JP2012070874A - Ultrasonic diagnostic apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。 The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus, and more particularly to an ultrasonic diagnostic apparatus using a continuous wave.
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。 A continuous wave Doppler is known as a technique using a continuous wave of an ultrasonic diagnostic apparatus. In continuous wave Doppler, for example, a transmission wave that is a sine wave of several MHz is continuously emitted into the living body, and a reflected wave from the living body is continuously received. The reflected wave includes Doppler shift information by a moving body (for example, blood flow) in the living body. Therefore, by extracting the Doppler shift information and performing frequency analysis, a Doppler waveform reflecting the velocity information of the moving body can be formed.
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
Continuous wave Doppler using a continuous wave is generally superior in speed measurement at a higher speed than pulse Doppler using a pulse wave. Under such circumstances, the inventor of the present application has conducted research on continuous wave Doppler. As one of the results,
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
On the other hand, with continuous wave Doppler, position measurement is difficult due to the use of continuous waves. For example, a conventional general continuous wave Doppler device (a device that does not use FMCW Doppler) cannot perform position measurement. On the other hand, the inventor of this application has proposed a very epoch-making technique in
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
The technology of FMCW Doppler described in
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、選択性を向上させる新しい連続波を提供することにある。 The present invention has been made in the course of its research and development, and its purpose is to provide a new continuous wave that improves selectivity.
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。 An ultrasonic diagnostic apparatus suitable for the above-described object includes a transmission signal processing unit that outputs a continuous wave transmission signal having a periodicity obtained by synthesizing two rows of numerical patterns based on a sine function and a cosine function; Adjusting the correlation between the ultrasonic transmission / reception unit that obtains the reception signal by transmitting the ultrasonic wave corresponding to the transmission signal to the living body and receiving the ultrasonic wave from the living body, and the target position in the living body A reception signal processing unit that obtains a demodulated signal corresponding to the target position by performing demodulation processing on the received signal, and an in-vivo information extraction unit that extracts in-vivo information from the demodulated signal corresponding to the target position It is characterized by having.
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、２列の数値パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。 In a preferred embodiment, the transmission signal processing unit outputs a continuous wave transmission signal whose phase is changed according to a phase pattern obtained by synthesizing two rows of numerical patterns.
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンを前記２列の数値パターンとする連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。 In a preferred embodiment, the transmission signal processing unit outputs a continuous wave transmission signal having a sine pattern obtained from a sine function and a cosine pattern obtained from a cosine function as numerical values of the two columns. .
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記正弦パターンに従って振幅を変化させる正弦波と、前記余弦パターンに従って振幅を変化させる余弦波と、を合成することにより、前記連続波の送信信号を形成する、ことを特徴とする。 In a preferred embodiment, the transmission signal processing unit forms the continuous wave transmission signal by synthesizing a sine wave whose amplitude is changed according to the sine pattern and a cosine wave whose amplitude is changed according to the cosine pattern. It is characterized by.
望ましい具体例において、前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、ことを特徴とする。 In a preferred embodiment, the sine pattern is composed of N sine function values corresponding to N different phase values (N is an even number), and the cosine pattern corresponds to the N phase values. The continuous wave transmission signal includes a phase pattern having a pattern length N corresponding to the N phase values.
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割し、各ブロックごとの部分的な復調信号を得てから、ｍブロックに亘る部分的な復調信号を加算して前記目標位置に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。 In a preferred embodiment, the transmission signal processing unit outputs the continuous wave transmission signal so as to repeat a phase pattern of pattern length N, and the reception signal processing unit has n pattern lengths N (n is a natural number). Each block is divided into m blocks (m is a natural number), and a partial demodulated signal for each block is obtained, and then a partial demodulated signal over m blocks is added to obtain a demodulated signal corresponding to the target position. It is characterized by that.
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、一定期間ごとに１ブロックずつシフトさせつつ、ｍブロックからなるパターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。 In a preferred embodiment, the transmission signal processing unit outputs the continuous wave transmission signal so as to repeat a phase pattern of a pattern length N composed of m blocks while shifting by one block every predetermined period. And
本発明により、選択性を向上させる新しい連続波が提供される。 The present invention provides a new continuous wave that improves selectivity.
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus suitable for implementing the present invention. The transmitting
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
The transmission beamformer (transmission BF) 14 outputs transmission signals to a plurality of vibration elements included in the
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
The continuous wave transmission signal supplied to the transmission beam former 14 is formed by a sine
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
The sine
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
Then, the two signals output from the sine
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。 The reception beam former (reception BF) 16 forms a reception beam by phasing and adding a plurality of reception signals obtained from a plurality of vibration elements included in the reception transducer 12. That is, the reception beamformer 16 performs a delay process corresponding to the vibration signal obtained from each vibration element and adds a plurality of reception signals obtained from the plurality of vibration elements. Form a beam. Note that a plurality of received signals may be supplied to the reception beam former 16 after processing such as low noise amplification is performed on the received signals obtained from the respective vibration elements. Thus, a reception beam corresponding to a transmission beam scanned in a two-dimensional plane or a three-dimensional space is formed, and a reception RF signal is collected along the reception beam.
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
The
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
The reference signal supplied to each mixer of the
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
The π / 2
加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
The FFT processing unit (fast Fourier transform processing unit) 50 performs an FFT operation on each of the demodulated signals (in-phase signal component and quadrature signal component) obtained from the
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
The Doppler
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
The
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。 As described above, in the ultrasonic diagnostic apparatus in FIG. 1, a reception signal is obtained by transmitting and receiving an ultrasonic wave corresponding to a phase shift continuous wave, and a reference signal and reception are received according to the depth of the target position in the living body. The Doppler information from the target position is selectively extracted by adjusting the delay relationship between the signals and strengthening the correlation between the received signal from the target position and the reference signal to perform demodulation processing. Therefore, the principle of the phase shift process and the Doppler information from the target position selectively extracted in the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1 will be described in detail. In addition, about the part (structure) shown in FIG. 1, the code | symbol of FIG. 1 is utilized also in the following description.
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
<About phase shift processing>
In the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1, phase shift processing is performed using two rows of numerical patterns that are complementary to each other. That is, the sine
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｉが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｉが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。 A sine pattern and a cosine pattern, which are two-row numerical patterns, are defined by the following equations. In the following equation, a i is a cosine pattern and is obtained from a cosine function. On the other hand, b i is a sine pattern and is obtained from a sine function. N is a natural number indicating the pattern length, and i is the number of each numerical value (each code) constituting the pattern. Incidentally, N is an arbitrary natural number and an even number, and is not limited to a power of 2.
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
The sine
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔｂは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。 The reception signal corresponding to the transmission signal arrives at the reception system after a delay time τ shown in the following equation from the time when the transmission signal is transmitted. In the following equation, Tb is the time length of 1 bit (each numerical value) of the numerical pattern, that is, the bit length, and l (el) is an arbitrary natural number. Ξ is a time of 1/2 bit length or less.
