し、擬似ランダムと呼ばれる時系列信号を生成する擬似ランダム時系列信号生成手段(502)、前記擬似ランダムにハニング窓(Hanning Window)を乗じる処理(503)及び半フレーム毎の重ね合わせ合成する処理(504)により、真のランダム時系列信号を生成する真のランダム時系列信号生成手段(505)を備え、目標ランダム時系列信号と応答時系列信号とが振幅、位相とも合致する制御を行うことを特徴とする。
上記課題を解決する本発明の請求項2に係るランダム振動試験制御装置は、請求項1において、前記周波数系列処理手段(306)は、前記逆伝達関数IGfが乗じられる前の前記目標スペクトルTfの平均PSDと前記応答スペクトルRfの平均PSDとを比較器(1101)により比較し、平均PSDの差分を補正した目標スペクトル(以下、「補正目標スペクトル」という)Tcを生成する補正目標スペクトル生成手段(1102)を備えることを特徴とする。
The random vibration test control apparatus according to
The random vibration test control device according to a second aspect of the present invention for solving the above-described problem is the random vibration test control device according to the first aspect, wherein the frequency sequence processing means (306) A corrected target spectrum generating means for comparing the average PSD and the average PSD of the response spectrum Rf by a comparator (1101) and generating a target spectrum (hereinafter referred to as “corrected target spectrum”) Tc corrected for the difference of the average PSD. 1102).
ランダム振動試験の試験目標となる周波数成分毎に平均PSDと平均PSDを平均値として分布するPSD確率密度分布関数によって数値定義された被試験PSDパターンに基づく真のランダム時系列信号を伝達関数補正する前に生成し、この真のランダム時系列信号をFFT処理し、周波数空間での目標スペクトル信号とする。
周波数空間での伝達関数補正演算により、この目標スペクトル信号と応答スペクトル信号とが合致する制御が行えるため、目標時系列信号と応答時系列信号が一致するランダム振動制御が可能となる。
その結果として、ランダム振動試験制御装置の収束時間の改善と各周波数毎にPSDの確率密度分布関数を持ったランダム試験が実現する。
Transfer function correction of true random time series signal based on PSD pattern numerically defined by PSD probability density distribution function that distributes mean PSD and mean PSD as mean value for each frequency component that is the target of random vibration test Generated before, this true random time-series signal is subjected to FFT processing to obtain a target spectrum signal in frequency space.
Since the target spectrum signal and the response spectrum signal can be controlled by the transfer function correction calculation in the frequency space, the random vibration control in which the target time series signal and the response time series signal match can be performed.
As a result, the convergence time of the random vibration test control device is improved and a random test with a probability density distribution function of PSD for each frequency is realized.
以下、本発明の実施形態について、図面に示す実施例を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to examples shown in the drawings.
本発明の一実施例に係るランダム振動試験制御装置を図1〜図13に示す。
まず、図1を参照してランダム振動試験制御装置の全体の制御プロセスを説明する。
図1に示すようにランダム振動試験制御装置300は、目標時系列生成部302、目標スペクトル生成部303、応答スペクトル生成部304、駆動スペクトル生成部305、周波数系列処理部306、時系列復号処理部307、DA変換部308、AD変換部309を備えており、ランダム振動試験制御装置300に振動加振機装置(パワー増幅器及び振動応答検出器を含む)310が接続される。
被試験PSDパターン301はランダム振動試験の試験条件として与えられる。
A random vibration test control apparatus according to an embodiment of the present invention is shown in FIGS.
First, the overall control process of the random vibration test control apparatus will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 1, the random vibration
The
<目標時系列生成部302>
目標時系列生成部302の詳細について、被試験PSDパターン301として、図2のPSDパターン401が与えられた場合を説明する。
ランダム振動試験はPSDパターン401で定義されたスペクトル分布を有するランダム信号で行なわれなければならない。
ランダム信号の生成においてはフレーム毎にPSDパターン401を持つランダム信号を生成し、これを順次繰り返すことによりPSDパターン401が持続するランダム時系列信号を生成する。
<Target time
The details of the target time
The random vibration test must be performed with a random signal having a spectral distribution defined by the
In the generation of the random signal, a random signal having the
完全白色ランダムの必要条件は、時系列空間での出現頻度が一様ランダムで、周波数空間での振幅分布が一様ランダムで、そして周波数空間での位相分布が一様ランダムである。
PSDパターン401で定義された振動試験では周波数空間での振幅分布が一様ランダムの代わりにPSDパターン401に置き換え、時系列空間での出現頻度が一様ランダムと周波数空間での位相分布がランダムの要件を満たすランダム信号を生成することになる。
The requirements for complete white random are uniform random appearance frequency in time series space, uniform random amplitude distribution in frequency space, and uniform random phase distribution in frequency space.
