JP2012029538A - Charger - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a charger which can improve the accuracy of a charging voltage.SOLUTION: When a charging voltage is judged to be outside the range of a target voltage value, a charger (1) outputs a DAC value as a current command value for increasing or decreasing a charging current in order for the charging voltage to be within the target voltage value as a digital data of a normal minimum unit time width T to a D/A converter as a low impedance process when the charging current is more than a prescribed current value based on current information by a current sensor. The charger (2) outputs a DAC value as a current command value for increasing or decreasing the charging current in order for the charging voltage to be within the target voltage value and a current command value which exceeds the resolution of the digital data of the minimum unit time width T as a PWM signal which is converted into a pulse with a pulse width of a narrower time width tt than the minimum unit time width T to the D/A converter as a high impedance process when the charging current is less than the prescribed current value.

Description

本発明は、入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置に関するものである。   The present invention relates to a charging device that can charge a secondary battery with an output voltage obtained by converting an input voltage into voltage by chopper control.

入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置として、例えば、下記特許文献1に開示される「充電回路およびその充電方法」がある。この種の充電回路では、入出力間にスイッチング素子を介在させるとともに、充電電圧や充電電流をセンサで検出し二次電池の充電電圧が目標電圧に近づくように充電電流を増減させるチョッパ制御を当該スイッチング素子により行っている。   As a charging device that can charge a secondary battery with an output voltage obtained by converting an input voltage by chopper control, for example, there is a “charging circuit and charging method thereof” disclosed in Patent Document 1 below. In this type of charging circuit, a switching element is interposed between the input and output, and the chopper control for increasing or decreasing the charging current so that the charging voltage of the secondary battery approaches the target voltage by detecting the charging voltage or charging current with a sensor. This is done by switching elements.

特開2007−288982号公報JP 2007-288982 A

しかしながら、上記特許文献1に開示されるような先行技術によると、前述したような充電制御を行う制御部には、一般にはマイクロコンピュータが用いられるため、充電電流を制御する電流指令値はディジタルデータで出力されることが多い。これに対し、スイッチング素子による充電電流のスイッチングによりチョッパ制御可能に構成されるチョッパ制御部は、制御入力信号をアナログ電圧で受けることが多いため、D/Aコンバータを介してマイクロコンピュータから電流指令値を受け取る。このため、例えば、二次電池の内部抵抗が変動した場合には、図6に示すような問題が起こり得る。   However, according to the prior art disclosed in Patent Document 1, since a microcomputer is generally used for the control unit that performs charge control as described above, the current command value for controlling the charge current is digital data. Are often output. On the other hand, a chopper controller configured to be able to perform chopper control by switching charging current by a switching element often receives a control input signal as an analog voltage, and therefore a current command value from a microcomputer via a D / A converter. Receive. For this reason, for example, when the internal resistance of the secondary battery fluctuates, a problem as shown in FIG. 6 may occur.

即ち、図6(A)に示すように、二次電池の内部抵抗が比較的低い場合には(例えば0.67Ω)、電流指令値(0.3A/DAC値1ビット)の増減に対する充電電圧の変化はDAC値1ビット当たり0.2Vと比較的小さいため、充電電圧が目標電圧値の54Vを下回っているときには、マイクロコンピュータから出力される電流指令値を1ビットづつ増加させることによって(例えば、DAC値29(t1)→30(t2)→31(t3)→31(t4)…)、充電電圧を目標電圧値の54Vに設定する。   That is, as shown in FIG. 6A, when the internal resistance of the secondary battery is relatively low (for example, 0.67Ω), the charging voltage with respect to increase / decrease of the current command value (0.3 A / DAC value 1 bit). Is relatively small at 0.2 V per bit of the DAC value, so that when the charging voltage is lower than the target voltage value of 54 V, the current command value output from the microcomputer is increased by 1 bit (for example, , DAC value 29 (t1) → 30 (t2) → 31 (t3) → 31 (t4)...), And the charging voltage is set to the target voltage value of 54V.

ところが、図6(B)に示すように、二次電池の内部抵抗が比較的高い場合には(例えば2.67Ω)、電流指令値((0.3A/DAC値1ビット)の増減に対する充電電圧の変化が増大するため(0.8V/DAC値1ビット)、例えば、充電電圧が目標電圧値よりも0.4Vずれているようなときには、たとえ電流指令値を1ビットづつ増減(DAC値29(t1)→30(t2)→29(t3)→30(t4)…)させても、目標電圧値(54V)を挟んで充電電圧が上下(上側54.4V、下側53.6V)するばかりで、目標電圧の54Vにはならない。   However, as shown in FIG. 6 (B), when the internal resistance of the secondary battery is relatively high (eg, 2.67Ω), charging with respect to increase / decrease of the current command value ((0.3 A / DAC value 1 bit)). Since the voltage change increases (0.8 V / DAC value 1 bit), for example, when the charging voltage is shifted by 0.4 V from the target voltage value, the current command value is increased or decreased by 1 bit (DAC value). 29 (t1) → 30 (t2) → 29 (t3) → 30 (t4) ...), the charging voltage is up and down (upper side 54.4V, lower side 53.6V) across the target voltage value (54V) The target voltage is not 54V.

つまり、従来の充電装置では、充電電圧を目標電圧値に設定するために充電電流を制御しようとしてもその電流指令値がD/Aコンバータの分解能を超える小さな値の表現を必要とし、D/Aコンバータで精確に表現することができない場合には、D/Aコンバータから出力されるアナログ電圧値では充電電流を高精度にチョッパ制御することができない。このため、充電電圧の精度が低下し得るという問題があった。   That is, in the conventional charging device, even if it is attempted to control the charging current in order to set the charging voltage to the target voltage value, the current command value needs to express a small value exceeding the resolution of the D / A converter. If the converter cannot accurately represent the charge current, the analog voltage value output from the D / A converter cannot accurately control the charging current. For this reason, there existed a problem that the precision of a charge voltage could fall.

本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、充電電圧の精度を向上し得る充電装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a charging device that can improve the accuracy of the charging voltage.

本発明は、「入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置であって、前記出力電圧を検出する電圧センサと、前記電圧センサから出力される前記出力電圧の電圧情報に基づいて前記出力電圧が所定の目標電圧値の範囲内であるか否かを判断する出力電圧判断手段と、前記出力電圧による前記二次電池の充電電流を検出する電流センサと、前記出力電圧判断手段により前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内ではないと判断された場合、前記電流センサから出力される前記充電電流の電流情報と前記電圧センサによる前記電圧情報とに基づいて前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内に入るように前記充電電流を増加または減少させる電流指令値を所定時間幅のディジタルデータとして出力する充電電流制御手段と、前記充電電流制御手段から出力される前記ディジタルデータを前記所定時間幅よりも短い周期でアナログ電圧値に逐次変換して出力するD/A変換部と、前記D/A変換部から出力される前記アナログ電圧値に基づいて前記チョッパ制御をするチョッパ制御部と、を備え、所定の場合には、前記充電電流制御手段は、前記電流指令値で前記ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報を、前記所定時間幅内に収容されるパルスのパルス幅に変換したPWM信号として前記D/A変換部に出力する」ことを特徴とする充電装置である。   The present invention is a charging device capable of charging a secondary battery with an output voltage obtained by converting an input voltage by chopper control, the voltage sensor detecting the output voltage, and the output from the voltage sensor. Output voltage determining means for determining whether or not the output voltage is within a predetermined target voltage value range based on voltage information of the output voltage, and detecting a charging current of the secondary battery by the output voltage When the output voltage is determined not to be within the range of the target voltage value by the current sensor and the output voltage determining means, current information of the charging current output from the current sensor and the voltage information by the voltage sensor And a current command value for increasing or decreasing the charging current so that the output voltage falls within the range of the target voltage value as digital data having a predetermined time width. Charging current control means, a D / A converter for sequentially converting the digital data output from the charging current control means into an analog voltage value at a cycle shorter than the predetermined time width, and the D / A converter, A chopper control unit that performs the chopper control based on the analog voltage value output from the A conversion unit, and in a predetermined case, the charging current control means uses the current command value to determine the resolution of the digital data. Is output to the D / A converter as a PWM signal converted into a pulse width of a pulse accommodated within the predetermined time width.

