JP2012085401A - 保護継電器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の実施形態は、直流分を含む系統事故電流が流れた場合にも、精度よく動作判定できる保護継電器を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明の実施形態に係る保護継電器は、入力電流の大きさを変換し、アナログ信号として出力する入力変流器と、入力変流器から出力されたアナログ信号を、所定のアナログ信号を示す所定アナログ信号に変換するアナログ変換回路と、アナログ変換回路により変換された所定アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路により変換されたデジタル信号に基づいて演算処理を行う演算処理回路と、演算処理回路の演算結果に応じて接点出力を動作させるリレー出力回路とを備える。
さらに、アナログ変換回路は、入力変流器から出力されたアナログ信号を、負性の抵抗値を持つ負性抵抗回路を介して受信する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、保護継電器に関する。

従来、電力系統の系統事故の有無を判断し、系統事故区間に設置された遮断器の動作判定をするために保護継電器を用いている。この保護継電器は、入力電流の大きさを変換する変流器と、変流器２次側の信号を所定レベルに変換するアナログ変換回路を介した後、Ａ／Ｄ変換回路によりＡ／Ｄ変換している。更に、デジタル信号として演算処理回路に取り込み、演算処理回路にて所定の演算処理を行うことで、動作判定している。

この入力電流の大きさを変換する変流器は、直流分を含む系統事故電流が流れた場合の変流器飽和を防止するために、変流器の鉄心断面積増加、二次巻線の巻数増加、二次巻線の断面積増加等によって変流器飽和特性を向上させていた。しかし、これらの飽和対策は変流器の大型化を招くという課題があった。

また、従来の保護継電器は、変流器飽和による誤判定防止のため、Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号の正波・負波の各々の振幅が、保護継電器のアナログ変換および演算処理回路で決定されるフルスケール値を超えた場合に、動作判定を実行しているが、正波または負波の一方がフルスケール値を超えるような直流分を含む系統事故電流では、正しく動作判定できない虞があった。

特開２００９−２０１２０９号公報

上述したように、直流分を含む系統事故電流が流れた場合の変流器飽和を防止するために変流器が大型化するという課題がある。さらに、演算処理による変流器飽和時の誤判定防止策は、正波または負波の一方がフルスケール値を超えるような事故電流で、正しく動作判定できない可能性がある。

本発明の実施形態は、直流分を含む系統事故電流が流れた場合にも、精度よく動作判定できる保護継電器を提供することを目的とする。

本発明の実施形態に係る保護継電器は、入力電流の大きさを変換し、アナログ信号として出力する入力変流器と、入力変流器から出力されたアナログ信号を、所定のアナログ信号を示す所定アナログ信号に変換するアナログ変換回路と、アナログ変換回路により変換された所定アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路により変換されたデジタル信号に基づいて演算処理を行う演算処理回路と、演算処理回路の演算結果に応じて接点出力を動作させるリレー出力回路とを備える。

さらに、アナログ変換回路は、入力変流器から出力されたアナログ信号を、負性の抵抗値を持つ負性抵抗回路を介して受信する。

第１の実施形態における保護継電器の構成を示すブロック図。 第１の実施形態における入力変流器１の等価回路を示す図。 第１の実施形態における負性抵抗回路８の等価回路を示す図。 第１の実施形態における負性抵抗回路８とパワーブースタ回路２９の等価回路を示す図。 第２の実施形態におけるサーミスタ３０を適用した負性抵抗回路８の等価回路を示す図。

本発明の実施形態における保護継電器について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
第１の実施形態における保護継電器の構成について図１を用いて説明する。図１は保護継電器の構成を示すブロック図である。保護継電器は入力変流器１、負性抵抗回路８、アナログ変換回路２、Ａ／Ｄ変換回路３、演算処理回路４、リレー出力回路５、接点出力６から構成されている。

入力変流器１により入力電流の大きさを変換し、所定の電流比によって取り込まれた電流波形をアナログ信号として、負性抵抗回路８を介してアナログ変換回路２に送信する。

アナログ変換回路２は、アナログ前置フィルタやオペアンプ等から構成され、負性抵抗回路８から入力されたアナログ信号に含まれる高周波の除去や、信号強度を所定の値に変換を行う。さらに、高周波が除去され、信号強度が所定の値に変換された所定アナログ信号をＡ／Ｄ変換回路３に出力する。