In the vibration test defined by the
目標時系列生成部302において、PSDパターン401から真のランダム時系列信号を生成する場合について、図3を参照して説明する。
まず、PSDパターン401から位相がランダムなフーリエスペクトルを生成する(ステップ501)。
基本周波数f0=1/T、基本角周波数ω0=2πf0とすると、時系列信号x(t)とそのフーリエ変換Xnの間には
A case where the target time
First, a Fourier spectrum having a random phase is generated from the PSD pattern 401 (step 501).
Assuming that the fundamental frequency f 0 = 1 / T and the fundamental angular frequency ω 0 = 2πf 0 , the time series signal x (t) and its Fourier transform X n
の関係があり、離散的フーリエ変換であるFFTの出力の実数成分aと虚数成分bの間には次の関係がある。 There is the following relationship between the real component a and the imaginary component b of the output of the FFT, which is a discrete Fourier transform.
この実数成分anと虚数成分bnとPSD(n)との間には、
ただし、
N:フーリエ変換時の時系列データのサンプリング点数
N=2i i=1,2,3,4,5・・・
n: 1,2,3,・・・,(N/2−1)
Δf:フーリエ変換時の周波数分解能
Δf=1/(dt・N)
dt:時系列データのサンプリング時間間隔
の関係があり、フーリエスペクトルのAbsolute(n)はPSD(n)を用いて、
However,
N: Number of sampling points of time series data during Fourier transform
N = 2 i i = 1, 2, 3, 4, 5...
n: 1, 2, 3, ..., (N / 2-1)
Δf: Frequency resolution at the time of Fourier transform
Δf = 1 / (dt · N)
dt: There is a relationship of sampling time intervals of time series data, and Absolute (n) of the Fourier spectrum uses PSD (n),
と表される。アスタリスク(*)は積の演算子を示す。以下、図中においても同じ。Absoluteをベースとしてフーリエスペクトルの偏角をθとした時、PSD(n)を示すフーリエスペクトル成分は、 It is expressed. An asterisk (*) indicates a product operator. Hereinafter, the same applies to the drawings. The Fourier spectrum component indicating PSD (n), where Absolute is the base and the declination of the Fourier spectrum is θ,
と書ける。
フーリエスペクトル成分と複素平面の偏角θの関係は図4のようになる。
Can be written.
The relationship between the Fourier spectrum component and the deviation angle θ of the complex plane is as shown in FIG.
PSDを決定するのは図4に示すAbsolute(PSD value)601である。
Absolute(PSD value)601は長さ方向に対して自由度を持ち、定められたPSDの密度分布に従った任意の分布を生成できる。
一方、位相値であるθには360度の自由度が存在するので、Absolute(PSD value)601を周波数毎に異なる長さのPSDの確率密度分布関数で生成し、θをランダムに変動させれば任意のPSD確率密度分布関数を満足するランダム位相フーリエスペクトルが生成できる。
位相がランダムなフーリエスペクトルをIFFT処理(逆FFT変換)すれば、位相がバラバラな正弦波が重なり合った平均PSDパターン401で、図12Aのような各周波数毎に異なるPSDの確率密度分布関数のスペクトル分布を有する正規分布ランダム時系列信号が生成される(ステップ502)。
PSDの確率密度分布関数からAbsolute(PSD value)601を生成するプロセスを図12A、図12Bを参照して説明する。
各周波数毎にPSD MinからPSD Maxまで分布するPSD確率密度分布関数の一例を図12Aに示す。
図12AにおけるPSD(i)はPSDの分解能間隔(ΔPSD)毎に計算された値であり、Pr(i)はPSD(i)が出現する確率密度である。
図12Bに示すように、Rand関数を基にしてPSD MinからPSD Maxまで分解能間隔(ΔPSD)毎に均等に出現する白色(一様)乱数RandPSD=PSD(i)を発生させ、確率密度分布関数からRandPSDにおける確率密度Probabを求め、同時に0.0から1.0まで一様に分布するもう一つの白色乱数RandCを発生させる。
図12Bに示すように、RandCの値≦Probabの場合はRandPSDを出力値として採用し、それ以外は破棄する。
ここでRandCは、PSD(i)をProbabの確率密度で出現するためにPSD生成値として採用するか/破棄するかの篩いとして使用される。
The PSD is determined by the Absolute (PSD value) 601 shown in FIG.