本発明によると、充電電流制御手段は、充電電圧判断手段により出力電圧が目標電圧値の範囲内ではないと判断した場合、電流センサから出力される充電電流の電流情報と電圧センサによる電圧情報とに基づいて出力電圧が目標電圧値の範囲内に入るように充電電流を増加または減少させる電流指令値を所定時間幅のディジタルデータとして出力し、所定の場合にはこのディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報を、所定時間幅内に収容されるパルスのパルス幅に変換したPWM信号としてD/A変換部に出力する。これにより、D/A変換部には、電流指令値としてディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報がPWM信号として入力されるので、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してD/A変換部からチョッパ制御部に出力することが可能となる。このため、チョッパ制御部では、このような「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として受け取ることができる。   According to the present invention, when the charging voltage determining unit determines that the output voltage is not within the target voltage value range, the charging current control unit includes the current information of the charging current output from the current sensor and the voltage information from the voltage sensor. The current command value that increases or decreases the charging current so that the output voltage falls within the range of the target voltage value is output as digital data of a predetermined time width based on the Is output to the D / A converter as a PWM signal converted into a pulse width of a pulse accommodated within a predetermined time width. As a result, the current value information exceeding the resolution of the digital data is input as the current command value to the D / A converter as the PWM signal. It is possible to convert a “current command value based on current value information having a value exceeding the resolution” into an analog voltage value and output the analog voltage value from the D / A converter to the chopper controller. For this reason, the chopper controller can receive such a “current command value based on current value information having a value exceeding the resolution of digital data” as a current command value based on an analog voltage value.

また、本発明の充電装置は、「前記充電電流制御手段は、前記電流センサによる前記電流情報に基づいて前記充電電流が所定電流値未満である場合、前記PWM信号を前記D/A変換部に出力する」構成としてもよい。   Further, the charging device of the present invention is as follows: "When the charging current is less than a predetermined current value based on the current information from the current sensor, the charging current control means sends the PWM signal to the D / A converter. It may be configured to output.

本構成によると、充電電流制御手段は、電流センサによる電流情報に基づいて充電電流が所定電流値未満である場合、PWM信号をD/A変換部に出力する。これにより、充電電流が所定電流値未満である場合、即ち二次電池の内部抵抗が比較的高い場合に充電電流制御手段からチョッパ制御部に「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として出力する。つまり、充電電流を高精度に制御する必要がある場合には「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」を出力するようにできる。したがって、二次電池の内部抵抗に対応して臨機応変な充電電流制御が可能になるため、常にこのような電流指令値を出力する構成に比べて充電電流制御を高速にすることができる。   According to this configuration, the charging current control means outputs a PWM signal to the D / A converter when the charging current is less than the predetermined current value based on the current information from the current sensor. As a result, when the charging current is less than the predetermined current value, that is, when the internal resistance of the secondary battery is relatively high, the charging current control means sends a “current according to the current value information whose value exceeds the resolution of the digital data” to the chopper control unit. "Command value" is output as a current command value based on an analog voltage value. That is, when it is necessary to control the charging current with high accuracy, the “current command value based on the current value information having a value exceeding the resolution of the digital data” can be output. Accordingly, the charging current control can be performed flexibly according to the internal resistance of the secondary battery, so that the charging current control can be made faster than the configuration in which such a current command value is always output.

所定電流値の設定に関しては、例えば、所定の目標電圧値をVs、充電電流の定格最大値をImax、出力電圧の精度をVa、D/A変換部による分解能の10進表示値をDAmax、所定電流値をIthとすると、所定電流値は、Ith=(Vs/Va)×(Imax/DAmax)で、表される。これにより、この式に基づいて所定電流値を任意に設定できる。   Regarding the setting of the predetermined current value, for example, the predetermined target voltage value is Vs, the rated maximum value of the charging current is Imax, the accuracy of the output voltage is Va, the decimal display value of the resolution by the D / A converter is DAmax, the predetermined value Assuming that the current value is Ith, the predetermined current value is expressed as Ith = (Vs / Va) × (Imax / DAmax). Thus, the predetermined current value can be arbitrarily set based on this equation.

本発明によれば、D/A変換部には、電流指令値としてディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報がPWM信号として入力されるので、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してD/A変換部からチョッパ制御部に出力することが可能となる。このため、チョッパ制御部では、このような「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として受け取ることができる。したがって、例えば、二次電池の内部抵抗が比較的高い場合であっても、D/A変換部から出力されるアナログ電圧値で充電電流を高精度にチョッパ制御することができるため、充電電圧の精度を向上することができる。   According to the present invention, current value information exceeding the resolution of digital data is input as a current command value to the D / A converter as a PWM signal, so that it could not be converted to an analog voltage conventionally. It is possible to convert “current command value based on current value information having a value exceeding the resolution of digital data” into an analog voltage value and output the analog voltage value from the D / A converter to the chopper controller. For this reason, the chopper controller can receive such a “current command value based on current value information having a value exceeding the resolution of digital data” as a current command value based on an analog voltage value. Therefore, for example, even when the internal resistance of the secondary battery is relatively high, the charging current can be chopper-controlled with high accuracy by the analog voltage value output from the D / A converter, so the charging voltage Accuracy can be improved.

本発明の実施形態に係る充電装置の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the charging device which concerns on embodiment of this invention. 本実施形態の充電装置による充電制御処理の流れを示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the flow of the charge control process by the charging device of this embodiment. 図3(A)は、図2に示す低インピーダンス処理の流れ、図3(B)は、図2に示す高インピーダンス処理の流れ、を示すフローチャートである。3A is a flowchart showing the flow of the low impedance process shown in FIG. 2, and FIG. 3B is a flowchart showing the flow of the high impedance process shown in FIG. 本実施形態の充電装置によるDAC値に対する充電電圧の設定例を示す説明図で、図4(A)は二次電池の内部抵抗が比較的低い場合、図4(B)は二次電池の内部抵抗が比較的高い場合、である。FIG. 4A is an explanatory diagram illustrating a setting example of a charging voltage with respect to a DAC value by the charging device according to the present embodiment. FIG. 4A illustrates a case where the internal resistance of the secondary battery is relatively low, and FIG. If the resistance is relatively high. 図5(A)は、図3(B)に示す高インピーダンス処理によりD/A変換部に出力されるDAC値信号波形の例を示す説明図で、図5(B)はDAC値信号波形に対する充電電圧の設定例を示す説明図である。5A is an explanatory diagram showing an example of the DAC value signal waveform output to the D / A converter by the high impedance processing shown in FIG. 3B, and FIG. 5B shows the DAC value signal waveform. It is explanatory drawing which shows the example of a setting of a charging voltage. 従来技術によるDAC値に対する充電電圧の設定例を示す説明図で、図6(A)は二次電池の内部抵抗が比較的低い場合、図6(B)は二次電池の内部抵抗が比較的高い場合、である。FIG. 6A is an explanatory diagram illustrating an example of setting a charging voltage with respect to a DAC value according to the prior art. FIG. 6A illustrates a case where the internal resistance of the secondary battery is relatively low, and FIG. If it is expensive.

以下、本発明の充電装置の実施形態について各図を参照して説明する。
まず、本実施形態に係る充電装置10の構成例を図1に基づいて説明する。なお、図1には、充電装置10の構成例を示すブロック図が図示されている。
Hereinafter, an embodiment of a charging device of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, the structural example of the charging device 10 which concerns on this embodiment is demonstrated based on FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of the charging device 10.

図1に示すように、充電装置10は、入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池Battを充電し得るもので、主に、トランスT、整流部DB、スイッチング素子SW、コイルL、コンデンサC、電流センサCT、電圧センサVR、制御部20等から構成されている。   As shown in FIG. 1, the charging device 10 can charge the secondary battery Batt with an output voltage obtained by converting the input voltage by chopper control, and mainly includes a transformer T, a rectifier DB, and a switching device. It is composed of an element SW, a coil L, a capacitor C, a current sensor CT, a voltage sensor VR, a control unit 20, and the like.

即ち、交流電源ACから供給される三相交流電圧をトランスTにより降圧した後、整流部DBで直流電圧に整流しそれを入力電圧とし、これを、スイッチング素子SW、コイルL、コンデンサCおよび制御部20により構成される降圧チョッパ回路によって降圧し出力電圧に変換する。本実施形態では、例えば、交流電源ACとして三相200Vが供給されるため、これを降圧チョッパにより所定の目標電圧値(例えば120V)に降圧する。   That is, after the three-phase AC voltage supplied from the AC power source AC is stepped down by the transformer T, it is rectified into a DC voltage by the rectifier DB and used as an input voltage, which is used as the switching element SW, the coil L, the capacitor C, and the control. The voltage is stepped down by the step-down chopper circuit configured by the unit 20 and converted into an output voltage. In the present embodiment, for example, three-phase 200 V is supplied as the AC power supply AC, and this is stepped down to a predetermined target voltage value (for example, 120 V) by the step-down chopper.

