JP2012085486A - 直流電力供給回路 - Google Patents

Abstract

【課題】フリッカが生じにくく滑らかに調光することができる直流の電力制御回路を実現する。
【解決手段】直流電力供給回路は、入力端子に供給された交流電流を整流して第１の電流(I_REC)を生成する整流器202と、第１の電流を低域濾波して第２の電流(I_RS)を生成するフィルタ216と、第２の電流に応答して第２の電流を制御して第３の電流(I_L)を出力端子(OUT1)に供給する直流電流制御手段322と、第１の電流の周期(HW)において、第１の電流の立ち上がりに応答して第２の電流を一時的に増大させて(V_Z-V_R)第１の電流を増大させ、その後で第２の電流を、増大された場合の第２の電流より小さい一定の電流に近づくよう、直流制御手段を設定する手段356,354と、を具えている。
【選択図】図６

Description

本発明は、電力制御に関し、特に、交流の電力制御または調光回路を利用した直流の電力制御または調光に関する。

建造物内の天井または壁に白熱ランプおよびハロゲンランプを含む照明機器が設けられ、その照明機器をオン／オフ制御しそのランプの光量を手動で調整するための交流の調光装置が用いられることがある。そのような調光装置は、壁内で電力線に接続されていることが多い。一方、省電力または発熱量を抑えるために、そのようなランプを含む照明機器をＬＥＤ照明機器に交換することが求められることがある。従って、その既存の交流の調光装置にＬＥＤ照明機器を接続してそのＬＥＤ照明機器の光量を調整することが求められる。

特開２０１０−１６５６４５号公報には、既知のＬＥＤ照明システムが記載されている。このＬＥＤ照明システムでは、２つのＬＥＤ照明ユニットを、相互に並列接続するとともに、交流電源に対して位相制御式照明コントローラを介して直列に接続する。その位相制御式照明コントローラはトライアックを有する。第２のＬＥＤアレイは、位相制御式照明コントローラのトライアックが作動しない状態では、順方向電圧の総和電圧によって電流が流れないように発光ダイオードの数を設定する。また、第１のＬＥＤアレイは、第２のＬＥＤアレイに第２のＬＥＤアレイの順方向電圧の総和電圧を超える電圧が印加される前に、第１のＬＥＤアレイを経由してトライアックに保持電流を越える電流が流れるように発光ダイオードの数を制限する。それによって、照明配線に組み込まれる位相制御式照明コントローラを用いて調光が実現できる。

特開２０１０−１６５６４５号公報

上述のＬＥＤ照明システムでは、位相制御式照明コントローラのトライアックに並列にコンデンサを追加的に設ける必要があり、白熱ランプおよびハロゲンランプ用の既存の交流の調光装置を利用することができない。

商用交流電力の周波数の２倍の低い周波数で動作する白熱ランプおよびハロゲンランプ用の既存の調光装置に、高い周波数（例えば、約１００ｋＨｚ）で動作する整流回路およびＰＷＭ変調器のような電流制御器を追加的に接続して、直列接続の複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）の光量を調整することが考えられる。発光ダイオードでは、一般的に、白熱ランプおよびハロゲンランプと比較して、同等の光量を得るのに消費電力または電流が少なくて済む。発明者は、この場合、特に調光レベルが暗いまたは低いときに、また調光レベルが明るいまたは高いときにも、チャタリングが生じる傾向があり、それによって発光ダイオードの光に不快なフリッカが生じ、所望のレベルよりも暗くなる傾向がある、と認識した。

本発明の実施形態の目的は、交流の電力制御回路と組み合わせて使用しても、フリッカが生じにくく滑らかに調光することができる直流の電力制御回路を実現することである。

本発明の実施形態の一観点によれば、直流電力供給回路は、入力端子に供給された交流電流を整流して、整流された第１の電流を生成する整流器と、その第１の電流を低域濾波して、低域濾波された第２の電流を生成するフィルタと、その第２の電流に応答して、その第２の電流を制御して、制御された第３の電流を出力端子に供給する直流電流制御手段と、その第１の電流の周期において、その第１の電流の立ち上がりに応答してその第２の電流を一時的に増大させてその第１の電流を増大させ、その後でその第２の電流を、増大された場合のその第２の電流より小さい一定の電流に近づくよう、その直流制御手段を設定する手段と、を具えている。

実施形態において、その直流制御手段を設定するその手段は、その第１の電流の立ち上がりに応答して、第１の電圧からその第１の電圧より小さい第２の電圧へと減少する基準電圧をその直流制御手段に供給してもよい。
実施形態において、その直流電力供給回路は、さらに、その第２または第３の電流の大きさを表す電圧を検出する検出器を具え、その直流制御手段は、基準電圧とその検出された電圧の間の差に応じて、その第２または第３の電流の大きさを制御してもよい。
実施形態において、直流電力供給回路は、さらに、その第２の電流が流れるその直流電流制御手段の電流路に結合された一次巻線と、その出力端子に結合された二次巻線とを有する変成器と、その二次巻線とその出力端子の間に結合されたキャパシタと、を具えていてもよい。
実施形態において、その直流制御手段は、その周期より短い周期でその第２の電流を変調するものであってもよい。

別の実施形態において、その直流電流制御手段は、その第２の電流に応答して、その第２の電流を制御するパルス幅変調器を含んでいてもよい。その直流電流制御手段は、さらに、そのパルス幅変調器に結合された分路回路を含んでいてもよい。その分路回路は、そのパルス幅変調器によって形成されるパルスがオフ状態のときに、その第１の電流またはその第２の電流を接地点に結合する。

本発明の実施形態の別の一観点によれば、直流電力供給回路は、入力端子に供給された交流電流を整流して、整流された第１の電流を生成する整流器と、その第１の電流を低域濾波して、低域濾波された第２の電流を生成するフィルタと、その第２の電流が供給される一次巻線と、その一次巻線に磁気結合された二次巻線とを有する変成器と、その第１の電流の周期において、その第１の電流の立ち上がりに応答して、その一次巻線中を流れるその第２の電流を一時的に増大させてその第１の電流を増大させ、その後でその第２の電流を、増大されたその第２の電流より小さい一定の電流に近づくように、その直流制御手段を設定する手段と、を具えている。

本発明の実施形態によれば、交流の電力制御回路と組み合わせて使用しても、フリッカが生じにくく滑らかに調光することができる直流の電力制御回路を実現することができる。また、本発明の実施形態によれば、より広い調光範囲において、フリッカが生じにくく滑らかに調光することができる直流の電力制御回路を実現することができる。

図１は、従来の交流用の電力制御または調光回路の例を示している。 図２Ａ〜２Ｅは、図１の電力制御または調光回路によって生成される様々な電圧および電流の波形の例を示している。 図３は、図１の電力制御または調光回路から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプに調整済みの直流電力または電流を供給する直流の調光回路の例を示している。 図４Ａ〜４Ｆは、図３の交流調光回路および直流調光回路によって生成される様々な電圧および電流の波形の例を示している。 図５は、図１の交流の電力制御または調光回路から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプに調整済みの直流電力または電流を供給する別の直流の調光回路の例を示している。 図６は、実施形態による、図１の電力制御または調光回路から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプに調整された直流電力を供給する直流の調光回路の例を示している。 図７Ａ〜７Ｆは、図６の交流調光回路および直流調光回路によって生成される様々な電圧および電流の波形の例を示している。 図８は、別の実施形態による、図１の電力制御または調光回路から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプに調整された直流電力を供給する直流の調光回路の例を示している。 図９は、さらに別の実施形態による、図１の電力制御または調光回路から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプに調整された直流電力を供給する直流の調光回路の例を示している。

本発明の非限定的な実施形態を、図面を参照して説明する。図面において、同様の構成要素には同じ参照番号が付されている。

図１は、従来の交流の電力制御または調光回路１００の例を示している。
図１を参照すると、負荷としての白熱ランプおよびハロゲンランプＬＤ１が、交流の調光回路１００を介して、交流電源ＡＣ１に直列に接続される。調光回路１００は、交流電源ＡＣ１と負荷ＬＤ１の間に直列に接続される。交流電源ＡＣ１は、例えば、公称実効電圧１００Ｖを有する例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数の電圧Ｖ_ＡＣの商用交流電圧供給源である。