Absolute (PSD value) 601 has a degree of freedom in the length direction, and can generate an arbitrary distribution according to a predetermined PSD density distribution.
On the other hand, since the phase value θ has 360 degrees of freedom, Absolute (PSD value) 601 can be generated by a probability density distribution function of PSDs having different lengths for each frequency, and θ can be changed randomly. For example, a random phase Fourier spectrum satisfying an arbitrary PSD probability density distribution function can be generated.
If a Fourier spectrum having a random phase is subjected to IFFT processing (inverse FFT transform), an
A process of generating Absolute (PSD value) 601 from the probability density distribution function of PSD will be described with reference to FIGS. 12A and 12B.
An example of a PSD probability density distribution function distributed from PSD Min to PSD Max for each frequency is shown in FIG. 12A.
PSD (i) in FIG. 12A is a value calculated for each PSD resolution interval (ΔPSD), and Pr (i) is a probability density at which PSD (i) appears.
As shown in FIG. 12B, white (uniform) random numbers RandPSD = PSD (i) appearing evenly at resolution intervals (ΔPSD) from PSD Min to PSD Max are generated based on the Rand function, and the probability density distribution function The probability density Probab in RandPSD is obtained from the above, and another white random number RandC uniformly distributed from 0.0 to 1.0 is generated at the same time.
As shown in FIG. 12B, when the value of RandC ≦ Probab, RandPSD is adopted as the output value, and otherwise it is discarded.
Here, RandC is used as a sieve for adopting / destroying PSD (i) as a PSD generation value in order to appear at the probability density of Probab.
しかし、デジタル信号処理に使われるIFFT処理は離散的な処理なので全ての周波数成分を漏れなく含む訳ではなく、位相が掻き混ざることによって欠落成分が埋め合わさる効果があるが、それでもある程度の欠落成分が発生するので、この正規分布ランダム時系列信号は擬似ランダムと呼ばれる。擬似ランダムから真のランダムを生成するためには次の処理を施す。
擬似ランダムのフレーム毎の時系列信号にハニング窓(Hanning Window)を乗じる処理を行う(ステップ503)。
ハニング窓が乗じられたランダム時系列信号を1/2フレーム毎のオーバーラップ合成する処理を行う(ステップ504)。
ハニング窓を乗じる処理と1/2フレーム毎のオーバーラップ合成する処理により時系列が交ぜ合わさり、被試験パターンとして定義されたPSDパターン401を維持した真のランダム時系列信号が生成される(ステップ505)。
真のランダム時系列信号を目標時系列信号Ttとして目標スペクトル生成部303に送り出す。
However, IFFT processing used for digital signal processing is a discrete process, so it does not include all frequency components without omission, and there is an effect that missing components are made up by mixing the phases, but there are still some missing components. Since this occurs, this normally distributed random time series signal is called pseudo-random. In order to generate true random from pseudo-random, the following processing is performed.
A process of multiplying a time series signal for each pseudo-random frame by a Hanning Window is performed (step 503).
A process of overlapping the random time series signal multiplied by the Hanning window every 1/2 frame is performed (step 504).
The time series are combined by the process of multiplying the Hanning window and the overlap synthesis process every 1/2 frame to generate a true random time series signal maintaining the
The true random time series signal is sent to the target
<目標スペクトル生成部303>
図1の目標スペクトル生成部303の詳細について図5を参照して説明する。
ランダム振動試験の制御を完全なものにするためにはPSDパターンより生成された目標時系列Tt、応答信号より生成された応答時系列Rt及び駆動信号より生成された駆動時系列DtからそれぞれのFFT処理により、被試験周波数帯域における分割された各周波数(Δf)ごとの振幅及び位相を求め、振幅及び位相を含めて制御する必要がある。
<Target
Details of the target
In order to complete the control of the random vibration test, the FFT is performed from the target time series Tt generated from the PSD pattern, the response time series Rt generated from the response signal, and the drive time series Dt generated from the drive signal. By processing, it is necessary to obtain the amplitude and phase for each of the divided frequencies (Δf) in the frequency band under test, and to control the amplitude and phase.
