JP2012100494A - 分散型電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高応答性と高信頼性を備えた単独運転検出機能を有する分散型電源装置の提供。
【解決手段】分散電源である太陽電池１１と系統電源１５との間に接続されるスイッチ２１と、系統電源１５の瞬時電圧Ｖｉを検出する電圧検出回路２３と、スイッチ２１と電圧検出回路２３と接続される制御回路２７と、を備え、制御回路２７は、電圧検出回路２３により瞬時電圧Ｖｉを検出して瞬時位相θを求め、瞬時位相θと前回瞬時位相θｏとの位相差Δθを求め、位相差Δθが上限位相差Δθｕと下限位相差Δθｋとで決まる既定範囲内である場合、下限カウンタ値ｃｎｔｋに至っていなければカウンタｃｎｔから１を減算し、位相差Δθが前記既定範囲を超える場合、カウンタｃｎｔに１を加算し、カウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至れば、前記分散電源が単独運転であると判断し、スイッチ２１をオフにするようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、系統電源に連系して運転される分散型電源装置に関するものである。

近年、地球温暖化対策や省エネルギの観点から、商用で供給される系統電源と連系して運転される太陽電池等の分散電源が普及してきている。この分散電源には、系統電源が故障等により停電した際に分散電源が電力を出力し続けると、保守要員が感電するので、それを防止するために単独運転を検出して系統電源からの解列を行なう機能が必要となる。従って、分散型電源装置には単独運転検知機能、および系統からの解列機能を備えている。

このような分散電源の単独運転検知方法としては、例えば特許文献１に示す方法が提案されている。その動作を図４により説明する。図４は横軸に時間ｔをとった場合の系統電源の電圧経時変化を示す。

まず、図示しない単独運転検出装置は、系統電源が正常な、ある時点の基準サイクルにおける系統電圧の電圧サンプリングデータＶ_2k(n+1)-1からＶ_2knを繰り返し抽出し記憶する。ここで、２ｋは系統基本波１サイクルの間にサンプリングするデータ数を示し、ｎは現在のサイクル（以下、現サイクルという）から基準サイクルまでに何サイクル離れているかを示す数値で、図４に記載されるように現サイクルに対して基準サイクルはｎサイクル前の１サイクルとなる。

次に、現サイクルの電圧サンプリングデータＶ_2k-1からＶ₀を繰り返し抽出し、基本サイクルの電圧抽出成分と現サイクルの電圧抽出成分から、各時点におけるそれぞれの位相を繰り返し比較する。そして、両サイクルの位相の所定値以上のずれが２回以上の設定回数で検出されれば、分散電源の連系運転から単独運転への移行を検出している。従って、系統電圧の位相のずれを複数サイクル（基本サイクルと、少なくとも２回の現サイクル）で検出することにより単独運転検出を行なうので、誤検出を低減でき高信頼性が得られる。

特許第３５１８５１１号公報

上記した分散電源の単独運転検出方法によると、確かに高信頼に分散電源の単独運転への移行を検出することができるのであるが、その検出のためには基準サイクルと、少なくとも２回の現サイクルの、合計で最低３サイクルの電圧サンプリングが必要となる。また、上記したように基準サイクルを現サイクルのｎサイクル前としているので、ｎの値の設定によっては、単独運転検出のために、さらに多くのサイクル数を必要とする。これにより、ノイズや負荷変動による誤検出が低減でき高信頼性が得られるものの、単独運転検出までに時間がかかるという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、高応答性と高信頼性を備えた単独運転検出機能を有する分散型電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の分散型電源装置は、分散電源と、前記分散電源と系統電源との間に電気的に接続されるスイッチ、および電力変換回路と、前記系統電源に電気的に接続され、前記系統電源の瞬時電圧（Ｖｉ）を検出する電圧検出回路と、前記スイッチ、電力変換回路、および電圧検出回路と電気的に接続される制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路により前記瞬時電圧（Ｖｉ）を検出し、前記瞬時電圧（Ｖｉ）より瞬時位相（θ）を求め、前記瞬時位相（θ）と前回求めた前回瞬時位相（θｏ）との位相差（Δθ）を求め、前記位相差（Δθ）が、既定の上限位相差（Δθｕ）と既定の下限位相差（Δθｋ）とにより決まる既定範囲内である場合、カウンタ（ｃｎｔ）が既定の下限カウンタ値（ｃｎｔｋ）に至っていなければ前記カウンタ（ｃｎｔ）から１を減算し、前記位相差（Δθ）が前記既定範囲を超える場合、前記カウンタ（ｃｎｔ）が既定の上限カウンタ値（ｃｎｔｕ）に至っていなければ前記カウンタ（ｃｎｔ）に１を加算し、前記カウンタ（ｃｎｔ）が前記上限カウンタ値（ｃｎｔｕ）に至れば、前記分散電源が単独運転であると判断する、これらの動作を既定のサンプリング周期（Ｐｓ）毎に繰り返し、前記分散電源が単独運転であると判断された場合は、前記スイッチ、または前記電力変換回路の少なくとも一方をオフにするようにしたものである。