なお、本実施形態では、二次電池Battとして、鉛蓄電池を充電の対象としているが、充電可能な電池(蓄電池)であれば、これに限られることはなく、例えば、ニッケルカドニウム電池、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等であっても良い。   In the present embodiment, a lead storage battery is a target for charging as the secondary battery Batt. However, the secondary battery Batt is not limited to this as long as it is a rechargeable battery (storage battery). For example, a nickel cadmium battery, nickel hydrogen A battery, a lithium ion battery, etc. may be sufficient.

スイッチング素子SWは、半導体素子により構成されるスイッチングトランジスタで、本実施形態では、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor;絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)が使用されている。IGBTは、高耐圧化に伴うオン抵抗の増加をMOSFETよりも小さくする一方で、バイポーラトランジスタよりも高速にスイッチングできることから、整流部DBからの入力電圧が100Vを超える高電圧であっても大電力高速スイッチングを可能にしている。   The switching element SW is a switching transistor composed of a semiconductor element. In this embodiment, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is used. The IGBT reduces the increase in on-resistance due to the higher breakdown voltage than the MOSFET, but can switch at a higher speed than the bipolar transistor. Therefore, even if the input voltage from the rectifier DB is a high voltage exceeding 100 V, a large power is required. Enables high-speed switching.

本実施形態では、スイッチング素子SWであるIGBTのコレクタ(入力端子)に整流部DBからの入力電圧が印加されるとともに、IGBTのエミッタ(出力端子)からスイッチング出力を取り出し得るようにコイルLが接続されている。また、スイッチング素子SWを制御し得る制御端子は、IGBTのゲートになるので、これには制御部20を構成するチョッパ制御部29の出力側が接続されている。   In this embodiment, the input voltage from the rectifier DB is applied to the collector (input terminal) of the IGBT that is the switching element SW, and the coil L is connected so that the switching output can be extracted from the emitter (output terminal) of the IGBT. Has been. Further, since the control terminal that can control the switching element SW is the gate of the IGBT, the output side of the chopper control unit 29 constituting the control unit 20 is connected to this.

コイルLの出力側には、当該コイルLとともにLCタイプのLPF(Low-pass filter)を構成するコンデンサCがSG(基準電位)との間に接続されている。これにより、スイッチング素子SWから出力されるスイッチング出力に含まれる高周波ノイズ成分を除去するとともに、コンデンサCから直流電圧、つまり出力電圧を二次電池Battの充電電圧として取り出し得るように構成されている。   On the output side of the coil L, a capacitor C that forms an LC type LPF (Low-pass filter) together with the coil L is connected to SG (reference potential). Thus, the high-frequency noise component included in the switching output output from the switching element SW is removed, and the DC voltage, that is, the output voltage can be extracted from the capacitor C as the charging voltage of the secondary battery Batt.

このように、スイッチング素子SW、コイルL、コンデンサCおよび制御部20により降圧チョッパ回路が構成されるが、本実施形態では、二次電池Battの充電電流や充電電圧を検出する必要から、コイルLと直列に電流センサCTが接続されており、またコンデンサCと並列に電圧センサVRが接続されている。そして、電流センサCTからは電流情報が、また電圧センサVRからは電圧情報が、それぞれアナログ信号として制御部20に対して出力される。なお、電流センサCTの具体例としてはアンプ付きの電流トランスが、また電圧センサVRの具体例としては直列接続された分圧抵抗が、それぞれ挙げられる。   As described above, the step-down chopper circuit is configured by the switching element SW, the coil L, the capacitor C, and the control unit 20, but in this embodiment, the coil L is required because it is necessary to detect the charging current and the charging voltage of the secondary battery Batt. A current sensor CT is connected in series with the capacitor C, and a voltage sensor VR is connected in parallel with the capacitor C. Current information from the current sensor CT and voltage information from the voltage sensor VR are output to the control unit 20 as analog signals. A specific example of the current sensor CT is a current transformer with an amplifier, and a specific example of the voltage sensor VR is a voltage dividing resistor connected in series.

なお、図1には図示されていないが、例えば、スイッチング素子SWの入出力間や整流部DBの出力−SG間にスナバ回路を設けることにより、当該スイッチング素子SWのオンオフ時に発生し得るサージ電圧による半導体素子(スイッチング素子SWや整流部DB)の破損を抑制することができる。   Although not shown in FIG. 1, for example, by providing a snubber circuit between the input and output of the switching element SW and between the output and SG of the rectifying unit DB, a surge voltage that can be generated when the switching element SW is turned on and off. The damage of the semiconductor element (switching element SW or rectifying unit DB) due to can be suppressed.

制御部20は、充電制御部21、A/D変換部23,25、D/A変換部27、チョッパ制御部29等により構成されている。充電制御部21は、図略のCPUを中心に、半導体メモリや入出力インタフェース等により構成されるディジタル回路で、例えば、ワンチップマイコンがこれに相当する。なお、半導体メモリは、RAMおよびEEPROMにより構成されており、後述する充電制御処理は、EEPROMに記憶されている充電制御プログラムをCPUが実行することにより実現される。   The control unit 20 includes a charge control unit 21, A / D conversion units 23 and 25, a D / A conversion unit 27, a chopper control unit 29, and the like. The charge control unit 21 is a digital circuit composed of a semiconductor memory, an input / output interface, and the like centering on a CPU (not shown). For example, a one-chip microcomputer corresponds to this. The semiconductor memory is composed of a RAM and an EEPROM, and a charge control process described later is realized by the CPU executing a charge control program stored in the EEPROM.

A/D変換部23,25は、アナログ信号をディジタル信号に変換する機能を有するもので、一般にはA/DコンバータやADCと呼ばれるものである。本実施形態では、充電制御部21と電流センサCTとの間にA/D変換部23が介在することで、電流センサCTから出力されるアナログ信号による充電電流の電流情報をディジタル信号に変換して充電制御部21に出力したり、A/D変換部25が充電制御部21と電圧センサVRとの間に介在することにより、電圧センサVRから出力されるアナログ信号による充電電圧の電圧情報をディジタル信号に変換して充電制御部21に出力している。   The A / D converters 23 and 25 have a function of converting an analog signal into a digital signal, and are generally called an A / D converter or an ADC. In the present embodiment, the A / D conversion unit 23 is interposed between the charge control unit 21 and the current sensor CT, thereby converting the current information of the charging current based on the analog signal output from the current sensor CT into a digital signal. Output to the charging control unit 21, or the A / D conversion unit 25 is interposed between the charging control unit 21 and the voltage sensor VR, whereby the voltage information of the charging voltage by the analog signal output from the voltage sensor VR is obtained. It is converted into a digital signal and output to the charging control unit 21.

D/A変換部27は、ディジタル信号をアナログ信号に変換する機能を有するもので、D/AコンバータやDACと呼ばれるものである。本実施形態では、充電制御部21とチョッパ制御部29との間にD/A変換部27が介在することによって、後述するように、充電制御部21から出力される10ビット構成のディジタルデータ(DAC値)による電流指令値をアナログ値の制御入力信号に変換してチョッパ制御部29に出力する。   The D / A converter 27 has a function of converting a digital signal into an analog signal, and is called a D / A converter or a DAC. In the present embodiment, the D / A conversion unit 27 is interposed between the charge control unit 21 and the chopper control unit 29, so that digital data (10-bit configuration) output from the charge control unit 21 (described later) The current command value by the DAC value) is converted into an analog control input signal and output to the chopper control unit 29.

チョッパ制御部29は、充電制御部21からD/A変換部27を介して入力されるアナログ値の制御入力信号(電流指令値)に従ってスイッチング素子SWのゲートに対して制御信号を出力し得るものである。一般的には、主に、所定周期で繰返すノコギリ波形を生成し得る信号発生器と、このノコギリ波形と制御入力信号とを比較して制御入力信号の大きさに従ったパルス幅をもつ所定周期のパルス波形、つまりPWM波形を生成するコンパレータと、から構成されており、このPWM波形をスイッチング素子SWに対してゲート制御信号として出力する。   The chopper controller 29 can output a control signal to the gate of the switching element SW in accordance with an analog control input signal (current command value) input from the charge controller 21 via the D / A converter 27. It is. In general, a signal generator that can mainly generate a sawtooth waveform that repeats at a predetermined cycle, and a predetermined cycle having a pulse width according to the magnitude of the control input signal by comparing the sawtooth waveform with the control input signal. And a comparator that generates a PWM waveform. The PWM waveform is output to the switching element SW as a gate control signal.