基本周波数f0=1/T、基本角周波数ω0=2πf0とすると、時系列信号x(t)とそのフーリエ変換Xnの間には Assuming that the fundamental frequency f 0 = 1 / T and the fundamental angular frequency ω 0 = 2πf 0 , the time series signal x (t) and its Fourier transform X n
の関係があり、離散的フーリエ変換である FFTの出力の実数成分aと虚数成分bの間には Between the real component a and the imaginary component b of the FFT output, which is a discrete Fourier transform
の関係がある。
(an−ibn)はフーリエスペクトルと呼ばれ、位相成分を含み、フレーム毎に求められる。図5に示すように、目標時系列TtをFFT変換して得られたフーリエスペクトルを目標瞬時フーリエスペクトル1011と呼び、目標瞬時フーリエスペクトル1011から計算により目標瞬時PSD1012が、また目標瞬時PSD1012に対する時間平均として目標平均PSD1013が求められる。
目標瞬時フーリエスペクトル1011には振幅と位相成分が含まれるが、目標瞬時PSD1012と目標平均PSD1013には位相成分が含まれない。
目標瞬時フーリエスペクトル1011、目標瞬時PSD1012、目標平均PSD1013の集合体としての目標スペクトルTfを生成する。
There is a relationship.
(A n −ib n ) is called a Fourier spectrum, includes a phase component, and is obtained for each frame. As shown in FIG. 5, the Fourier spectrum obtained by subjecting the target time series Tt to FFT conversion is called a target
The target
A target spectrum Tf as an aggregate of the target
<応答スペクトル生成部304>
図1の応答スペクトル生成部304の動作について図6を参照して説明する。
振動加振機装置310からの応答アナログ信号はAD変換部309により応答時系列信号Rtに変換され、応答スペクトル生成部304に送られる。
応答時系列信号Rtも目標時系列信号Ttと同時刻に、同様にフレーム毎に切り出した時系列信号をFFT処理し、被試験周波数帯域における分割された各周波数(Δf)ごとの振幅及び位相を求める。
図6に示すように、応答時系列信号RtからFFT処理により応答瞬時フーリエスペクトル1021が計算され、応答瞬時フーリエスペクトル1021から計算により応答瞬時PSD1022が、また応答瞬時PSD1022に対する時間平均を計算して応答平均PSD1023が求められる。
応答瞬時フーリエスペクトル1021には振幅と位相成分が含まれるが、応答瞬時PSD1022と応答平均PSD1023には位相成分が含まれない。
応答瞬時フーリエスペクトル1021、応答瞬時PSD1022、応答平均PSD1023の集合体としての応答スペクトルRfを生成する。
<Response
The operation of the response
The response analog signal from the
The response time-series signal Rt is also subjected to FFT processing on the time-series signal similarly cut out for each frame at the same time as the target time-series signal Tt, and the amplitude and phase of each divided frequency (Δf) in the frequency band to be tested are obtained. Ask.
As shown in FIG. 6, the response
The response
A response spectrum Rf as an aggregate of the response
<駆動スペクトル生成部305>
図1の駆動スペクトル生成部305の動作について図7を参照して説明する。
振動加振機装置310の駆動信号として生成された駆動時系列信号DtをDA変換部308により駆動アナログ信号に変換される前段で分岐し、駆動スペクトル生成部305に送る。
駆動時系列信号Dtも目標時系列信号Ttや応答時系列信号Rtと同時刻に、同様にフレーム毎に切り出した時系列信号をFFT処理し、被試験周波数帯域における分割された各周波数(Δf)ごとの振幅及び位相を求める。
図7に示す通り、駆動時系列信号DtからFFT処理により駆動瞬時フーリエスペクトル1031が計算され、駆動瞬時フーリエスペクトル1031から計算により駆動瞬時PSD1032が、また駆動瞬時PSD1032に対する時間平均を計算して駆動平均PSD1033が求められる。
駆動瞬時フーリエスペクトル1031には振幅と位相成分が含まれるが、駆動瞬時PSD1032と駆動平均PSD1033には位相成分が含まれない。
駆動瞬時フーリエスペクトル1031、駆動瞬時PSD1032、駆動平均PSD1033の集合体としての駆動スペクトルDfを生成する。
<Drive
The operation of the drive
A drive time series signal Dt generated as a drive signal of the
The drive time series signal Dt is also subjected to FFT processing on the time series signal cut out for each frame at the same time as the target time series signal Tt and the response time series signal Rt, and each frequency (Δf) divided in the frequency band to be tested Find the amplitude and phase of each.