本発明の分散型電源装置によれば、系統電源の１サイクルより極めて短期間のサンプリング周期（Ｐｓ）毎に系統電源の瞬時電圧（Ｖｉ）を検出して瞬時位相（θ）を求め、前回瞬時位相（θｏ）との位相差（Δθ）から位相ずれをカウントするので、従来のように少なくとも３サイクルの電圧サンプリングデータを必要とせず、高応答に単独運転であると判断できる。さらに、カウンタ（ｃｎｔ）が上限カウンタ値（ｃｎｔｕ）に至るまでは単独運転であると判断しないので、ノイズや負荷変動による短期的な位相ずれに対する誤検出が低減され、高信頼性も得られる。従って、分散型電源装置の単独運転検出機能において、高応答性と高信頼性を備えることができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１における分散型電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における分散型電源装置の単独運転検出動作を示すフローチャート 本発明の実施の形態１における分散型電源装置の瞬時位相θの経時変化図 従来の分散電源の単独運転検出方法の系統電源の電圧経時変化図

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における分散型電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における分散型電源装置の単独運転検出動作を示すフローチャートである。図３は、本発明の実施の形態１における分散型電源装置の瞬時位相θの経時変化図である。なお、図１において太線は電力系配線を、細線は信号系配線をそれぞれ示す。

図１において、分散電源である太陽電池１１は負荷１３が接続された系統電源１５と電源回路１７を介して電気的に接続される。

電源回路１７の電力系配線には、太陽電池１１から得られる直流電力を交流電力に変換する電力変換回路であるインバータ１９と、インバータ１９からの交流電力出力を系統電源１５に接続したり解列したりするためのスイッチ２１が接続される。従って、太陽電池１１と系統電源１５との間にはスイッチ２１が電気的に接続される構成となる。ここで、スイッチ２１は外部からの信号に応じてオンオフ制御ができる構成のものであり、本実施の形態１ではリレーを用いた。なお、スイッチ２１はリレーに限定されるものではなく、大電力用のパワー半導体スイッチング素子等を用いてもよい。また、スイッチ２１は電力系配線の正極側、負極側それぞれに設けられ、両スイッチ２１は同時にオンオフする構成としている。

電源回路１７の信号系配線には、系統電源１５と電気的に接続され、系統電源１５の瞬時電圧Ｖｉを検出する電圧検出回路２３と、太陽電池１１と系統電源１５との間の電力系配線に流れる電流Ｉを検出する電流検出回路２５と、制御回路２７が接続される。ここで、制御回路２７はマイクロコンピュータとメモリ等の周辺回路（いずれも図示せず）で構成され、インバータ１９、スイッチ２１、電圧検出回路２３、および電流検出回路２５と信号系配線で電気的に接続される。従って、制御回路２７は電圧検出回路２３から瞬時電圧Ｖｉを、電流検出回路から電流Ｉを、それぞれ読み込むことができる。また、瞬時電圧Ｖｉや電流Ｉ等の入力値に応じて、インバータ１９を制御信号ｃｏｎｔにより制御したり、スイッチ２１をオンオフ信号ＯＮＯＦＦにより制御する。

次に、このような構成の分散型電源装置の動作について説明する。

通常時は、スイッチ２１がオンの状態で、太陽電池１１により発電された直流電力をインバータ１９が系統電源１５の周波数ｆｃ（例えば５０Ｈｚ）に合わせた交流電力に変換し、負荷１３に供給する。一方、負荷１３には系統電源１５も接続されているので、太陽電池１１による発電電力が負荷１３の消費電力を下回れば、系統電源１５からの電力も負荷１３に供給される。なお、太陽電池１１による発電電力が負荷１３の消費電力を上回る場合は、系統電源１５へ逆潮流を行うようにしてもよい。

次に、本実施の形態１における特徴となる単独運転検出動作について、図２を用いて説明する。なお、図２のフローチャートで示されるソフトウエアは、制御回路２７に内蔵されたメモリに記憶され、マイクロコンピュータにより実行されるサブルーチンである。従って、制御回路２７はマイクロコンピュータにて決定される既定のサンプリング周期Ｐｓ（本実施の形態１では５０μ秒とした）毎に割り込み処理により図２のサブルーチンを実行する。なお、サンプリング周期Ｐｓは５０μ秒に限定されるものではなく、例えばマイクロコンピュータのクロック周波数や処理速度に応じて適宜決定すればよい。

サンプリング周期Ｐｓ毎に割り込みが発生すると、図２のサブルーチンが実行される。これにより制御回路２７は、まず、電圧検出回路２３により検出された系統電源１５の瞬時電圧Ｖｉを読み込む（ステップ番号Ｓ１１）。ここで、系統電源１５は５０Ｈｚの交流であるので、電圧検出回路２３は実効値電圧ではなくサンプリングタイミングにおける瞬時値の電圧（瞬時電圧Ｖｉ）を読み込む構成としている。

次に、制御回路２７は、瞬時電圧Ｖｉより瞬時位相θを求める（Ｓ１３）。ここで、瞬時位相θは、制御回路２７が現在の系統電源１５の電圧波形に対し位相が９０度遅れた状態の波形を演算により作り出し、この波形における現在の瞬時電圧に相当する値（以下、瞬時電圧計算値Ｖｉｃという）を求め、これら瞬時電圧Ｖｉと瞬時電圧計算値Ｖｉｃとをパラメータとした瞬時位相θとの関数から求められる。