調光回路１００は、負荷ＬＤ１に直列に結合されたトライアックまたは双方向サイリスタＴＲ１、トライアックＴＲ１に並列に結合された直列接続の可変抵抗Ｒ１とキャパシタ（コンデンサ）Ｃ１の組合せ、およびダイアックまたはトリガ・ダイオードＤ１を含んでいる。ダイアックＤ１は、その一端子が、抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１の間の接続点に接続され、その他端子がトライアックＴＲ１のゲートに接続されている。トライアックの代わりにサイリスタを用いて正または負の半波周期で発光を調整してもよい。

図２Ａ〜２Ｅは、図１の電力制御または調光回路１００によって生成される様々な電圧および電流の波形の例を示している。図２Ａは、交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの波形の例を示している。図２Ｂは、調光回路１００のキャパシタＣ１の両端間の絶対値の電圧Ｖ_Ｃ（｜Ｖ_Ｃ｜）の波形の例を示している。図２Ｃは、ダイアックＤ１によってトライアックＴＲ１のゲートに供給される絶対値のゲート電流Ｉ_Ｇ（｜Ｉ_Ｇ｜）の波形の例を示している。図２Ｄは、トライアックＴＲ１の電流路を流れる交流電流Ｉ_ＡＣの波形の例を示している。図２Ｅは、負荷ＬＤ１を流れる交流の負荷電流Ｉ_Ｌ’の波形の例を示している。図２Ｂおよび２Ｃは、図を簡単にするために絶対値で示されており、他の図でも同様である。

調光回路１００は、交流電圧Ｖ_ＡＣの正および負方向の電圧波形に対して実質的に対称に動作する。調光回路１００において、例えば、交流電圧Ｖ_ＡＣの正極性の半波周期ＨＷにおいて、電圧が時間ｔ０のゼロクロス点から正方向に上昇し始めると、トライアックＴＲ１は、時間ｔ０からオフ（消勢）状態を継続し、直列接続の可変抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１に徐々に増大する電流が流れ、キャパシタＣ１に徐々に増大する電荷が蓄積し、キャパシタＣ１の両端間の電圧Ｖ_Ｃが徐々に増大する。キャパシタＣ１の両端間の電圧Ｖ_Ｃが、その後の時間ｔ１、ｔ２またはｔ３においてダイアックＤ１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超えたとき、ダイアックＤ１は、ステップ状の立ち上がりを有するゲート電流Ｉ_Ｇを発生してトライアックＴＲ１のゲートに印加する。トライアックＴＲ１は、その電流Ｉ_Ｇに応答してターンオンして、交流電源ＡＣ１から負荷ＬＤ１へと交流電流Ｉ_ＡＣを通過させる。その後、トライアックＴＲ１の電流路に保持電流または閾値を超える電流Ｉ_ＡＣが継続的に流れる限り、トライアックＴＲ１はターンオン状態を維持し、交流電流Ｉ_ＡＣを通過させる。

その後、電流Ｉ_ＡＣが減少して、トライアックＴＲ１の電流路に保持電流または閾値を超える電流が流れなくなると、トライアックＴＲ１はターンオフし、その後は交流電源ＡＣ１からの電流Ｉ_ＡＣを遮断する。従って、交流電圧Ｖ_ＡＣがゼロクロス点ｔ０に達すると、トライアックＴＲ１はターンオフし、ダイアックＤ１による次の電流Ｉ_Ｇの発生まで電流Ｉ_ＡＣの通過を遮断する。可変抵抗Ｒ１の値を手動で可変調整することによって、キャパシタＣ１の両端間の電圧Ｖ_Ｃの上昇の速度（又はＲＣ回路の時定数）が変化して、ダイアックＤ１の電流Ｉ_Ｇの発生タイミング（ｔ１、ｔ２、ｔ３）が変化する。それによって、交流電圧Ｖ_ＡＣの各半波周期ＨＷにおけるトライアックＴＲ１のターンオンのタイミングが調整され、各半波周期ＨＷにおける電流Ｉ_ＡＣの流通期間または位相が調整され、白熱ランプＬＤ１の電流Ｉ_Ｌ’によって白熱ランプＬＤ１の発光レベルが調整される。

図３は、図１の交流の電力制御または調光回路１００から調整（レギュレート）または位相変調された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプ２３６に調整済みの直流電力または電流Ｉ_Ｌを供給する直流の電力制御または調光回路２０の例を示している。図１における調光回路１００の２つの出力端子ＯＵＴ間に、負荷ＬＤ１の代わりに、調光回路１００の後段として、直流の調光回路２０と、負荷としてのＬＥＤランプ２３６とが直列に接続される。

調光回路２０は、整流回路２０２、低域通過フィルタ２１６、および直流電流供給回路３２０を含んでいる。ＬＥＤランプ２３６は、例えば、直列接続および／または並列接続された複数のＬＥＤを有する。整流回路２０２は、例えば４個または２個のダイオードを含むブリッジ型の全波または半波整流回路であってもよく、その２つの入力端子ＩＮ１およびＩＮ２に調光回路１００を介して交流電源ＡＣ１が接続されており、その２つの出力端子から全波または半波整流された交流電流Ｉ_ＲＥＣを生成する。整流回路２０２の一方の正極性の出力端子は、低域通過フィルタ２１６および主要電流路３１０を介して直流電流供給回路３２０の入力端子に接続される。整流回路２０２の他方の負極性の出力端子は接地点（ＧＮＤ）に結合される。

低域通過フィルタ２１６は、例えば、入力側２端子（一方は接地）間に並列に１つのキャパシタＣ_Ｆ１を有し、出力側２端子（一方は接地）間に並列にキャパシタＣ_Ｆ２を有し、入力側２端子と出力側２端子の間におよび２つのキャパシタＣ_Ｆ１とＣ_Ｆ２の間に直列にインダクタＬ_Ｆを有する。低域通過フィルタ２１６は、例えば、３〜１０ｋＨｚ（例、５ｋＨｚ）以下の低周波数の電流を通過させ、３〜１０ｋＨｚ（例、５ｋＨｚ）を超える高周波数の電流を接地点（ＧＮＤ）に結合してもよい。低域通過フィルタ２１６は、この組合せに限定されることなく、キャパシタＣ、インダクタＬおよび抵抗Ｒの中のそれぞれ任意の数の任意の組合せを含む素子で形成することができる。

直流電流供給回路３２０は、電流路３１２を介してＬＥＤランプ２３６に、例えば３〜１０ｋＨｚ（例、５ｋＨｚ）以下の低い周波数領域の調整済みの一定の電流または電力Ｉ_Ｌを供給する。

直流電流供給回路３２０は、例えば、電流および／または電圧（電流／電圧）制御回路３２２、電流および／または電圧（電流／電圧）検出器（Ｉ／Ｖ）３２４、および基準設定器３５２を含んでいる。電流／電圧検出器３２４は、整流回路２０２と直流電流供給回路３２０の間の電流路３１０かまたは整流回路２０２とＬＥＤランプ２３６の間の電流路３１２のいずれかの線路上に結合されていて、電流路３１０または３１２上の電流Ｉ_ＲＳおよび／または電圧Ｖ_ＲＳを検出する。電流／電圧制御回路３２２は、電流／電圧検出器３２４によって検出された電流Ｉ_ＲＳおよび／または電圧Ｖ_ＲＳが基準設定器３５２によって設定された基準電流または電圧Ｖ_ＲＥＦに従って、その設定されたまたは所望の電流または電圧に実質的に近づくように、電流路３１０または３１２上の供給電流および／または電圧を制御する。ＬＥＤランプ２３６は、直流電流供給回路３２０から供給される電流Ｉ_Ｌによって発光する。

直流の調光回路２０（例えば、電流／電圧制御回路３２２、電流／電圧検出器３２４、基準設定器３５２）は、低域通過フィルタ２１６によって供給される電力Ｐによって動作する。

低域通過フィルタ２１６は、直流電流供給回路３２０と協働して、各半波周期ＨＷにおいて、調光レベルが或る範囲内で或る程度高く、整流器２０２から流入する電流Ｉ_ＲＥＣの量が或る程度多い場合には、所望の形態でチャタリングを生じることなく、入力端子から出力端子へと電流Ｉ_ＲＳを流すように動作する。