このように制御部20を構成することによって、スイッチング素子SWのゲートには、電流指令値の大きさに従ったパルス幅をもつ所定周期のパルス波形がゲート制御信号として入力されるため、スイッチング素子SWは、このパルス幅の時間だけ入出力(エミッタ−コレクタ)間を導通させる動作を繰り返し行うことで、PWM波形に従ったスイッチング動作をする。これにより、スイッチング素子SWの出力(コレクタ)側には、PWM波形とほぼ同じ波形の電圧が出力されるため、これをコイルLとコンデンサCとからなるLPFを通すことによって不要な高周波成分がほぼ除去され、実効値として目標値に近い直流電圧となる。つまり、降圧チョッパが可能となる。   By configuring the control unit 20 in this way, a pulse waveform of a predetermined period having a pulse width according to the magnitude of the current command value is input to the gate of the switching element SW as a gate control signal. The SW performs a switching operation according to the PWM waveform by repeatedly performing an operation of conducting between the input and output (emitter-collector) for the time of this pulse width. As a result, a voltage having substantially the same waveform as the PWM waveform is output to the output (collector) side of the switching element SW, so that unnecessary high-frequency components are substantially eliminated by passing this through the LPF composed of the coil L and the capacitor C. A DC voltage close to the target value is obtained as an effective value. That is, a step-down chopper is possible.

次に、制御部20による充電制御処理の流れを図2〜図5に基づいて説明する。なお、図2には、充電制御処理の流れを示すフローチャート、図3には、低インピーダンス処理の流れ(図3(A))や高インピーダンス処理の流れ(図3(B))が、それぞれ図示されている。また図4には、DAC値に対する充電電圧の設定例を示す説明図が図示されている。さらに図5には、高インピーダンス処理によりD/A変換部に出力されるDAC値信号波形の例を示す説明図(図5(A))やDAC値信号波形に対する充電電圧の設定例を示す説明図(図5(B))が図示されている。   Next, the flow of the charging control process performed by the control unit 20 will be described with reference to FIGS. 2 is a flowchart showing the flow of the charging control process, and FIG. 3 shows the flow of the low impedance process (FIG. 3A) and the flow of the high impedance process (FIG. 3B). Has been. FIG. 4 is an explanatory diagram showing a setting example of the charging voltage with respect to the DAC value. Further, FIG. 5 is an explanatory diagram (FIG. 5A) showing an example of the DAC value signal waveform output to the D / A converter by high impedance processing, and an explanation showing an example of setting the charging voltage for the DAC value signal waveform. The figure (FIG. 5B) is shown.

なお、この充電制御処理は、前述したように、EEPROMに記憶されている充電制御プログラムをCPUが実行することにより実現されるもので、充電装置10の主電源が投入された直後に自動的に起動される。   As described above, this charge control process is realized by the CPU executing the charge control program stored in the EEPROM, and automatically after the main power supply of the charging apparatus 10 is turned on. It is activated.

図2に示すように、充電制御処理では、図略の主電源が投入されると、まずステップS101により所定の初期化処理が行われる。この処理では、充電制御部21を構成するCPUが演算処理等に使用するRAMのワークエリアやフラグを所定値でクリアしたり、入出力インタフェースに対応する各ポート等を初期化する。   As shown in FIG. 2, in the charging control process, when a main power supply (not shown) is turned on, a predetermined initialization process is first performed in step S101. In this process, the CPU constituting the charge control unit 21 clears the RAM work area and flags used for arithmetic processing and the like with predetermined values, and initializes each port corresponding to the input / output interface.

続くステップS103では、充電電圧検出処理が行われる。この処理は、電圧センサVRから出力される電圧情報を取得するもので、例えば、本充電制御処理とは別のタスクやプロセスにより次のようなアルゴリズムで移動平均値を算出している。   In subsequent step S103, a charging voltage detection process is performed. This process acquires voltage information output from the voltage sensor VR. For example, the moving average value is calculated by the following algorithm using a task or process different from the main charging control process.

例えば、50mS(mS;ミリ秒、以下同じ)の間に512回計測しその平均値を直近の過去800mS間分、記憶する。そして直近800mS間分の16データを総和した後、16で除算することで、リアルタイムに変動する移動平均値を得ている。これにより、スイッチング素子SWによるスイッチングノイズの影響や外来ノイズ等の他の要因による誤差の発生を抑制している。これにより、充電装置10に接続されている二次電池Battの端子電圧(充電電圧)を正確に検出することができる。   For example, 512 times are measured during 50 mS (mS; millisecond, the same applies hereinafter), and the average value is stored for the last 800 mS. Then, after summing up the 16 data for the last 800 mS, and dividing by 16, a moving average value that fluctuates in real time is obtained. This suppresses the occurrence of errors due to other factors such as the influence of switching noise caused by the switching element SW and external noise. Thereby, the terminal voltage (charging voltage) of the secondary battery Batt connected to the charging device 10 can be accurately detected.

なお、このステップS103の後に、充電電圧検出処理(S103)により検出された電圧情報に基づいて、当該充電装置10に二次電池Battが接続されているか否かを判断しても良い。そして、二次電池Battが接続されていないと判断された場合、直ちにこの充電制御処理を終えて待機状態に移行する等の処理をすることにより、無負荷状態による障害や故障の発生を防止することが可能となる。   After step S103, it may be determined whether or not the secondary battery Batt is connected to the charging device 10 based on the voltage information detected by the charging voltage detection process (S103). When it is determined that the secondary battery Batt is not connected, the charging control process is immediately terminated and a transition to a standby state is performed, thereby preventing a failure or failure due to a no-load state. It becomes possible.

ステップS105では、ステップS103により得た電圧情報に基づいて、二次電池Battの端子電圧が目標電圧値の範囲内であるか否かを判断する処理が行われる。本実施形態では、二次電池Battの公称出力電圧(例えば120V)を目標電圧値に設定しそれに例えば±2Vの幅を持たせる場合には、「目標電圧値の範囲」は118V〜122Vとなる。つまり、この例では、118V〜122Vの間であるか否かをステップS105により判断する。   In step S105, based on the voltage information obtained in step S103, a process is performed to determine whether or not the terminal voltage of the secondary battery Batt is within the target voltage value range. In the present embodiment, when the nominal output voltage (for example, 120V) of the secondary battery Batt is set to the target voltage value and has a width of, for example, ± 2V, the “target voltage value range” is 118V to 122V. . That is, in this example, it is determined by step S105 whether it is between 118V-122V.

そして、ステップS105により二次電池Battの電圧が目標電圧値の範囲内(例えば118V〜122V)であると判断された場合には(S105;Yes)、当該二次電池Battは現状では充電をする必要がないので、再度、ステップS103に戻って充電電圧検出処理を行う。つまり、二次電池Battの電圧が目標電圧値の範囲内にある限り、ステップS103の処理とステップS105の処理を繰り返し行うことで、継続的な電圧監視が可能となる。   If it is determined in step S105 that the voltage of the secondary battery Batt is within the target voltage value range (for example, 118V to 122V) (S105; Yes), the secondary battery Batt is currently charged. Since there is no need, the process returns to step S103 again to perform the charge voltage detection process. That is, as long as the voltage of the secondary battery Batt is within the range of the target voltage value, the voltage monitoring can be continuously performed by repeatedly performing the process of step S103 and the process of step S105.

これに対し、目標電圧値の範囲内(例えば118V〜122V)であると判断されない場合には(S105;No)、当該二次電池Battは充電をする必要があるため、次のステップS107に処理を移行する。なお、このステップS105の後に二次電池Battの電圧が目標電圧値を上回っているか否かを判断する処理を置いても良い。これにより、過充電状態に陥った二次電池Battを検出することが可能となる。   On the other hand, when it is not determined that it is within the range of the target voltage value (for example, 118V to 122V) (S105; No), the secondary battery Batt needs to be charged, so the process proceeds to the next step S107. To migrate. Note that a process for determining whether or not the voltage of the secondary battery Batt exceeds the target voltage value may be placed after step S105. This makes it possible to detect the secondary battery Batt that has fallen into an overcharged state.