なお、瞬時位相θの求め方は上記の方法に限定されるものではなく、例えば位相を６０度ずらす演算を行なうことで擬似的に三相波形を作り、この三相波形から瞬時位相θを求める方法などを適用してもよい。

次に、制御回路２７は、Ｓ１３で求めた瞬時位相θと、前回求めた前回瞬時位相θｏとの位相差Δθを求める（Ｓ１５）。具体的には、瞬時位相θから前回瞬時位相θｏを減算することにより位相差Δθを求める。すなわち、Δθ＝θ−θｏとなる。なお、Ｓ１５においてΔθ＝θ−θｏと記載した場合は、右辺の演算結果（θ−θｏ）を左辺の変数（Δθ）に代入する動作を行うことを意味する。以下、図２のフローチャートにおいて、条件判断以外で出現する式は全て右辺の演算結果を左辺の変数（メモリ上に確保される）に代入するものと定義する。また、前回瞬時位相θｏとは、前回のサンプリングタイミングで求められた瞬時位相のことである。

次に、制御回路２７は、Ｓ１３で求められた現在のタイミングにおける瞬時位相θを前回瞬時位相θｏに代入することにより更新する（Ｓ１７）。その後、Ｓ１５で計算した位相差Δθが負の所定値Δθｍであるか否かを判断する（Ｓ１９）。ここで、このような判断を行う理由を図３により説明する。

図３はＳ１３で求められる瞬時位相θの経時変化を示し、横軸は時刻ｔを、縦軸は瞬時位相θを、それぞれ示す。

正常時の瞬時位相θを系統電源１５の周波数（５０Ｈｚ）における１サイクル分、プロットすると、図３に示すように、時刻ｔ０で瞬時位相θが０度から経時的にリニアに上昇し、時刻ｔ１（時刻ｔ０から０．０１秒後）には最大値１８０度に達した後、最小値−１８０度に至る。その後、時刻ｔ２に向かって瞬時位相θは経時的にリニアに上昇する。そして、時刻ｔ２（時刻ｔ０から０．０２秒後、すなわち１サイクル後）で瞬時位相θは０度に戻る。以後、このような変化を繰り返すのであるが、瞬時位相θは正常時に時刻ｔ１で瞬時位相θの符号が正から負へ反転し、この時の位相差Δθは−３６０度となる。ここで、この値（−３６０度）を負の所定値Δθｍと呼ぶ。このように、位相差Δθが負の所定値Δθｍとなった場合は、後述する異常判断において正常であるにもかかわらず位相ずれが発生していると判断してしまう。そこで、本実施の形態１では位相差Δθが負の所定値Δθｍであるか否かの判断（Ｓ１９）を異常判断の前に行うようにしている。

ここで、負の所定値Δθｍは−３６０度の一定値としているが、これは電圧検出回路２３の精度や位相差Δθを求めるための演算誤差を考慮した誤差範囲を決定しておき、その誤差範囲内で位相差Δθが−３６０度であるか否かを判断するようにしてもよい。

なお、図３は系統電源１５が正常な場合のものであるが、異常が発生し停電等が起これば、瞬時位相θの経時的なリニア特性が乱れることになる。すなわち、異常時には位相差Δθが正常範囲（後述する既定範囲）を超えて大きくなったり小さくなったりし、どのように変化するか予測できない。そこで、位相差Δθが負の所定値Δθｍとなった場合を除いて既定範囲を超えれば異常と判断するようにしている。異常判断の具体的な動作は後述する図２のステップ番号Ｓ２１で詳しく説明する。

ここで、Ｓ１９で位相差Δθが負の所定値Δθｍであれば（Ｓ１９のＹｅｓ）、上記した異常判断を行わないようにするために、図２のサブルーチンを終了する。これにより、異常判断に用いられるカウンタｃｎｔ（後述する）の加減算を行わないので、より高精度な単独運転検出が可能となる。

一方、位相差Δθが負の所定値Δθｍでなければ（Ｓ１９のＮｏ）、制御回路２７は位相差Δθが、既定の上限位相差Δθｕと既定の下限位相差Δθｋとにより決まる既定範囲内であるか否かを判断する（Ｓ２１）。ここで、上限位相差Δθｕと下限位相差Δθｋについて説明する。

系統電源１５の周波数ｆｃは本実施の形態１では５０Ｈｚであるが、この系統電源１５に分散電源である太陽電池１１と電源回路１７を接続して連系運転を行なっても、負荷１３への周波数変動は所定の範囲（例えば±２Ｈｚ）内に抑制される必要がある。そして、周波数ｆｃの変動が上記した所定の範囲を超えると、系統電源１５が停電している可能性があると判断できる。

そこで、この周波数ｆｃの変動の所定範囲が、位相差Δθに対してはどのような範囲に相当するのかを具体的に求める。

まず、上限位相差Δθｕについて求める。周波数ｆｃの上限（以下、上限周波数ｆｕという）は本実施の形態１の場合、５２Ｈｚ（＝５０Ｈｚ＋２Ｈｚ）となる。この上限周波数ｆｕに対する上限位相差Δθｕは、サンプリング周期Ｐｓ（＝５０μ秒）を用いて、Δθｕ＝２・π・ｆｕ・Ｐｓより求められる。ｆｕ＝５２Ｈｚ、Ｐｓ＝５０μ秒を代入すると、上限位相差Δθｕは０．０１６３と求められる。

