JP2012044839A - Power converter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To realize a power converter of modular multilevel PWM converter type, capable of performing stable control in any operation mode.SOLUTION: A power converter 1 of modular multilevel cascade type includes: a plurality of chopper cells each of which contains a semiconductor switch group containing two semiconductor switches connected in series and a DC capacitor connected in parallel to the semiconductor switch group; a first arm containing a plurality of chopper cells connected in cascade; a second arm which is connected to the first arm in series and contains a plurality of chopper cells connected in cascade; command value generating means which generates a circulation current command value based on the voltage value of the DC capacitor in the first arm as well as the voltage value of the DC capacitor in the second arm; and control means which performs control so that the circulation current, which is a half of the sum of the current flowing through the first arm and the current flowing through the second arm, follows the circulation current command value.

Description

本発明は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器型の電力変換器に関する。   The present invention relates to a power converter of a modular multilevel cascade converter type.

実装が容易で大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベルカスケード変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣＣ）がある（例えば、非特許文献１〜４参照。）。   There is a modular multilevel cascade converter (MMCC) as a next-generation transformerless power converter that is easy to mount and suitable for large capacity and high voltage applications (for example, see Non-Patent Documents 1 to 4).

モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、複数の双方向チョッパセルもしくはフルブリッジ変換器セルを直列接続してアームを構成する点に特長がある。絶縁等の問題を除けば、直列セル数を増やすことにより、半導体スイッチを高耐圧化することなく、交流出力電圧を増大を図るとともに電圧および電流のリプルを抑制することが可能であり、高電圧かつ大容量の電力変換器として期待されている。モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、実装が容易で、装置の小型軽量化を実現できることから、系統連系用電力変換器や、誘導電動機ためのモータドライブ装置など用途が想定されている。   The modular multilevel cascade converter is characterized in that an arm is formed by connecting a plurality of bidirectional chopper cells or full-bridge converter cells in series. Excluding problems such as insulation, it is possible to increase the AC output voltage and suppress voltage and current ripple without increasing the breakdown voltage of the semiconductor switch by increasing the number of series cells. It is also expected as a large capacity power converter. The modular multi-level cascade converter is easy to mount and can realize a reduction in size and weight of the apparatus. Therefore, applications such as a power converter for grid connection and a motor drive apparatus for an induction motor are assumed.

図１３は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の主回路構成を示す回路図であり、図１４は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図、図１５は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。また、各相の回路構成、動作原理および制御方法は同様であるため、以下、主としてｕ相について説明する。   FIG. 13 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of the modular multilevel cascade converter, FIG. 14 is a circuit diagram showing a chopper cell as one component of the modular multilevel cascade converter, and FIG. 15 is a modular multilevel cascade. It is a circuit diagram which shows the 3 terminal coupling | bonding reactor which is one component of a cascade converter. Hereinafter, components having the same reference numerals in different drawings mean components having the same functions. Since the circuit configuration, operation principle, and control method of each phase are the same, the u phase will be mainly described below.

図１３に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧形フルブリッジ電力変換器である。モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の直流側（直流リンク）には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流電圧が印加される。直流電圧は必ずしも固定値である必要はなく、例えばダイオード整流器に起因する低次高調波成分やスイッチングリプル成分を含んでいても構わない。したがって、平滑コンデンサは省略可能である。   The modular multilevel cascade converter 1 shown in FIG. 13 is a u-type, v-phase, and w-phase voltage-type full-bridge power converter. A large-capacity smoothing capacitor (not shown) is connected to the DC side (DC link) of the modular multilevel cascade converter 1 to apply a DC voltage. The DC voltage is not necessarily a fixed value, and may include, for example, a low-order harmonic component or a switching ripple component caused by a diode rectifier. Therefore, the smoothing capacitor can be omitted.

ここでは一例として、各アームを構成するセルを双方向チョッパセルとする。図１３に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ、ｖおよびｗ各相は、図１４に示すチョッパセル１１−ｊと、図１５に示す３端子結合リアクトル１２とで構成される。図１３に示す例では、各相におけるチョッパセルの個数を８としており（つまりｊ＝１〜８）、このため、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の出力は、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。なお、図１３におけるチョッパセル１１−ｊについては、理解を容易にするために、図１４に示すチョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサＣを当該チョッパセル１１−ｊの外側に記載している。   Here, as an example, a cell constituting each arm is a bidirectional chopper cell. Each phase of u, v, and w of the modular multilevel cascade converter 1 shown in FIG. 13 includes a chopper cell 11-j shown in FIG. 14 and a three-terminal coupled reactor 12 shown in FIG. In the example shown in FIG. 13, the number of chopper cells in each phase is 8 (that is, j = 1 to 8). Therefore, the output of the modular multilevel cascade converter 1 has a phase voltage of 9 levels and a line voltage of It becomes a 17-level PWM waveform. For the chopper cell 11-j in FIG. 13, the DC capacitor C in the chopper cell 11-j shown in FIG. 14 is described outside the chopper cell 11-j for easy understanding.

図１４に示すように、チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、直流コンデンサＣとを有する２端子回路であり、双方向チョッパの一部とみなせる。チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は互いに直列接続され、これに、直流コンデンサＣが並列接続されることで構成される。２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のうち、図示の例では半導体スイッチＳＷ２の各端子が、当該チョッパセル１１−ｊの出力端となる。本明細書では、ｕ相の場合、直流コンデンサの電圧値をｖCju（ただし、ｊ＝１〜８）、チョッパセル１１−ｊの出力電圧（すなわち、半導体スイッチＳＷ２の両端の電圧）の値を、ｖju（ただし、ｊ＝１〜８）と定義する。 As shown in FIG. 14, the chopper cell 11-j is a two-terminal circuit having two semiconductor switches SW1 and SW2 and a DC capacitor C, and can be regarded as a part of a bidirectional chopper. The chopper cell 11-j is configured by connecting two semiconductor switches SW1 and SW2 in series with each other and a DC capacitor C connected in parallel thereto. Of the two semiconductor switches SW1 and SW2, in the illustrated example, each terminal of the semiconductor switch SW2 is an output terminal of the chopper cell 11-j. In the present specification, in the case of the u phase, the voltage value of the DC capacitor is v Cju (where j = 1 to 8), and the output voltage of the chopper cell 11-j (that is, the voltage across the semiconductor switch SW2) is v ju (where j = 1 to 8).

上述のように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１は電圧形インバータとしても機能するため、各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、それぞれ、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、で構成される。半導体スイッチング素子Ｓは例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。   As described above, since the modular multilevel cascade converter 1 also functions as a voltage source inverter, each of the semiconductor switches SW1 and SW2 has a semiconductor switching element S that passes a current in one direction when turned on, and the semiconductor switching element. And a feedback diode D connected in antiparallel. The semiconductor switching element S is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).

ｕ相における８個のチョッパセル１１−１〜１１−８のうち、チョッパセル１１−１〜１１−４は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第１のアーム（ａｒｍ）２ｕ−Ｐと称する。また、チョッパセル１１−５〜１１−８は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第２のアーム２ｕ−Ｎと称する。ｖ相およびｗ相についても同様であり、それぞれ、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｖ−Ｎ、ならびに第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎが構成される。本明細書では、ｕ相については、第１のアームに流れる電流をｉPu、第２のアームに流れる電流をｉNu、ｖ相については、第１のアームに流れる電流をｉPv、第２のアームに流れる電流をｉNv、ｗ相については、第１のアームに流れる電流をｉPw、第２のアームに流れる電流をｉNw、と定義し、以下、「アーム電流」と称する。 Of the eight chopper cells 11-1 to 11-8 in the u-phase, the chopper cells 11-1 to 11-4 are cascade-connected via their output terminals. In the present specification, this is referred to as a first arm 2u-P. Further, the chopper cells 11-5 to 11-8 are cascade-connected via the respective output terminals. In the present specification, this is referred to as a second arm 2u-N. The same applies to the v-phase and the w-phase, and the first arm 2v-P and the second arm 2v-N, and the first arm 2w-P and the second arm 2w-N are configured, respectively. In this specification, for the u phase, the current flowing through the first arm is i Pu , the current flowing through the second arm is i Nu , and for the v phase, the current flowing through the first arm is i Pv , second of the current flowing through the arm i Nv, the w-phase, a first current flowing through the arm i Pw, a second current i Nw flowing to the arm, and to define, hereinafter referred to as "arm current".