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴｂとすると、受信ミキサ３０において乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
In the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1, a reference signal obtained by delaying the transmission signal in the
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
Then, the
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａｉ同士およびｂｉ同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａｉとｂｉの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の最終行において、ω０ｔが受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により除去されている。
Of the multiplication result of the received signal and the reference signal (the last row of Equation 6), the first term is the correlation power regarding the product of a i and b i that are the same numerical pattern, and the second term is It is a mutual interference power regarding the product of a i and b i which are different numerical patterns. In order to increase the selectivity of the target position, the correlation shown in the first term needs to be sharp, and the mutual interference shown in the second term is desirably small. In the last row of
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
Here, the phase of the cosine wave, which is the first term of the multiplication result of the received signal and the reference signal (the last row of Equation 6) will be considered. The phase of the cosine wave can be expressed as the following equation using the delay time τ shown in
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。 The phase of the cosine wave shown in Equation 7 includes ξ, and the phase of the cosine wave changes according to ξ, which is a time of ½ bit length or less. This phase change is not a factor that has an important influence on the selectivity (correlation) of the target position. Therefore, in the following, the selectivity of the target position will be described by omitting ξ from the expression of the phase.
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
First, the correlation power is examined. The correlation value included in the first term of the multiplication result of the received signal and the reference signal (the last row of Equation 6) can be expanded as follows based on the definition of
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３６，３８を経て加算部４６，４８に出力される。そして、加算部４６，４８において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
数１１式におけるδｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθｋｌが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。 Δ kl in Equation 11 is 1 when k and l are equal to each other, and is 0 when k and l are different from each other. In addition, when k and l are equal to each other, cos θ kl becomes 1, so that the equation (11) is further converted into the following equation.
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。 Equation 12 shows an autocorrelation value obtained by multiplying the reference signal corresponding to the target position specified by k and the received signal from the depth specified by l (el), and k N when i and l are equal to each other, and 0 when k and l are different from each other. That is, only the autocorrelation value for the received signal obtained from the same depth l as the target position specified by k is N.
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
Next, the mutual interference power is examined. The mutual interference included in the second term of the multiplication result of the received signal and the reference signal (the last row of Equation 6) can be developed as follows based on the definition of
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３６，３８を経て加算部４６，４８に出力され、加算部４６，４８において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
Expression 13 is a multiplication result regarding the i-th numerical value (sign) of the received signal whose pattern length is N and the reference signal. The multiplication results of Equation 13 obtained one after another in the
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
The second term of
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算することにより、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。 From the above analysis, the result of multiplication of the received signal and the reference signal (final line of Equation 6) is added over one pattern (pattern length N), thereby obtaining the same depth l as the target position specified by k. It can be seen that only the autocorrelation value for the received signal obtained is a large value.
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数１６式）と正弦パターンＢ（数１７式）が得られる。
Next, specific examples of the sine pattern and the cosine pattern will be described. When the pattern length is 8 (N = 8), the cosine pattern A (Equation 16) and the sine pattern B (Equation 17) are obtained from
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。 Each numerical value (each code) constituting the cosine pattern A and the sine pattern B takes a discrete value between -1 and +1, unlike a simple binary code. Further, the amplitude of the transmission signal (formula 2) formed using the cosine pattern A and the sine pattern B is calculated as follows, and is always 1, and the amplitude of the transmission signal does not vary with time. I understand that.
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
A transmission signal obtained by applying the cosine pattern A and the sine pattern B to
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数１９式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。 FIG. 2 is a diagram illustrating a time-varying waveform of a transmission signal obtained from the cosine pattern A and the sine pattern B. That is, the transmission signal shown in FIG. 2 is a signal expressed by Equation 19. FIG. 3 is a diagram illustrating a phase vector of a transmission signal obtained from the cosine pattern A and the sine pattern B. The transmission signal shown in FIGS. 2 and 3 is a continuous wave (phase shift continuous wave) obtained by changing the phase according to the phase pattern obtained by combining the cosine pattern A and the sine pattern B and repeating the phase pattern. It has become.
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数１９式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数１９式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ０〜φ７）も示されている。そして、受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ０の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ０以外では合計が０となる。
<About position selectivity>
FIG. 4 is a diagram illustrating a specific example of the correlation between the reference signal and the received signal. FIG. 4 shows the phase of the received signal (the phase of the received wave) obtained from a certain depth when the transmission signal of Equation 19 is used. FIG. 4 also shows the phase of the reference signal (reference wave phases φ 0 to φ 7 ) obtained by delay processing the transmission signal of Equation 19. The sum of the output obtained by multiplying the received signal and each reference signal and the output over one pattern (pattern length 8) is also shown. As shown in FIG. 4, when the phase of the reference wave is φ 0 , the phase of the received wave and the phase of the reference wave coincide with each other to be 8 and the sum is 0 when the phase of the reference wave is other than φ 0. Become.
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数１９式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ０からφ８までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ０からφ７の各々は、図４に示す参照波の位相φ０からφ７に対応した深さである。また、図５に示す深さφ８は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ０に対応する深さである。 FIG. 5 is a diagram illustrating a specific example of the multiplier output. FIG. 5 shows a multiplier output (reception mixer) obtained for each bit length in the time axis direction at each depth from φ 0 to φ 8 in the distance axis direction when a transmission signal of Formula 19 is used. 30 outputs). In addition, an addition value of the multiplier output obtained over one period (8-bit length) of the phase pattern is also illustrated. Each phi 7 from a depth phi 0 shown in FIG. 5 is a depth corresponding to phi 7 from the phase phi 0 reference wave shown in FIG. Further, the depth φ 8 shown in FIG. 5 is a depth corresponding to the phase φ 0 of the reference wave after one cycle when the phase pattern is repeated.
図５に示す深さφ０と深さφ８では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ１からφ７では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。 At the depth φ 0 and the depth φ 8 shown in FIG. 5, the phases of the reference signal and the received signal all coincide with each other over one period of the phase pattern, that is, a period of 8 bits (see FIG. 4). , A multiplier output corresponding to “1” is continuously obtained. In contrast, in phi 7 from a depth phi 1, since out of phase between the reference signal and the reception signal (see FIG. 4), the multiplier output is changed at random. Note that when the multiplier outputs that randomly change at the depths φ 1 to φ 7 are added over one period of the phase pattern, that is, a period of 8 bits, the value becomes zero (see FIG. 4).
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さφ０と深さφ８において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。乗算器出力を平均化する場合には、例えば、加算部４６，４８に代えてローパスフィルタを利用すればよい。
Therefore, by averaging the multiplier outputs over a plurality of bit lengths in the time axis direction, the average value is maximized at the target positions of depth φ 0 and depth φ 8 , and the average value at the plurality of depths is Among the mixed averaged demodulated signals, the demodulated signal corresponding to the target position becomes dominant, and the demodulated signal corresponding to the target position is selectively extracted. When averaging the multiplier outputs, for example, a low-pass filter may be used instead of the
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴｂ）の逆数ｆｐの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。 As shown in FIG. 5, the multiplier output related to the received signal having the depth φ 1 to φ 7 that does not match the phase pattern of the reference signal becomes zero by addition or averaging, but for each bit length, It fluctuates randomly. Because of this variation, the frequency spectrum of the multiplier output obtained by using the phase shift continuous wave that repeats the phase pattern has a line spectrum corresponding to an integer multiple of the reciprocal f p of one period (NT b ) of the phase pattern. Appears.