同様に、下限位相差Δθｋについても、下限周波数ｆｋは４８Ｈｚ（＝５０Ｈｚ−２Ｈｚ）となるので、Δθｋ＝２・π・ｆｋ・Ｐｓより、下限位相差Δθｋは０．０１５１と求められる。

このようにして、上限位相差Δθｕと下限位相差Δθｋをあらかじめ求めておき、既定値として制御回路２７のメモリに記憶しておく。そして、制御回路２７は位相差Δθが上限位相差Δθｕと下限位相差Δθｋとにより決まる既定範囲内であれば正常であり、位相差Δθが既定範囲を超えて位相ずれが発生すると、系統電源１５の停電により分散電源が単独運転をしている可能性があると判断できる。具体的には、制御回路２７は位相差Δθを上限位相差Δθｕ、および下限位相差Δθｋと比較する（Ｓ２１）。もし、位相差Δθが既定範囲内、すなわちΔθｋ≦Δθ≦Δθｕであれば（Ｓ２１のＹｅｓ）、次に説明するＳ２３を実行し、位相差Δθが既定範囲を超えていれば、すなわちΔθｋ＞Δθ、または、Δθ＞Δθｕであれば（Ｓ２１のＮｏ）、後述するＳ２７へジャンプする。

Ｓ２１でＹｅｓの場合、系統電源１５は正常であるので、制御回路２７はカウンタｃｎｔと下限カウンタ値ｃｎｔｋを比較する（Ｓ２３）。

ここで、カウンタｃｎｔとは、位相差Δθが既定範囲を超えて異常が発生した回数を計測するもので、制御回路２７に内蔵されたメモリの一部に変数として確保されている。このカウンタｃｎｔの回数計測方法は、異常が発生すれば１を加算し、正常であれば１を減算する動作を基本としている。このような動作により、ノイズなどで一時的に位相差Δθが既定範囲を超えても、すぐに異常と判断しないようにできるので、高信頼性が得られる。

しかし、正常状態が続くとカウンタｃｎｔの値が負に至り、さらに小さな値となる。その結果、異常が発生しても、カウンタｃｎｔの値が異常であると判断する値（後述する上限カウンタ値ｃｎｔｕ）になかなか至らず、応答性が遅くなる可能性がある。そこで、本実施の形態１ではカウンタｃｎｔに下限カウンタ値ｃｎｔｋを設け、カウンタｃｎｔが下限カウンタ値ｃｎｔｋよりさらに小さい値とならないようにしている。これにより、異常発生時の応答性を確保している。

ここでＳ２３に戻り、カウンタｃｎｔが既定の下限カウンタ値ｃｎｔｋ（ここでは０とした）に至っていれば（Ｓ２３のＹｅｓ）、これ以上カウンタｃｎｔを減算できないので、そのまま図２のサブルーチンを終了する。一方、カウンタｃｎｔが既定の下限カウンタ値ｃｎｔｋに至っていなければ（Ｓ２３のＮｏ）、ノイズなどの影響で一時的に位相差Δθが異常値となったものの、その後復帰する途中、または復帰して正常値に戻った状態であるので、制御回路２７はカウンタｃｎｔから１を減算してカウンタｃｎｔを更新する（Ｓ２５）。その後、図２のサブルーチンを終了する。

ここでＳ２１に戻り、位相差Δθが既定範囲を超えていれば（Ｓ２１のＮｏ）、位相ずれが発生しており、系統電源１５に停電などの異常が発生している可能性がある。そこで、制御回路２７は、カウンタｃｎｔが既定の上限カウンタ値ｃｎｔｕに至っているか否かを判断する（Ｓ２７）。ここで、上限カウンタ値ｃｎｔｕはＳ２１で異常と判断された回数（カウンタｃｎｔの値）の上限値を示すもので、本実施の形態１では２００とした。すなわち、カウンタｃｎｔが２００に至れば分散電源の単独運転を検出する。なお、上限カウンタ値ｃｎｔｕを２００と決定したことで、系統電源１５の停電が発生してから０．０１秒（＝Ｐｓ×２００＝５０μ秒×２００）で単独運転検出が可能となる。この期間（０．０１秒間）は、系統電源１５の周波数ｆｃ（＝５０Ｈｚ）において１周期の半分の期間であるので、従来のように単独運転検出まで少なくとも３サイクルを必要とする検出方法に比べ１／６の時間で単独運転の検出ができ、高応答性の実現が可能となる。この際、上記したようにノイズなどの影響で短期間のみ異常となった場合は、正常状態に戻った際にカウンタｃｎｔの値を減算するので、それでもカウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至ったということは、ノイズなどの影響を除いても異常であると判断できる。従って、誤検出が少なくなり、高信頼性も備えることが可能となる。