３端子結合リアクトル１２（以下、単に「結合リアクトル１２」と称する。）は、第１の端子ａ、第２の端子ｂ、および、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する中間タップである第３の端子ｃを有する。ｕ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｕ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｕーＮが、それぞれ接続される。結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ相の交流側入出力端子として動作する。同様に、ｖ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｖ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｖーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｖ相の交流側入出力端子として動作する。また、ｗ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｗ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｗーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｗ相の交流側入出力端子として動作する。つまり、ｕ、ｖおよびｗ各相の各結合リアクトル１２の第３の端子ｃが、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ、ｖおよびｗ各相の交流側入出力端子として動作する。これら交流側入出力端子には、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１を、例えば系統連系用電力変換器として用いる場合には連系リアクトルが接続され、またあるいはモータドライブ装置として用いる場合には誘導電動機が接続される。   The three-terminal coupling reactor 12 (hereinafter simply referred to as “coupled reactor 12”) includes a first terminal a, a second terminal b, and a winding between the first terminal a and the second terminal b. It has the 3rd terminal c which is an intermediate tap located on a line. Regarding the u phase, the first arm 2u-P is connected to the first terminal a of the coupling reactor 12, and the second arm 2u-N is connected to the second terminal b of the coupling reactor 12, respectively. . The third terminal c of the coupling reactor 12 operates as the u-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel cascade converter 1. Similarly, regarding the v phase, the first terminal 2a of the coupling reactor 12 has the first arm 2v-P, the second terminal b of the coupling reactor 12 has the second arm 2v-N, respectively. The third terminal c of the coupled reactor 12 is connected and operates as a v-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel cascade converter 1. As for the w phase, the first arm 2w-P is connected to the first terminal a of the coupling reactor 12, and the second arm 2w-N is connected to the second terminal b of the coupling reactor 12, respectively. The third terminal c of the coupling reactor 12 operates as the w-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel cascade converter 1. That is, the third terminal c of each coupling reactor 12 of each phase of u, v, and w operates as an AC side input / output terminal of each phase of u, v, and w of the modular multilevel cascade converter 1. These AC side input / output terminals are connected to a modular multilevel cascade converter 1, for example, an interconnection reactor when used as a grid interconnection power converter, or an induction motor when used as a motor drive device. Is connected.

本明細書では、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ相、ｖ相およびｗ相の各交流側入出力端子を介して流入する電流を、それぞれ、ｉu、ｉvおよびｉuで表わし、以下、「交流電流」と称する。 In this specification, the modular multi-level cascaded converter 1 of u-phase, v the current flowing through each AC side output terminals of the phase and w-phase, respectively, expressed in i u, i v and i u, the following , Referred to as “alternating current”.

また、ｕ相において、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子は、直流側入出力端子として動作する。同様に、ｖ相においては、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子が、ｗ相においては、第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子が、それぞれ直流側入出力端子として動作することになる。   In the u-phase, each terminal of the first arm 2u-P and the second arm 2u-N on the side where the coupling reactor 12 is not connected operates as a DC side input / output terminal. Similarly, in the v phase, each terminal of the first arm 2v-P and the second arm 2u-N on the side to which the coupling reactor 12 is not connected is connected to the first arm 2w-P and the second arm 2u-N in the w phase. Each terminal of the second arm 2w-N on the side to which the coupling reactor 12 is not connected operates as a DC side input / output terminal.

図１３に示したモジュラーマルチレベルカスケード変換器１の変形例として、３端子結合リアクトルを、通常のリアクトル（すなわち、非結合リアクトル）を用いたものもある。図１６は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の別の例の主回路構成を示す回路図であり、図１７は、図１６に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器内のリアクトルの配置例を示す回路図である。この例では、第１のアーム２ｕ−Ｐ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）とリアクトル１２−１とを備え、第２のアーム２ｕ−Ｎ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）とリアクトル１２−１とを備える。第１のアーム２ｕ−Ｐにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−１が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。また、第２のアーム２ｕ−Ｎにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−２が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。図１６に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１においては、リアクトル１２−１については、一方の端子にチョッパセル１１−４が接続され、他方の端子にはリアクトル１２−２が接続される。また、リアクトル１２−２については、一方の端子にリアクトル１２−１が接続され、他方の端子にはチョッパセル１１−５が接続される。第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、互いが接続されない側の各端子は、直流側入出力端子として動作する。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子が、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ相の交流側入出力端子として動作する。なお、これ以外の回路構成要素については図１３に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。   As a modification of the modular multilevel cascade converter 1 shown in FIG. 13, there is one using a three-terminal coupled reactor as a normal reactor (that is, a non-coupled reactor). FIG. 16 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of another example of the modular multilevel cascade converter, and FIG. 17 is a circuit diagram showing an arrangement example of the reactor in the modular multilevel cascade converter shown in FIG. is there. In this example, a chopper cell 11-j (j = 1 to 4) and a reactor 12-1 are provided in the first arm 2u-P, and a chopper cell 11-j (provided that the second arm 2u-N is provided). , J = 5-8) and a reactor 12-1. In the first arm 2u-P, four chopper cells 11-j (j = 1 to 4) are cascade-connected via the output terminals of the chopper cells, and the reactors 12-1 are connected to each other. It is connected at an arbitrary position between the chopper cells connected in cascade. In the second arm 2u-N, four chopper cells 11-j (where j = 5 to 8) are cascade-connected through the output terminals of the chopper cells, and the reactor 12-2 , Are connected at arbitrary positions between the chopper cells cascade-connected to each other. In the modular multilevel cascade converter 1 shown in FIG. 16, for the reactor 12-1, the chopper cell 11-4 is connected to one terminal, and the reactor 12-2 is connected to the other terminal. Moreover, about the reactor 12-2, the reactor 12-1 is connected to one terminal, and the chopper cell 11-5 is connected to the other terminal. The terminals of the first arm 2u-P and the second arm 2u-N that are not connected to each other operate as DC input / output terminals. Further, the connection terminal between the first arm 2u-P and the second arm 2u-N operates as the u-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel cascade converter 1. The other circuit components are the same as those shown in FIG. 13, and thus the same circuit components are denoted by the same reference numerals and detailed description of the circuit components is omitted.

図１６に示すような非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード変換器１においては、リアクトル１２−１および１２−２は、互いにカスケード接続されたチョッパセル１１−ｊ間の任意の位置に接続される。図１７（ａ）は、図１６に示す第１のアームを示したものであるが、リアクトルの配置位置の他の例として、例えば図１７（ｂ）に示すように、チョッパセル１１−１の、直流側入出力端子として動作する側の端子に接続してもよい。また例えば、図１７（ｃ）に示すように、チョッパセル１１−３とチョッパセル１１−４との間に接続してもよい。第２のアームについても同様である。   In the modular multilevel cascade converter 1 using a non-coupled reactor as shown in FIG. 16, the reactors 12-1 and 12-2 are connected to arbitrary positions between the chopper cells 11-j cascaded with each other. . FIG. 17A shows the first arm shown in FIG. 16, but as another example of the arrangement position of the reactor, for example, as shown in FIG. You may connect to the terminal of the side which operate | moves as a direct current | flow side input / output terminal. For example, as shown in FIG.17 (c), you may connect between the chopper cell 11-3 and the chopper cell 11-4. The same applies to the second arm.

一般に、系統連系用電力変換器は、当該電力変換器の交流側の電圧と当該電力変換器に流出入する交流電流との位相差に応じて、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作といった種々の動作モードが存在する。   In general, the grid-connected power converter is a forward converter operation or an inverse converter operation, depending on the phase difference between the voltage on the AC side of the power converter and the AC current flowing into and out of the power converter, or There are various modes of operation such as capacitor operation or inductor operation.

例えば図１３において、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、有効電力が流入する場合は順変換器として動作し、有効電力が流出する場合は逆変換器として動作する。また、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、無効電力が流入する場合はインダクタとして動作し、無効電力が流出する場合はコンデンサとして動作する。   For example, in FIG. 13, the modular multilevel cascade converter 1 operates as a forward converter when active power flows in, and operates as an inverse converter when active power flows out. The modular multilevel cascade converter 1 operates as an inductor when reactive power flows in, and operates as a capacitor when reactive power flows out.

萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、第１２８巻、第７号、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月Makoto Sugawara and Yasufumi Akagi, “PWM control method and operation verification of modular multilevel converter (MMC)”, IEEJ Transactions D, Vol. 128, No. 7, pp 957-965, July 2008 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ，１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月Kazutoshi Nishimura, Makoto Sugawara, Yasufumi Akagi, “Application to High Voltage Motor Drive System Using Modular Multilevel PWM Inverter—Experimental Verification with 400V, 15kW Mini Model”, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group, SPC -09-24, pp19-24, January 2009 赤木泰文、萩原誠著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４３、ｐｐ７１〜７２、２０１０年３月Yasufumi Akagi and Makoto Sugawara, “Classification and Name of Modular Multilevel Cascade Converter (MMCC)”, IEEJ National Convention, no. 4-043, pp71-72, March 2010 萩原誠、前田亮、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ）の理論解析と制御方」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４４、ｐｐ７３〜７４、２０１０年３月Makoto Sugawara, Ryo Maeda, Yasufumi Akagi, “Theoretical Analysis and Control Method of Modular Multilevel Cascade Converter (MMCC-DSCC)”, National Institute of Electrical Engineers of Japan, no. 4-044, pp73-74, March 2010

モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、各セルの直流コンデンサはフローティングとなるため、各セル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御を行う必要がある。   In the modular multilevel cascade converter, since the DC capacitor of each cell is in a floating state, it is necessary to perform control to stably maintain the voltage of the DC capacitor in each cell.