図４Ａ〜４Ｆは、図３の交流調光回路１００および直流調光回路２０によって生成される様々な電圧および電流の波形の例を示している。図４Ａは、交流電圧Ｖ_ＡＣの波形の例を示している。図４Ｂは、交流の調光回路１００のキャパシタＣ１の両端間の絶対値の電圧Ｖ_Ｃ（｜Ｖ_Ｃ｜）の波形の例を示している。図４Ｃは、ダイアックＤ１によってトライアックＴＲ１のゲートに供給される絶対値のゲート電流Ｉ_Ｇ（｜Ｉ_Ｇ｜）の波形の例を示している。図４Ｄは、トライアックＴＲ１の電流路を流れる交流電流Ｉ_ＡＣの波形の例を示している。図４Ｅは、電流／電圧検出器３２４によって検出される検出電流Ｉ_ＲＳの電流波形の例を示している。図４Ｆは、ＬＥＤランプ２３６を流れる調整済みの負荷電流Ｉ_Ｌの波形の例を示している。

図３の交流調光回路１００（図１）において、調光レベルが相対的に高くまたは中程度で、交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波の半波ＨＷの開始後の調光回路２２の動作開始時点からピーク電圧付近で、例えば位相角度約π／２２（約２０Ｖ）〜約１０π／１１（約４０Ｖ）の範囲内のタイミング（ｔ２、ｔ３）で、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生する場合には、ＬＥＤランプ２３６は所望の形態でフリッカを生じることなく発光する。この場合、図４Ｅに破線で示されているように、電流路３１０および３１２へと流れる電流Ｉ_ＲＳは、概ね一定の電流であり、Ｉ_ＲＳ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_Ｓで表される（ここで、Ｖ_ＲＥＦは基準電圧、Ｒ_Ｓは検出器抵抗を表す）。

一方、図３の交流調光回路１００（図１）において、調光レベルが低く、図４Ｂおよび４Ｃに示されているように交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波の半波ＨＷのピーク電圧から低下しその傾斜が大きくなったときに、例えば位相角度約１０π／１１（約４０Ｖ）〜約２１π／２２（約２０Ｖ）（又は約４３π／４４（約１０Ｖ）又は約８５π／８８（１５Ｖ））の範囲内のタイミング（４４）で、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生するとする。この場合、図４Ｄ〜４Ｆに示すように交流調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる各電流Ｉ_ＡＣ、Ｉ_ＲＳにチャタリングが生じ、それによって二次巻線Ｌ２側の負荷電流Ｉ_Ｌにもチャタリングが生じＬＥＤランプ２３６にフリッカが生じる傾向がある。

そのチャタリングの原因は、次のように考えられる。直流調光回路２０のフィルタ２１６において、交流半波ＨＷの電圧低下の傾斜が大きい期間において、入力側キャパシタＣ_Ｆ１に印加される電圧が時間的に低下して行くので、時間的に先に相対的に大きな電流の供給を受けた出力側キャパシタＣ_Ｆ２の電圧と、時間的に後で相対的に小さい電流の供給を受ける入力側キャパシタＣ_Ｆ１の間の電圧の差が瞬間的に小さくまたはほぼ０になる。或いは、相対的に高い電圧の出力側キャパシタＣ_Ｆ２は、相対的に低い電圧の入力側キャパシタＣ_Ｆ１から電流の追加的供給を受けずに、電流路３１０に電流を供給できる。従って、瞬間的に、整流回路２０２から入力側キャパシタＣ_Ｆ１に供給される電流Ｉ_ＲＥＣが非常に小さくなりまたは停止する。すると、交流調光回路１００のトライアックＴＲ１の電流路に流れる電流Ｉ_ＡＣが、保持電流または閾値に近づきまたは保持電流または閾値より小さくなり、トライアックＴＲ１が実質的にターンオフする。その後、その期間において、フィルタ２１６において、出力側キャパシタＣ_Ｆ２の電荷エネルギの多くが電流路３１０に供給されてキャパシタＣ_Ｆ２の電圧が低下する。すると、トライアックＴＲ１から整流器２０２を介して入力側キャパシタＣ_Ｆ１から出力側キャパシタＣ_Ｆ２へ流れる電流が再び増大して、キャパシタＣ１の両端間の電圧Ｖ_Ｃが再びダイアックＤ１の閾値を超えてゲート電流Ｉ_Ｇを発生してトライアックＴＲ１のゲートに印加し、トライアックＴＲ１が再びターンオンし電流を供給する。このようなフィルタ２１６を介したトライアックＴＲ１中および電流路３１０および３１２上の電流の増減の振動が、短い周期（例えば、約５００〜約２ｍｓ）で繰り返して、電流のチャタリングを生じる。

また、図３の交流調光回路１００（図１）において、調光レベルが非常に高く、図４Ｂおよび４Ｃの半波周期ＨＷ２に示されているように交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波のゼロクロス点ｔ０直後の例えば位相角度約３π／８８（約１５Ｖ）（又は約π／４４（約１０Ｖ））〜約π／２２（約２０Ｖ）の範囲内のタイミング（ｔ１）で、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生するとする。この場合、図４Ｄ〜４Ｆの半波周期ＨＷ２に一点鎖線で示されていれるように、交流調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる各電流に遅延およびチャタリングが生じ、それによって二次巻線Ｌ２側の負荷電流Ｉ_Ｌにも遅延およびチャタリングが生じＬＥＤランプ２３６に発光開始遅延およびフリッカが生じる傾向がある。

その電流の遅延およびチャタリングの原因は、次のように考えられる。交流半波ＨＷ２のゼロクロス点ｔ０直後では、交流電圧供給源ＡＣ１の絶対値の電圧Ｖ_ＡＣが非常に小さいので、直流調光回路２０のフィルタ２１６において、入力側キャパシタＣ_Ｆ１に印加される整流された電圧が非常に低い。一方、直流調光回路２０の電流／電圧制御回路３２２等は、直流調光回路２０のフィルタ２１６によって供給される電力または電流Ｐを使用して動作する。電流／電圧制御回路３２２は、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ充分な電流Ｉ_ＲＳを引き出すことができない。従って、電流／電圧制御回路３２２自体が、充分な電力を受けることができず、その動作が不安定である。また、電流／電圧制御回路３２２は、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ充分な電流Ｉ_ＲＳを引き出すことができず、ＬＥＤランプ２３６に充分な電流を供給できない。

発明者は、交流電圧Ｖ_ＡＣの各半波周期ＨＷにおける最初のゲート電流Ｉ_Ｇの発生後の最初の短い期間において、トライアックＴＲ１から整流回路２０２およびフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２に流れる電流を一時的に増大させることによって、そのような電流のチャタリングおよび遅延を防止できる、と認識した。また、発明者は、ゲート電流Ｉ_Ｇの発生後の最初の短い期間において、直流電流供給回路３２０によって制御され調整される電流路３１０および３１２上の供給電流を、一時的に増大させることによって、電流のチャタリングおよび遅延を防止または低減できる、と認識した。さらに、発明者は、その電流のチャタリングおよび遅延を防止することによって、ＬＥＤランプ２３６のフリッカを防止できる、と認識した。

図５は、図１の交流の電力制御回路または調光回路１００から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプ２３６に調整済みの直流電流または電力Ｉ_Ｌを供給する別の直流の調光回路２２の例を示している。

調光回路２２は、整流回路２０２、低域通過フィルタ２１６、パルス幅変調器（ＰＷＭ）２１０、センサ抵抗２２０、平滑回路または低域通過フィルタ２２１、定電圧源２５２、変成器またはトランス２３０、平滑用のキャパシタ２３２、および整流用ダイオード２３４を含んでいる。要素２１０、２３０、２３２、２３４の組合せは、概ね図３の電流／電圧制御回路３２２に対応する。要素２２０および２２１は、図３の電流／電圧検出器３２４に対応する。要素２５２は図３の基準設定器３５２に対応する。