なお、上限カウンタ値ｃｎｔｕは２００に限定されるものではなく、系統電源１５の周波数ｆｃが異なる場合などでは、それに応じて適宜増減すればよいが、上限カウンタ値ｃｎｔｕが小さすぎると誤検出の可能性が増すので信頼性が低下し、大きすぎると検出までに時間がかかり応答性が低下するので、系統電源１５の状態や検出までに必要な時間により最適な上限カウンタ値ｃｎｔｕを決定すればよい。

ここで、図２のＳ２７に戻り、カウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至っていなければ（Ｓ２７のＮｏ）、まだ単独運転と判断するには早いので、カウンタｃｎｔに１を加算してカウンタｃｎｔを更新し（Ｓ２９）、図２のサブルーチンを終了する。

一方、カウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至れば（Ｓ２７のＹｅｓ）、制御回路２７は分散電源が単独運転を行なっていると判断し、単独運転フラグＦＴをオンにする（Ｓ３１）。ここで、単独運転フラグＦＴとは、単独運転が検出されたことをメインルーチンに知らせるためのフラグであり、制御回路２７のメモリに確保された変数である。すなわち、単独運転フラグＦＴの値はメインルーチンにより正常時に０（オフ）に設定されているが、単独運転が検出されれば単独運転フラグＦＴの値が１（オン）になる。その後、図２のサブルーチンを終了する。

制御回路２７は以上に説明した図２のサブルーチンをサンプリング周期（Ｐｓ）毎に繰り返し実行する。そして、図２のサブルーチンから戻る毎に、制御回路２７のメインルーチンは単独運転フラグＦＴの状態を判断し、もし単独運転フラグＦＴの値が１であれば、スイッチ２１をオフにするよう、オンオフ信号ＯＮＯＦＦをスイッチ２１に出力する。これを受け、スイッチ２１はオフとなり、分散電源である太陽電池１１を系統電源１５から切り離す。この時、制御回路２７はカウンタｃｎｔの値（＝２００）を保持し、図２のサブルーチンのサンプリング周期Ｐｓ毎の割り込み動作を禁止する。

ここで、単独運転フラグＦＴがオンになると、メインルーチンは図２のサブルーチンの割り込みを禁止するようにしているが、これは常時割り込む制御としてもよい。これにより、メインルーチンの制御が容易になる。

しかし、このように制御すると、例えばカウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至った後、再度図２のサブルーチンが実行され、位相差Δθが既定範囲内（図２のＳ２１でΔθｋ≦Δθ≦Δθｕが成立する場合）であれば、カウンタｃｎｔは１だけ減算される。そして、その次の割り込みにより位相差Δθが既定範囲外の場合はカウンタｃｎｔが１だけ加算される。このように、常時割り込み制御するとカウンタｃｎｔの値が上限カウンタ値ｃｎｔｕ近傍で上下し、単独運転判断が不安定になる可能性がある。なお、このような不安定性は常に発生するわけではなく、例えば負荷１３の状況によって起こり得る。

そこで、このような場合、制御回路２７は、分散電源が単独運転であると判断されてから、具体的には単独運転フラグＦＴがオンになってから、既定のオフ待機期間ｔｗｆが経過した後、スイッチ２１をオフにするように制御する。オフ待機期間ｔｗｆの経過判断は例えばメインルーチンで行えばよい。なお、オフ待機期間ｔｗｆとは、単独運転フラグＦＴがオンになってから実際にスイッチ２１をオフにするまでの期間のことで、あらかじめ負荷１３の変動要因等を基に決定して制御回路２７のメモリに記憶しておく。オフ待機期間ｔｗｆとしては、本実施の形態１の場合、上記したカウンタｃｎｔの上限カウンタ値ｃｎｔｕ近傍での不安定な期間が、長くても０．０１秒であったので、マージンを考慮して０．０２秒と決定する。従って、常時割り込み制御の場合、上記したように単独運転が発生してからカウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至るまでに０．０１秒、その後オフ待機期間ｔｗｆが０．０２秒であるので、合計０．０３秒でスイッチ２１をオフにすることになる。ゆえに、このような制御を行なっても、従来の少なくとも３サイクル（系統電源周波数が５０Ｈｚの場合、０．０６秒）必要であった単独運転検出期間が半減され高応答性が確保できる。また常時割り込みでカウンタｃｎｔが不安定になっても、より確実にスイッチ２１をオフにでき、高信頼性が得られる。

スイッチ２１をオフにした後、制御回路２７は電圧検出回路２３により系統電源１５の瞬時電圧Ｖｉを検出し、系統電源１５の停電が復帰したか否かを監視する。そして、系統電源１５の復帰を認識すると、制御回路２７は系統電源１５の位相や振幅に合わせるようにインバータ１９を制御し、図２のサブルーチンのサンプリング周期Ｐｓ毎の割り込み動作を許可する。そして、系統電源１５が正常に復帰すれば、図２のＳ２１でＹｅｓ、Ｓ２３でＮｏとなるので、保持されていたカウンタｃｎｔの値はＳ２５によりサンプリング周期Ｐｓ毎に１ずつ減算される。