Ａ／Ｄ変換回路３は、アナログ変換回路２から入力された所定アナログ信号をデジタル信号に変換し、演算処理回路４にデジタル信号を出力する。

演算処理回路４は、Ａ／Ｄ変換回路３から入力されたデジタル信号に基づいて、図示しない遮断器の動作判定を行うための演算処理を行い、演算結果をリレー出力回路５を介して接点出力６に出力する。

接点出力６は、図示しない遮断器と接続されており、保護継電器の演算処理回路４からリレー出力回路５を介して入力される演算結果に基づいて、遮断器を動作させる。

次に、入力変流器１の構成について図２を用いて説明する。図２は、入力変流器１および負性抵抗回路８の構成を示す等価回路である。

入力端子９から入力端子１０に入力電流Ｉ_１を流し、変流器一次巻線１１によって、図示しない変流器の鉄心に磁束φが発生し、磁束φによって変流器二次巻線１２に誘起電圧Ｅ_２が発生し、電流Ｉ_２が変流器二次側に流れる。変流器飽和特性を示すための変流器の飽和電流算出式を導き出すにあたり、変流器入力インピーダンスＺ_ｉｎと変流器飽和時の入力電圧Ｅ_ｍを式（１）、式（２）、式（３）に示す。

変流器入力インピーダンスＺ_ｉｎは、変流器一次巻線抵抗１６、変流器二次巻線抵抗１７、変流器二次負荷インピーダンス２１、変流器一次巻回数１８、変流器二次巻回数１９から式（１）のように示される。

変流器飽和時の入力電圧Ｅ_ｍは、変流器鉄心に発生する磁束φの変化、変流器一次巻回数Ｎ_１から式（２）のように示され、また変流器入力インピーダンスＺ_ｉｎと変流器飽和電流Ｉ_ｍａから式（３）のように示される。

さらに、式（１）、式（２）、式（３）から変流器飽和電流Ｉ_ｍａは式（４）のように示される。

（一般的な変流器は変流器一次巻線抵抗ｒ_１≒０とし無視できる。）
ここで、
Ｉ_ｍａ ：変流器飽和電流（Ａ_ｒｍｓ）
Ｅ_ｍ ：変流器飽和時の入力電圧（Ｖ_ｒｍｓ）
ω ：角周波数（ｒａｄ／ｓ）
ｆ ：入力周波数（Ｈｚ）
Ｎ_１ ：変流器一次巻線の巻回数１８（Ｔ）
Ｎ_２ ：変流器二次巻線の巻回数１９（Ｔ）
Ｓ ：鉄心断面積（ｃｍ^２）
Ｂ_ｍ ：最大磁束密度（Ｗｂ／ｍ^２）
φ ：変流器鉄心発生磁束（Ｗｂ）
Ｚ_ｉｎ ：変流器入力インピーダンス（Ω）
ｒ_１ ：変流器一次巻線抵抗１６の抵抗値（Ω）
ｒ_２ ：変流器二次巻線抵抗１７の抵抗値（Ω）
Ｚ_Ｌ ：変流器二次負荷インピーダンス２１の抵抗値（Ω）
としている。

（４）式で示されるよう、変流器飽和電流Ｉ_ｍａを大きくするためには、変流器一次巻回数Ｎ_１を少なくする、変流器二次巻回数Ｎ_２を多くする、鉄心断面積Ｓを大きくする、最大磁束密度Ｂ_ｍの高い鉄心を採用する、変流器二次巻線抵抗ｒ_２を小さくする、変流器二次負荷インピーダンスＺ_Ｌを小さくする方法がある。ここでは、保護継電器に負性抵抗回路８を供えることにより、変流器二次巻線抵抗１７を小さくし、変流器飽和電流Ｉ_ｍａを大きくしている。

次に、保護継電器における負性抵抗回路８の構成について図３を用いて説明する。図３は、負性抵抗回路８の構成を示す等価回路である。負性抵抗回路８は、抵抗２２、２３、２４およびオペアンプ２５から構成されている。