整流回路２０２の一方の正極性の出力端子は、低域通過フィルタ２１６および電流路（線）３１０を介して変成器２３０の一次巻線（リアクタ）Ｌ１の１つの入力端子に結合される。変成器２３０の一次巻線Ｌ１の他の入力端子は、直列に接続されたパルス幅変調器２１０（その電流路）とセンス抵抗（Ｒ_Ｓ）２２０を介して接地点（ＧＮＤ）に結合される。電流Ｉ_ＲＳは、例えば、Ｉ_ＲＳ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_Ｓで表される。

平滑回路２２１は、例えば、センス抵抗２２０に並列接続された、抵抗２２２およびキャパシタ２２４の直列接続回路を含んでいる。平滑回路２２１は、例えば、３ｋＨｚ以下の低い周波数の電流を通過させて比較器２１４の反転入力へ結合または供給し、３ｋＨｚより高い周波数の電流を接地点（ＧＮＤ）に結合または供給してもよい。

パルス幅変調器（ＰＷＭ）２１０は、絶縁型のフライバック式コンバータとして動作して、ＬＥＤランプ２３６に低周波数領域（例えば、３ｋＨｚ以下の帯域）で一定の電流または電力Ｉ_Ｌを供給する。パルス幅変調器（ＰＷＭ）２１０は、例えば２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ（例えば、１００ｋＨｚ）のような高い周波数で周期的に、検出電圧Ｖ_ＲＳに概ね反比例した可変パルス幅を有する一定の電流または電力を供給する。パルス幅変調器（ＰＷＭ）２１０は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御器２１２、比較器２１４、および電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２１８（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を含んでいる。

平滑回路２２１の抵抗２２２とキャパシタ２２４の接続点は、比較器２１４の反転入力（−）に結合され検出電圧Ｖ_ＲＳを供給する。抵抗２２２の一端はセンス抵抗２２０とＦＥＴ２１８のドレインの間に結合される。キャパシタの一端は接地点ＧＮＤに結合される。平滑回路２２１は、センス抵抗２２０の両端間の電圧を低域濾波して平滑または平均化された検出電圧Ｖ_ＲＳを比較器２１４の反転入力として供給する。検出電圧Ｖ_ＲＳの値を増幅器で例えば１０倍に増幅して比較器２１４の反転入力に結合してもよい。それによって、検出電圧Ｖ_ＲＳのレベルおよびセンス抵抗２２０の大きさを例えば１／１０倍のように小さくすることができる。直流の定電圧Ｖ_Ｒを供給する定電圧源２５２の正極端子が、基準電圧Ｖ_ＲＥＦとして比較器２１４の非反転入力（＋）に結合される。定電圧源２５２の負極端子は接地点ＧＮＤに結合される。電圧Ｖ_Ｒは例えば１Ｖである。

比較器２１４は、非反転入力（＋）の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと反転入力（−）のセンス抵抗２２０の平滑されたまたは平均化された検出電圧Ｖ_ＲＳとの間の差（Ｖ_ＲＥＦ−Ｖ_ＲＳ）に比例した差電圧を生成して、その差電圧をパルス幅変調制御器２１２の入力端子に供給する。パルス幅変調制御器２１２は、ＦＥＴ２１８のゲートに印加されるゲート電圧Ｖ_Ｇを制御またはターンオン／ターンオフして、その入力の差電圧に応じて、ＦＥＴ２１８のチャネル、即ち一次巻線Ｌ１、そのチャネルおよびセンス抵抗Ｒ_Ｓ２２０を流れる電流Ｉ_ＲＳのパルス幅を変調する。従って、パルス幅変調制御器２１２は、正常状態では、差（Ｖ_ＲＥＦ−Ｖ_ＲＳ）＝０またはＶ_ＲＥＦ＝Ｖ_ＲＳとなるようにパルス幅を制御する。パルス幅変調制御器２１２は、例えば２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ（例えば、１００ｋＨｚ）のような高い周波数で、即ち例えば２〜５０μｓ（例えば、１０μｓ）のような短い周期で動作する。

一次巻線Ｌ１の他の入力端子は、パルス幅変調器２１０中のトランジスタＦＥＴ２１８のソースに接続される。トランジスタＦＥＴ２１８のドレインはセンス抵抗２２０の一端子に接続され、センス抵抗２２０の他端子は接地点ＧＮＤに結合される。

直流の調光回路２２は、低域通過フィルタ２１６によって供給される電力Ｐによって動作する。

変成器２３０の二次巻線（リアクタ）Ｌ２の正極性の出力端子は整流用のダイオード２３４のアノード（陽極）側端子に結合され、ダイオード２３４のカソード（陰極）は、それと並列接続の平滑用のキャパシタ２３２の一端子と出力端子ＯＵＴ１とに結合される。出力端子ＯＵＴ１はＬＥＤランプ２３６のアノード（陽極）に結合される。二次巻線Ｌ２の負極性の出力端子は、キャパシタ２３２の他端子と出力端子ＯＵＴ２とに結合され、出力端子ＯＵＴ２がＬＥＤランプ２３６のカソード（陰極）側端子に結合される。

変成器２３０の一次巻線Ｌ１は、電流路３１０およびＦＥＴ２１８のチャネルに電流が流れる間に変成器２３０のコア（図示せず）に磁界エネルギを蓄積し、ＦＥＴ２１８がターンオフされると、その蓄積した磁界エネルギを二次巻線Ｌ２に電磁結合によって供給する。二次巻線Ｌ２は、その電磁エネルギをダイオード２３４および平滑用のキャパシタ２３２を介してＬＥＤランプ２３６に負荷電流Ｉ_Ｌとして供給する。ＬＥＤランプ２３６は、電流Ｉ_Ｌによって発光する。

低域通過フィルタ２１６は、パルス幅変調器２１０によって生成される高周波数成分（例えば、３ｋＨｚより高い周波数帯域）の電流をキャパシタＣ_Ｆ２で接地点ＧＮＤに流し、例えば３ｋＨｚ以下の周波数帯域のような低周波数成分の電流を交流調光器１００から整流器２０２および電流路３１０を介して一次巻線Ｌ１へと流す。低域通過フィルタ２１６は、各半波周期ＨＷにおいて、整流器２０２から流入する電流Ｉ_ＲＥＣの大きさが或る程度大きい場合およびゼロクロス点後の調光回路２２の動作開始時点から大きさが徐々に大きくなる場合、例えば位相角度約π／２２（約２０Ｖ）〜約１０π／１１（約４０Ｖ）の範囲内のタイミング（ｔ２、ｔ３）で、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生する場合には、所望の形態でチャタリングを生じることなく、その入力端子から出力端子へと電流を流すように動作する。

図５の直流の調光回路２２においても、図３および４Ａ〜４Ｆを参照して説明したような電流Ｉ_ＲＥＣ、Ｉ_ＲＳ、Ｉ_Ｌのチャタリングが生じ、ＬＥＤランプ２３６にフリッカが生じる傾向がある。即ち、図５の交流調光回路１００（図１）において、調光レベルが低く、図４Ｂおよび５Ｃに示されているように交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波の半波ＨＷのピーク電圧から低下しその傾斜が大きくなったときに、例えば位相角度約１０π／１１（約４０Ｖ）〜約２１π／２２（約２０Ｖ）（又は約４３π／４４（約１０Ｖ）又は約８５π／８８（１５Ｖ））のタイミングで、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生するとする。この場合、図４Ｄ〜４Ｆに示すように交流調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる電流Ｉ_ＲＳにチャタリングが生じ、それによって二次巻線Ｌ２側の負荷電流Ｉ_Ｌにもチャタリングが生じＬＥＤランプ２３６にフリッカが生じる傾向がある。

また、直流の調光回路２２においても、調光レベルが非常に高く、図４Ｂおよび４Ｃの半波周期ＨＷ２に示されているように交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波のゼロクロス点ｔ０直後の例えば位相角度約３π／８８（約１５Ｖ）（又は約π／４４（約１０Ｖ））〜約π／２２（約２０Ｖ）の範囲内のタイミング（ｔ１）で、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生するとする。この場合、図４Ｄ〜４Ｆに一点鎖線で示されていれるように、交流調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる各電流に遅延およびチャタリングが生じ、それによって二次巻線Ｌ２側の負荷電流Ｉ_Ｌにも遅延およびチャタリングが生じＬＥＤランプ２３６に発光開始遅延およびフリッカが生じる傾向がある。