ステップS107では、充電電流検出処理が行われる。この処理は、電流センサCTから出力される電流情報を取得するもので、前述したステップS103による充電電圧検出処理と同様に、リアルタイムに変動する充電電流の移動平均値を得ることで、スイッチング素子SWによるスイッチングノイズの影響や外来ノイズ等の他の要因による誤差の発生を抑制するとともに、充電装置10に接続されている二次電池Battの充電電流を正確に検出する可能にしている。   In step S107, a charging current detection process is performed. This process is to acquire current information output from the current sensor CT. Similar to the charge voltage detection process in step S103 described above, the switching element SW is obtained by obtaining a moving average value of the charge current that varies in real time. It is possible to suppress the occurrence of errors due to other factors such as the influence of switching noise due to the external noise and the like, and to accurately detect the charging current of the secondary battery Batt connected to the charging device 10.

続くステップS109では、ステップS107により得た電流情報に基づいて、二次電池Battの充電電流が予め設定された所定電流値に対して「所定電流値以上」であるか「所定電流値未満」であるかを判断する処理が行われる。この「所定電流値」は、二次電池Battの内部抵抗が比較的高いか否か、または比較的低いか否か、を調べるために用いられる指標で、次の式(1)により算出することができる。   In the subsequent step S109, based on the current information obtained in step S107, the charging current of the secondary battery Batt is “greater than or equal to a predetermined current value” or “less than the predetermined current value” with respect to a predetermined current value set in advance. Processing to determine whether or not there is is performed. This “predetermined current value” is an index used for examining whether the internal resistance of the secondary battery Batt is relatively high or relatively low, and is calculated by the following equation (1). Can do.

Ith = (Vs/Va)×(Imax/DAmax) ・・・ (1)         Ith = (Vs / Va) × (Imax / DAmax) (1)

なお、上式(1)において、「Ith」は当該所定電流値、「Vs」は二次電池Battの目標電圧値、「Imax」は充電電流の定格最大値、「Va」は充電電圧の精度、「DAmax」はD/A変換部27による分解能の10進表示値、をそれぞれ表す。   In the above equation (1), “Ith” is the predetermined current value, “Vs” is the target voltage value of the secondary battery Batt, “Imax” is the rated maximum value of the charging current, and “Va” is the accuracy of the charging voltage. , “DAmax” represents a decimal display value of resolution by the D / A converter 27.

例えば、上記の例では、二次電池Battの目標電圧値Vsは120Vで、仮に充電電流の定格最大値Imaxを280Aとし、さらに充電電圧の精度Vaを1Vに設定する。また、前述したようにD/A変換部27に入力されるディジタルデータは10ビット構成であることから、その最大分解能は10進表示値で1024(以下、10進表示値を「○○○○d」のように数字の末尾に‘d’を付して表すことにする)になるが、目標電圧値(120V)付近の領域で使用する分解能DAmaxは「780d」となるのでこれを用いる。   For example, in the above example, the target voltage value Vs of the secondary battery Batt is 120V, the rated maximum value Imax of the charging current is 280A, and the charging voltage accuracy Va is set to 1V. Further, as described above, since the digital data input to the D / A converter 27 has a 10-bit configuration, the maximum resolution is a decimal display value of 1024 (hereinafter, the decimal display value is expressed as “XXXXX”. (“d” is added to the end of the number as in “d”), but the resolution DAmax used in the region near the target voltage value (120 V) is “780 d”, which is used.

これらの値を上式(1)に代入すると、所定電流値Ith(=(120/1)×(280/780))は、43.077Aになる。つまり、この例では、ステップS107により検出された二次電池Battの充電電流が所定電流値43A以上であるか否か(または43A未満であるか否か)をステップS109において判断する。   When these values are substituted into the above equation (1), the predetermined current value Ith (= (120/1) × (280/780)) is 43.077A. That is, in this example, it is determined in step S109 whether or not the charging current of the secondary battery Batt detected in step S107 is greater than or equal to the predetermined current value 43A (or less than 43A).

そして、本実施形態では、二次電池Battの充電電流が所定電流値43A以上である場合には(S109;「以上」)、当該二次電池Battの内部抵抗は比較的低いと判断して、ステップS120による低インピーダンス処理に移行する。   In the present embodiment, when the charging current of the secondary battery Batt is equal to or greater than the predetermined current value 43A (S109; “above”), it is determined that the internal resistance of the secondary battery Batt is relatively low, The process proceeds to low impedance processing in step S120.

即ち、充電電流が所定電流値43A以上である場合には(S109;「以上」)、当該二次電池Battの内部抵抗は例えば0.5Ω前後と低く、D/A変換部27から出力されるディジタルデータ(DAC値)の1ビット当たりの電流指令値に対する変換後のアナログ電圧値も比較的細かい値となる。このため、このアナログ電圧値を入力してチョッパ制御を行うチョッパ制御部29においては、[発明が解決しようとする課題]の欄で既に述べたように、従来と同様にチョッパ制御をしても問題なく充電電圧を目標電圧値に近づけることができる。したがって、ステップS120による低インピーダンス処理では従来と同様のチョッパ制御を行うこととする。   That is, when the charging current is greater than or equal to the predetermined current value 43A (S109; “above”), the internal resistance of the secondary battery Batt is as low as about 0.5Ω, for example, and is output from the D / A converter 27. The analog voltage value after conversion with respect to the current command value per bit of the digital data (DAC value) is also a relatively fine value. Therefore, in the chopper control unit 29 that performs chopper control by inputting the analog voltage value, as already described in the section “Problems to be solved by the invention”, the chopper control is performed as in the conventional case. The charging voltage can be brought close to the target voltage value without any problem. Therefore, the chopper control similar to the conventional one is performed in the low impedance processing in step S120.

これに対し、充電電流が所定電流値43A未満である場合には(S109;「未満」)、当該二次電池Battの内部抵抗は比較的高いと判断されるので、ステップS130による高インピーダンス処理に移行する。   On the other hand, when the charging current is less than the predetermined current value 43A (S109; “less than”), it is determined that the internal resistance of the secondary battery Batt is relatively high. Transition.

即ち、充電電流が所定電流値43A未満である場合には(S109;「未満」)、当該二次電池Battの内部抵抗は例えば2Ω前後と高く、D/A変換部27から出力されるディジタルデータ(DAC値)の1ビット当たりの電流指令値に対する変換後のアナログ電圧値も比較的粗い値となる。したがって、このアナログ電圧値を入力してチョッパ制御を行うチョッパ制御部29においては、[発明が解決しようとする課題]の欄で図6(B)を参照して説明したように、従来と同様のチョッパ制御をすると、目標電圧値を挟んで充電電圧が上下するため、目標電圧値に近づけることは難しい。このため、本発明に特有の情報処理、つまりステップS130による高インピーダンス処理を行う。   That is, when the charging current is less than the predetermined current value 43A (S109; “less than”), the internal resistance of the secondary battery Batt is as high as about 2Ω, for example, and the digital data output from the D / A conversion unit 27 The analog voltage value after conversion with respect to the current command value per bit of (DAC value) is also a relatively coarse value. Therefore, in the chopper control unit 29 that performs chopper control by inputting the analog voltage value, as described with reference to FIG. 6B in the column of [Problems to be solved by the invention] When the chopper control is performed, the charging voltage rises and falls across the target voltage value, so it is difficult to bring it close to the target voltage value. For this reason, information processing unique to the present invention, that is, high impedance processing in step S130 is performed.

なお、上式(1)を変形することによって、次式(2)に示すように、目標電圧値付近の領域で使用するために必要となる分解能DAmaxを求めることが可能となる。   In addition, by modifying the above equation (1), as shown in the following equation (2), it becomes possible to obtain the resolution DAmax necessary for use in the region near the target voltage value.