As shown in FIG. 7, the driving
The drive
A drive spectrum Df as an aggregate of the drive
<周波数系列処理部306>
図1の周波数系列処理部306の詳細について図8を参照して説明する。
周波数系列処理部306の基本機能は、目標瞬時フーリエスペクトル1011にランダム試験を行う振動加振機装置310が持つ伝達特性(振幅・位相を含む伝達関数)の逆特性である逆伝達関数を乗じ、伝達特性の補正処理された駆動のためのフーリエスペクトル信号を生成することにより、目標時系列信号と応答時系列信号が一致し、結果として瞬時PSD、平均PSDも一致する制御を実現させる処理である。
<Frequency
Details of the frequency
The basic function of the frequency
ランダム振動制御中、平均PSD比較器1101によって、目標スペクトルTfの目標平均PSD1013と、応答スペクトルRfの応答平均PSD1023との差、平均PSD補正ベクターTCvをフレーム毎に計算する。
スペクトル補正PID制御器1102にて平均PSD補正ベクターTCvは目標スペクトルTfの平均PSDに加減算され、フレーム毎に平均PSDが補正された補正目標スペクトルTcを生成する。
スペクトル補正PID制御器1102は位相成分の補正としては働かないが、PSDの振幅補正として機敏な制御動作をする。
During random vibration control, the
The spectrum
The spectrum
ランダム振動試験に当たっては、試験を実施する前に、振動加振機装置(試験体を含む)310の初期伝達関数を同定するか、もしくは試験開始の初期目標レベルから試験目標レベルに上昇させる過程で初期伝達関数を同定する。
初期伝達関数は図8の伝達関数計算器1104にて応答スペクトルRfの応答瞬時フーリエスペクトル1021と駆動スペクトルDfの駆動瞬時フーリエスペクトル1031との比から瞬時伝達関数を同定し、瞬時伝達関数の時間平均値である平均伝達関数を求め保存する。
ランダム振動試験中、振動加振機装置310の伝達特性に特性変化がなければ初期伝達関数を補正用伝達関数Gfとして特性補正計算に使用し続ける。
In the random vibration test, the initial transfer function of the vibration exciter apparatus (including the test body) 310 is identified before the test is performed, or in the process of increasing from the initial target level at the start of the test to the test target level. Identify the initial transfer function.
As the initial transfer function, the
During the random vibration test, if there is no characteristic change in the transfer characteristic of the
伝達関数計算器1104には、平均伝達関数を更新し続ける機能がある。
振動加振機装置310の伝達特性が何らかの原因で特性変化し、ある設定値を超えた場合、伝達関数計算器1104の伝達関数修正変更機能により補正用伝達関数Gfを変更・更新し、伝達関数の経時変化に対応する。
The
When the transfer characteristic of the
補正用伝達関数Gfは逆伝達関数計算器1105により逆伝達関数IGfを生成する。
補正目標スペクトルTcの伝達関数補正計算は逆伝達関数IGfを使い、逆伝達関数乗算器1103にて補正計算を行い、振幅・位相が補正された駆動フーリエスペクトルDrを生成する。
For the correction transfer function Gf, the inverse
For the transfer function correction calculation of the corrected target spectrum Tc, the inverse transfer function IGf is used and the inverse
複数の加振機(多軸)による同時ランダム振動試験制御の場合、補正用伝達関数Gfは、一般に、図9に示すようなマトリックスにて表記される。
図9のマトリックス対角線上の成分G11,G22,G33,・・・,Gnnは自己の加振軸の伝達関数であり、成分G11,G22,G33,・・・,Gnn以外は干渉成分と呼ばれ、個々の加振軸の動作が干渉し、相互の伝達関数に影響し合う。
In the case of simultaneous random vibration test control using a plurality of shakers (multi-axis), the correction transfer function Gf is generally expressed in a matrix as shown in FIG.
9, components G 11 , G 22 , G 33 ,..., G nn are transfer functions of their own excitation axes, and components G 11 , G 22 , G 33 ,. The components other than nn are called interference components, and the motions of the individual excitation shafts interfere with each other, affecting each other's transfer functions.
本発明による制御方式で干渉成分を含めた複数加振機(多軸)による同時ランダム振動試験の制御を行った場合、各軸の被試験PSDパターンに対するランダム時系列信号を予め生成し、それらの目標ランダム時系列信号を周波数空間のスペクトル信号に変換の後に、各軸の応答スペクトル信号が目標スペクトル信号と一致するよう干渉成分を含んだ伝達関数補正の制御演算が行われるため、制御精度のよい複数加振機(多軸)同時ランダム振動試験が可能となる。
本発明では特に、干渉成分に対する逆位相成分を積極的に加えることが可能なため、干渉成分が自己の加振軸の加振平均PSD値より大きくなっても安定な制御が可能となる。
When the simultaneous random vibration test is controlled by a plurality of vibrators (multi-axis) including interference components in the control method according to the present invention, random time series signals for the PSD pattern under test for each axis are generated in advance, After the target random time-series signal is converted into a spectrum signal in the frequency space, the transfer function correction control calculation including an interference component is performed so that the response spectrum signal of each axis matches the target spectrum signal. Multiple shaker (multi-axis) simultaneous random vibration test is possible.