図６は、位相シフト連続波（位相変調された連続波）を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図６（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると送信信号と同じ波形となる。送信信号は、位相シフト連続波であり、したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、位相シフト連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆｐである。また周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔Ｔｂの逆数となる。 FIG. 6 is a diagram illustrating the frequency spectrum of each signal when a phase-shifted continuous wave (phase-modulated continuous wave) is used. FIG. 6A shows the frequency spectrum of the received signal. The received signal has the same waveform as the transmitted signal if attenuation in the living body is ignored. The transmission signal is a phase shift continuous wave, and therefore the frequency spectrum of the reception signal is also the frequency spectrum of the phase shift continuous wave. The frequency f 0 is the frequency of the RF signal. Frequency spacing sidebands are spread around the frequency f 0 of the RF signal is a repetition frequency f p of the phase pattern. There is a so-called null point where the power of the sideband spreading around the frequency f 0 is 0 (zero). Frequency interval from the frequency f 0 to the null point is a reciprocal of the time interval T b of 1 bit.
図６（Ｂ）は、受信ミキサ３０における乗算により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムには、直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ０の２倍の高調波成分が遮断されて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。
FIG. 6B shows the frequency spectrum of the baseband signal obtained by multiplication in the
直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数１０ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図６（Ｂ）に示すように、位相パターンの繰り返し周波数ｆｐとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。 In addition to the Doppler signal, the DC signal component includes a clutter signal resulting from a reflected wave from the fixed tissue. In particular, the reflected wave from the body surface or bone may be several tens of dB larger than the Doppler signal, which is an obstacle when measuring the Doppler signal. Clutter signal, as shown in FIG. 6 (B), includes a repetition frequency f p and its harmonic components of the phase pattern, is superimposed on the Doppler signals.
クラッタ信号は、目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の位相パターンと参照信号の位相パターンとを互いに一致させる処理である。測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、位相パターンに関する一致は成立していない。したがって、図５に示したように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７に組織がある場合に、乗算器出力が１ビット長ごとにランダムに変動し、図６（Ｂ）に示すようにクラッタ信号が発生する。
The clutter signal appears in the baseband signal output from the
図５を利用して説明したように、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算または平均化することにより、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号を低減または除去することができる。そこで、図１の超音波診断装置では、以下に説明する巡回的な送信処理を実行して、クラッタ信号を低減または除去している。 As described with reference to FIG. 5, when the multiplier outputs that randomly change at the depths φ 1 to φ 7 are added over one period of the phase pattern, that is, a period of 8 bits, it becomes zero. Therefore, the clutter signal shown in FIG. 6B can be reduced or eliminated by adding or averaging the multiplier outputs over a plurality of bits in the time axis direction. Therefore, in the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1, the cyclic transmission process described below is executed to reduce or eliminate the clutter signal.
＜巡回的な送信処理について＞
巡回的な送信処理には、余弦パターンを巡回して得られる巡回余弦パターンと、正弦パターンを巡回して得られる巡回正弦パターンが利用される。
<About cyclic transmission processing>
In the cyclic transmission process, a cyclic cosine pattern obtained by circulating a cosine pattern and a cyclic sine pattern obtained by circulating a sine pattern are used.
図７は、余弦パターンの巡回を説明するための図である。図７には、余弦パターンに関する繰り返し列α１，α２，・・・，αｍが示されている。各繰り返し列に含まれる余弦パターンは、数１式で定義されるａｉであり、図７においてパターン長Ｎの余弦パターンは、ｎビットごとにつまりｎ個の数値（符号）ごとにｍ個のブロックに分割されている。ｎとｍは共に自然数でありｎ×ｍ＝Ｎである。 FIG. 7 is a diagram for explaining cosine pattern circulation. FIG. 7 shows repeated rows α1, α2,..., Αm related to the cosine pattern. The cosine pattern included in each repetitive sequence is a i defined by the equation (1). In FIG. 7, the cosine pattern having the pattern length N is m for every n bits, that is, for every n numerical values (codes). It is divided into blocks. n and m are both natural numbers and n × m = N.
繰り返し列α１に含まれる余弦パターンＡ１は、第１ブロックを先頭として、第１ブロックから昇順に第ｍブロックまでのｍ個のブロックに分割される。その余弦パターンＡ１をＬ回（Ｌは自然数）だけ繰り返した列が、繰り返し列α１である。 The cosine pattern A1 included in the repetition sequence α1 is divided into m blocks from the first block to the m-th block in ascending order starting from the first block. A column obtained by repeating the cosine pattern A1 L times (L is a natural number) is a repeated column α1.
繰り返し列α２に含まれる余弦パターンＡ２は、第２ブロックを先頭として、第２ブロックから昇順に第ｍブロックまでを配置した後に第１ブロックを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。つまり、余弦パターンＡ２は、余弦パターンＡ１の先頭にある第１ブロックを最後尾にシフトさせたパターンである。その余弦パターンＡ２をＬ回だけ繰り返した列が、繰り返し列α２である。 The cosine pattern A2 included in the repetition row α2 is a pattern composed of m blocks in which the first block is arranged after the second block is arranged in ascending order from the second block. That is, the cosine pattern A2 is a pattern obtained by shifting the first block at the head of the cosine pattern A1 to the end. A column obtained by repeating the cosine pattern A2 L times is a repeated column α2.
さらに、余弦パターンＡ２の先頭ブロックを最後尾にシフトさせて余弦パターンＡ３が形成され、その余弦パターンＡ３をＬ回だけ繰り返した繰り返し列α３が形成される。こうして、段階的に余弦パターンの先頭ブロックを最後尾にシフトさせつつ、段階的に繰り返し列α４，α５，・・・が次々に形成され、最終的に繰り返し列αｍが得られる。 Further, the cosine pattern A3 is formed by shifting the first block of the cosine pattern A2 to the tail, and a repeated row α3 is formed by repeating the cosine pattern A3 only L times. In this way, while repeating the first block of the cosine pattern stepwise, the repeated rows α4, α5,... Are formed step by step, and finally the repeated row αm is obtained.
繰り返し列αｍに含まれる余弦パターンＡｍは、第ｍブロックを先頭としそれに続いて第１ブロックから昇順に第（ｍ−１）ブロックまでを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。その余弦パターンＡｍをＬ回だけ繰り返した列が繰り返し列αｍである。 The cosine pattern Am included in the repetition sequence αm is a pattern composed of m blocks in which the mth block is the head and the (m−1) th blocks are arranged in ascending order from the first block. A column in which the cosine pattern Am is repeated L times is a repeated column αm.