DAmax ≧ (Imax/Ith)×(Vs/Va) ・・・ (2)         DAmax ≧ (Imax / Ith) × (Vs / Va) (2)

例えば、上記と同じ条件(二次電池Battの目標電圧値Vs(=120V)、充電電流の定格最大値Imax(=280A)、充電電圧の精度Va(=1V))で、所定電流値Ithを10Aに設定した場合には、目標電圧値付近の領域で使用するために必要となる分解能DAmax(=(280/10)×(120/1))は、「3660d」になる。つまり、二次電池Battに流れている充電電流として「10A」を基準に、低インピーダンス処理(S120)に移行するか、高インピーダンス処理(S130)に移行するかを判断するには、少なくとも使用領域において「3660d」の分解能を持つD/A変換部27(例えば12ビット(=「4096d」))を選択する必要のあることがわかる。   For example, the predetermined current value Ith is set under the same conditions as described above (the target voltage value Vs (= 120 V) of the secondary battery Batt, the rated maximum value Imax (= 280 A) of the charging current, and the accuracy Va (= 1 V) of the charging voltage). When set to 10 A, the resolution DAmax (= (280/10) × (120/1)) required for use in the region near the target voltage value is “3660d”. That is, to determine whether to shift to the low impedance process (S120) or the high impedance process (S130) based on “10A” as the charging current flowing in the secondary battery Batt, at least the use region It is understood that it is necessary to select the D / A converter 27 (for example, 12 bits (= “4096d”)) having a resolution of “3660d”.

ここからは、ステップS120,130による各処理の流れを説明する。なお、これらの情報処理はその流れが図3に示されているので、ここからは図3を参照して説明する。まず、従来と同様の情報処理を行う低インピーダンス処理(S120)を図3(A)に基づいて説明する。   From here, the flow of each process by step S120,130 is demonstrated. The flow of these information processing is shown in FIG. 3, and will be described with reference to FIG. First, the low impedance process (S120) for performing the same information processing as in the prior art will be described with reference to FIG.

図3(A)に示すように、低インピーダンス処理では、まずステップS121により目標電圧値に対して二次電池Battの現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であるか「目標電圧値未満」であるかを判断する処理が行われる。即ち、ステップS103により電圧センサVRから出力される電圧情報を取得しているため、これに基づいて現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であるか「目標電圧値未満」であるかを判断する。   As shown in FIG. 3A, in the low impedance processing, first, in step S121, the current charging voltage of the secondary battery Batt is “greater than or equal to the target voltage value” or “less than the target voltage value” with respect to the target voltage value. Processing to determine whether or not That is, since the voltage information output from the voltage sensor VR is acquired in step S103, it is determined based on this whether the current charging voltage is “above the target voltage value” or “less than the target voltage value”. To do.

そして、現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であると判断された場合には(S121;「以上」)、充電電圧を下げるために充電電流を低下させる必要から、続くステップS123に処理を移行する。これとは逆に「目標電圧値未満」であると判断された場合には(S121;「未満」)、充電電圧を上げるために充電電流を増加させる必要から、続くステップS125に処理を移行する。   If it is determined that the current charging voltage is “above the target voltage value” (S121; “above”), it is necessary to reduce the charging current in order to reduce the charging voltage. Transition. On the other hand, if it is determined that the value is “below the target voltage value” (S121; “less than”), it is necessary to increase the charging current in order to increase the charging voltage, and the process proceeds to the subsequent step S125. .

ステップS123では充電電流を低下させるため、D/A変換部27から出力する電流指令値としての現在のディジタルデータを1ビット下げる処理、つまりDAC値を1ビット減少させる処理を行う。これに対し、ステップS125では充電電流を上昇させるため、D/A変換部27から出力する電流指令値としての現在のディジタルデータを1ビット上げる処理、つまりDAC値を1ビット増加させる処理を行う。   In step S123, in order to reduce the charging current, a process of lowering the current digital data as the current command value output from the D / A converter 27 by 1 bit, that is, a process of reducing the DAC value by 1 bit is performed. On the other hand, in step S125, in order to increase the charging current, a process of increasing the current digital data as the current command value output from the D / A converter 27 by 1 bit, that is, a process of increasing the DAC value by 1 bit is performed.

具体的には、図4(A)に示すように、例えば、目標電圧値が54Vである場合に現在の充電電圧が53.6Vであったときには、充電電圧を上げるために充電電流を上昇させる。つまり、DAC値を29から1ビット増加させて30にする処理を行う。これにより、充電電圧が0.2V上がるため、再度この処理によりDAC値を30から31に1ビット増加させることで、充電電圧は0.2V増加し目標電圧値の54.0Vに到達する(DAC値29(t1)→30(t2)→31(t3)→31(t4)→31(t5)…)。   Specifically, as shown in FIG. 4A, for example, when the current charging voltage is 53.6 V when the target voltage value is 54 V, the charging current is increased to increase the charging voltage. . That is, the DAC value is increased from 29 by 1 bit to 30. As a result, the charging voltage rises by 0.2 V. By increasing the DAC value by 1 bit from 30 to 31 again by this process, the charging voltage increases by 0.2 V and reaches the target voltage value of 54.0 V (DAC) Value 29 (t1) → 30 (t2) → 31 (t3) → 31 (t4) → 31 (t5).

一方、図3(B)に示すように、高インピーダンス処理でも、まずステップS131により目標電圧値に対して二次電池Battの現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であるか「目標電圧値未満」であるかを判断する処理が行われる。この処理は、低インピーダンス処理のステップS121と同様、電圧センサVRから既に取得している電圧情報に基づき行う。   On the other hand, as shown in FIG. 3B, even in the high impedance process, first, in step S131, whether the current charging voltage of the secondary battery Batt is “more than the target voltage value” with respect to the target voltage value or not. A process of determining whether the value is “less than” is performed. This process is performed based on the voltage information already acquired from the voltage sensor VR, as in step S121 of the low impedance process.

そして、現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であると判断された場合には(S131;「以上」)、充電電圧を下げるため続くステップS133に処理を移行し、「目標電圧値未満」であると判断された場合には(S131;「未満」)、充電電圧を上げるために続くステップS135に処理を移行する。   If it is determined that the current charging voltage is “above the target voltage value” (S131; “above”), the process proceeds to the subsequent step S133 to lower the charging voltage, and “less than the target voltage value”. (S131; “less than”), the process proceeds to step S135 to increase the charging voltage.

ステップS133,135では、増減させるDAC値のビット数が1ビット未満である点が、低インピーダンス処理によるステップS123,125と大きく異なる。即ち、図3(B)や図4(B)に示すように、本来は、1ビットごとの増減を原則としているDAC値を1ビット未満(例えば1/4ビットづつ)で増減することで、1ビットよりも細かい数値を表現可能にしている。   Steps S133 and 135 are greatly different from steps S123 and 125 by the low impedance processing in that the number of bits of the DAC value to be increased or decreased is less than 1 bit. That is, as shown in FIG. 3 (B) and FIG. 4 (B), by increasing / decreasing the DAC value that is basically increased / decreased for each bit by less than 1 bit (for example, by 1/4 bit), Numerical values smaller than 1 bit can be expressed.

例えば、図5(A)に示すように、DAC値としてのディジタルデータに対して時間軸方向に意味づけをする。具体的には、1ビットでは、「0」か「1」の二値表現になるため、通常の最小単位時間幅Tよりも狭い時間幅ttで時間軸方向に「0」と「1」とを表現する。このとき、DAC値としてのディジタルデータの波高は「1」のときの値となる。これにより、例えば、図5(A)に示すように、通常の最小単位時間幅Tを1S(1秒)間とした場合には、その1/10の時間幅ttである100mSを1スロットとしてそれを10個形成しこの各スロット内で4値を表現可能にPWM波形を形成する。つまり、通常の最小単位時間幅T内に10スロット分のPWM波形を収容する。   For example, as shown in FIG. 5A, the digital data as the DAC value is given meaning in the time axis direction. Specifically, since one bit represents a binary representation of “0” or “1”, “0” and “1” are set in the time axis direction with a time width tt smaller than the normal minimum unit time width T. Express. At this time, the wave height of the digital data as the DAC value is the value when “1”. Thus, for example, as shown in FIG. 5A, when the normal minimum unit time width T is set to 1S (1 second), 100 mS, which is 1/10 of the time width tt, is set as one slot. Ten of them are formed, and a PWM waveform is formed so that four values can be expressed in each slot. That is, the PWM waveform for 10 slots is accommodated within the normal minimum unit time width T.

例えば、図5(A)に示すαのように、最初の25mSの間だけ「1」を形成した後、残りの75mSを「0」にすることで、1/4(=0.25)を表現する。また、同図のβのように、最初の50mSの間だけ「1」を形成した後、残りの50mSを「0」にすることで2/4(=0.50)を表現し、さらにγのように、最初の75mSの間「1」を形成した後、残りの25mSを「0」にすることで3/4(=0.75)を表現する。   For example, as shown in FIG. 5 (A), after forming “1” only for the first 25 mS and then setting the remaining 75 mS to “0”, 1/4 (= 0.25) is obtained. Express. Further, as shown in β in the figure, after “1” is formed only for the first 50 mS, 2/4 (= 0.50) is expressed by setting the remaining 50 mS to “0”, and γ As shown, after forming “1” for the first 75 mS, the remaining 25 mS is set to “0” to express 3/4 (= 0.75).