In the present invention, in particular, since an antiphase component with respect to the interference component can be positively added, stable control can be performed even when the interference component becomes larger than the excitation average PSD value of its own excitation axis.
<時系列復号処理部307>
図1の時系列復号処理部307の詳細について図10を参照して説明する。
時系列復号処理部307の基本機能は、駆動のためのフーリエスペクトル信号をIFFT変換(逆高速フーリエ変換)により周波数系列信号から時系列信号に復号化し、フレームとフレームの間が不連続な復号化された時系列信号にオーバーラップ処理を施し、連続的な時系列信号を生成する処理である。
<Time-series
Details of the time-series
The basic function of the time series
時系列復号処理部307の制御サイクルは、IFFT変換1205とオーバーラップ合成1206の処理を除いて制御サンプリングクロック(制御帯域2KHzの場合5.12K サンプル/秒)に同期して動作する。
IFFT変換1205とオーバーラップ合成1206の演算は時系列復号処理部307のバックグランド処理として動作し、演算は1フレームの処理時間内に完了する。
生成された駆動時系列信号Dtはループバッファに蓄えられ、次の制御サイクルで使用する。
The control cycle of the time series
The operations of
The generated drive time series signal Dt is stored in the loop buffer and used in the next control cycle.
周波数系列での信号演算では、常に、FFT演算論理が求める適正長(フレーム)の時系列信号に対して一括演算されるため、信号演算の結果からIFFT変換(逆高速フーリエ変換)により求めた時系列信号はフレームとフレームの間が不連続となる。
時系列の信号は、本来、区分連続であることを前提として制御演算が行なわれるので、時系列信号の不連続性を除去するため、オーバーラップ合成1206にてオーバーラップ処理を行う。
本発明では1/2フレーム毎のオーバーラップ処理を行う。
In the signal calculation in the frequency series, since the calculation is always performed on the time series signal of the appropriate length (frame) determined by the FFT calculation logic, when the IFFT transform (inverse fast Fourier transform) is obtained from the signal calculation result The sequence signal is discontinuous between frames.
Since the time series signal is originally subjected to control calculation on the premise that it is piecewise continuous, overlap processing is performed in the
In the present invention, overlap processing is performed every 1/2 frame.
フレーム毎の制御より短い時間間隔での時系列信号の制御を行うため、目標・応答時系列比較1201を設け、目標時系列Ttと応答時系列Rtを比較し、駆動時系列補正量Dcを生成する。
オーバーラップ合成1206により生成された駆動第一次時系列Dtcは駆動時系列補正量Dcにより時系列信号PID補正1208にてPID補正され、駆動時系列Dtを生成する。
駆動時系列Dtの信号はDA変換部308でアナログ信号に変換され、振動加振機装置310の駆動信号として出力する。
In order to control the time series signal at a time interval shorter than the control for each frame, the target / response
The driving primary time series Dtc generated by the
The signal of the drive time series Dt is converted into an analog signal by the
図11は、本発明のランダム振動試験制御装置によるランダム振動試験の制御結果の時系列波形である。
図11に示すように目標の時系列波形と応答の時系列波形が一致する。また、目標の時系列波形と応答の時系列波形が一致するように駆動信号が発せられている。
FIG. 11 is a time-series waveform of the control result of the random vibration test by the random vibration test control apparatus of the present invention.
As shown in FIG. 11, the target time series waveform and the response time series waveform match. The drive signal is generated so that the target time-series waveform and the response time-series waveform match.
図12Cは実際のフィールドデータから得られた各周波数毎のPSDの平均値、標準偏差(σ)、歪度(SK)から各周波数におけるPSDの確率密度分布関数を生成し、これを制御目標PSDパターンとして実際に加振して得られた制御結果データである。
各周波数毎に異なるPSDの確率密度分布関数を与えた場合でも目標の平均PSDと応答のPSDが合致するランダム制御が行われている。
図12Dは図12Cの周波数5.00HzにおけるPSDの頻度分布を計測したもので、制御目標値とよく合致し、確率密度分布関数に従ったランダム制御が行われている。
図12Eは図12Cの周波数40.00HzにおけるPSDの頻度分布を計測したもので、制御目標値とよく合致し、確率密度分布関数に従ったランダム制御が行われている。
FIG. 12C generates a probability density distribution function of the PSD at each frequency from the average value, standard deviation (σ), and skewness (SK) of the PSD for each frequency obtained from actual field data, and this is used as the control target PSD. This is control result data actually obtained as a pattern.