非特許文献１に記載された方法は、二重スターチョッパセル（Ｄｏｕｂｌｅ−Ｓｔａｒ Ｃｈｏｐｐｅｒ−Ｃｅｌｌ：ＤＳＣＣ）構成のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ）について、直流コンデンサの電圧を検出し、各セルの電圧指令値にフィードバックするものであり、非特許文献２に記載された方法は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器をモータドライブシステムに適用したものである。これらの方法においては、負荷力率などの動作状態によっては、直流コンデンサの電圧の制御系が不安定となる場合がある。モジュラーマルチレベルカスケード変換器の適用環境によって、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作といった種々の動作モードが存在するが、非特許文献１および２に記載された方法では、直流コンデンサの電圧の制御が不可能な動作モードがある。また、非特許文献４に記載された方法によれば、制御則や制御ゲインを切替えることによって、各動作モードにある程度対応することができるが、非特許文献４に記載された方法であっても、直流コンデンサの電圧の制御が不可能となる回路条件があり、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することを各動作モードにおいて十分に実現できているとは言えない。   The method described in Non-Patent Document 1 detects the voltage of a DC capacitor in a modular multilevel cascade converter (MMCC) having a double-star chopper cell (DSCC) configuration, The method described in Non-Patent Document 2 is a method in which a modular multilevel cascade converter is applied to a motor drive system. In these methods, depending on the operating state such as the load power factor, the DC capacitor voltage control system may become unstable. Depending on the application environment of the modular multilevel cascade converter, there are various operation modes such as forward converter operation or reverse converter operation, or capacitor operation or inductor operation. In the methods described in Non-Patent Documents 1 and 2, There are operating modes in which the voltage of the DC capacitor cannot be controlled. Further, according to the method described in Non-Patent Document 4, it is possible to cope with each operation mode to some extent by switching the control law and control gain, but even with the method described in Non-Patent Document 4, There is a circuit condition that makes it impossible to control the voltage of the DC capacitor, and it cannot be said that the control while maintaining the voltage of the DC capacitor stably is not realized in each operation mode.

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、あらゆる動作モードにおいて安定に制御可能なモジュラーマルチレベルカスケード変換器型の電力変換器を提供することにある。   Therefore, in view of the above problems, an object of the present invention is to provide a modular multilevel cascade converter type power converter that can be stably controlled in all operation modes.

上記目的を実現するために、本発明においては、電力変換器は、直列接続された２つの半導体スイッチを含む半導体スイッチ群とこの半導体スイッチ群に並列接続された直流コンデンサとを複数有するチョッパセルと、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルを有する第１のアームと、第１のアームに直列接続され、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルを有する第２のアームと、第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段と、循環電流指令値に、第１のアームを流れる電流と第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するよう制御する制御手段と、を備える。   In order to achieve the above object, in the present invention, a power converter includes a semiconductor switch group including two semiconductor switches connected in series, and a chopper cell having a plurality of DC capacitors connected in parallel to the semiconductor switch group, A first arm having a plurality of chopper cells cascaded together, a second arm having a plurality of chopper cells connected in series to the first arm and cascaded together, and the DC capacitor in the first arm On the basis of the voltage value of the first capacitor and the voltage value of the DC capacitor in the second arm, command value creating means for creating the circulating current command value, the current flowing through the first arm and the second current Control means for controlling the circulating current to be half of the sum of the current flowing through the arm to follow.

また、本発明による電力変換器は、第１のアームの一端が接続される第１の端子と、第２のアームの一端が接続される第２の端子と、交流側入出力端子として動作する第３の端子と、を有するアーム結合部を備える。   The power converter according to the present invention operates as a first terminal to which one end of the first arm is connected, a second terminal to which one end of the second arm is connected, and an AC side input / output terminal. And an arm coupling portion having a third terminal.

本発明による電力変換器における指令値作成手段および制御手段は、ＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置により実現されるものであり、検出された電力変換器の第１および第２のアームを流れる各アーム電流、各チョッパセルにおける直流コンデンサの電圧、電力変換器の直流入出力側の電圧（直流リンク電圧）、および、流出入する各相の交流電流を、その演算処理に用いるパラメータとする。生成された指令値に基づいて、電力変換器内の各チョッパセル内の半導体スイッチのスイッチング動作が制御される。   The command value creating means and the control means in the power converter according to the present invention are realized by an arithmetic processing unit such as a DSP or FPGA, and each arm that flows through the first and second arms of the detected power converter. The current, the voltage of the DC capacitor in each chopper cell, the voltage on the DC input / output side of the power converter (DC link voltage), and the AC current of each phase flowing in and out are used as parameters used in the calculation process. Based on the generated command value, the switching operation of the semiconductor switch in each chopper cell in the power converter is controlled.

本発明によれば、モジュラーマルチレベルカスケード変換器を、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作のいずれの動作モードにおいても、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。特に、本発明によれば、制御則や制御ゲインの切り替えを行うことなく、全ての有効電力および無効電力の状態において直流コンデンサの電圧を安定に制御することができる。   According to the present invention, the modular multi-level cascade converter is controlled while maintaining the voltage of the DC capacitor stably in any operation mode of forward converter operation or reverse converter operation, or capacitor operation or inductor operation. be able to. In particular, according to the present invention, the voltage of the DC capacitor can be stably controlled in all active power and reactive power states without switching the control law or the control gain.

本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を示す回路図である。1 is a circuit diagram illustrating a modular multilevel cascade converter according to a first embodiment of the present invention. FIG. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相についての回路図である。It is a circuit diagram about the u phase of the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention. 図２に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図であり、（ａ）は第１のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示し、（ｂ）は第２のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示す図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a chopper cell that is one component of the modular multilevel cascade converter shown in FIG. 2, wherein (a) shows one of the chopper cells in the first arm, and (b) shows the second It is a figure which shows one of the chopper cells in an arm. モジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相の等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of u phase of a modular multilevel cascade converter. モジュラーマルチレベルカスケード変換器のパワーフローを示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the power flow of a modular multilevel cascade converter. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第１のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。It is a control block diagram about the direct-current capacitor control in the 1st arm of the modular multilevel cascade converter by the 1st example of the present invention. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第２のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。It is a control block diagram about the direct-current capacitor control in the 2nd arm of the modular multilevel cascade converter by the 1st example of the present invention. 本発明の第一の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about the steady-state characteristic when the modular multilevel cascade converter by the 1st Example of this invention is operated as an inverter. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、整流器動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about a steady-state characteristic when the modular multilevel cascade converter by the 1st Example of this invention is made to operate | move a rectifier. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インダクタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about the steady-state characteristic when the modular multilevel cascade converter by the 1st Example of this invention is operated as an inductor. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、キャパシタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about the stationary characteristic when the modular multilevel cascade converter by 1st Example of this invention is made to operate as a capacitor. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器における直流コンデンサの初期状態の電圧をアンバランスにしたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about the transient characteristic when the voltage of the initial state of the direct-current capacitor in the modular multilevel cascade converter by the 1st example of the present invention is made unbalanced. モジュラーマルチレベルカスケード変換器の主回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the main circuit structure of a modular multilevel cascade converter. モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the chopper cell which is one component of a modular multilevel cascade converter. モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3 terminal coupling | bonding reactor which is one component of a modular multilevel cascade converter. モジュラーマルチレベルカスケード変換器の別の例の主回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the main circuit structure of another example of a modular multilevel cascade converter. 図１６に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器内のリアクトルの配置例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the example of arrangement | positioning of the reactor in the modular multilevel cascade converter shown in FIG.

本発明では、モジュラーマルチレベルカスケード変換器外には流出しないでモジュラーマルチレベルカスケード変換器内で循環する電流（以下、「循環電流」と称する。）に着目して、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の各セルにおける直流コンデンサの電圧を制御する。このように本発明において直流コンデンサを制御するためのパラメータとして循環電流を用いるのは、「直流コンデンサの電圧の時間平均値は循環電流を制御すれば一定に保つことができるものであること」、および、「過渡現象や高調波などの外乱により生じる直流コンデンサの電圧の時間平均値の偏差すなわち電圧リプルは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の構造上、原理的に発生してしまうものであって、循環電流に起因するものであるということ」が以下に説明する本発明者による解析により明らかとなったからである。   In the present invention, focusing on the current circulating in the modular multilevel cascade converter without flowing out of the modular multilevel cascade converter (hereinafter referred to as “circulating current”), the modular multilevel cascade converter The voltage of the DC capacitor in each cell is controlled. As described above, the circulating current is used as a parameter for controlling the DC capacitor in the present invention because “the time average value of the voltage of the DC capacitor can be kept constant by controlling the circulating current”, And, “the deviation of the time average value of the voltage of the DC capacitor caused by disturbances such as transient phenomena and harmonics, that is, the voltage ripple, is generated in principle due to the structure of the modular multilevel cascade converter, This is because the fact that it is caused by the circulating current has been clarified by the analysis by the present inventor described below.