図６は、実施形態による、図１の電力制御または調光回路１００から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプ２３６に調整された直流電力を供給する直流の調光回路２４の例を示している。直流調光回路２４は、図３の直流調光回路２０を改変したものである。

直流の調光回路２４は、図３の直流の調光回路２０と同様に、整流回路２０２および低域通過フィルタ２１６を含み、さらに直流電流供給回路３２０の代わりに改変された直流電流供給回路３３０を含んでいる。直流電流供給回路３３０は、図３の直流電流供給回路３２０と同様に、例えば、電流／電圧制御回路３２２、および電流／電圧検出器３２４を含み、さらに基準設定器３５２の代わりに改変された基準設定器３５４を含んでいる。電流／電圧制御回路３２２は、電流／電圧検出器３２４を含んでいてもよい。電流／電圧制御回路３２２は、例えば２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ（例えば、約１００ｋＨｚ）のような高い周波数で動作するパルス幅変調器またはパルス振幅変調器を含んでいてもよい。この場合、直流電流供給回路３３０は、さらに先端縁検出器３５６を含んでいる。

直流の調光回路２４（例えば、電流／電圧制御回路３２２、基準設定器３５４、電流／電圧検出器３２４、先端縁検出器３５６）は、低域通過フィルタ２１６によって供給される電力Ｐによって動作する。

先端縁検出器３５６は、整流回路２０２の正極性の出力端子または電流路３１０に結合されている。先端縁検出器３５６は、整流回路２０２から供給されるまたは電流路３１０上の整流された直流電流Ｉ_ＲＥＣまたはＩ_ＲＳまたはその電圧の先端縁（エッジ）を検出して、その検出を表す検出信号を基準設定器３５４に供給する。基準設定器３５４は、その検出信号に応答して、最初の短い期間（例えば、１００〜２００μｓの期間、例えば長さ１５０μｓの期間）高い直流電圧Ｖ_Ｚ’を、その後は低い直流電圧Ｖ_Ｒを基準電流または電圧Ｓ_ＲＥＦとして電流／電圧制御回路３２２に供給する。或いは、基準設定器３５４は、その検出信号に応答して、高い直流電圧Ｖ_Ｚ’から低い直流電圧Ｖ_Ｒまで過渡的に減衰する基準電流または電圧Ｓ_ＲＥＦを電流／電圧制御回路３２２に供給する。それによって、図１の交流調光回路１００におけるゲート電流Ｉ_Ｇの発生後の最初の短い期間において、高い直流電圧Ｖ_Ｚ’から低い直流電圧Ｖ_Ｒまで過渡的に減衰する基準電流または電圧Ｓ_ＲＥＦ（Ｖ_ＲＥＦ）を電流／電圧制御回路３２２に供給する。基準電圧Ｓ_ＲＥＦ（Ｖ_ＲＥＦ）は、例えば、最初の２Ｖから最終的な１Ｖまで減衰するものであってもよい。それによって、直流電流供給回路３３０は、最初の短い期間において一時的に電流路３１２および３１０上の電流Ｉ_ＲＳを増大させる。

先端縁検出器３５６は、交流電源ＡＣ１の半波周期ＨＷの後半の位相、例えば１０π／１１（約４０Ｖ）〜２１π／２２（約２０Ｖ）（又は８５π／８８（約１５Ｖ）又は約４３π／４４（約１０Ｖ））の期間、場合によってさらに最初の位相、例えば３π／８８（約１５Ｖ）（又はπ／４４（約１０Ｖ））〜π／２２の期間（約２０Ｖ）だけ先端縁を検出するようにしてもよい。それによって、電流Ｉ_ＲＥＣ、Ｉ_ＲＳ、Ｉ_ＬのチャタリングやＬＥＤランプ２３６にフリッカが生じない期間（例えば、ピーク電圧付近）において、電流路３１２および３１０上に一時的に増大された電流Ｉ_ＲＳを不必要に流さないようにすることができる。

一方、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖ_ＡＣが公称電圧より低い場合に、電流／電圧制御回路３２２の調光レベル範囲が通常よりも小さくなることがある。その原因は、上述したように電圧の低い半波周期ＨＷのゼロクロス点付近で電流の遅延やチャタリングが生じるためである。しかし、先端縁検出器３５６は、半波周期ＨＷにおける全ての調光範囲（ピーク電圧付近を含む広い範囲）、例えば約３π／８８（約１５Ｖ）〜約８５π／８８（約１５Ｖ）または約π／４４（約１０Ｖ）〜４３π／４４（約１０Ｖ）において先端縁を検出することによって、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖ_ＡＣが公称電圧より低い場合であっても、電流／電圧制御回路３２２は、より広い調光レベル範囲で、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ充分な電流Ｉ_ＲＳを引き出すことができる。

調光回路２４では、フィルタ２１６において、ゲート電流Ｉ_Ｇの発生後の最初の短い期間においてその入力側キャパシタＣ_Ｆ１に印加される電圧が高くなる。従って、入力側キャパシタＣ_Ｆ１から出力側キャパシタＣ_Ｆ２へと供給される電流を維持するのに充分な量の電荷が入力側キャパシタＣ_Ｆ１に蓄積され、入力側キャパシタＣ_Ｆ１の電圧が、入力側キャパシタＣ_Ｆ１の電圧とほぼ等しくなることも、それより低くなることもない。或いは、出力側キャパシタＣ_Ｆ２は、入力側キャパシタＣ_Ｆ１から電流の追加的供給を受けて電流路３１０に電流Ｉ_ＲＳを供給することを繰り返す。従って、整流回路２０２から入力側キャパシタＣ_Ｆ１に供給される電流Ｉ_ＲＥＣが小さくなり過ぎることも停止することもない。

従って、その最初の短い期間において、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ引き出される電流Ｉ_ＲＳが一時的に増大し、交流の調光回路１００において電流のチャタリングおよび遅延が発生するのを防止することができる。それによって、電流路３１０および３１２上の電流Ｉ_ＲＳにチャタリングおよび遅延が生じず、ＬＥＤランプ２３６に流れる負荷電流Ｉ_Ｌのチャタリングおよび遅延が防止され、ＬＥＤランプ２３６のフリッカおよび発光開始遅延を防止することができる。

図７Ａ〜７Ｆは、図６の交流調光回路１００および直流調光回路２４によって生成される様々な電圧および電流の波形の例を示している。図７Ａは、交流電圧Ｖ_ＡＣの波形の例を示している。図７Ｂは、交流の調光回路１００のキャパシタＣ１の両端間の絶対値の電圧Ｖ_Ｃ（｜Ｖ_Ｃ｜）の波形の例を示している。図７Ｃは、ダイアックＤ１によってトライアックＴＲ１のゲートに供給される絶対値のゲート電流Ｉ_Ｇ（｜Ｉ_Ｇ｜）の波形の例を示している。図７Ｄは、トライアックＴＲ１の電流路を流れる交流電流Ｉ_ＡＣの波形の例を示している。図７Ｅは、電流／電圧検出器３２４によって検出された検出電流Ｉ_ＲＳの電流波形の例を示している。図７Ｆは、ＬＥＤランプ２３６を流れる調整済みの負荷電流Ｉ_Ｌの波形の例を示している。

図６の交流の調光回路１００（図１）において、調光レベルが低く、図７Ｂおよび７Ｃに示されているように交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波の半波ＨＷのピーク電圧から低下しその傾斜が大きくなったときに、例えば位相角度約１０π／１１（約４０Ｖ）〜約８５π／８８（約１５Ｖ）の範囲のタイミングで、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生するとする。そのような場合であっても、図７Ｄ〜７Ｆに示すように交流の調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる電流Ｉ_ＲＳの最初の短い期間（例えば、１００〜２００μｓ、１５０μｓ）において一時的に充分に増大された電流（Ｉ_ＲＳ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_Ｓ＝Ｖ_Ｚ’／Ｒ_Ｓ）が生じ、それによってＬＥＤランプ２３６にフリッカが生じることが防止される（ここで、Ｖ_Ｚ’は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦとして現れるツェナ電圧Ｖ_Ｚより幾分小さい電圧である（Ｖ_Ｚ’＜Ｖ_Ｚ））。その後、電流Ｉ_ＲＳは、減少または減衰して通常の電流（Ｉ_ＲＳ＝Ｖ_Ｒ／Ｒ_Ｓ）になる。