Even when different probability density distribution functions of PSD are given for each frequency, random control is performed in which the target average PSD and the response PSD match.
FIG. 12D is a measurement of the PSD frequency distribution at a frequency of 5.00 Hz in FIG. 12C, which is in good agreement with the control target value, and random control is performed according to the probability density distribution function.
FIG. 12E is a measurement of the PSD frequency distribution at a frequency of 40.00 Hz in FIG. 12C. The PSD frequency distribution matches well with the control target value, and random control is performed according to the probability density distribution function.
<ハードウエア構成および動作>
本発明によるランダム振動試験装置のハードウエア構成および動作について、図13を用いて説明する。
ハードウエア構成の基本は、一般的な市販のオペレーティング・ソフトウエアが搭載された小型コンピュータ2101と小型コンピュータ2101の動作とは独立して、51.2Kサンプル/秒の基本サンプリングクロックに完全に同期し動作する制御演算とアナログ信号の入出力変換を行うサブ機能装置2102とで構成する。
<Hardware configuration and operation>
The hardware configuration and operation of the random vibration test apparatus according to the present invention will be described with reference to FIG.
The basic hardware configuration is completely synchronized with the basic sampling clock of 51.2K samples / second, independent of the operation of the
小型コンピュータ2101とサブ機能装置2102とは高速なデータ転送可能なDMA(Direct Memory access)回路2105を経由にして相互の情報交換を行う。
DMA回路2105により、小型コンピュータ2101による単位データ毎の読み書き操作をすることなく、小型コンピュータ1201のハードウエア動作の間隙を縫って大量の信号データの相互転送を行う。
The
The
小型コンピュータ2101には演算制御部2103と多チャンネルFIFO(first-in first-out)2104を設け、サブ機能装置2102にはループバッファ2106、演算制御部2107、AD/DA変換器2108を設ける。
The
小型コンピュータ2101の市販オペレーティング・ソフトウエアには実時間制御機能が搭載されていないので、小型コンピュータ2101はランダム振動試験制御装置に求められる実時間動作を行うことはできないが、動作速度はサブ機能装置2102にくらべて遥かに高速である。
サブ機能装置2102はAD/DA変換器2108を含めて搭載された全ての機能ブロックが小型コンピュータ2101の動作とは独立して、サブ機能装置2102の内部から発振する51.2 Kサンプル/秒の基本サンプリングクロックによって完全に同期して動作する。
小型コンピュータ2101とサブ機能装置2102は時間的に独立した非同期の動作を実行する。
Since the commercial operating software of the
The
The
本発明では小型コンピュータ2101の高速性を活用するために、実時間によるランダム振動制御の過程をサンプリングクロックに依存する処理と、サンプリングクロックに依存しない処理とに分割し、サンプリングクロックに依存する処理をサブ機能装置2102とサンプリングクロックに依存しない処理を小型コンピュータ2101とに実装することにより、ランダム振動試験装置の全体としての高速処理と実時間処理の両立を実現する。
In the present invention, in order to utilize the high speed of the
小型コンピュータ2101はその高速性を生かし、ランダム振動制御の目標信号と駆動信号の一部を生成し、サブ機能装置2101の制御進行とは無関係に、多チャンネルFIFO2104に対して先行書き込みを行う。
多チャンネルFIFO2104には最大60秒間の目標信号と駆動信号の一段階を先行蓄積する。
The
In the
サブ機能装置2102には小型コンピュータ2101に搭載された多チャンネルFIFO2104と同じ容量のループバッファ2106が搭載されている。
サブ機能装置2102はサンプリングクロックに同期してループバッファ2106から一つの信号を取り出して制御を実行するが、1フレーム分の制御が終了した時、ループバッファ2106に空きが出来たことを小型コンピュータ2101に通告する。
The
The
サブ機能装置2102のループバッファ2106に1フレーム分の空きが生じた時、小型コンピュータ2101内に先行蓄積された信号は、DMA回路2105を利用して自動的にサブ機能装置2102内の空いたループバッファ2106領域に送る。
When one frame of free space occurs in the
以上のべた通り、独自のタイミング速度で動作する小型コンピュータ2101と、サンプリングクロックに完全同期でAD/DA処理を実行するサブ機能装置2102が互いに非同期に動作しても、ランダム振動試験装置の全体としてサンプリングクロックに完全同期した実時間制御が達成される。
As described above, even if the
本発明は、工業製品に、使用環境下と同様のランダム振動を実験室内で与えることにより、工業製品の耐震性及び耐久性を評価するランダム振動試験制御装置として産業上広く利用可能なものである。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be widely used industrially as a random vibration test control device for evaluating the seismic resistance and durability of an industrial product by giving the industrial product the same random vibration as in the use environment in a laboratory. .