なお、以下の第１および第２の実施例については、主としてｕ相に関して説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様に適用できる。また、各実施例では、ここでは一例として、各アームを構成するセルを双方向チョッパセルとするが、フルブリッジ変換器セルであってもよい。各実施例では、チョッパセルの個数は８個としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、チョッパセルの個数はこれ以外であってもよい。   In addition, although the following 1st and 2nd Example demonstrates mainly regarding u phase, it is applicable similarly to v phase and w phase. In each embodiment, as an example, the cells constituting each arm are bidirectional chopper cells. However, full-bridge converter cells may be used. In each embodiment, the number of chopper cells is eight, but the present invention is not limited to this, and the number of chopper cells may be other than this.

図１は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を示す回路図である。図１に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１の、制御部以外の回路構成は、図１４に示した回路構成と同様であり、チョッパセル１１−ｊは図１５に示されたものであり、アーム結合部として３端子結合リアクトル１２は図１６に示されたものである。チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）内の各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２が、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、を有する点も同様である。   FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a modular multilevel cascade converter according to a first embodiment of the present invention. The circuit configuration of the modular multilevel cascade converter 1 shown in FIG. 1 other than the control unit is the same as the circuit configuration shown in FIG. 14, and the chopper cell 11-j is the one shown in FIG. As a part, the three-terminal coupling reactor 12 is the one shown in FIG. A semiconductor switching element S in which each of the semiconductor switches SW1 and SW2 in the chopper cell 11-j (where j = 1 to 8) passes current in one direction when turned on, and a feedback diode connected in reverse parallel to the semiconductor switching element S This also applies to the point having D.

図１に示すように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作の指示に用いられるスイッチング信号は、参照符号１０で示されるＤＳＰによる演算処理によって生成される。公知の検出器によって検出された、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の第１のアーム２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐおよび２ｗ−Ｐを流れるアーム電流ｉPu、ｉPv、およびｉPw、第２のアーム２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎおよび２ｗ−Ｎを流れるアーム電流ｉNu、ｉNv、およびｉNw、各チョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサの電圧ｖCju、ｖCjv、ｖCjw、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の直流入出力端子ＥPおよびＥN間に印加される電圧（直流リンク電圧）Ｖdc、ならびに、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の交流側入出力端子を介して流出入する各相の交流電流ｉu、ｉv、およびｉwが、ＤＳＰ１０に入力され、演算処理が実行される。 As shown in FIG. 1, the switching signal used to instruct the switching operation of the semiconductor switches SW1 and SW2 in each chopper cell 11-j of the modular multilevel cascade converter 1 is calculated by a DSP indicated by reference numeral 10. Generated. Arm currents i Pu , i Pv and i Pw flowing through the first arms 2u-P, 2v-P and 2w-P of the modular multilevel cascade converter 1 detected by a known detector, the second arm 2u-N, 2v-N and 2w-N arm currents i Nu , i Nv , and i Nw , DC capacitor voltages v Cju , v Cjv , v Cjw in each chopper cell 11-j, modular multilevel cascade converter 1 DC input / output terminals E P and E N (DC link voltage) V dc , and AC of each phase flowing in and out via the AC side input / output terminals of the modular multilevel cascade converter 1 The currents i u , i v , and i w are input to the DSP 10 and the arithmetic processing is executed.

図２は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相についての回路図である。また、図３は、図２に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図であり、（ａ）は第１のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示し、（ｂ）は第２のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示す図である。   FIG. 2 is a circuit diagram for the u phase of the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3 is a circuit diagram showing a chopper cell which is one component of the modular multilevel cascade converter shown in FIG. 2, wherein (a) shows one of the chopper cells in the first arm, b) shows one of the chopper cells in the second arm.

このとき、ｕ相について、リアクトル１２のインダクタンスをｌとしたとき、式１で表わされる回路方程式が成り立つ。   At this time, for the u phase, when the inductance of the reactor 12 is l, the circuit equation represented by Equation 1 is established.

Figure 2012044839
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上記式１から、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１には、交流電源側を経由しない閉回路が存在することがわかる。この閉回路を流れる電流が「循環電流」である。ｕ相の閉回路を循環する循環電流をｉZuとしたとき、アーム電流ｉPuおよびｉNuと交流電流ｉuとの間には式２の関係が成り立つ。 From the above formula 1, it can be seen that the modular multilevel cascade converter 1 has a closed circuit that does not go through the AC power supply side. The current flowing through this closed circuit is the “circulating current”. When the circulating current circulating through the u-phase closed circuit is i Zu , the relationship of Equation 2 is established between the arm currents i Pu and i Nu and the alternating current i u .

Figure 2012044839
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Figure 2012044839
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Figure 2012044839
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また、図１において、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の交流出力電圧ｖiの合成電圧をｖPu、ｕ相の系統電圧をｖu、とし、ｎ＝８とすると、式５の関係が成り立つ。 Further, in FIG. 1, Choppaseru 11-j in the first arm 2u-P (However, j = 1 to 4) a composite voltage of the AC output voltage v i of v Pu, the system voltage of the u phase v u, Assuming that n = 8, the relationship of Expression 5 is established.

Figure 2012044839
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同様に、第２のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の交流出力電圧ｖiの合成電圧ｖPuは式６で表わされる。 Similarly, Choppaseru 11-j in the second arm 2u-P (However, j = 5 to 8) the combined voltage v Pu of the AC output voltage v i of the formula 6.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

図４は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相の等価回路を示す図である。第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の交流出力電圧ｖiの合成電圧ｖPuおよび第２のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の交流出力電圧ｖiの合成電圧ｖPuをそれぞれ電圧源として等価的に置き換ええると、循環電流ｉZuは図４のように閉回路を流れる。ここで、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの電圧および電流と閉回路の電圧および電流との間には式７および式８の関係が成り立つ。 FIG. 4 is a diagram showing an u-phase equivalent circuit of the modular multilevel cascade converter. Choppaseru 11-j in the first arm 2u-P (where j = 1 to 4) composite voltage of the AC output voltage v i of v Pu and the second arm 2u-P in the Choppaseru 11-j (where If the combined voltage v Pu of the AC output voltage v i of j = 5 to 8) can be equivalently replaced as a voltage source, the circulating current i Zu flows in a closed circuit as shown in FIG. Here, the relationship of Expression 7 and Expression 8 is established between the voltage and current of the first arm 2u-P and the second arm 2u-N and the voltage and current of the closed circuit.

Figure 2012044839
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Figure 2012044839
Figure 2012044839

第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する瞬時電力の総和は、式７および式８より、式９のように表わされる。   The sum of the instantaneous power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P is expressed by Expression 9 from Expression 7 and Expression 8.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に流入する瞬時電力の総和は、式７および式８より、式１０のように表わされる。   Similarly, the sum of the instantaneous power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 5 to 8) in the second arm 2u-P is expressed by Expression 10 from Expression 7 and Expression 8.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式９および式１０から、式１１が得られる。ここで、ｐuは、ｕ相のレグが交流系統へ向けて出力する電力、ｐZuは、直流電源Ｖdcから供給される電力である。 From Equation 9 and Equation 10, Equation 11 is obtained. Here, p u is power output from the u-phase leg toward the AC system, and p Zu is power supplied from the DC power supply V dc .

Figure 2012044839
Figure 2012044839

エネルギー蓄積要素が存在しない従来一般な電力変換器では「ＰPu＝ＰNu＝０」かつ「ｐZ＝ｐｕ」である。これに対し、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器は、各チョッパセル１１−ｊに直流コンデンサすなわちエネルギー蓄積要素を有しているので、式１１に示すように、直流電源Ｖdcが供給する瞬時電力ｐZuと交流側入出力端子に出力する瞬時電力ｐuは一致しない。 In a general power converter having no energy storage element, “P Pu = P Nu = 0” and “p Z = pu”. On the other hand, the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention has a DC capacitor, that is, an energy storage element in each chopper cell 11-j. The instantaneous power p Zu supplied by dc and the instantaneous power p u output to the AC side input / output terminal do not match.