図２のサブルーチンから戻ると、メインルーチンはカウンタｃｎｔが、既定の復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至ったか否かを判断する。ここで、復帰カウンタ値ｃｎｔｒとは制御回路２７が系統電源１５の復帰を認識してから確実に正常と判断できるまでの期間（以下、復帰期間ｔｒという）からあらかじめ決定されたものである。具体的には、本実施の形態１の場合、復帰期間ｔｒがマージンを考慮して５ｍ秒であったので、復帰期間ｔｒ（＝５ｍ秒）をサンプリング周期Ｐｓ（＝５０μ秒）で除することにより、復帰カウンタ値ｃｎｔｒは１００と求められる。この復帰カウンタ値ｃｎｔｒは制御回路２７のメモリに記憶されている。

もし、カウンタｃｎｔが復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至っていなければ、まだ復帰期間ｔｒが経過していないので、メインルーチンはサンプリング周期Ｐｓ毎に図２のサブルーチンの実行を繰り返す。その間にも系統電源１５が正常であればカウンタｃｎｔの値が１ずつ減算されていく。そして、カウンタｃｎｔが復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至れば、制御回路２７は系統電源１５が確実に復帰していると判断し、太陽電池１１を系統電源１５に接続するためにスイッチ２１をオンにする。

このように動作することで、系統電源１５の復帰直後に想定される不安定性を除外することができる。すなわち、もし系統電源１５が復帰したものの不安定であった場合にスイッチ２１をオンにしてから図２のサブルーチンの割り込み動作を許可すると、その直前のカウンタｃｎｔの値は上限カウンタ値ｃｎｔｕ（＝２００）を保持しているので、図２のサブルーチンによりカウンタｃｎｔの値が不安定性に追従して増減を繰り返すことになる。その結果、不安定な期間はカウンタｃｎｔが２００になったりならなくなったりを繰り返すことになるので、スイッチ２１がチャタリングを起こす。そこで、これを防ぐために制御回路２７が系統電源１５の復帰を認識してもカウンタｃｎｔが復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至るまではスイッチ２１をオフのままとし、スイッチ２１のオンオフ制御にヒステリシスを持たせる制御としている。ゆえに、復帰時のチャタリングがなく、かつ、系統電源１５の復帰直後の不安定性を除外できる高信頼の分散型電源装置が得られる。

なお、チャタリングを防ぐためには、スイッチ２１をオフにした際にカウンタｃｎｔを初期値の０にして、系統電源１５が安定するまでの復帰期間ｔｒを別途計測し、復帰期間ｔｒの経過後にスイッチ２１をオンにする動作としてもよい。しかし、カウンタｃｎｔの初期化や復帰期間ｔｒの計測を行う必要があり制御が複雑になる。このことから、本実施の形態１のように、カウンタｃｎｔの値を上限カウンタ値ｃｎｔｕのまま保持し、系統電源１５の復帰時にカウンタｃｎｔが復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至ればスイッチ２１をオンにするようにすることで、図２のサブルーチンをそのまま利用でき、復帰期間ｔｒを別途計測する必要がなくなる。従って、本実施の形態１の動作の方が簡単になるため望ましい。

なお、ここでは復帰カウンタ値ｃｎｔｒを１００と決定したが、これに限定されるものではなく、使用する系統電源１５における復帰期間ｔｒやマージンの大きさ、サンプリング周期Ｐｓに応じて決定すればよい。

なお、復帰カウンタ値ｃｎｔｒを設定することでスイッチ２１のチャタリングを防ぐ構成としているが、カウンタｃｎｔが復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至った後、再度図２のサブルーチンが実行された際に、例えば負荷１３の状況によっては、位相差Δθが既定範囲外であれば、カウンタｃｎｔは１だけ加算される。そして、その次に図２のサブルーチンが実行された際に、位相差Δθが既定範囲内であればカウンタｃｎｔが１だけ減算される。このように、カウンタｃｎｔの値が復帰カウンタ値ｃｎｔｒ近傍でも上下し、復帰の認識が不安定になる場合がある。

そこで、このような場合、制御回路２７は、系統電源の復帰時にカウンタｃｎｔが、復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至り既定のオン待機期間ｔｗｎが経過した後、スイッチ２１をオンにするように制御する。オン待機期間ｔｗｎの経過判断は例えばメインルーチンで行う。なお、オン待機期間ｔｗｎとは、カウンタｃｎｔが復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至ってから実際にスイッチ２１をオンにするまでの期間のことで、あらかじめ負荷１３の変動要因等を基に決定して制御回路２７のメモリに記憶しておく。オン待機期間ｔｗｎとしては、オフ待機期間ｔｗｆと同様の考え方により０．０２秒と決定する。従って、スイッチ２１が実際にオンになるまでには、復帰期間ｔｒ（＝０．００５秒）にオン待機期間ｔｗｎ（＝０．０２秒）を合計した０．０２５秒が必要となる。しかし、この合計期間は上記した常時割り込み時のスイッチ２１をオフにする期間（＝０．０３秒）よりも短いので、オン待機期間ｔｗｎを適用しても高応答な復帰動作を実現できる。また、カウンタｃｎｔの不安定性をさらに低減できるので、よりチャタリングの可能性が低い状態でスイッチ２１をオンにでき、高信頼性が得られる。