また、調光レベルが非常に高く、図７Ｂおよび７Ｃの半波周期ＨＷ２に示されているように交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波のゼロクロス点ｔ０直後の例えば位相角度約３π／８８（約１５Ｖ）〜約π／２２（約２０Ｖ）のタイミング（ｔ１）で、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生するとする。そのような場合であっても、図７Ｄ〜７Ｆの半波周期ＨＷ２に一点鎖線で示されていれるように、交流の調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる電流Ｉ_ＲＳの最初の短い期間（例えば、１００〜２００μｓ、１５０μｓ）において一時的に充分に増大された電流（Ｉ_ＲＳ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_Ｓ＝Ｖ_Ｚ’／Ｒ_Ｓ）が生じ、それによってＬＥＤランプ２３６にフリッカおよび発光開始遅延が生じることが防止される。

また、図６の交流調光回路１００（図１）において、調光レベルが相対的に高くまたは中程度で、交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波の半波周期ＨＷの開始点からピーク電圧付近で、例えば位相角度約π／２２（約２０Ｖ）（又は約３π／８８（約１５Ｖ））〜約１０π／１１（約４０Ｖ）の範囲内のタイミングで、ゲート電流Ｉ_Ｇが発生した場合であっても、電流Ｉ_ＲＳの最初の短い期間において一時的に増大された電流が生じるが、それによってＬＥＤランプ２３６に僅かに増大された電流が流れて僅かに発光レベルが高くなるだけで、不都合は生じない。

また、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖ_ＡＣが公称電圧より低い場合に、電流／電圧制御回路３２２の調光レベル範囲が通常よりも小さくなることがある。しかし、半波周期ＨＷにおける全ての調光範囲、例えばπ／２２（約２０Ｖ）〜２１π／２２（約２０Ｖ）または３π／８８（約１５Ｖ）〜８５π／８８（約１５Ｖ）において、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖ_ＡＣが公称電圧より低い場合であっても、電流／電圧制御回路３２２は、より広い調光レベル範囲で、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ充分な電流Ｉ_ＲＳを引き出すことができる。

図８は、別の実施形態による、図１の電力制御または調光回路１００から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプ２３６に調整された直流電力を供給する直流の調光回路２６の別の例を示している。直流調光回路２６は、図３の直流調光回路２２を改変したものである。直流調光回路２６では、直流調光回路２４の場合と同様に、電流のチャタリングおよひ遅延を防止しまたは減じ、ＬＥＤランプ２３６のフリッカおよび発光開始遅延を防止しまたは減じることができる。

調光回路２６は、図５の直流の調光回路２４と同様に、整流回路２０２、低域通過フィルタ２１６、パルス幅変調器２１０、平滑回路または低域通過フィルタ２２１、定電圧源２５２、変成器またはトランス２３０、平滑用のキャパシタ２３２、および整流用ダイオード２３４を含んでいる。この場合、調光回路２４は、さらに、先端縁検出器３５６、異なる２つの電圧源２４１および２５１、および減衰回路２４５を含んでいる。要素２１０、２３０、２３２、２３４の組合せは、概ね図６の電流制御回路３３０に対応する。要素２２０および２２１は、図６の電流／電圧検出器３２４に対応する。要素２４１、２４５および２５１は、図６の基準設定器３５４に対応する。要素３５６は、図６の先端縁検出器３５６に対応する。

電圧源２５１は、定電圧源２５２、および分割抵抗２５４を含んでいる。分割抵抗２５４は、直列接続の抵抗Ｒ_ＲＤ１およびＲ_ＲＤ２を有し、スイッチＳＷ２がオフの時に、またはオン状態なってから減衰回路２４５の時定数τの時間以上経過後に実質的に、抵抗Ｒ_ＲＤ１とＲ_ＲＤ２の接続点２５５に、定電圧Ｖ_Ｒ’を分割した電圧Ｖ_Ｒ’×Ｒ_ＲＤ１／（Ｒ_ＲＤ１＋Ｒ_ＲＤ２）＝Ｖ_Ｒを生成する。その抵抗の値は、例えば、Ｒ_ＲＤ１＝４００ｋΩ、Ｒ_ＲＤ２＝１００ｋΩである。

先端縁検出器３５６は、分割抵抗２５６、および立上検出器２６０を含んでいる。分割抵抗２５６は、直列接続の抵抗Ｒ_ＤＤ１およびＲ_ＤＤ２を有する。その抵抗の値は、例えば、Ｒ_ＤＤ１＝１ＭΩ、Ｒ_ＤＤ２＝６０ｋＭΩである。立上検出器２６０は、抵抗Ｒ_ＤＤ１とＲ_ＤＤ２の接続点２５７に生成される低い周波数（例えば、２ｋＨｚ以下）の電圧に基づいて整流回路２０２の出力に現れる電圧が閾値を超えたかどうかを判定し検出する。立上検出器２６０は、整流回路２０２の出力電圧がその閾値を超えた場合に高い信号レベルＨ（１）を生成し、その閾値を超えない場合に、例えばゼロクロス点ｔ０において、低い信号レベルＬ（０）を生成する。

立上検出器２６０は、交流電源ＡＣ１の半波周期ＨＷの後半の位相、例えば１０π／１１（約４０Ｖ）〜２１π／２２（約２０Ｖ）（又は８５π／８８（約１５Ｖ）又は約４３π／４４（約１０Ｖ））の期間、場合によってさらに最初の位相、例えば３π／８８（約１５Ｖ）（又はπ／４４（約１０Ｖ））〜π／２２の期間（約２０Ｖ）だけ先端縁を検出するようにしてもよい。それによって、電流Ｉ_ＲＥＣ、Ｉ_ＲＳ、Ｉ_ＬのチャタリングやＬＥＤランプ２３６のフリッカが生じない期間において、電流路３１２および３１０上に一時的に増大された電流Ｉ_ＲＳを不必要に流さないようにすることができる。

一方、立上検出器２６０は、半波周期ＨＷにおける全ての調光範囲、例えば約３π／８８（約１５Ｖ）〜８５π／８８（約１５Ｖ）または約π／４４（約１０Ｖ）〜４３π／４４（約１０Ｖ）において先端縁を検出することによって、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖ_ＡＣが公称電圧より低い場合であっても、電流／電圧制御回路３２２は、より広い調光レベル範囲で、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ充分な電流Ｉ_ＲＳを引き出すことができる。

電圧源２４１は、抵抗２４２、およびツェナ・ダイオード（Ｄ_Ｚ）２４４を含んでいる。抵抗２４２は、例えばＲ_Ｒ１＝１ＭΩである。ツェナ・ダイオード２４４は、定電圧Ｖ_Ｒより高い電圧Ｖ_Ｚの定電圧源として作用し、整流器２０２の出力電圧に応じてそのカソード（陰極）に最大で電圧Ｖｚを生成する。ツェナ電圧は、例えばＶ_Ｚ＝５Ｖである。

減衰回路２４５は、キャパシタ２４６、抵抗２４８、およびスイッチ（ＳＷ２）２５０を含んでいる。スイッチ（ＳＷ２）２５０は、立上検出器２６０の高い信号レベルＨに応答してターンオンし、その低い信号レベルＬに応答してターンオフする。ツェナ・ダイオード２４４のカソードに結合されたキャパシタ２４６と抵抗２４８は、入力電圧Ｖ_Ｚを過渡的に減衰させる減衰回路として機能して、それぞれ容量Ｃ_Ｒ１および抵抗値Ｒ_Ｒ２を有し、ツェナ・ダイオード２４４に生じる電圧Ｖｚに対して、時定数Ｃ_Ｒ１×Ｒ_Ｒ２で指数関数的に（Ｖ_Ｚ’から）電圧Ｖ_Ｒまで減衰する電圧を生成する。キャパシタ２４６の容量は、例えばＣ_Ｒ１＝４７０ｐＦである。抵抗２４８の抵抗値は、例えばＲ_Ｒ２＝２２０ｋΩである。ツェナ電圧Ｖｚは例えば５Ｖである。電圧Ｖ_Ｒは例えばＶ_Ｒ＝１Ｖである。電圧Ｖ_Ｚ’は例えばＶ_Ｚ’＝２Ｖである。