ｕ相の交流側入出力端子間の電圧ｖu、交流側入出力端子を流出入する電流ｉuを、式１２および１３で表わされる正弦波とする。ここで、交流側入出力端子間の線間電圧実効値をＶ、相電流実効値をＩ、電圧に対する電流の位相各あるいは負荷の力率角をφとする。 The voltage v u between the u-phase AC-side input / output terminals and the current i u flowing into and out of the AC-side input / output terminals are sine waves represented by equations 12 and 13. Here, the effective value of the line voltage between the AC input / output terminals is V, the effective value of the phase current is I, and each phase of the current with respect to the voltage or the power factor angle of the load is φ.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

Figure 2012044839
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ｕ相の循環電流ｉZuを式１４のように仮定する。ここで、ＩZ0uは循環電流ＩZuの直流成分、ＩZnauおよびＩＺnabはｎ次の高調波電流のｃｏｓおよびｓｉｎ成分である。 The u-phase circulating current i Zu is assumed as shown in Equation 14. Here, I Z0u is a direct current component of circulating current I Zu , and I Znau and IZ nab are cos and sin components of n-th order harmonic current.

Figure 2012044839
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このとき、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する電力の平均値は、式９、式１２、式１３および式１４より、式１５のように表わされる。ここで、交流側入出力端子間の周期とＴ（＝２π／ω）とする。   At this time, the average value of the electric power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P is expressed by the equation 15 from the equations 9, 12, 13, and 14. It is expressed as follows. Here, the period between the AC side input / output terminals and T (= 2π / ω).

Figure 2012044839
Figure 2012044839

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に流入する電力の平均値は、式９、式１２、式１３および式１４より、式１６のように表わされる。   Similarly, the average value of the electric power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 5 to 8) in the second arm 2u-N is expressed by the equation (16) from the equations (9), (12), (13), and (14). It is expressed as follows.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式１５および式１６において、右辺の第１項は交流側入出力端子間の電圧、第２項は直流電源Ｖdcからの供給電力であり、第３項は第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの間における電力の融通を表わしている。ここで、循環電流ｉZuは、その直流成分ＩZ0uと交流側入出力端子間の電圧と同相の基本波成分ＩZ1bu以外は、平均電力を生じない。 In Expressions 15 and 16, the first term on the right side is the voltage between the AC input / output terminals, the second term is the power supplied from the DC power supply V dc , and the third term is the first arm 2u-P and the first This shows the interchange of electric power between the two arms 2u-N. Here, the circulating current i Zu generates no average power except for the fundamental component I Z1bu in phase with the DC component I Z0u and the voltage between the AC side input / output terminals.

図５は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器のパワーフローを示す模式図である。上述の各式に基づき、モジュラーマルチレベルカスケード変換器のパワープローを示すと、図５のように表わされる。直流電源からの供給電力ＶdcＩZOuは、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）および第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に１／２ずつ流入し、各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサに蓄積される。一方、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）および第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）は、それぞれ出力電圧ＶＩｃｏｓφ／√３の１／２ずつ供給する。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの間では、ＶIZ1b／√３の電力が授受される。 FIG. 5 is a schematic diagram showing the power flow of the modular multilevel cascade converter. Based on the above equations, the power probe of the modular multilevel cascade converter is represented as shown in FIG. The supply power V dc I ZOu from the DC power supply is obtained from the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P and the chopper cell 11-j in the second arm 2u-N (wherein , J = 5 to 8) by 1/2 and is accumulated in the DC capacitor in each chopper cell 11-j. On the other hand, the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P and the chopper cell 11-j (where j = 5 to 8) in the second arm 2u-N are respectively Supply ½ of the output voltage VI cos φ / √3. In addition, power of V IZ1b / √3 is exchanged between the first arm 2u-P and the second arm 2u-N.

ここで、直流コンデンサの電圧の時間平均値を一定に保つには、式１５で表わされる第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する電力の平均値ＰPおよび１６で表わされる第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に流入する電力の平均値ＰNをともにゼロとすればよい。すなわち、直流コンデンサの電圧の時間平均値を一定に保つには、式１５および式１６より、式１７および式１８を満たすようにすればよいことがわかる。ここで、交流側入出力端子の出力する三相電力をＰ＝√３ＶＩｃｏｓφとする。 Here, in order to keep the time average value of the voltage of the DC capacitor constant, the electric power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P expressed by Expression 15 is expressed. mean values P P and in the second arm 2u-N represented by 16 Choppaseru 11-j (except, j = 5 to 8) may be both a zero mean value P N of the power flowing into. In other words, in order to keep the time average value of the voltage of the DC capacitor constant, it can be seen from Expression 15 and Expression 16 that Expression 17 and Expression 18 should be satisfied. Here, it is assumed that the three-phase power output from the AC side input / output terminal is P = √3 VI cos φ.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

Figure 2012044839
Figure 2012044839

過渡現象や高調波などの外乱により、直流コンデンサの電圧の時間平均値に偏差が生じることがあるが、式１７および式１８から、循環電流ｉZuの直流成分ＩZ0uと交流側入出力端子間の電圧と同相の基本波成分ＩZ1buを制御すれば、当該偏差を抑制することができることがわかる。 The disturbance such as transients or harmonics, it is the deviation occurs in the time average value of the voltage of the DC capacitor, from Equation 17 and Equation 18, between a DC component I Z0u circulating current i Zu AC side output terminals It can be seen that the deviation can be suppressed by controlling the fundamental wave component I Z1bu having the same phase as the current voltage.

式１７および式１８に示すように循環電流ｉZuを制御した場合、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する瞬時電力は、式９、式１２、式１３、式１７および式１８から、式１９のように表わされる。 When the circulating current i Zu is controlled as shown in Expression 17 and Expression 18, the instantaneous power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P is expressed by Expression 9, From Expression 12, Expression 13, Expression 17, and Expression 18, it is expressed as Expression 19.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

このとき、ｕ相の第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの蓄積エネルギーの総和ＷPuは、式２０のように表わされる。ただし、Ｗ0は積分定数であり、ここでは直流コンデンサに蓄積したエネルギーの平均値を意味する。 At this time, the total energy W Pu of the DC capacitors stored in the four chopper cells 11-j (where j = 1 to 4) in the u-phase first arm 2u-P is expressed as shown in Expression 20. . However, W 0 is an integral constant, and here means an average value of energy accumulated in the DC capacitor.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCPuは、式２１のように表わされる。 The average value v CPu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P is expressed by Expression 21.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式２１をテイラー展開して１次近似ｖ’CPuを求めると式２２が得られる。ここで、ＶC0は蓄積エネルギーがＷpu＝Ｗ0のときの直流コンデンサの電圧であり、ＶC0＝２√Ｗ0／√（ｎＣC）である。 Expression 21 is obtained by Taylor expansion of Expression 21 to obtain a first-order approximation v ′ CPu . Here, V C0 is the voltage of the DC capacitor when the stored energy is W pu = W 0 , and V C0 = 2√W 0 / √ (nC C ).

Figure 2012044839
Figure 2012044839

同様に、ｕ相の第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の１次近似ｖ’CNuは式２３で表わされる。 Similarly, the first-order approximation v ′ CNu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 5 to 8) in the u-phase second arm 2u-N is expressed by Expression 23.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式２２と式２３とを比較すると、ω成分の位相が反転していることが分かる。   Comparing Expression 22 and Expression 23, it can be seen that the phase of the ω component is inverted.

直流コンデンサの電圧の時間平均値を一定に保つには、式１７および式１８を満たすように循環電流を制御すれば良いが、これにより時間平均値自体は一定に保つことはできても、式２２および２３に示されるように、直流コンデンサには原理的な電圧リプルが存在することがわかる。例えばω成分がゼロもしくは低周波である場合、直流コンデンサの電圧リプルは増大する。   In order to keep the time average value of the voltage of the DC capacitor constant, the circulating current may be controlled so as to satisfy the equations 17 and 18. However, even if the time average value itself can be kept constant, the equation As can be seen from FIGS. 22 and 23, the DC capacitor has a fundamental voltage ripple. For example, when the ω component is zero or at a low frequency, the voltage ripple of the DC capacitor increases.

以上の解析から、モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧の時間平均値は循環電流を制御すれば一定に保つことができること、および、直流コンデンサの電圧リプルについては原理上発生し得るものであること、がわかる。   From the above analysis, in the modular multilevel cascade converter, the time average value of the DC capacitor voltage in each chopper cell can be kept constant by controlling the circulating current, and the principle of the DC capacitor voltage ripple is It can be seen that this can occur.

上記解析結果を利用した本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の各チョッパセル内の直流コンデンサ制御について図６および図７を参照して以下に説明する。図６は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第１のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図であり、図７は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第２のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。   DC capacitor control in each chopper cell of the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention using the above analysis results will be described below with reference to FIGS. FIG. 6 is a control block diagram of DC capacitor control in the first arm of the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a first embodiment of the present invention. 2 is a control block diagram for DC capacitor control in a second arm of the modular multilevel cascade converter according to FIG.