図８は、正弦パターンの巡回を説明するための図である。図８には、正弦パターンに関する繰り返し列β１，β２，・・・，βｍが示されている。各繰り返し列に含まれる正弦パターンは、数１式で定義されるｂｉである。図７の余弦パターンと同様に、図８におけるパターン長Ｎの正弦パターンは、ｎビットごとに（ｎ個の数値）ｍ個のブロックに分割されている。ｎとｍは共に自然数でありｎ×ｍ＝Ｎである。 FIG. 8 is a diagram for explaining the circulation of the sine pattern. FIG. 8 shows repeated rows β1, β2,..., Βm related to the sine pattern. Sinusoidal patterns included in each iteration column is b i defined by equation (1). Similar to the cosine pattern of FIG. 7, the sine pattern of pattern length N in FIG. 8 is divided into m blocks (n numerical values) every n bits. n and m are both natural numbers and n × m = N.
繰り返し列β１に含まれる正弦パターンＢ１は、第１ブロックを先頭として、第１ブロックから昇順に第ｍブロックまでのｍ個のブロックに分割される。その正弦パターンＢ１をＬ回（Ｌは自然数）だけ繰り返した列が、繰り返し列β１である。なお、図７の余弦パターンＡ１と図８の正弦パターンＢ１の組み合わせに基づいて、先に説明した位相シフト処理が行われる。 The sine pattern B1 included in the repetition sequence β1 is divided into m blocks from the first block to the m-th block in ascending order, starting from the first block. A column obtained by repeating the sine pattern B1 L times (L is a natural number) is a repeated column β1. Note that the phase shift process described above is performed based on the combination of the cosine pattern A1 in FIG. 7 and the sine pattern B1 in FIG.
繰り返し列β２に含まれる正弦パターンＢ２は、第２ブロックを先頭として、第２ブロックから昇順に第ｍブロックまでを配置した後に第１ブロックを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。つまり、正弦パターンＢ２は、正弦パターンＢ１の先頭にある第１ブロックを最後尾にシフトさせたパターンである。その正弦パターンＢ２をＬ回だけ繰り返した列が、繰り返し列β２である。 The sine pattern B2 included in the repetition sequence β2 is a pattern including m blocks in which the first block is arranged after the second block is arranged at the head and the m-th block is arranged in ascending order. That is, the sine pattern B2 is a pattern obtained by shifting the first block at the head of the sine pattern B1 to the end. A row obtained by repeating the sine pattern B2 L times is a repeated row β2.
さらに、正弦パターンＢ２の先頭ブロックを最後尾にシフトさせて正弦パターンＢ３が形成され、その正弦パターンＢ３をＬ回だけ繰り返した繰り返し列β３が形成される。こうして、段階的に正弦パターンの先頭ブロックを最後尾にシフトさせつつ、段階的に繰り返し列β４，β５，・・・が次々に形成され、最終的に繰り返し列βｍが得られる。 Further, the first block of the sine pattern B2 is shifted to the tail to form the sine pattern B3, and a repetition row β3 is formed by repeating the sine pattern B3 only L times. In this way, while repeating the first block of the sine pattern stepwise to the tail, repeated rows β4, β5,... Are formed step by step, and finally the repeated row βm is obtained.
繰り返し列βｍに含まれる正弦パターンＢｍは、第ｍブロックを先頭としそれに続いて第１ブロックから昇順に第（ｍ−１）ブロックまでを配置したｍ個のブロックからなるパターンである。その正弦パターンＢｍをＬ回だけ繰り返した列が繰り返し列βｍである。 The sine pattern Bm included in the repetition sequence βm is a pattern composed of m blocks in which the m-th block is the head and the (m−1) -th blocks are arranged in ascending order from the first block. A row obtained by repeating the sine pattern Bm L times is a repeated row βm.
図９は、巡回的な位相パターンを説明するための図である。図１の余弦パターン処理部２２Ａは、図９（Ａ）に示す巡回余弦パターンに従って余弦波の振幅を変化させる。図９（Ａ）の巡回余弦パターンは、図７の繰り返し列α１，α２，・・・，αｍを直列的に接続したパターンであり、繰り返し列αｍに続いて繰り返し列α１以降の列がさらに接続される。
FIG. 9 is a diagram for explaining a cyclic phase pattern. The cosine
一方、図１の正弦パターン処理部２２Ｂは、図９（Ｂ）に示す巡回正弦パターンに従って正弦波の振幅を変化させる。図９（Ｂ）の巡回正弦パターンは図８の繰り返し列β１，β２，・・・，βｍを直列的に接続したパターンであり、繰り返し列βｍに続いて繰り返し列β１以降の列がさらに接続される。
On the other hand, the sine
そして、図９（Ａ）の巡回余弦パターンと図９（Ｂ）の巡回正弦パターンを利用して数２式に基づいて連続波の送信信号が形成される。図９（Ｐ）は、その送信信号の位相パターンを示している。
Then, a continuous wave transmission signal is formed based on
図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンは、位相パターンＰ１，Ｐ２，Ｐ３，・・・，Ｐｍで構成される。位相パターンＰ１は、余弦パターンの繰り返し列α１と正弦パターンの繰り返し列β１に対応した位相パターンであり、位相パターンＰ２は、余弦パターンの繰り返し列α２と正弦パターンの繰り返し列β２に対応した位相パターンである。また、位相パターンＰｍは、余弦パターンの繰り返し列αｍと正弦パターンの繰り返し列βｍに対応した位相パターンである。このように、余弦パターンと正弦パターンの繰り返し列に応じた位相パターンが次々に得られる。 The cyclic phase pattern shown in FIG. 9 (P) is composed of phase patterns P1, P2, P3,. The phase pattern P1 is a phase pattern corresponding to the cosine pattern repetition row α1 and the sine pattern repetition row β1, and the phase pattern P2 is a phase pattern corresponding to the cosine pattern repetition row α2 and the sine pattern repetition row β2. is there. The phase pattern Pm is a phase pattern corresponding to the cosine pattern repetition sequence αm and the sine pattern repetition sequence βm. In this way, phase patterns corresponding to repeated sequences of cosine patterns and sine patterns are obtained one after another.
そして、図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンを備えた連続波の送信信号に基づいて超音波が送受され、この送信信号に対応した受信信号が得られる。 Then, ultrasonic waves are transmitted and received based on a continuous wave transmission signal having a cyclic phase pattern shown in FIG. 9 (P), and a reception signal corresponding to the transmission signal is obtained.