300 ランダム振動試験制御装置
301 被試験PSDパターン
302 目標時系列生成部
303 目標スペクトル生成部
304 応答スペクトル生成部
305 駆動スペクトル生成部
306 周波数系列処理部
307 時系列復号処理部
308 DA変換部
309 AD変換部
310 振動加振機装置
DESCRIPTION OF
Claims (2)
ランダム振動試験の被試験PSDパターン(301)から真のランダム時系列信号を目標時系列信号Ttとして生成する目標時系列信号生成手段(302)と、
前記目標時系列信号Ttから制御目標となる周波数系列の信号である目標スペクトルTfに変換する目標スペクトル生成手段(303)と、
前記試験体の加速度を検出するセンサーから得られた応答時系列信号を周波数系列の信号である応答スペクトルRfに変換する応答スペクトル生成手段(304)と、
前記振動加振機装置(310)を駆動する駆動時系列信号Dtを周波数系列の信号である駆動スペクトルDfに変換する駆動スペクトル生成手段(305)と、
前記応答スペクトルRfと前記駆動スペクトルDfとから伝達関数Gfを計算する伝達関数生成手段(1104)、前記伝達関数Gfの逆数である逆伝達関数IGfを計算する逆伝達関数生成手段(1105)及び前記目標スペクトルTfに前記逆伝達関数IGfを乗じて周波数領域での振幅と位相が補正された駆動フーリエスペクトルDrを生成する駆動フーリエスペクトル生成手段(1103)を備える周波数系列処理手段(306)と、
前記駆動フーリエスペクトルDrから逆フーリエ変換とオーバーラップ合成手法により駆動時系列信号Dtを生成する駆動時系列信号生成手段(307)と、
を備え、
前記目標時系列信号生成手段(302)は、
前記被試験PSDパターン(301)のスペクトル分布を有する位相がランダムなフーリエスペクトルを生成する手段(501)、
前記位相がランダムなフーリエスペクトルをIFFT変換(逆フーリエ変換)し、擬似ランダムと呼ばれる時系列信号を生成する擬似ランダム時系列信号生成手段(502)、前記擬似ランダムにハニング窓(Hanning Window)を乗じる処理(503)及び半フレーム毎の重ね合わせ合成する処理(504)により、真のランダム時系列信号を生成する真のランダム時系列信号生成手段(505)を備え、
目標ランダム時系列信号と応答時系列信号とが振幅、位相とも合致する制御を行うことを特徴とするランダム振動試験制御装置。 In the random vibration test control device (300) for applying a random vibration signal to the vibration exciter device (310) and performing a vibration test of the test body,
Target time series signal generating means (302) for generating a true random time series signal as a target time series signal Tt from a PSD pattern (301) to be tested in a random vibration test;
Target spectrum generating means (303) for converting the target time series signal Tt into a target spectrum Tf which is a frequency series signal to be controlled;
Response spectrum generating means (304) for converting a response time series signal obtained from a sensor for detecting the acceleration of the test body into a response spectrum Rf which is a frequency series signal;
Drive spectrum generation means (305) for converting a drive time series signal Dt for driving the vibration exciter device (310) into a drive spectrum Df which is a frequency series signal;
Transfer function generating means (1104) for calculating a transfer function Gf from the response spectrum Rf and the drive spectrum Df, inverse transfer function generating means (1105) for calculating an inverse transfer function IGf which is the reciprocal of the transfer function Gf, and Frequency sequence processing means (306) comprising drive Fourier spectrum generation means (1103) for multiplying the target spectrum Tf by the inverse transfer function IGf to generate a drive Fourier spectrum Dr in which the amplitude and phase in the frequency domain are corrected;
Driving time series signal generating means (307) for generating a driving time series signal Dt from the driving Fourier spectrum Dr by an inverse Fourier transform and an overlap synthesis method;
With
The target time series signal generating means (302)
Means (501) for generating a phase-random Fourier spectrum having a spectral distribution of the PSD pattern under test (301);
The phase-random Fourier spectrum is subjected to IFFT transform (inverse Fourier transform) to generate a pseudo-random time-series signal generating means (502) for generating a time-series signal called pseudo-random, and the pseudo-random is multiplied by a Hanning Window. A true random time series signal generating means (505) for generating a true random time series signal by the process (503) and the process of superposing and synthesizing every half frame (504),
A random vibration test control apparatus that performs control such that a target random time-series signal and a response time-series signal are matched in amplitude and phase.
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