直流の調光回路２６は、低域通過フィルタ２１６によって供給される電力Ｐによって動作する。

電圧源２４１、減衰回路２４５、電圧源２５１および先端縁検出器３５６は、交流調光回路１００におけるゲート電流Ｉ_Ｇの発生後の最初の短い期間において、高い電圧Ｖ_Ｚ’から低い電圧Ｖ_Ｒまで過渡的に減衰する基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、比較器２１４の非反転入力に供給する。基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、その短い期間において一時的に最大で電圧Ｖ_Ｚ’−Ｖ_Ｒだけ高くなる。比較器２１４は、それに従って、基準電圧Ｖ_ＲＥＦと検出電圧Ｖ_ＲＳの差電圧（Ｖ_ＲＥＦ−Ｖ_ＲＳ）を表す電圧（Ｖ_ＲＥＦ−Ｖ_ＲＳ）をパルス幅変調制御器２１２の入力に供給する。それによって、パルス幅変調器２１０は、最初の短い期間（例えば、１００〜２００μｓ、１５０μｓ）において、その差電圧を表す電圧に応答して一時的にチャネルの電流Ｉ_ＲＳのパルス幅を増大させ、従って電流Ｉ_ＲＳを増大させる。

基準電位Ｖ_ＲＥＦは、スイッチ（ＳＷ２）２５０がオン状態になった後、最初は電圧Ｖｚ’となりその後で時定数τ＝Ｃ_Ｒ１×Ｒ_Ｒ２で指数関数的に減衰して、最終的に電圧Ｖ_Ｒ’×Ｒ_ＲＤ１／（Ｒ_ＲＤ１＋Ｒ_ＲＤ２）＝Ｖ_Ｒとなる。基準電位Ｖ_ＲＥＦは、比較器２１４の反転入力に供給される。基準電位Ｖ_ＲＥＦは、最初とその後の時定数τの最初の短い期間だけ（例えば２倍に）高くなり、その短い期間において比較器２１４の出力の差電圧が一時的に大きくなり、一次巻線Ｌ１およびセンス抵抗Ｒ_Ｓに流れる電流Ｉ_ＲＳが増大する。従って、その短い期間において、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して引き出される電流Ｉ_ＲＥＣが一時的に増大し、交流の調光回路１００においてチャタリングが発生するのを防止することができる。それによって、一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２中を流れる電流に短い周期（例えば、約１００〜約２００μｓ）のチャタリングが生じることがなく、ＬＥＤランプ２３６に流れる電流Ｉ_ＬのチャタリングおよびＬＥＤランプ２３６のフリッカを防止することができる。

比較器２１４は、直流電圧Ｖｚ’から定電圧Ｖ_Ｒへと減少する基準電圧Ｖ_ＲＥＦと、センサ抵抗２２０の平滑された電圧Ｖ_ＲＳの差電圧を、パルス幅変調制御器２１２の入力に供給する。パルス幅変調制御器２１２は、比較器２１４からの差電圧値に応じてまたは比例して、一時的にＦＥＴ２１８のターンオン時間幅が相対的に長くなるように制御する。その時間幅の期間において、一次巻線Ｌ１に電磁エネルギが余分に蓄積され、ＦＥＴ２１８がターンオフされたときに二次巻線Ｌ２にその電磁エネルギが結合または伝達される。それによって、二次巻線Ｌ２の両端に生じた増大された電流はキャパシタＣ２によって平滑されてＬＥＤランプ２３６に供給される。交流電圧Ｖ_ＡＣの半波周期ＨＷ（例えば、ＨＷ＝１０ｍｓまたは約８．３３ｍｓ）において、交流の調光回路１００および整流回路２０２から電流が継続的に供給され、二次巻線Ｌ２側のキャパシタ２３２によって供給される電圧および電流にフリッカが生じることが防止される。

また、上述の実施形態の直流調光回路２４および２６は、交流調光回路１００に大きな変更を加えることなく、その交流調光回路１００とともに使用することができる。さらに、上述の実施形態の直流調光回路２４および２６によれば、調光レベルの範囲を、交流電圧Ｖ_ＡＣの半波周期において、例えば位相π／２２（約２０Ｖ）〜１０π／１１（約４０Ｖ）から、例えばより広い位相３π／８８（約１５Ｖ）〜８５π／８８（約１５Ｖ）の範囲に拡げることができる。

上述の実施形態の直流調光回路２４および２６によれば、交流の調光回路１００の調光レベルが低い場合および非常に高い場合においても、フリッカや遅延を生じるのを防止しまたは減じることができるので、低い調光レベルから高い調光レベルまで調光を滑らかに行うことができる。

図９は、さらに別の実施形態による、図１の電力制御または調光回路１００から調整された交流電流または電力を受け取ってＬＥＤランプ２３６に調整された直流電力を供給する直流の調光回路２８のさらに別の例を示している。直流調光回路２８は、図８の直流調光回路２６を改変したものである。

図９において、直流調光回路２８は、分路回路２８０を含んでいる。分路回路２８０は、抵抗２６２、ＦＥＴ２６４、直流電圧源２６６、抵抗２６８、バイポーラ型のトランジスタ２７０、および抵抗２７２を含んでいる。抵抗２６２は、整流回路２０２の正極性の出力端子に一端が結合されている。ＦＥＴ２６４は、抵抗２６２の他端に一端が結合され、他端が接地点ＧＮＤに結合され、抵抗２６２と協働して整流回路２０２の出力端子からの分路を形成する。代替構成として、抵抗２６２の一端は、電流路３１０に結合されていてもよい。

トランジスタ２７０は、ＦＥＴ２１８へのゲート制御信号Ｖ_Ｇに従って、ＦＥＴ２６４のスイッチング制御を行う。トランジスタ２７０では、そのコレクタは抵抗２６８の一端およびＦＥＴ２６４のゲートに結合され、そのエミッタは接地点に結合されている。抵抗２６８の他端は直流電圧源２６６の正極に結合されている。トランジスタ２７０のベースは、ツェナ・ダイオード２４４のアノードと抵抗２７２の一端の間の接続点に結合されている。抵抗２７２の他端は、パルス幅変調制御器２１２の出力とＦＥＴ２１８のゲートの接続点の間に結合されている。直流調光回路２８のその他の構成は、図８の直流調光回路２６と同様である。

直流の調光回路２８（例えば、要素２１０、２３０、２３２、２３４、２２１、２４５、２５１、３５６、２８０）は、低域通過フィルタ２１６によって供給される電力Ｐによって動作する。

抵抗２６８（Ｒ_Ｓ１）とＦＥＴ２６４の直列結合は、パルス幅変調制御器２１２の出力またはＦＥＴ２１８のゲート制御電圧Ｖ_Ｇが０Ｖの場合に、交流調光回路１００から整流回路２０２を介して電流Ｉ_ＡＣ、Ｉ_ＲＥＣを引き出して接地点ＧＮＤに流すための分路を形成する。それによって、交流電圧Ｖ_ＡＣのゼロクロス点ｔｏ付近で整流回路２０２の出力端子側の電流Ｉ_ＲＥＣが小さくなって、交流調光回路１００のトライアックＴＲ１から整流回路２０２とフィルタ２１６を介して電流路３１０および３１２へと流れる各電流Ｉ_ＡＣ、Ｉ_ＲＥＣ、Ｉ_ＲＳに遅延およびチャタリングが生じるのを、抑制することができる。

パルス幅変調制御器２１２の出力のゲート制御電圧Ｖ_Ｇがオン状態（高レベル）の場合には、そのゲート制御電圧Ｖ_Ｇが抵抗２７２を介してトランジスタ２７０のベースに印加される。（この場合、パルス幅変調器２１０のＦＥＴ２１８のチャネルを流れる変調パルスは、オン状態（高レベル）である。）従って、トランジスタ２７０のベースはそのコレクタからエミッタへ電流を導通させコレクタを接地点ＧＮＤに結合する。従って、ＦＥＴ２６４はそのチャネルおよび分路を遮断する。