なお、図5(A)に示すδは、最初から最後まで100mSの間「0」を維持することで0/4(=0)である「0」を表現し、同図のεは、最初から最後まで100mSの間「1」を維持することで4/4(=1)である「1」を表現する。つまり、「0」と「1」は、従来のディジタルデータの表現と同様にDAC値を生成する。   5A represents “0” which is 0/4 (= 0) by maintaining “0” for 100 mS from the beginning to the end, and ε in FIG. By maintaining “1” for 100 ms from the end to the end, “1” that is 4/4 (= 1) is expressed. That is, “0” and “1” generate a DAC value in the same manner as the conventional digital data representation.

これにより、通常の最小単位時間幅T内に収容されたPWM波形のパルス幅によって、通常の最小単位時間幅Tで表現される2値表現されるディジタルデータの分解能を超える値を時間軸方向に重畳させてDAC値として表現することが可能になるので、このようなをDAC値をD/A変換部27に出力することにより、当該D/A変換部27は、電流指令値の大きさに従ったパルス幅をもつパルス波形をゲート制御信号としてスイッチング素子SWに出力する。つまり、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してD/A変換部からチョッパ制御部に出力することが可能となる。   As a result, a value exceeding the resolution of the binary-represented digital data represented by the normal minimum unit time width T is set in the time axis direction by the pulse width of the PWM waveform accommodated in the normal minimum unit time width T. Since it is possible to superimpose and express it as a DAC value, by outputting such a DAC value to the D / A conversion unit 27, the D / A conversion unit 27 has the size of the current command value. A pulse waveform having the corresponding pulse width is output to the switching element SW as a gate control signal. In other words, “current command value based on current value information with a value exceeding the resolution of digital data” that could not be converted to analog voltage in the past is converted to an analog voltage value and output from the D / A converter to the chopper controller. It becomes possible to do.

したがって、スイッチング素子SWでは、このパルス幅の時間だけ入出力(エミッタ−コレクタ)間を導通させる動作を繰り返し行うことにより、通常の最小単位時間幅T内に収容された10スロット分のPWM波形に従ったスイッチング動作をするため、時間軸方向に4値(0.00,0.25,0.50,0.75,1.00)で表現された値に従った実効値の直流電圧を充電電圧(出力電圧)として二次電池Battに出力することが可能となる(図5(A),(B)に示す各波形におけるグレーの部分)。なお、図5(B)に示す波形例では、最小単位時間幅T内に10スロット分の時間幅ttが存在するところを、4スロット分に省略して図面上表現している点に注意されたい。   Therefore, in the switching element SW, by repeating the operation of conducting between the input and output (emitter-collector) for the time of this pulse width, the PWM waveform for 10 slots accommodated in the normal minimum unit time width T is obtained. In order to perform the switching operation in accordance with the secondary battery Batt, a DC voltage having an effective value according to a value expressed by four values (0.00, 0.25, 0.50, 0.75, 1.00) in the time axis direction is used as a charging voltage (output voltage). (Gray portion in each waveform shown in FIGS. 5A and 5B). Note that in the waveform example shown in FIG. 5B, the time width tt corresponding to 10 slots within the minimum unit time width T is omitted in 4 slots and expressed in the drawing. I want.

このような最小単位時間幅T内に10スロット分の時間幅ttでPWM波形を生成する具体的な情報処理としては、例えば、従来のDAC値(ディジタルデータ)の出力タイミングよりも4倍速いタイミング(従来を100mS周期とすると本発明は25mS周期)で「1」,「0」をDAC値としてD/A変換部27に出力することにより行う。例えば、図5(A)に示すαの場合、25mSごとに割り込みが入るカウンタを用いて、割り込みタイミングで「1」→「0」→「0」→「0」の順にビットの上げ下げを行う。これにより、生成されるPWM波形のビット列は「1000b」となる(以下、2進表示値を「○○○○b」のように数字の末尾に‘b’を付して表す)。   As specific information processing for generating a PWM waveform with a time width tt of 10 slots within such a minimum unit time width T, for example, a timing four times faster than the output timing of a conventional DAC value (digital data) This is performed by outputting “1” and “0” as DAC values to the D / A converter 27 at a period of 100 mS (the present invention is a period of 25 mS). For example, in the case of α shown in FIG. 5A, using a counter that interrupts every 25 ms, the bit is raised and lowered in the order of “1” → “0” → “0” → “0” at the interrupt timing. As a result, the bit string of the generated PWM waveform is “1000b” (hereinafter, the binary display value is represented by adding “b” at the end of the number, such as “XXXB”).

また、同図に示すβの場合には「1」→「1」→「0」→「0」の順に、同様にγの場合には「1」→「1」→「1」→「0」の順に、それぞれビットの上げ下げを行う。これにより、生成されるPWM波形のビット列はβの場合は「1100b」となり、またγの場合には「1110b」となる。なお、δの場合の「0000b」やεの場合の「1111b」には、従来と同様に最小単位時間幅T内において「0」や「1」を維持することになるが、これらの場合も、「0」→「0」→「0」→「0」の順、あるいは「1」→「1」→「1」→「1」の順にビットの状態制御を行うことで、α〜γに対する処理と同様の情報処理で実現が可能となる。   Further, in the case of β shown in the figure, in the order of “1” → “1” → “0” → “0”, similarly in the case of γ, “1” → “1” → “1” → “0” In this order, the bits are raised and lowered. Thus, the generated PWM waveform bit string is “1100b” in the case of β, and “1110b” in the case of γ. Note that “0000b” in the case of δ and “1111b” in the case of ε maintain “0” or “1” within the minimum unit time width T as in the conventional case. , “0” → “0” → “0” → “0”, or “1” → “1” → “1” → “1” in order of bit state control to α to γ This can be realized by the same information processing as the processing.

ステップS133では、DAC値を1/4減少させる処理を行うので、前回出力をした値を記憶しておき、それに対してDAC値を1/4減少させる。例えば、図5(B)に示すように、前回出力をしたDAC値が29.75である場合には「29」の波高で「1」→「1」→「1」→「0」の順に出力(1110b)をしているので、今回はそれよりもDAC値を1/4減少させて「29」の波高で「1」→「1」→「0」→「0」の順で出力(1100b)をするようにビットの上げ下げを10スロット分について行う(図5(B)では4スロット分だけ図示し6スロット分を省略している)。   In step S133, since the DAC value is reduced by ¼, the previous output value is stored, and the DAC value is reduced by ¼. For example, as shown in FIG. 5B, when the DAC value output last time is 29.75, the wave height of “29” is in the order of “1” → “1” → “1” → “0”. Since the output (1110b) is being performed, the DAC value is decreased by ¼, and output in the order of “1” → “1” → “0” → “0” at a wave height of “29” ( 1100b), the bit is raised and lowered for 10 slots (in FIG. 5B, only 4 slots are shown and 6 slots are omitted).

なお、前回出力をしたDAC値が29である場合には「29」の波高で「0」→「0」→「0」→「0」の順に出力(0000b)をしているので、DAC値を1/4減少させた場合には、波高を一段階下げた「28」としてその波高で「1」→「1」→「1」→「0」の順に出力(1110b)をするようにビットの上げ下げを10スロット分について行う。   If the DAC value that was output last time is 29, the output is (0000b) in the order of “0” → “0” → “0” → “0” at the wave height of “29”. Is reduced by ¼, the bit height is reduced by one step, and the bit height is set to “1” → “1” → “1” → “0” in that order (1110b). Is raised and lowered for 10 slots.

これに対しステップS135では、DAC値を1/4増加させる処理を行うので、ステップS133と同様に前回出力をした値を記憶しておき、それに対してDAC値を1/4増加させる。例えば、図5(B)に示すように、前回出力をしたDAC値が29.25である場合には「29」の波高で「1」→「0」→「0」→「0」の順に出力(1000b)をしているので、今回はそれよりもDAC値を1/4増加させて「29」の波高で「1」→「1」→「0」→「0」の順で出力(1100b)をするようにビットの上げ下げを10スロット分について行う(図5(B)では4スロット分だけ図示し6スロット分を省略している)。   On the other hand, in step S135, since the DAC value is increased by ¼, the previous output value is stored as in step S133, and the DAC value is increased by ¼. For example, as shown in FIG. 5B, when the DAC value output last time is 29.25, the wave height of “29” is in the order of “1” → “0” → “0” → “0”. Since the output (1000b) is being performed, the DAC value is increased by ¼ this time and output in the order of “1” → “1” → “0” → “0” at the wave height of “29” ( 1100b), the bit is raised and lowered for 10 slots (in FIG. 5B, only 4 slots are shown and 6 slots are omitted).