負性抵抗回路８に入力される電圧Ｖ_ｉは、変流器二次側に流れる電流と抵抗２２、２３、２４と負性抵抗回路８から出力される電圧Ｖ_０により式（５）、（６）で与えられる。

式（５）、（６）より負性抵抗回路８から出力される電圧Ｖ_ｏは式（７）で与えられる。

式（６）に式（７）を代入すると負性抵抗回路８に入力される電圧Ｖ_ｉは式（８）で与えられる。

式（８）から負性抵抗回路８の合成インピーダンスｒ_３は、式（９）のように示され負性の抵抗値を持つことになる。図３に示すように、負性抵抗回路８を設置しているため、負性の抵抗値である負性抵抗回路８の合成インピーダンス２６により変流器二次巻線抵抗１７をキャンセルできる。

ここで、
Ｖ_ｉ ：負性抵抗回路８に入力される電圧（Ｖ_０Ｐ）
Ｖ_ｏ ：負性抵抗回路８から出力される電圧（Ｖ_０Ｐ）
Ｉ_２ ：変流器二次側に流れる電流（Ａ_０Ｐ）
Ｚ_１ ：抵抗２２の抵抗値（Ω）
Ｚ_２ ：抵抗２３の抵抗値（Ω）
Ｚ_３ ：抵抗２４の抵抗値（Ω）
ｒ_３ ：負性抵抗回路８の合成インピーダンス２６（Ω）
である。

次に直流電流を含む系統事故電流が変流器に流れた場合の抵抗２２、抵抗２３、抵抗２４、オペアンプ２５の選定例を示す。

直流電流が１００％重畳した場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄは系統事故電流Ｉ_１ａｄ、変流器一次巻回数１８、変流器二次巻回数１９から式（１０）のように示される。

系統事故電流Ｉ_１ａｄ＝１００Ａ_ｒｍｓ、系統周波数ｆ＝５０Ｈｚ、変流器飽和電流Ｉ_ｍａ＝１８０Ａ_ｒｍｓ、変流器一次巻回数Ｎ_１＝１Ｔ、変流器二次巻回数Ｎ_２＝３０００Ｔ、変流器二次巻線抵抗ｒ_２＝２１０Ω、変流器二次負荷インピーダンスＺ_Ｌ＝１０Ωを条件とすると、式（１０）から変流器一次側に系統事故電流Ｉ_１ａｄが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄ≒９４．３ｍＡ_０Ｐとなる。

ここで変流器の直流電流飽和を防止するため直流分を考慮し、直流分重畳無し時の飽和電流がオーバーサイズファクターＫ倍だけ多くなるよう設計する概念を導入し、変流器が飽和しない場合の変流器二次側電圧Ｅ_２’を算出する。なおオーバーサイズファクターＫは式（１１）のように示される。

ここで、
Ｋ ：オーバーサイズファクター
ω ：角周波数（ｒａｄ／ｓ）
Ｔ ：無飽和期待時間（ｍｓ）
である。

無飽和時間Ｔを波高値検出形（ピーク値検出形）の演算処理が可能な無飽和時間Ｔ＝１５ｍｓを条件とする場合、式（１１）からオーバーサイズファクターＫ≒５．７１となる。直流電流が１００％重畳しても飽和しない飽和限界電流Ｉ_ｍｄａは、変流器飽和電流Ｉ_ｍａと式（１１）で示されたオーバーサイズファクターＫから式（１２）で与えられる。

式（１２）から直流電流が１００％重畳しても飽和しない飽和限界電流Ｉ_ｍｄａ≒３１．５Ａ_ｒｍｓとなる。

ここで、前述で求められた直流電流が１００％重畳しても飽和しない飽和限界電流Ｉ_ｍｄａを系統事故電流Ｉ_１ａｄとして考えると、式（１０）は式（１３）のように変換できる。またこの時の変流器二次側電圧Ｅ_２’は、変流器一次側に飽和限界電流Ｉ_ｍｄａが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄ’、変流器二次巻線抵抗１７、変流器二次負荷インピーダンス２１から式（１４）のように示される。