なお、オフ待機期間ｔｗｆやオン待機期間ｔｗｎは、負荷１３の電力消費状況等に応じていずれか一方を用いて制御してもよい。

以上の構成、動作により、系統電源１５の１サイクルより極めて短期間のサンプリング周期Ｐｓ毎に系統電源１５の瞬時電圧Ｖｉを検出して瞬時位相θを求め、前回瞬時位相θｏとの位相差Δθが既定範囲を超えることによる位相ずれをカウントするので、従来よりも高応答に単独運転であると判断できる。さらに、カウンタｃｎｔが上限カウンタ値ｃｎｔｕに至るまでは単独運転であると判断しないので、ノイズや負荷変動による短期的な位相ずれに対する誤検出が低減され、高信頼性も得られる。従って、高応答性と高信頼性を備える単独運転検出機能を有する分散型電源装置を実現できる。

（実施の形態２）
本実施の形態２における分散型電源装置の構成は図１に示すものと同じであるため、詳細な説明を省略する。また、図２に示す単独運転検出のためのサブルーチンも同じであるため、その詳細な動作説明を省略する。本実施の形態２で特徴となる部分は、図２のサブルーチンで単独運転フラグＦＴがオンになった場合（Ｓ３１）のメインルーチンの動作である。

すなわち、本実施の形態２では、単独運転フラグＦＴがオンになり、分散電源（太陽電池１１）が単独運転であると判断されると、制御回路２７内のメインルーチンは、分散電源と系統電源１５との間に電気的に接続される電力変換回路であるインバータ１９の動作をオフにするように制御信号ｃｏｎｔを出力する。これを受け、インバータ１９は、例えばインバータ１９に内蔵される図示しない半導体スイッチング素子をオフにすることにより、その動作を停止する。これにより、図２の動作は受動型単独運転検出方式であるので、スイッチ２１をオフにすることなく、分散電源を系統電源１５から解列することができる。

また、系統電源１５の復帰時における本実施の形態２のメインルーチンの動作は、基本的に実施の形態１と同じであるが、分散電源の系統電源１５からの解列時にスイッチ２１はオンのままであるので、ここでは実施の形態１におけるスイッチ２１をオンにする動作に替えて、電力変換回路（インバータ１９）をオンにする動作を行う。すなわち、制御回路２７は、分散電源の単独運転を判断した際に、カウンタｃｎｔの値を保持し、系統電源１５の復帰時にカウンタｃｎｔが、既定の復帰カウンタ値ｃｎｔｒに至れば、電力変換回路をオンにする。これにより、インバータ１９の動作がオンオフを繰り返すチャタリングを防ぎつつ、系統電源１５の復帰直後の不安定性を除外できる高信頼の分散型電源装置が得られる。

以上の構成、動作により、実施の形態１と同様に、高応答性と高信頼性を備える単独運転検出機能を有する分散型電源装置を実現できる。

なお、本実施の形態２においても、実施の形態１で説明したオフ設定期間ｔｗｆやオン設定期間ｔｗｎを用いて、電力変換回路をオフ、オンにする制御を行なってもよい。

また、分散電源の単独運転が検出された際に、実施の形態１ではスイッチ２１を、実施の形態２では電力変換回路を、それぞれオフにするように制御しているが、これは両者を同時にオフにしてもよい。この場合は、分散電源を系統電源１５から二重に解列することができるので、さらに信頼性が高まる。

また、実施の形態１ではスイッチ２１が２ヶ所に設けられているが、分散電源の単独運転が検出された際に、スイッチ２１のいずれか１ヶ所をオフにするとともに、電力変換回路をオフにするように制御してもよい。この場合も分散電源を系統電源１５から二重に解列することができるので、高信頼性が得られる。

これらのことから、電源回路１７にスイッチ２１とインバータ１９の両方が設けられている構成で、図２に示す受動型単独運転検出方式により分散電源の単独運転が検出された際には、スイッチ２１とインバータ１９の少なくともいずれか一方をオフにするように制御すればよい。

また、実施の形態１、２では、図２のＳ１９で位相差Δθが負の所定値Δθｍである場合は図２のサブルーチンを終了することで、カウンタｃｎｔの加減算を行わないようにしているが、このＳ１９の動作は特になくてもよい。すなわち、位相差Δθが負の所定値Δθｍになる毎にＳ２１でＮｏとなるため、位相ずれが発生しているものとしてカウンタｃｎｔに１が加算されるが、系統電源１５が正常であれば次のサンプリングタイミングでカウンタｃｎｔから１が減算されて元に戻る。従って、Ｓ１９の動作を行わないことによるカウンタｃｎｔの誤差は上限カウンタ値ｃｎｔｕ（＝２００）に対し０．５％と小さいので、高精度な単独運転検知が可能である。但し、上限カウンタ値ｃｎｔｕが小さい場合は誤差が相対的に大きくなるので、総括的には高精度化のために実施の形態１、２のようにＳ１９の動作を行う方が望ましい。