図１０は、巡回位相パターンの送信信号を利用して得られる受信信号の処理を説明するための図である。図１０には、図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンの送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。例えば、図１０の信号列Ｙ１は、図９（Ｐ）の位相パターンＰ１に対応した時間帯の復調信号であり、図１０の信号列Ｙ２は、図９（Ｐ）の位相パターンＰ２に対応した時間帯の復調信号である。図９（Ｐ）に示す巡回位相パターンの送信信号を利用することにより、図１０の最下段に示すように、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。 FIG. 10 is a diagram for explaining processing of a received signal obtained by using a transmission signal having a cyclic phase pattern. FIG. 10 shows a demodulated signal obtained when the transmission signal having the cyclic phase pattern shown in FIG. 9 (P) is used. For example, the signal sequence Y1 in FIG. 10 is a demodulated signal in a time zone corresponding to the phase pattern P1 in FIG. 9 (P), and the signal sequence Y2 in FIG. 10 corresponds to the phase pattern P2 in FIG. 9 (P). It is a demodulated signal in the time zone. By using a transmission signal having a cyclic phase pattern shown in FIG. 9 (P), signal sequences Y1, Y2, Y3,..., Ym are obtained one after another as shown in the lowermost stage of FIG.
なお、ミキサ３２（図１）から、同相信号成分（Ｉ信号成分）に対応した信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られ、ミキサ３４（図１）から、直交信号成分（Ｑ信号成分）に対応した信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。 It should be noted that signal sequences Y1, Y2, Y3,..., Ym corresponding to the in-phase signal component (I signal component) are obtained one after another from the mixer 32 (FIG. 1), and orthogonal from the mixer 34 (FIG. 1). Signal sequences Y1, Y2, Y3,..., Ym corresponding to signal components (Q signal components) are obtained one after another.
各信号列に含まれるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍは、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。例えば、ＳＵＭ１は、ｎビット長の第１ブロック（図７，８参照）に対応した部分的な復調信号の加算結果であり、ＳＵＭ２は、ｎビット長の第２ブロック（図７，８参照）に対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎの余弦パターンと正弦パターンは、各々がｍ個のブロックで構成されるため（図７，８参照）、パターン長Ｎの期間内にｍ個の加算結果（ＳＵＭ）が得られる。
SUM1, SUM2,... SUMm included in each signal sequence indicate demodulated signals that are partially added for each n-bit length. For example, SUM1 is an addition result of partial demodulated signals corresponding to a first block (see FIGS. 7 and 8) having an n-bit length, and SUM2 is a second block having an n-bit length (see FIGS. 7 and 8). Is a result of addition of partial demodulated signals corresponding to. In this way, the demodulated signal is added for each block. This addition processing is executed by the
信号列Ｙ１は、余弦パターンＡ１（図７）と正弦パターンＢ１（図８）から得られる位相パターンＰ１（図９）に対応している。そのため、信号列Ｙ１は、パターン長Ｎの期間内において、ＳＵＭ１を先頭としてＳＵＭ１から昇順にＳＵＭｍまでのｍ個の加算結果で構成され、これがパターン長Ｎごとに繰り返される。 The signal sequence Y1 corresponds to the phase pattern P1 (FIG. 9) obtained from the cosine pattern A1 (FIG. 7) and the sine pattern B1 (FIG. 8). Therefore, the signal sequence Y1 is composed of m addition results from SUM1 to SUMm in ascending order starting from SUM1 within the pattern length N period, and this is repeated for each pattern length N.
信号列Ｙ２は、余弦パターンＡ２と正弦パターンＢ２から得られる位相パターンＰ２に対応している。そのため、信号列Ｙ２は、パターン長Ｎの期間内において、ＳＵＭ２を先頭としてＳＵＭ２から昇順にＳＵＭｍまでの加算結果の後にＳＵＭ１を加えたｍ個の加算結果で構成され、これがパターン長Ｎごとに繰り返される。 The signal sequence Y2 corresponds to the phase pattern P2 obtained from the cosine pattern A2 and the sine pattern B2. Therefore, the signal sequence Y2 is composed of m addition results obtained by adding SUM1 after the addition result from SUM2 to SUMm in the ascending order with SUM2 in the pattern length N period, and this is repeated for each pattern length N. It is.
余弦パターンと正弦パターンの先頭ブロックが段階的にシフトされるため（図７，８参照）、各信号列を構成するパターン長Ｎの先頭の加算結果（ＳＵＭ）も、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの順に段階的にシフトされる。 Since the head blocks of the cosine pattern and sine pattern are shifted in stages (see FIGS. 7 and 8), the addition result (SUM) at the head of the pattern length N constituting each signal sequence is also the signal sequence Y1, Y2, Y3. ,..., Ym.
信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍは、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換される。さらに、複数の信号列から得られる複数の周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
The signal sequences Y1, Y2, Y3,..., Ym are subjected to an FFT operation for each signal sequence in the FFT processing unit 50 (FIG. 1). As a result, the demodulated signal is converted into a frequency spectrum for each signal sequence. Further, the
複数の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍに対応した複数の周波数スペクトラムを加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。つまり、図１０に矢印で示す繰り返し方向に沿って並んだ複数の加算結果（ＳＵＭ）がさらに加算されることに相当する。これにより、例えばパターン長Ｎの期間の先頭に位置する信号列Ｙ１のＳＵＭ１、信号列Ｙ２のＳＵＭ２、信号列Ｙ３のＳＵＭ３、・・・、信号列ＹｍのＳＵＭｍが加算される。 Adding a plurality of frequency spectra corresponding to a plurality of signal sequences Y1, Y2, Y3,..., Ym adds signals at the same time (time corresponding to each other) included in the plurality of signal sequences. It corresponds to that. That is, it corresponds to further adding a plurality of addition results (SUM) arranged along the repetition direction indicated by the arrow in FIG. Thus, for example, SUM1 of the signal sequence Y1, SUM2 of the signal sequence Y2, SUM3 of the signal sequence Y3,... SUMm of the signal sequence Ym, which are located at the beginning of the period of the pattern length N, are added.
つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、パターン長Ｎの期間の先頭以外においても、矢印で示す繰り返し方向に沿って並んだ複数の加算結果（ＳＵＭ）が加算され、ＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。これにより、先に詳述したとおり、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去される。 In other words, this is equivalent to adding all the partial demodulated signals from SUM1 to SUMm obtained over one period of the phase pattern. In addition to the beginning of the pattern length N period, a plurality of addition results (SUM) arranged along the repetition direction indicated by the arrows are added, and all partial demodulated signals from SUM1 to SUMm are added. Is equal. Thereby, as described in detail above, the clutter signal shown in FIG. 6B is reduced and desirably completely eliminated.
なお、最初の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが得られると、それに引き続いて次の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍが次々に得られる。そのため、次の時相の信号列Ｙ１が得られたタイミングで、その信号列Ｙ１と最初の時相の信号列Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍとを利用し、周波数スペクトラムの加算処理を実行してもよい。これにより、次の時相の信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの各々が得られるタイミングで、周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。 When the first time phase signal trains Y1, Y2, Y3,..., Ym are obtained, the next time phase signal trains Y1, Y2, Y3,. It is done. Therefore, at the timing when the next time phase signal sequence Y1 is obtained, the frequency sequence is added using the signal sequence Y1 and the first time phase signal sequence Y2, Y3,..., Ym. May be. Thereby, the addition result of the frequency spectrum can be obtained at the timing when each of the next time phase signal strings Y1, Y2, Y3,..., Ym is obtained.