式（１３）から変流器一次側に飽和限界電流Ｉ_ｍｄａが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄ’≒２９．７ｍＡ_０Ｐとなり、変流器一次側に飽和限界電流Ｉ_ｍｄａが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄ’と式（１４）から変流器飽和時の変流器二次側電圧Ｅ_２’≒６．５Ｖ_０Ｐとなり、これが変流器二次側に発生可能な電圧値を示す。

ここで、変流器一次側に系統事故電流Ｉ_１ａｄが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄと負性抵抗回路８の合成インピーダンス２６を用いると式（１４）は式（１５）のように変換できる。

また式（１４）と式（１５）から負性抵抗回路８を設けた場合の変成器二次側電流Ｉ_２ａｄは式（１６）のように示される。

さらに式（１６）を式（１３）へ代入すると負性抵抗回路８を設けた場合の飽和限界電流Ｉ_ｍｄａを示すことができ、式（１７）のように示される。

ここで、ｒ_２＋Ｚ_Ｌ＞ｒ_２＋ｒ_３になるようｒ_３の定数を選定するため、負性抵抗回路８を設けた場合は、（ｒ_２＋Ｚ_Ｌ）／（ｒ_２＋ｒ_３）だけ飽和限界電流Ｉ_ｍｄａを大きくできる。

算出された変流器二次側電圧Ｅ_２’と変流器一次側に系統事故電流Ｉ_１ａｄが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄと条件である変流器二次巻線抵抗ｒ_２を式（１５）に代入すると、負性抵抗回路８の合成インピーダンスｒ_３≒−１４１Ωとなり、更に式（９）へ代入すると、抵抗Ｚ_１＝１０Ω、抵抗Ｚ_２＝２０ｋΩ、抵抗Ｚ_３＝２８０ｋΩの結果が得られる。この結果、負性抵抗回路８を設けた場合、飽和限界電流Ｉ_ｍｄａ≒９９Ａ_ｒｍｓであり、負性抵抗回路８を設けない場合に対して飽和限界電流を約３．１４倍向上できる。

負性抵抗回路８に使用するオペアンプ２５は、抵抗２２、抵抗２３、抵抗２４のパラメータから負性抵抗回路８から出力される電圧Ｖ_ｏ≒１４Ｖ_０Ｐと変流器一次側に系統事故電流Ｉ_１ａｄが流れた場合の変流器二次側電流Ｉ_２ａｄ≒９４．３ｍＡ_０Ｐから、オペアンプ２５の電源電圧は±１５Ｖ以上、オペアンプ２５の出力電流が９４．３ｍＡ以上であるＯＰＡ５５１（ＴＥＸＡＳ ＩＮＳＴＲＵＭＥＮＴＳ）のようなオペアンプを採用する。

次に、出力電流に制限があるオペアンプを採用する場合について、図４を用いて説明する。図４は負性抵抗回路８の出力電流不足をパワーブースタ回路２９で補う図である。図６において、オペアンプ２５から出力される電流を、ｎｐｎ型トランジスタ２７あるいはｐｎｐ型トランジスタ２８のベース端子へ流し込み、電流増幅率ｈ_ＦＥによって増幅されたｎｐｎ型トランジスタ２７あるいはｐｎｐ型トランジスタ２８のコレクタ電流とベース電流からエミッタ電流である電流Ｉ_２’を流すことができる。

以上のようにして、負性抵抗回路８を設けた場合は負性抵抗回路８を設けない場合に対して、（ｒ_２＋Ｚ_Ｌ）／（ｒ_２＋ｒ_３）だけ飽和電流を大きくでき、変流器の外形、材料を変えずに変流器飽和特性を向上させる効果が得られる。また変流器飽和特性を向上させたことにより、飽和判定等の特殊な演算処理を行う必要がなくなり、演算負担の削減の効果が得られる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態の保護継電器について図５を用いて説明する。本実施形態の構成が第１の実施形態と異なる点は、負性抵抗回路８にＮＴＣサーミスタ３０を追加した点である。