また、実施の形態１、２では、系統電源１５の周波数ｆｃが５０Ｈｚの場合について説明したが、これは６０Ｈｚなど他の周波数であってもよい。

また、実施の形態１、２では、負荷１３への周波数変動を所定の範囲（±２Ｈｚ）内としたが、所定の範囲はそれに限らず、例えばさらに小さい±１．５Ｈｚや±１Ｈｚなどの値として周波数ｆｃの安定化を図ってもよい。これにより、下限周波数ｆｋや上限周波数ｆｕも実施の形態１、２とは異なる値になるため、下限位相差Δθｋと上限位相差Δθｕもそれに応じて決定する必要がある。従って、下限位相差Δθｋと上限位相差Δθｕは、負荷１３への周波数変動に対する所定の範囲に基き、系統電源１５の電力品質や電圧検出回路２３の精度等も加味して、あらかじめ決定しておけばよい。

また、実施の形態１、２において、下限位相差Δθｋと上限位相差Δθｕで決まる既定範囲よりも狭い位相差範囲を定義し、位相差Δθが前記の位相差範囲を超えた場合は、カウンタｃｎｔとは別に設けた周波数異常を検出するためのカウンタを加算し、所定値に至れば周波数ｆｃが異常であると検出するようにしてもよい。これにより、分散電源の単独運転検出よりも早く周波数ｆｃの異常を検出できるので、例えばノイズ等の要因で周波数ｆｃが一時的に異常になっても早期に周波数安定化動作を行うことができ、さらなる高信頼性が得られる。なお、上記した所定値はノイズ等の要因で周波数ｆｃが異常となる期間を基にマージンを考慮してあらかじめ決定しておけばよい。具体的には、実施の形態１、２の構成においてノイズによる周波数ｆｃの異常期間が最大２ｍ秒であったので、例えばその２倍のマージンを考慮した４ｍ秒を、サンプリング周期Ｐｓ（＝５０μ秒）で除することにより、上記した所定値は８０と決定される。

また、実施の形態１、２では、分散電源として太陽電池１１を用いた例を示したが、これは燃料電池や風力発電機、内燃機関の駆動による発電機、蓄電装置等のように、系統電源１５に直接接続されないものであればよい。

本発明にかかる分散型電源装置は、高応答性と高信頼性を備えた単独運転検出ができるので、特に系統電源に連系して運転される分散型電源装置等として有用である。

１１ 太陽電池
１５ 系統電源
２１ スイッチ
２３ 電圧検出回路
２７ 制御回路

Claims (6)

1. 分散電源と、
   前記分散電源と系統電源との間に電気的に接続されるスイッチ、および電力変換回路と、
   前記系統電源に電気的に接続され、前記系統電源の瞬時電圧（Ｖｉ）を検出する電圧検出回路と、
   前記スイッチ、電力変換回路、および電圧検出回路と電気的に接続される制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記電圧検出回路により前記瞬時電圧（Ｖｉ）を検出し、前記瞬時電圧（Ｖｉ）より瞬時位相（θ）を求め、前記瞬時位相（θ）と前回求めた前回瞬時位相（θｏ）との位相差（Δθ）を求め、
   前記位相差（Δθ）が、既定の上限位相差（Δθｕ）と既定の下限位相差（Δθｋ）とにより決まる既定範囲内である場合、カウンタ（ｃｎｔ）が既定の下限カウンタ値（ｃｎｔｋ）に至っていなければ前記カウンタ（ｃｎｔ）から１を減算し、
   前記位相差（Δθ）が前記既定範囲を超える場合、前記カウンタ（ｃｎｔ）が既定の上限カウンタ値（ｃｎｔｕ）に至っていなければ前記カウンタ（ｃｎｔ）に１を加算し、前記カウンタ（ｃｎｔ）が前記上限カウンタ値（ｃｎｔｕ）に至れば、前記分散電源が単独運転であると判断する、
   これらの動作を既定のサンプリング周期（Ｐｓ）毎に繰り返し、
   前記分散電源が単独運転であると判断された場合は、前記スイッチ、または前記電力変換回路の少なくとも一方をオフにするようにした分散型電源装置。
2. 前記制御回路は、前記分散電源が単独運転であると判断されてから既定のオフ待機期間（ｔｗｆ）が経過した後、前記スイッチ、または前記電力変換回路の少なくとも一方をオフにするようにした請求項１に記載の分散型電源装置。
3. 前記制御回路は、前記分散電源の単独運転を判断した際に、前記カウンタ（ｃｎｔ）の値を保持し、
   前記系統電源の復帰時に前記カウンタ（ｃｎｔ）が、既定の復帰カウンタ値（ｃｎｔｒ）に至れば、前記スイッチ、および前記電力変換回路をオンにするようにした請求項１に記載の分散型電源装置。
4. 前記制御回路は、前記系統電源の復帰時に前記カウンタ（ｃｎｔ）が、前記復帰カウンタ値（ｃｎｔｒ）に至り既定のオン待機期間（ｔｗｎ）が経過した後、前記スイッチ、および前記電力変換回路をオンにするようにした請求項３に記載の分散型電源装置。
5. 前記制御回路は、前記位相差（Δθ）が負の所定値（Δθｍ）である場合は、前記カウンタ（ｃｎｔ）の加減算を行わないようにした請求項１に記載の分散型電源装置。
6. 前記下限位相差（Δθｋ）と前記上限位相差（Δθｕ）は、前記負荷への周波数変動に対する所定の範囲に基いて、あらかじめ決定される請求項１に記載の分散型電源装置。

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