また、図１０を利用して説明した処理では、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換される。その変換において、ｎビット長ごとに得られる加算結果（ＳＵＭ）が利用される。つまりｎビット長間隔のデータに基づいて周波数スペクトラムが得られる。１ビットの時間長をＴｂとすると、ｎビットの時間長はｎＴｂであり、この時間間隔で得られるデータのサンプリング周波数はｆｓ＝１／ｎＴｂとなる。周波数の折り返しを伴わずに測定可能な最大ドプラ周波数はサンプリング周波数ｆｓの１／２である。そのため、測定可能な最大ドプラ周波数は、１ブロックを構成するビット数「ｎ」により決定されることとなる。 In the processing described with reference to FIG. 10, the demodulated signal is converted into a frequency spectrum for each signal sequence. In the conversion, an addition result (SUM) obtained every n bits is used. That is, a frequency spectrum is obtained based on data with an n-bit length interval. When 1 time length of bits and T b, the time length of n bits is nT b, the sampling frequency of the data obtained in this time interval is f s = 1 / nT b. Maximum Doppler Frequency measurable without wrapping frequency is 1/2 of the sampling frequency f s. Therefore, the maximum measurable Doppler frequency is determined by the number of bits “n” constituting one block.
また、ＦＦＴ処理部５０（図１）におけるＦＦＴ演算後の周波数分解能Δｆは、ＦＦＴ演算前の処理対象データの時間長Ｔに依存する。つまり、Δｆ＝１／Ｔの関係がある。図１０に示した処理では、各信号列が処理対象データであり、その時間長はＴ＝ＮＴｂ×Ｌである。つまりＬ＝Ｔ／ＮＴｂ＝１／（Δｆ・ＮＴｂ）となる。そのため、例えば、周波数分解能Δｆを５０Ｈｚとし、パターン長Ｎの繰り返し周波数ｆｐ（＝１／ＮＴｂ）を５ｋＨｚとするとＬ＝１００となる。つまり、図７，８における同一パターンの繰り返し数であるＬを１００に設定すればよいことになる。 Further, the frequency resolution Δf after the FFT calculation in the FFT processing unit 50 (FIG. 1) depends on the time length T of the processing target data before the FFT calculation. That is, there is a relationship of Δf = 1 / T. In the processing shown in FIG. 10, each signal sequence is processing target data, and the time length is T = NT b × L. That is, L = T / NT b = 1 / (Δf · NT b ). Therefore, for example, if the frequency resolution Δf is 50 Hz and the repetition frequency f p (= 1 / NT b ) of the pattern length N is 5 kHz, L = 100. That is, L, which is the number of repetitions of the same pattern in FIGS.
また、パターン長Ｎの繰り返し周波数ｆｐを５ｋＨｚとすると、その逆数である繰り返し周期Ｔｐは２００μｓ（マイクロ秒）となる。そこで、診断可能な最大の深さである診断距離ｄを次式のように設定する。なお、次式においてｃは生体内の平均音速である。 Further, when the repetition frequency f p of the pattern length N and 5 kHz, the repetition period T p which is the reciprocal becomes 200 [mu] s (microseconds). Therefore, the diagnostic distance d, which is the maximum depth that can be diagnosed, is set as follows. In the following equation, c is the average sound speed in the living body.
距離分解能Δｄを診断距離ｄの１／１５３とすると、Δｄは１ｍｍ（ミリメートル）となり、この距離分解能Δｄを時間長τに換算すると次式のようになる。 When the distance resolution Δd is 1/153 of the diagnostic distance d, Δd is 1 mm (millimeter), and when this distance resolution Δd is converted into a time length τ, the following equation is obtained.
距離分解能Δｄの時間長τは、パターン長Ｎのパターンを構成している各数値（各符号）の時間長つまりビット長に相当する。時間長τの符号が繰り返し周期Ｔｐのパターンを構成する場合、そのパターンに含まれる符号数は次式により１５３個となる。 The time length τ of the distance resolution Δd corresponds to the time length of each numerical value (each code) constituting the pattern of the pattern length N, that is, the bit length. When the code of the time length τ constitutes a pattern of the repetition period T p , the number of codes included in the pattern is 153 by the following equation.
つまり、上記の例におけるパターン長Ｎは１５３個となる。そこで、パターン長Ｎが偶数であるという条件を適用すると、パターン長Ｎが例えば１５２又は１５４に設定される。なお、パターンの繰り返し周波数ｆｐが５ｋＨｚでありブロック数ｍが２に設定されると、各ブロックに対応した加算結果（ＳＵＭ）の周期、つまりサンプリング周波数ｆｓが１０ｋＨｚとなる。この場合に、測定可能な最大ドプラ周波数は、サンプリング周波数ｆｓの１／２であるため、５ｋＨｚとなる。 That is, the pattern length N in the above example is 153. Therefore, when the condition that the pattern length N is an even number is applied, the pattern length N is set to 152 or 154, for example. Incidentally, when the repetition frequency f p is 5kHz blocks m the pattern is set to 2, the period of addition results corresponding to the respective blocks (SUM), that is the sampling frequency f s is 10 kHz. In this case, the maximum Doppler frequency can be measured are the half of the sampling frequency f s, a 5 kHz.
周波数分解能ΔｆとＦＦＴ演算前の処理対象データの時間長Ｔ（＝ＮＴｂ×Ｌ）との間には、Δｆ＝１／Ｔの関係がある。そのため、周波数分解能Δｆを例えば５０Ｈｚとすると、処理対象データの時間長Ｔは２０ｍｓ（ミリ秒）となる。例えば、図１０における各信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・，Ｙｍの長さＴ（＝ＮＴｂ×Ｌ）が２０ｍｓとなる。そして、ブロック数ｍが例えば２の場合には、図１０において、二つの信号列Ｙ１，Ｙ２に基づいて加算処理が実現できる。つまり、この例の場合には、２０ｍｓ×２＝４０ｍｓの信号取得時間があれば、クラッタ信号を低減または除去しつつドプラ信号を得ることが可能になる。 There is a relationship of Δf = 1 / T between the frequency resolution Δf and the time length T (= NT b × L) of the processing target data before the FFT calculation. Therefore, if the frequency resolution Δf is, for example, 50 Hz, the time length T of the processing target data is 20 ms (milliseconds). For example, the length T (= NT b × L) of each signal sequence Y1, Y2, Y3,..., Ym in FIG. When the number of blocks m is 2, for example, the addition process can be realized based on the two signal sequences Y1 and Y2 in FIG. That is, in this example, if the signal acquisition time is 20 ms × 2 = 40 ms, it is possible to obtain the Doppler signal while reducing or eliminating the clutter signal.