ＮＴＣサーミスタ３０は、抵抗２３と直列に接続されており、温度上昇に伴って抵抗が減少するように、マイナスの温度係数を持っている。

一般的な変流器の二次巻線は、抵抗の小さい銅を使用する。銅の温度係数α＝０．４３［％／℃］であり、温度変動によって期待する変流器二次巻線抵抗ｒ_２が変化するため、期待する飽和限界電流Ｉ_ｍｄａにならない。そこで、マイナスの温度係数をもつＮＴＣサーミスタ３０を負性抵抗回路８の抵抗２３と直列で接続する。このときの負性抵抗回路８の合成インピーダンスｒ_３は式（１８）のように示される。

ここで、
Ｚ_１ ：抵抗２２の抵抗値（Ω）
Ｚ_２ ：抵抗２３の抵抗値（Ω）
Ｚ_３ ：抵抗２４の抵抗値（Ω）
Ｚ_４ ：ＮＴＣサーミスタ３０の抵抗値（Ω）
ｒ_３ ：負性抵抗回路８の合成インピーダンス２６の抵抗値（Ω）
である。

本実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加えてＮＴＣサーミスタ３０はマイナスの温度係数を持つため、変流器二次巻線の温度係数による変流器二次巻線抵抗ｒ_２の変化の方向と同じ方向に負性抵抗回路８の合成インピーダンスｒ_３の絶対値を変化させることが可能になり、温度変動があった場合でも期待する飽和限界電流Ｉ_ｍｄａとすることができる。

本発明に係る実施形態によれば、直流分を含む系統事故電流が流れた場合にも、精度よく動作判定できる保護継電器を提供できる。

以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことが出来る。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ ：入力変流器
２ ：アナログ変換回路
３ ：Ａ／Ｄ変換回路
４ ：演算処理回路
５ ：リレー出力回路
６ ：出力接点
８ ：負性抵抗回路
９ ：入力端子
１０ ：入力端子
１１ ：変流器一次巻線
１２ ：変流器二次巻線
１４ ：出力端子
１５ ：出力端子
１６ ：変流器一次巻線抵抗
１７ ：変流器二次巻線抵抗
１８ ：変流器一次巻回数
１９ ：変流器二次巻回数
２０ ：変流器二次励磁インピーダンス
２１ ：変流器二次負荷インピーダンス
２２ ：抵抗
２３ ：抵抗
２４ ：抵抗
２５ ：オペアンプ
２６ ：負性抵抗８の合成インピーダンス
２７ ：ｎｐｎ型トランジスタ
２８ ：ｐｎｐ型トランジスタ
２９ ：パワーブースタ回路
３０ ：ＮＴＣサーミスタ

Claims (6)

1. 入力電流の大きさを変換し、アナログ信号として出力する入力変流器と、
   前記入力変流器から出力された前記アナログ信号を、所定のアナログ信号を示す所定アナログ信号に変換するアナログ変換回路と、
   前記アナログ変換回路により変換された所定アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、
   前記Ａ／Ｄ変換回路により変換されたデジタル信号に基づいて演算処理を行う演算処理回路と、
   前記演算処理回路の演算結果に応じて接点出力を動作させるリレー出力回路と、
   を備える保護継電器において、
   前記アナログ変換回路は、前記入力変流器から出力された前記アナログ信号を、負性の抵抗値を持つ負性抵抗回路を介して受信する保護継電器。
2. 前記負性抵抗回路は、オペアンプおよび複数の抵抗器を備える請求項１記載の保護継電器。
3. 前記アナログ変換回路は、前記入力変流器から出力された前記アナログ信号を、前記負性抵抗回路およびパワーブースタ回路を介して受信し、
   前記パワーブースタ回路は、前記アナログ信号の強度を増大させて出力する保護継電器。
4. 前記負性抵抗回路は、マイナスの温度係数を持つサーミスタを備える請求項１乃至３のいずれか１項に記載の保護継電器。
5. 前記サーミスタは、前記負性抵抗回路を構成する抵抗器と直列に接続する請求項４記載の保護継電器。
6. 前記サーミスタは、温度変化に伴う前記入力変流器巻線の抵抗値の変化を補償する請求項４または５記載の保護継電器。

Images