本発明の第１の実施例によれば、直流コンデンサ制御は大きく分けて次の４つの制御に分かれる。第１に、交流側入出力端子を流出入する交流電流のフィードバック制御、第２に、第１のアームおよび第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の総和に対する制御、第３に、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値と第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値とが等しくなるようにするフィードバック制御、そして第４に、各アーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、である。以下、各制御について説明する。   According to the first embodiment of the present invention, the DC capacitor control is roughly divided into the following four controls. First, feedback control of AC current flowing in and out of the AC side input / output terminal, second, control over the sum of the voltages of all the DC capacitors in the first arm and the second arm, and third, Feedback control to make the average value of the voltages of all the DC capacitors in one arm equal to the average value of the voltages of all the DC capacitors in the second arm, and fourth, all in each arm The voltage value of each DC capacitor follows the value obtained by averaging the voltage values of the DC capacitors. Hereinafter, each control will be described.

第１の制御は、所定の交流電流指令値に、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉuを追従させる制御である。すなわち、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流に対してフィードバック制御を適用する。交流電流指令値ｉ*の与え方には種々の方法があるが、一例として有効電力指令値ｐ*および無効電力指令値ｑ*を用いると、交流電流指令値ｉ*は式２４のように表わされる。 The first control is a predetermined AC current command value is a control to follow the alternating current i u which flows in and out through the AC side output terminals. That is, feedback control is applied to the alternating current flowing in and out through the alternating-current input / output terminal. There are various methods for giving the AC current command value i * . As an example, when the active power command value p * and the reactive power command value q * are used, the AC current command value i * is expressed as shown in Equation 24. It is.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

このとき、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉuが交流電流指令値に追従すると仮定すると、実効値Ｉおよび力率角φは式２５および式２６のように表わされる。 At this time, when the alternating current i u to flow through the AC side output terminals and out is assumed to follow the alternating current command value, effective value I and the power factor angle φ is expressed as Equation 25 and Equation 26.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

Figure 2012044839
Figure 2012044839

交流側入出力端子間の電圧指令値ｖ*は式２７で表す。ここで、ｕ相の交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉuのフィードバックゲインをＫS、交流側の負荷電圧をｖsuである。交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉuの振幅および位相の偏差を提言するために、座標変換を行ってＰＩ制御を適用しても良い。 The voltage command value v * between the AC side input / output terminals is expressed by Equation 27. Here, the feedback gain of the AC current i u flowing in and out via the u-phase AC side input / output terminal is K S , and the AC side load voltage is v su . To propose the amplitude and phase deviations of the AC current i u to flow through the AC side output terminals and out, may be applied to PI control performed coordinate transformation.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式２７に示すように、一般的な電流フィードバック同様、応答時定数はＴS＝Ｌ／ＫSとなる。 As shown in Equation 27, the response time constant is T S = L / K S as in general current feedback.

第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCPuは式２８のように表わされる。 The average value v CPu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P is expressed as in Expression 28.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCNuは式２９のように表わされる。 Similarly, the average value v CNu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 5 to 8) in the second arm 2u-N is expressed by Expression 29.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎ内の全てのチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）の直流コンデンサの電圧ｖCuの平均値は式３０のように表わされる。 The average value of the voltage v Cu of the DC capacitor of all the chopper cells 11-j (where j = 1 to 8) in the first arm 2u-P and the second arm 2u-N is expressed as Equation 30. .

Figure 2012044839
Figure 2012044839

循環電流指令値ｉ* Zuを式３１で表す。 The circulating current command value i * Zu is expressed by Equation 31.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

このとき、循環電流指令値ｉ* Zuの直流成分Ｉ* Z0uを式３２で表す。ここで、Ｋ0は、１相分（１レグ）におけるｎ台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）の直流コンデンサの電圧を一斉に制御するためのフィードバックゲインである。 At this time, the direct current component I * Z0u of the circulating current command value i * Zu is expressed by Expression 32. Here, K 0 is a feedback gain for simultaneously controlling the voltages of the DC capacitors of n chopper cells 11-j (where j = 1 to 8) for one phase (1 leg).

Figure 2012044839
Figure 2012044839

また、循環電流指令値ｉ* Zuの基本波成分Ｉ* Z1buを式３３で表す。ここで、Ｋ1は、第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCPuと、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCNuとが等しくなるように制御するためのフィードバックゲインである。 Further, the fundamental wave component I * Z1bu of the circulating current command value i * Zu is expressed by Expression 33. Here, K 1 is the average value v CPu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P, and the second arm 2u−. This is a feedback gain for controlling the average value v CNu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 5 to 8) in N to be equal.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

ここで、式３１の右辺第２項による直流コンデンサ電圧の変化は式３４のように変形できる。   Here, the change in the DC capacitor voltage according to the second term on the right side of Equation 31 can be transformed as Equation 34.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式３４をラプラス変換して整理すると、式３５が得られる。   Formula 35 is obtained by rearranging Formula 34 by Laplace transform.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式３５に示されるように、応答時定数Ｔ0＝ｎＣCＶC0／（Ｋ0Ｖdc）の一次遅れ応答となる。 As shown in Expression 35, the response time constant T 0 = nC C V C0 / (K 0 V dc ) is a first-order lag response.

一方、式３１の右辺第３項による直流コンデンサ電圧の変化は式３６のように近似できる。   On the other hand, the change in the DC capacitor voltage according to the third term on the right side of Equation 31 can be approximated as Equation 36.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式３６をラプラス変換して整理すると、式３７が得られる。   Formula 37 is obtained by rearranging Formula 36 by Laplace transform.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式３７からわかるように、第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCPuと、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖCNuとの偏差は、時定数Ｔ1＝√３ｎＣCＶC0／（２Ｋ1Ｖ）で低減できる。 As can be seen from Equation 37, the average value v CPu of the DC capacitor voltages of the four chopper cells 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P and the second arm 2u- The deviation from the average value v CNu of the DC capacitor voltage of the four chopper cells 11-j (where j = 5 to 8) in N is the time constant T 1 = √3 nC C V C0 / (2K 1 V) Can be reduced.

第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）および第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）のチョッパセルに対する各電圧指令値をそれぞれ式３８および式３９で表す。ここで、ＫZは循環電流フィードバックの制御ゲインである。 Four chopper cells 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P and four chopper cells 11-j (where j = 5 to 8) in the second arm 2u-N The voltage command values for the chopper cell of) are expressed by Equation 38 and Equation 39, respectively. Here, K Z is a control gain of circulating current feedback.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式３８および式３９の右辺第４項は、各アーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御の制御ゲインである。結合インダクタＬに印加する電圧は式４０で表される。   The fourth term on the right side of Equation 38 and Equation 39 is a control gain for control in which the voltage value of each DC capacitor follows the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in each arm. The voltage applied to the coupled inductor L is expressed by Equation 40.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式３８および式３９を式４０に代入すると、式４１が得られる。   Substituting Equations 38 and 39 into Equation 40 yields Equation 41.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式４１から、式３８および式３９の右辺第４項は循環電流ｉZの制御には干渉しないことがわかる。式４１をラプラス変換すると、式４２が得られる。 From equation 41, fourth term on the right-hand side of Formula 38 and Formula 39 it can be seen that does not interfere with the control of the circulating current i Z. When formula 41 is Laplace transformed, formula 42 is obtained.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式４２に示されるように、応答時定数ＴZ＝Ｌ／ＫZの一次遅れ応答となる。 As shown in Equation 42, the response time constant T Z = L / K Z is the first-order lag response.

一方、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する電力は、式４３のように表わされる。ここで、ＩPuは、第１のアーム２ｕ−Ｐに流れる電流ｉPuの実効値である。 On the other hand, the electric power flowing into the chopper cell 11-j (where j = 1 to 4) in the first arm 2u-P is expressed as Expression 43. Here, I Pu is an effective value of the current i Pu flowing through the first arm 2u-P.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

したがって、直流コンデンサの電圧偏差の変化率は、式４４で表される。   Therefore, the change rate of the voltage deviation of the DC capacitor is expressed by Equation 44.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

式４４から、各アーム内の直流コンデンサの電圧のアンバランスを時定数ＴC＝ＣCＶC0／（ＫCＩP 2）で減衰できることがわかる。 From Equation 44, it can be seen that the voltage imbalance of the DC capacitor in each arm can be attenuated by the time constant T C = C C V C0 / (K C I P 2 ).

上述の式３８および式３９に示される出力電圧指令値ｖju *を用いて、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１内の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作が制御される。生成される出力電圧指令値ｖju *は、各直流コンデンサの電圧ｖCjuで規格化された後、キャリア周波数ｆcの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：０）と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、対応するチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチングに用いられる。本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、８個のチョッパセルを用いるので、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。このスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。 The switching operation of the semiconductor switches SW1 and SW2 in each chopper cell 11-j in the modular multilevel cascade converter 1 is controlled using the output voltage command value v ju * shown in the above-described Expression 38 and Expression 39. The generated output voltage command value v ju * is normalized by the voltage v Cju of each DC capacitor, and then compared with a triangular wave carrier signal (maximum value: 1, minimum value: 0) of the carrier frequency f c , and PWM Switching signals are generated. The generated switching signal is used for switching the semiconductor switches SW1 and SW2 in the corresponding chopper cells 11-j. Since the modular multilevel cascade converter 1 according to the first embodiment of the present invention uses eight chopper cells, the PWM waveform has a phase voltage of 9 levels and a line voltage of 17 levels. The generation of the switching signal is realized by using an arithmetic processing device such as a DSP or FPGA.