上述した例では、パターン繰り返し周波数ｆｐを５ｋＨｚ、距離分解能Δｄを１ｍｍ、最大ドプラ周波数ｆｄを５ｋＨｚ、周波数分解能Δｆを５０Ｈｚに設定している。但し、これはあくまでも設定の一例であり、最大ドプラ周波数ｆｄを２ｋＨｚ，１０ｋＨｚなどに設定してもよい。また、最大ドプラ周波数ｆｄを５ｋＨｚに固定し、周波数分解能Δｆを１００Ｈｚ，５０Ｈｚ，２０Ｈｚ，１０Ｈｚなどに設定してもよい。
In the example described above, it is set pattern repetition frequency f p of 5 kHz, a distance resolution [Delta]
以上、図７から図１０を利用して、巡回的な送信処理によるクラッタ信号の低減について説明した。次に、巡回的な受信処理によるクラッタ信号の低減について説明する。 The clutter signal reduction by the cyclic transmission process has been described above with reference to FIGS. Next, reduction of the clutter signal by cyclic reception processing will be described.
＜巡回的な受信処理について＞
巡回的な受信処理では、送信時において、余弦パターンや正弦パターンを巡回させない。例えば、図７に示す繰り返し列α１のみで構成された余弦パターンと、図８に示す繰り返し列β１のみで構成された正弦パターンに基づいて得られる、図９に示す位相パターンＰ１のみを繰り返す連続波の送信信号が利用される。
<About cyclic reception processing>
In the cyclic reception process, the cosine pattern and sine pattern are not cycled during transmission. For example, a continuous wave that repeats only the phase pattern P1 shown in FIG. 9 obtained based on the cosine pattern constituted only by the repetition sequence α1 shown in FIG. 7 and the sine pattern constituted only by the repetition sequence β1 shown in FIG. The transmission signal is used.
図１１は、巡回的な受信処理を説明するための図である。図１１には、位相パターンを巡回させない送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。図１１の信号列Ｙは、例えば、位相パターンＰ１（図９参照）のみを繰り返す送信信号に対応した復調信号である。なお、ミキサ３２（図１）から、同相信号成分（Ｉ信号成分）に対応した信号列Ｙが得られ、ミキサ３４（図１）から、直交信号成分（Ｑ信号成分）に対応した信号列Ｙが得られる。 FIG. 11 is a diagram for explaining cyclic reception processing. FIG. 11 shows a demodulated signal obtained when a transmission signal that does not circulate the phase pattern is used. 11 is a demodulated signal corresponding to a transmission signal that repeats only the phase pattern P1 (see FIG. 9), for example. The signal sequence Y corresponding to the in-phase signal component (I signal component) is obtained from the mixer 32 (FIG. 1), and the signal sequence corresponding to the orthogonal signal component (Q signal component) is obtained from the mixer 34 (FIG. 1). Y is obtained.
信号列Ｙに含まれるＳ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍの各々は、ＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍに対応しており、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。この加算処理は、例えば加算部４６，４８（図１）において実行される。パターン長Ｎの余弦パターンと正弦パターンの各々がｍ個のブロックで構成される場合にはパターン長Ｎごとにｍ個の加算結果Ｓが得られる。信号列Ｙは、例えばシフトレジスタなどに一時的に記憶される。シフトレジスタは、例えば、ｍ×（ｍ＋１）段以上の長さである。つまり、ｍ×（ｍ＋１）個以上の加算結果Ｓがシフトレジスタに記憶される。
Each of S1, S2, S3,..., Sm included in the signal sequence Y corresponds to SUM1, SUM2,... SUMm, and is a demodulated signal that is partially added every n bits. Is shown. This addition processing is executed in, for example, the
なお、信号列Ｙの取得開始からｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間後には、一時的に必要とされる信号列Ｙがシフトレジスタ内に全て揃うため、その後は、一つの加算結果Ｓが得られるごとに、つまりｎ×Ｔｂ時間ごとに、シフトレジスタの内容を１段ずつずらして順次更新するようにしてもよい。 In addition, after m × n × (m + 1) × T b time from the start of acquisition of the signal sequence Y, all the signal sequences Y that are temporarily required are gathered in the shift register, and thereafter, one addition result S May be sequentially updated by shifting the contents of the shift register by one stage every time n is obtained, that is, every n × Tb time.
シフトレジスタに一時的に記憶された信号列Ｙは、（ｍ＋１）個の加算結果Ｓごとに区切られて、二次元的な記憶構造を備えたメモリに記憶される。なお、１次元的な記憶構造を備えた複数のメモリを並列的に配列して二次元的な記憶構造を実現してもよい。 The signal sequence Y temporarily stored in the shift register is divided into (m + 1) addition results S and stored in a memory having a two-dimensional storage structure. A two-dimensional storage structure may be realized by arranging a plurality of memories having a one-dimensional storage structure in parallel.
図１１に示すメモリは、各段がＡ１からＡｍ＋１のアドレスを備え、Ｄ１からＤｍまでのｍ段で構成されている。そして、例えば、シフトレジスタに記憶された信号列Ｙの先頭のＳ１から順にＳｍまでのｍ個の加算結果Ｓと、次の繰り返し時相に対応したＳ１と、からなる（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが、メモリの第１段目Ｄ１に記憶される。また、次の区切りであるＳ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍ，Ｓ２からなる（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが、メモリの第２段目Ｄ２に記憶される。こうして、次々に信号列Ｙが区切られて、信号列Ｙの取得が開始されてからｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間後に、メモリの最終段である第ｍ段目Ｄｍまで加算結果Ｓが記憶される。 In the memory shown in FIG. 11, each stage has addresses A1 to Am + 1, and is composed of m stages from D1 to Dm. Then, for example, (m + 1) addition results including m addition results S from S1 at the head of the signal sequence Y stored in the shift register to Sm in order and S1 corresponding to the next repetition time phase. S is stored in the first level D1 of the memory. In addition, (m + 1) addition results S including S2, S3,..., Sm, S2, which are the next breaks, are stored in the second stage D2 of the memory. In this way, the signal sequence Y is partitioned one after another, and the addition result S up to the m-th stage Dm, which is the final stage of the memory, is m × n × (m + 1) × T b time after the acquisition of the signal sequence Y is started. Is memorized.
メモリの第１段目Ｄ１から第ｍ段目Ｄｍまで加算結果Ｓが記憶されると、メモリの段方向に沿って、つまりＤ１からＤｍに向かって、加算結果Ｓがさらに加算処理される。例えば、Ｄ１からＤｍまでの各段の先頭アドレスＡ１に記憶されたＳ１からＳｍまでの加算結果Ｓが加算処理され、また、Ｄ１からＤｍまでの各段のアドレスＡ２に記憶されたＳ２からＳ１までの加算結果Ｓが加算処理される。こうして、各アドレスごとに、Ｓ１からＳｍまでの加算結果Ｓが加算処理され、ＦＦＴ処理部５０（図１）へ出力される。 When the addition result S is stored from the first stage D1 to the m-th stage Dm of the memory, the addition result S is further added along the memory stage direction, that is, from D1 to Dm. For example, the addition result S from S1 to Sm stored in the head address A1 of each stage from D1 to Dm is added, and S2 to S1 stored in the address A2 of each stage from D1 to Dm. The addition result S is added. Thus, the addition result S from S1 to Sm is added for each address and output to the FFT processing unit 50 (FIG. 1).