一方、パルス幅変調制御器２１２の出力のゲート制御電圧Ｖ_Ｇがオフ状態（低レベル）の場合には、トランジスタ２７０のベースに高い電圧が印加されない。（この場合、パルス幅変調器２１０のＦＥＴ２１８のチャネルを流れる変調パルスは、オフ状態（低レベル）である。）従って、トランジスタ２７０はそのコレクタからエミッタへの電流路を遮断し、直流電圧源２６６の正極性の電圧が抵抗２６８を介してＦＥＴ２６４のゲートに印加され、ＦＥＴ２６４がそのチャネルを導通させて電流を流し、ＦＥＴ２６４は整流回路２０２の出力端子を接地点ＧＮＤに結合し、交流調光回路１００から整流回路２０２を介して電流Ｉ_ＲＥＣを引き出して接地点ＧＮＤに流す。その電流量は、抵抗２６２の抵抗値Ｒ_Ｓ１の値によって調整できる。パルス幅変調制御器２１２の出力のゲート制御電圧Ｖ_Ｇがオフ状態（低レベル）で、かつ整流回路２０２の正極性の出力端子の電圧Ｖ_ＲＥＣが、ツェナ・ダイオード２４４のツェナ電圧（Ｖ_Ｚ）とトランジスタ２７０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ）と抵抗２４２の両端間の電圧（Ｒ_Ｒ１×Ｖｂｅ／Ｒ_Ｓ３）の和より低い場合（Ｖ_ＲＥＣ＜Ｖ_Ｚ＋Ｖ_ｂｅ＋Ｒ_Ｒ１×Ｖｂｅ／Ｒ_Ｓ３）でも、トランジスタ２７０のベース電圧が低いので、トランジスタ２７０のコレクタからエミッタへの電流路は実質的に遮断され、直流電圧源２６６の正極性の電圧が抵抗２６８を介してＦＥＴ２６４のゲートに印加され、ＦＥＴ２６４のチャネルが導通状態になり、ＦＥＴ２６４は整流回路２０２の出力端子を接地点ＧＮＤに結合し、交流調光回路１００から整流回路２０２を介して電流を引き出して接地点ＧＮＤに流す。

交流電源ＡＣ１の交流電圧Ｖ_ＡＣの正弦波のゼロクロス点ｔ０前後の位相範囲、例えば位相角度約π／４４（約１０Ｖ）〜約π／２２（約２０Ｖ）および約２１π／２２（約２０Ｖ）〜約４３π／４４（約１０Ｖ）のタイミングで、トライアックＴＲ１へのゲート電流Ｉ_Ｇが発生する場合、通常、整流器２０２の出力端子における電圧Ｖ_ＲＥＣおよび電流Ｉ_ＲＥＣは小さくなり、トライアックＴＲ１を電流路を流れる電流は停止する傾向がある。しかし、直流調光回路２８では、分路回路２８０によって、交流調光回路１００から整流回路２０２を介して引き出す電流Ｉ_ＲＥＣを増大させることができ、ＬＥＤランプ２３６にフリッカおよび発光開始遅延が生じるのを防止できまたは減らすことができる。

また、上述の実施形態の直流調光回路２８も、交流調光回路１００に大きな変更を加えることなく、その交流調光回路１００とともに使用することができる。さらに、上述の実施形態の直流調光回路２８によれば、調光レベルの範囲を、交流電圧Ｖ_ＡＣの半波周期において、例えば位相π／２２（約２０Ｖ）〜１０π／１１（約４０Ｖ）から、例えばより広い位相π／４４（約１０Ｖ）〜４３π／４４（約１０Ｖ）の範囲に拡げることができる。交流の調光回路１００の調光レベルが低い場合および非常に高い場合において、フリッカや遅延を生じることがないので、低い調光レベルから高い調光レベルまで調光を滑らかに行うことができる。さらに、直流調光回路２８は、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖ_ＡＣが公称電圧より低い場合であっても、分路回路２８０によって、交流の調光回路１００から整流回路２０２を介して電流路３１０および３１２へ充分な電流Ｉ_ＲＳを引き出すことができ、半波周期ＨＷにおける電流／電圧制御回路３２２の動作可能な位相範囲をより広くし、またはその位相範囲が小さくなるのをできるだけ減らすことができる。

図６の調光回路２４の調光回路２４にパルス幅変調器（２１０）が含まれている場合には、図９の調光回路２８の場合と同様に、分路回路２８０を図６の調光回路２４に設けてもよい。また、分路回路２８０を、図３の調光回路２０または図５の調光回路２２に用いてもよく、それによって同様の効果が得られる。

ここで挙げた全ての例および条件的表現は、発明の理解を助けるためのものであり、ここで具体的に挙げたそのような例および条件に限定することなく解釈できる、と理解すべきである。本発明の実施形態を詳細に説明したが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、それに対して種々の変更、置換および変形を施すことができる、と理解すべきである。

ＡＣ１ 交流電源
１００ 交流の電力制御または調光回路
２４ 直流の電力制御または調光回路
２０２ 整流回路
２１６ 低域濾波フィルタ
３３０ 直流電流供給回路
３５６ 先端縁検出器
３５４ 基準設定器
３２２ 電流／電圧制御回路
３２４ 電流／電圧検出器
２３６ 発光ダイオード・ランプ

Claims (7)

1. 入力端子に供給された交流電流を整流して、整流された第１の電流を生成する整流器と、
   前記第１の電流を低域濾波して、低域濾波された第２の電流を生成するフィルタと、
   前記第２の電流に応答して、前記第２の電流を制御して、制御された第３の電流を出力端子に供給する直流電流制御手段と、
   前記第１の電流の周期において、前記第１の電流の立ち上がりに応答して前記第２の電流を一時的に増大させて前記第１の電流を増大させ、その後で前記第２の電流を、増大された場合の前記第２の電流より小さい一定の電流に近づくよう、前記直流制御手段を設定する手段と、
   を具える直流電力供給回路。
2. 前記直流制御手段を設定する前記手段は、前記第１の電流の立ち上がりに応答して、第１の電圧から前記第１の電圧より小さい第２の電圧へと減少する基準電圧を前記直流制御手段に供給するものであることを特徴とする、請求項１に記載の直流電力供給回路。
3. 前記直流電力供給回路は、さらに、前記第２または第３の電流の大きさを表す電圧を検出する検出器を具え、
   前記直流制御手段は、基準電圧と前記検出された電圧の間の差に応じて、前記第２または第３の電流の大きさを制御するものであることを特徴とする、請求項１または２に記載の直流電力供給回路。
4. さらに、前記第２の電流が流れる前記直流電流制御手段の電流路に結合された一次巻線と、前記出力端子に結合された二次巻線とを有する変成器と、
   前記二次巻線と前記出力端子の間に結合されたキャパシタと、
   を具えることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の直流電力供給回路。
5. 前記直流制御手段は、前記周期より短い周期で前記第２の電流を変調するものであることを特徴とする、請求項１乃至４のいずれかに記載の直流電力供給回路。
6. 前記直流電流制御手段は、前記第２の電流に応答して、前記第２の電流を制御するパルス幅変調器を含むものであり、
   前記直流電流制御手段は、さらに、前記パルス幅変調器に結合された分路回路を含み、
   前記分路回路は、前記パルス幅変調器によって形成されるパルスがオフ状態のときに、前記第１の電流または前記第２の電流を接地点に結合するものであることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれかに記載の直流電力供給回路。
7. 入力端子に供給された交流電流を整流して、整流された第１の電流を生成する整流器と、
   前記第１の電流を低域濾波して、低域濾波された第２の電流を生成するフィルタと、
   前記第２の電流が供給される一次巻線と、前記一次巻線に磁気結合された二次巻線とを有する変成器と、
   前記第１の電流の周期において、前記第１の電流の立ち上がりに応答して、前記一次巻線中を流れる前記第２の電流を一時的に増大させて前記第１の電流を増大させ、その後で前記第２の電流を、増大された前記第２の電流より小さい一定の電流に近づくように、前記直流制御手段を設定する手段と、
   を具える直流電力供給回路。

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