次に、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器１のシミュレーション結果について説明する。各シミュレーションには、表１に示す回路パラメータおよび表２に示す制御ゲインを用いた。   Next, the simulation result of the modular multilevel cascade converter 1 according to the first embodiment of the present invention will be described. In each simulation, circuit parameters shown in Table 1 and control gains shown in Table 2 were used.

Figure 2012044839
Figure 2012044839

Figure 2012044839
Figure 2012044839

図８は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図８に示すように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１をインバータ動作すなわちＤＣ−ＡＣ電力変換を行った場合、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉは、負荷側に設けた交流電源ｖSと同位相の正弦波波形に制御されており、出力電力は１０ｋＷである。一方、ｕ相の循環電流ｉZuについては直流成分ＩZ0が８Ａに一定に制御されている。このとき、直流電源の電圧Ｖdcは４００Ｖであるので、直流電源からの供給電力は「Ｖdc×ＩZ0×３＝１０ｋＷ」である。また、式３１に基づく制御法では、循環電流ｉZの基本波成分を走査するが、図８に示すような定常状態では、循環電流ｉZに基本波成分は現れない。直流コンデンサの電圧ｖC1およびｖC5には基本波および第２調波の電圧リプルが含まれているが、直流コンデンサの電圧の時間平均値ｖCはほぼ一定の「ＶCO＝１００Ｖ」に制御されている。直流コンデンサ電圧のフィードバック制御には推定値ｖ’CPおよびｖ’CNを用いているため、電圧リプルは交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉおよび循環電流ｉZの制御系には干渉しない。 FIG. 8 is a diagram showing simulation waveforms for steady-state characteristics when the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention is operated as an inverter. As shown in FIG. 8, when the modular multilevel cascade converter 1 performs inverter operation, that is, DC-AC power conversion, the alternating current i flowing in and out through the alternating current side input / output terminal is the alternating current provided on the load side. It is controlled to a sine wave waveform in phase with the power source v S , and the output power is 10 kW. On the other hand, with respect to the u-phase circulating current i Zu , the DC component I Z0 is controlled to be constant at 8A. At this time, since the voltage V dc of the DC power supply is 400 V, the power supplied from the DC power supply is “V dc × I Z0 × 3 = 10 kW”. In the control method based on Expression 31, the fundamental wave component of the circulating current i Z is scanned. However, in the steady state as shown in FIG. 8, the fundamental wave component does not appear in the circulating current i Z. The DC capacitor voltages v C1 and v C5 include fundamental and second harmonic voltage ripples, but the DC capacitor voltage time average value v C is controlled to be substantially constant “V CO = 100 V”. Has been. Since the estimated values v ′ CP and v ′ CN are used for the feedback control of the DC capacitor voltage, the voltage ripple is present in the control system for the AC current i flowing in and out through the AC side input / output terminal and the circulating current i Z. Does not interfere.

図９は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、整流器動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図９に示すように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１を整流器動作すなわちＡＣ−ＤＣ電力変換を行った場合、負荷側に設けた交流電源ｖSからモジュラーマルチレベルカスケード変換器１に１０ｋＷの電力が流入しており、ｕ相の循環電流ｉZuの直流成分ＩZ0は−８Ａとなっている。このように整流器動作においても、本発明の第１の実施例の方法により直流コンデンサの電圧の時間平均値はほぼ一定に制御できていることがわかる。 FIG. 9 is a diagram showing simulation waveforms for steady-state characteristics when the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention is operated as a rectifier. As shown in FIG. 9, when the modular multilevel cascade converter 1 performs rectifier operation, that is, AC-DC power conversion, 10 kW of power is supplied to the modular multilevel cascade converter 1 from the AC power source v S provided on the load side. The DC component I Z0 of the u-phase circulating current i Zu is −8A. Thus, it can be understood that the time average value of the voltage of the DC capacitor can be controlled to be substantially constant by the method of the first embodiment of the present invention even in the rectifier operation.

図１０は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インダクタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。また、図１１は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、キャパシタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図１０および図１１に示すように、基本的に有効電力はゼロであるので、ｕ相の循環電流ｉZuの直流成分ＩZ0はほぼゼロである。 FIG. 10 is a diagram showing simulation waveforms for steady-state characteristics when the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention is operated as an inductor. FIG. 11 is a diagram showing simulation waveforms for steady-state characteristics when the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention is operated as a capacitor. As shown in FIGS. 10 and 11, since the active power is basically zero, the DC component I Z0 of the u-phase circulating current i Zu is substantially zero.

以上、図８〜１１を参照して説明したように、本発明の第１の実施例によれば４象限全ての動作状態において直流コンデンサの電圧を時間平均値を一定に制御することができる。   As described above with reference to FIGS. 8 to 11, according to the first embodiment of the present invention, the voltage of the DC capacitor can be controlled to have a constant time average value in all four quadrant operating states.

図１２は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器における直流コンデンサの初期状態の電圧をアンバランスにしたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図である。このシミュレーションでは、直流コンデンサの初期状態の電圧を「ｖC1＝ｖC2＝ｖC3＝ｖC4＝１２５Ｖ」および「ｖC5＝ｖC6＝ｖC7＝ｖC8＝７５Ｖ」に設定したときに、本発明の第１の実施例による直流コンデンサ電圧制御を実行した。直流コンデンサ電圧制御を実行すると、循環電流ｉZに基本波電流ＩZ1buが流れ、直流コンデンサの電圧偏差が減衰していく。そして、約２周期程度で第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−１の直流コンデンサの電圧ｖC1uと第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−５の直流コンデンサの電圧ｖC5uとが一致し、循環電流ｉZの基本波成分は現れていない。本シミュレーション条件下では、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎのチョッパセル間の直流コンデンサの電圧のバランス制御の時定数は上述の通りＴ1＝１６ｍｓであり、シミュレーション結果と理論解析はよく一致する。 FIG. 12 is a diagram showing simulation waveforms for transient characteristics when the initial voltage of the DC capacitor is unbalanced in the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment of the present invention. In this simulation, when the initial voltage of the DC capacitor is set to “v C1 = v C2 = v C3 = v C4 = 125 V” and “v C5 = v C6 = v C7 = v C8 = 75 V”, DC capacitor voltage control according to the first embodiment of the invention was performed. When the DC capacitor voltage control is executed, the fundamental current I Z1bu flows through the circulating current i Z and the voltage deviation of the DC capacitor is attenuated. Then, voltage v C5u the first DC capacitor Choppaseru 11-5 of the voltage v C1U of the DC capacitor of Choppaseru 11-1 in arm 2u-P and the second arm 2u-N with about 2 cycles The fundamental wave components of the circulating current i Z do not appear. Under the simulation conditions, the time constant of the balance control of the DC capacitor voltage between the chopper cells of the first arm 2u-P and the second arm 2u-N is T 1 = 16 ms as described above, and the simulation results and theory The analysis agrees well.

上述の第１の実施例はアーム結合部として３端子結合リアクトルを用いたものであるが、図１６および１７を参照して説明した非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード変換器を用いても、第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の制御原理を適用することができ、本明細書ではこれを第２の実施例として扱う。すなわち、本発明の第２の実施例は、アーム結合部を、図１における３端子結合リアクトル１２から、図１６に示す非結合リアクトル１２−１および１２−２に置き換えたものである。モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の交流側入出力端子は、第１の実施例の場合は３端子結合リアクトル１２の第３の端子であったが、第２の実施例では、ｕ相の場合、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子である。これ以外の回路構成要素とこのモジュラーマルチレベルカスケード変換器１の制御原理については図１〜７を参照して説明した第１の実施例と同様である。   In the first embodiment described above, a three-terminal coupling reactor is used as an arm coupling portion, but a modular multilevel cascade converter using a non-coupling reactor described with reference to FIGS. 16 and 17 may be used. The control principle of the modular multilevel cascade converter according to the first embodiment can be applied, and this is treated as the second embodiment in this specification. That is, in the second embodiment of the present invention, the arm coupling portion is replaced with the non-coupled reactors 12-1 and 12-2 shown in FIG. 16 from the three-terminal coupled reactor 12 in FIG. The AC side input / output terminal of the modular multilevel cascade converter 1 is the third terminal of the three-terminal coupling reactor 12 in the case of the first embodiment, but in the case of the u-phase in the second embodiment, This is a connection terminal between the first arm 2u-P and the second arm 2u-N. Other circuit components and the control principle of the modular multilevel cascade converter 1 are the same as those of the first embodiment described with reference to FIGS.