Ｓ１からＳｍまでの加算結果Ｓを全て加算する処理は、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号を全て加算することに相当する。そのため、クラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去されることは、先に説明したとおりである。 The process of adding all the addition results S from S1 to Sm corresponds to adding all the partial demodulated signals from SUM1 to SUMm obtained over one period of the phase pattern. Therefore, as described above, the clutter signal is reduced and preferably completely eliminated.
なお、各アドレスごとに得られる加算処理後の復調信号は、例えば、アドレスＡ１，Ａ２，・・・の順にｎ×Ｔｂ時間ごとにＦＦＴ処理部５０へ出力される。これにより、ＦＦＴ処理部５０において、ｎ×Ｔｂ時間ごとに得られるデータに基づいてＦＦＴ演算が実行される。つまり、サンプリング周波数が比較的高いため、例えば、ドプラ信号のリアルタイム表示などが実現できる。
Note that the demodulated signal after the addition processing obtained for each address is output to the
また、メモリに記憶された内容が各アドレスごとに加算されて全ての内容がＦＦＴ処理部５０へ出力された後に、メモリの内容も更新される。一時的に必要とされる信号列Ｙがｍ×ｎ×（ｍ＋１）×Ｔｂ時間の間隔で揃うため、例えば、この間隔ごとにメモリの内容が更新される。
Further, after the contents stored in the memory are added for each address and all the contents are output to the
また、シフトレジスタ内に、ｍ×（ｍ＋１）個の全ての加算結果Ｓが記憶される前に、例えば（ｍ＋１）個の加算結果Ｓが揃うごとに、（ｍ＋１）個の加算結果Ｓをメモリに記憶させるようにしてもよい。これにより、シフトレジスタの段数を比較的小さくすることが可能になる。 Further, before all m × (m + 1) addition results S are stored in the shift register, for example, every time (m + 1) addition results S are prepared, (m + 1) addition results S are stored in memory. You may make it memorize. As a result, the number of stages of the shift register can be made relatively small.
また、ｎ×Ｔｂ時間ごとにシフトレジスタの内容を１段ずつずらして順次更新する構成とし、シフトレジスタ内にＳ１，Ｓ２，・・・，Ｓｍのｍ個の加算結果Ｓが記憶された段階でこれらｍ個の加算結果Ｓを加算処理し、ｎ×Ｔｂ時間後にシフトレジスタ内にＳ２，Ｓ３，・・・，Ｓｍ，Ｓ１のｍ個の加算結果Ｓが記憶された段階でこれらｍ個の加算結果Ｓを加算処理する構成としてもよい。これにより、Ｓ１からＳｍまでの全ての加算処理結果をｎ×Ｔｂ時間ごとに得ることができる。 Further, the contents of the shift register are sequentially shifted by n stages every n × Tb time, and m addition results S of S1, S2,..., Sm are stored in the shift register. Then, the m addition results S are added, and after m times Tb, the m addition results S of S2, S3,..., Sm, S1 are stored in the shift register after m times. The addition result S may be added. Thereby, all the addition processing results from S1 to Sm can be obtained every n × Tb time.
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。 The preferred embodiments of the present invention have been described above, but the above-described preferred embodiments of the present invention are merely examples in all respects, and do not limit the scope of the present invention. The present invention includes various modifications without departing from the essence thereof.
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。 22A cosine pattern processing unit, 22B sine pattern processing unit, 24 synthesis processing unit, 25 delay circuit, 30 reception mixer, 46, 48 addition unit, 50 FFT processing unit, 52 Doppler information analysis unit.
Claims (7)
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。 A transmission signal processing unit for outputting a continuous wave transmission signal having periodicity obtained by synthesizing two rows of numerical patterns based on a sine function and a cosine function;
An ultrasonic transmission / reception unit that obtains a reception signal by transmitting an ultrasonic wave corresponding to the transmission signal to a living body and receiving the ultrasonic wave from the living body;
A received signal processing unit that obtains a demodulated signal corresponding to the target position by performing demodulation processing on the received signal while adjusting the correlation between the target position in the living body;
An in-vivo information extraction unit for extracting in-vivo information from the demodulated signal corresponding to the target position;
Having
An ultrasonic diagnostic apparatus.
前記送信信号処理部は、２列の数値パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。 The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1,
The transmission signal processing unit outputs a continuous wave transmission signal having a phase changed according to a phase pattern obtained by synthesizing two rows of numerical patterns.
An ultrasonic diagnostic apparatus.
前記送信信号処理部は、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンを前記２列の数値パターンとする連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。 The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1 or 2,
The transmission signal processing unit outputs a continuous wave transmission signal having a sine pattern obtained from a sine function and a cosine pattern obtained from a cosine function as numerical values of the two columns.
An ultrasonic diagnostic apparatus.
前記送信信号処理部は、前記正弦パターンに従って振幅を変化させる正弦波と、前記余弦パターンに従って振幅を変化させる余弦波と、を合成することにより、前記連続波の送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。 The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 3.
The transmission signal processing unit forms the continuous wave transmission signal by synthesizing a sine wave whose amplitude is changed according to the sine pattern and a cosine wave whose amplitude is changed according to the cosine pattern.
An ultrasonic diagnostic apparatus.
前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、
前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、
前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、
ことを特徴とする超音波診断装置。 The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 3 or 4,
The sine pattern is composed of N sine function values corresponding to N different phase values (N is an even number),
The cosine pattern is composed of N cosine function values corresponding to the N phase values.
The continuous wave transmission signal includes a phase pattern having a pattern length N corresponding to the N phase values.
An ultrasonic diagnostic apparatus.
前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、
前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割し、各ブロックごとの部分的な復調信号を得てから、ｍブロックに亘る部分的な復調信号を加算して前記目標位置に対応した復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。 The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 5,
The transmission signal processing unit outputs the continuous wave transmission signal so as to repeat a phase pattern having a pattern length of N,
The received signal processing unit divides the pattern length N into n blocks (n is a natural number) every m blocks (m is a natural number), obtains a partial demodulated signal for each block, and then a portion over m blocks A demodulated signal corresponding to the target position is obtained by adding typical demodulated signals;
An ultrasonic diagnostic apparatus.
前記送信信号処理部は、一定期間ごとに１ブロックずつシフトさせつつ、ｍブロックからなるパターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。 The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 6,
The transmission signal processing unit outputs the continuous wave transmission signal so as to repeat a phase pattern of a pattern length N consisting of m blocks while shifting one block at a fixed period.
An ultrasonic diagnostic apparatus.
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