本発明は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の制御に適用することができる。本制御を適用したモジュラーマルチレベルカスケード変換器は、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作のいずれの動作モードにおいても、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。したがって、モジュラーマルチレベルカスケード変換器を、例えば無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、誘導電動機のためのモータドライブ装置、太陽光発電や燃料電池などを電力系統に連系するためのインバータ、系統間連系設備や周波数変換設備などのＢＴＢ（Ｂａｃｋ−Ｔｏ−Ｂａｃｋ）システムなどに利用することができる。   The present invention can be applied to control of a modular multilevel cascade converter. The modular multi-level cascade converter to which this control is applied must be controlled while maintaining the voltage of the DC capacitor stably in either the forward converter operation, the inverse converter operation, the capacitor operation or the inductor operation mode. Can do. Therefore, a modular multilevel cascade converter, for example, a reactive power compensator (STATCOM), a motor drive device for an induction motor, an inverter for linking a photovoltaic power generation, a fuel cell, etc. to an electric power system, an inter-system interconnection It can be used for BTB (Back-To-Back) systems such as facilities and frequency conversion facilities.

１ モジュラーマルチレベルカスケード変換器
２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐ、２ｗ−Ｐ 第１のアーム
２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎ、２ｗ−Ｎ 第２のアーム
１０ ＤＳＰ
１１−１、１１−２、１１−３、１１−４ チョッパセル
１１−５、１１−６、１１−７、１１−８ チョッパセル
１１−９、１１−１０、１１−１１、１１−１２ チョッパセル
１１−１３、１１−１４、１１−１５、１１−１６ チョッパセル
１２ ３端子結合リアクトル
１２−１、１２−２ 非結合リアクトル
Ｃ 直流コンデンサ
Ｄ 帰還ダイオード
ＥP、ＥN 直流側入出力端子
Ｓ 半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２ 半導体スイッチ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Modular multilevel cascade converter 2u-P, 2v-P, 2w-P 1st arm 2u-N, 2v-N, 2w-N 2nd arm 10 DSP
11-1, 11-2, 11-3, 11-4 Chopper cell 11-5, 11-6, 11-7, 11-8 Chopper cell 11-9, 11-10, 11-11, 11-12 Chopper cell 11- 13, 11-14, 11-15, 11-16 Chopper cell 12 Three-terminal coupled reactor 12-1, 12-2 Non-coupled reactor C DC capacitor D Feedback diode E P , E N DC side I / O terminal S Semiconductor switching element SW1 , SW2 semiconductor switch

Claims (13)

直列接続された２つの半導体スイッチを含む半導体スイッチ群と前記半導体スイッチ群に並列接続された直流コンデンサとを有する複数のチョッパセルと、
互いにカスケード接続された前記チョッパセルを有する第１のアームと、
前記第１のアームに直列接続され、互いにカスケード接続された前記チョッパセルを有する第２のアームと、
前記第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段と、
前記循環電流指令値に、前記第１のアームを流れる電流と前記第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するよう制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする電力変換器。 A plurality of chopper cells having a semiconductor switch group including two semiconductor switches connected in series and a DC capacitor connected in parallel to the semiconductor switch group;
A first arm having the chopper cells cascaded together;
A second arm having the chopper cells connected in series to the first arm and cascaded together;
Command value creating means for creating a circulating current command value based on the voltage value of the DC capacitor in the first arm and the voltage value of the DC capacitor in the second arm;
Control means for controlling the circulating current command value so that a circulating current that is half the sum of the current flowing through the first arm and the current flowing through the second arm follows the circulating current command value;
A power converter comprising: 前記指令値作成手段は、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値とに基づいて、前記循環電流指令値を作成する請求項１に記載の電力変換器。   The command value creating means averages the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm and the voltage value of all the DC capacitors in the second arm. The power converter according to claim 1, wherein the circulating current command value is created based on the obtained value. 前記第１のアームの一端が接続される第１の端子と、前記第２のアームの一端が接続される第２の端子と、交流側入出力端子として動作する第３の端子と、を有するアーム結合部をさらに有する請求項２に記載の電力変換器。   A first terminal to which one end of the first arm is connected; a second terminal to which one end of the second arm is connected; and a third terminal that operates as an AC-side input / output terminal. The power converter according to claim 2, further comprising an arm coupling portion. 前記アーム結合部は、前記第１の端子と、前記第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する中間タップである前記第３の端子と、を有する３端子結合リアクトル、からなる請求項３に記載の電力変換器。   The arm coupling portion includes the first terminal, the second terminal, and the third terminal that is an intermediate tap located on a winding between the first terminal and the second terminal. The power converter according to claim 3, further comprising: a three-terminal coupled reactor. 前記アーム結合部は、互いに直列接続される２つのリアクトルであって、前記直列接続される２つのリアクトルの一方の端子である前記第１の端子と、前記直列接続される２つのリアクトルの他方の端子である前記第２の端子と、前記直列接続された２つのリアクトルの直列接続点である前記第３の端子と、を有する２つのリアクトル、からなる請求項３に記載の電力変換器。   The arm coupling portion includes two reactors connected in series with each other, the first terminal being one terminal of the two reactors connected in series, and the other of the two reactors connected in series. The power converter according to claim 3, comprising two reactors including the second terminal that is a terminal and the third terminal that is a series connection point of the two reactors connected in series. 前記第１のアームおよび前記第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された前記チョッパセル間の任意の位置に接続されるリアクトルを備え、
前記アーム結合部において、前記第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子が直流側入出力端子として動作し、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子が交流側入出力端子として動作する請求項３に記載の電力変換器。 In each of the first arm and the second arm, a reactor connected to an arbitrary position between the chopper cells cascaded to each other,
In the arm coupling portion, the terminals on the side where the first and second arms are not connected to each other operate as a DC side input / output terminal, and a connection terminal between the first arm and the second arm is The power converter of Claim 3 which operate | moves as an alternating current side input / output terminal. 前記指令値生成手段は、
前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差を用いて、前記循環電流指令値の、前記交流側入出力端子間の端子電圧と同相の基本波成分を生成する基本波成分生成手段と、
全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて、前記循環電流指令値の直流成分を生成する直流成分生成手段と、
を有する請求項３〜６のいずれか一項に記載の電力変換器。 The command value generating means
The difference between the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm and the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm A fundamental wave component generating means for generating a fundamental wave component in phase with the terminal voltage between the AC side input / output terminals of the circulating current command value,
DC component generating means for generating a DC component of the circulating current command value using a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors;
The power converter as described in any one of Claims 3-6 which has these. 前記基本波成分生成手段は、前記第１のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値および前記第２のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値がともにゼロであると仮定したときにそれぞれ算出される前記第１のアーム内の１個あたりの前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の１個あたりの前記直流コンデンサの電圧値との差と、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差と、を用いて前記基本波成分を生成する請求項７に記載の電力変換器。   In the fundamental wave component generation means, the average value of the power flowing into all the chopper cells in the first arm and the average value of the power flowing into all the chopper cells in the second arm are both zero. The difference between the voltage value of the DC capacitor per one in the first arm and the voltage value of the DC capacitor per one in the second arm, respectively calculated as A difference between a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm and a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm; The power converter according to claim 7, wherein the fundamental wave component is generated using. 前記直流成分生成手段は、前記第１のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値および前記第２のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値がともにゼロであると仮定したときに算出される１個あたりの前記直流コンデンサの電圧値と、全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、を用いて前記直流成分を生成する請求項７に記載の電力変換器。   The DC component generation means has an average value of power flowing into all the chopper cells in the first arm and an average value of power flowing into all the chopper cells in the second arm are both zero. The DC component is generated using a voltage value of the DC capacitor per piece calculated when assumed and a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors. The power converter described. 前記制御手段は、所定の交流電流指令値に、前記交流側入出力端子を介して流出入する交流電流を追従させる制御をさらに実行する請求項３〜９のいずれか一項に記載の電力変換器。   The power conversion according to any one of claims 3 to 9, wherein the control unit further executes control for causing an alternating current flowing in and out via the alternating-current input / output terminal to follow a predetermined alternating current command value. vessel. 前記制御手段は、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第１のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、および、前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第２のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、をさらに実行する請求項１〜１０のいずれか一項に記載の電力変換器。   The control means controls the voltage values of the DC capacitors in the first arm to follow the values obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm, And a control for causing the voltage value of each DC capacitor in the second arm to follow the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm. The power converter according to any one of claims 1 to 10. 前記制御手段は、前記追従させる制御に対応して前記半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段を有する請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電力変換器。   The power converter according to any one of claims 1 to 11, wherein the control unit includes a switching command unit that performs a switching operation of the semiconductor switch corresponding to the control to be followed. 各前記半導体スイッチは、
オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
を有する請求項１〜１２のいずれか一項に記載の電力変換器。 Each of the semiconductor switches is
A semiconductor switching element that allows current to flow in one direction when on,
A feedback diode connected in antiparallel to the semiconductor switching element;
The power converter as described in any one of Claims 1-12 which has these.
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