なお、前回出力をしたDAC値が30である場合には「30」の波高で「0」→「0」→「0」→「0」の順に出力(0000b)をしているので、DAC値を1/4増加させた場合には、波高を一段階上げた「31」としてその波高で「1」→「0」→「0」→「0」の順に出力(1000b)をするようにビットの上げ下げを10スロット分について行う。   When the previously output DAC value is 30, the DAC value is output in the order of “0” → “0” → “0” → “0” (0000b) at the wave height of “30”. Is increased by ¼, the bit height is increased by one step, and the bit is output in the order of “1” → “0” → “0” → “0” at that wave height (1000b). Is raised and lowered for 10 slots.

以上説明したように、本実施形態に係る充電装置10によると、制御部20は、ステップS105により充電電圧が目標電圧値の範囲内ではないと判断した場合(S105;No)において、(1)電流センサCTによる電流情報に基づいて充電電流が所定電流値以上であるときには(S109;「以上」)、低インピーダンス処理(S120)として、充電電圧が目標電圧値の範囲内に入るように充電電流を増加または減少させる電流指令値としてのDAC値をD/A変換部27に通常の最小単位時間幅Tのディジタルデータとして出力する。これに対し、(2)電流センサCTによる電流情報に基づいて充電電流が所定電流値未満であるときには(S109;「未満」)、高インピーダンス処理(S130)として、充電電圧が目標電圧値の範囲内に入るように充電電流を増加または減少させる電流指令値で最小単位時間幅Tのディジタルデータの分解能を超える電流指令値としてのDAC値を、当該最小単位時間幅T内に収容されるパルスのパルス幅に変換したPWM信号としてD/A変換部27に出力する。   As described above, according to the charging device 10 according to the present embodiment, when the control unit 20 determines in step S105 that the charging voltage is not within the target voltage value range (S105; No), (1) When the charging current is greater than or equal to a predetermined current value based on current information from the current sensor CT (S109; “above”), the charging current is set so that the charging voltage falls within the target voltage value range as a low impedance process (S120). The DAC value as a current command value for increasing or decreasing the value is output to the D / A converter 27 as normal digital data having a minimum unit time width T. On the other hand, (2) when the charging current is less than the predetermined current value based on the current information from the current sensor CT (S109; “less than”), the charging voltage is within the range of the target voltage value as high impedance processing (S130). The DAC value as the current command value that exceeds the resolution of the digital data of the minimum unit time width T with the current command value that increases or decreases the charging current so as to fall within the range of the pulse accommodated in the minimum unit time width T. The PWM signal converted into the pulse width is output to the D / A converter 27.

これにより、上記(2)のときには、D/A変換部27には、電流指令値としてディジタルデータの分解能を超えるDAC値がPWM信号として入力されるので、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してD/A変換部27からチョッパ制御部29に出力することが可能となる。このため、チョッパ制御部29では、このような「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として受け取ることができるため、例えば、二次電池Battの内部抵抗が比較的高い場合であっても、D/A変換部27から出力されるアナログ電圧値で充電電流を高精度にチョッパ制御することができるため、充電電圧の精度を向上することができる。   Thus, in the case of (2) above, the DAC value exceeding the resolution of the digital data is input as the current command value to the D / A converter 27 as a PWM signal, so that it can be converted into an analog voltage conventionally. The “current command value based on the current value information having a value exceeding the resolution of the digital data” that has not been converted can be converted into an analog voltage value and output from the D / A converter 27 to the chopper controller 29. For this reason, the chopper control unit 29 can receive such a “current command value based on current value information having a value exceeding the resolution of digital data” as a current command value based on an analog voltage value. Even when the internal resistance is relatively high, the charging current can be chopper controlled with the analog voltage value output from the D / A converter 27 with high accuracy, so that the accuracy of the charging voltage can be improved. it can.

なお、以上説明した充電装置10では、充電電圧(出力電圧)を入力電圧よりも低くする降圧チョッパ制御を可能に構成したが、本発明の適用はこれに限られることはなく、充電電圧(出力電圧)を入力電圧よりも高くする昇圧チョッパ制御にも適用することができ、降圧チョッパ制御の場合と同様の作用・効果を得ることが可能となる。   In the charging device 10 described above, the step-down chopper control that makes the charging voltage (output voltage) lower than the input voltage is possible. However, the application of the present invention is not limited to this, and the charging voltage (output) The present invention can also be applied to step-up chopper control in which the voltage is higher than the input voltage, and the same operation and effect as in step-down chopper control can be obtained.

また、以上説明した充電装置10では、充電制御処理による低インピーダンス処理(S130)において、DAC値を1/4ビットづつ減少させたり増加させたりしたが(S133,135)、増減させるビットをより細分化(例えば1/n(nは5以上の整数))させても良い。これにより、さらに多くの情報量をDAC値として時間軸方向に重畳させることが可能となるので、充電電圧の精度をより向上することができる。   In the charging device 10 described above, the DAC value is decreased or increased by 1/4 bit in the low impedance process (S130) by the charge control process (S133, 135), but the bits to be increased or decreased are further subdivided. (For example, 1 / n (n is an integer of 5 or more)). As a result, a larger amount of information can be superimposed as a DAC value in the time axis direction, so that the accuracy of the charging voltage can be further improved.

10…充電装置
20…制御部
21…充電制御部
23,25…A/D変換部
27…D/A変換部
29…チョッパ制御部
AC…交流電源
Batt…二次電池
C…コンデンサ
CT…電流センサ
VR…電圧センサ
DB…整流部
SW…スイッチング素子
T…トランス
L…コイル
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Charging apparatus 20 ... Control part 21 ... Charge control part 23, 25 ... A / D conversion part 27 ... D / A conversion part 29 ... Chopper control part AC ... AC power supply Batt ... Secondary battery C ... Capacitor CT ... Current sensor VR ... Voltage sensor DB ... Rectifier SW ... Switching element T ... Transformer L ... Coil

Claims (3)

入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置であって、
前記出力電圧を検出する電圧センサと、
前記電圧センサから出力される前記出力電圧の電圧情報に基づいて前記出力電圧が所定の目標電圧値の範囲内であるか否かを判断する出力電圧判断手段と、
前記出力電圧による前記二次電池の充電電流を検出する電流センサと、
前記出力電圧判断手段により前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内ではないと判断された場合、前記電流センサから出力される前記充電電流の電流情報と前記電圧センサによる前記電圧情報とに基づいて前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内に入るように前記充電電流を増加または減少させる電流指令値を所定時間幅のディジタルデータとして出力する充電電流制御手段と、
前記充電電流制御手段から出力される前記ディジタルデータを前記所定時間幅よりも短い周期でアナログ電圧値に逐次変換して出力するD/A変換部と、
前記D/A変換部から出力される前記アナログ電圧値に基づいて前記チョッパ制御をするチョッパ制御部と、を備え、
所定の場合には、前記充電電流制御手段は、前記電流指令値で前記ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報を、前記所定時間幅内に収容されるパルスのパルス幅に変換したPWM信号として前記D/A変換部に出力することを特徴とする充電装置。
A charging device capable of charging a secondary battery with an output voltage obtained by converting the input voltage by chopper control,
A voltage sensor for detecting the output voltage;
Output voltage determination means for determining whether or not the output voltage is within a range of a predetermined target voltage value based on voltage information of the output voltage output from the voltage sensor;
A current sensor for detecting a charging current of the secondary battery by the output voltage;
When the output voltage determining means determines that the output voltage is not within the range of the target voltage value, based on the current information of the charging current output from the current sensor and the voltage information by the voltage sensor. Charging current control means for outputting a current command value for increasing or decreasing the charging current as digital data having a predetermined time width so that the output voltage falls within the range of the target voltage value;
A D / A converter that sequentially converts the digital data output from the charging current control means into an analog voltage value at a cycle shorter than the predetermined time width, and outputs the analog voltage value;
A chopper control unit that performs the chopper control based on the analog voltage value output from the D / A conversion unit,
In a predetermined case, the charging current control means converts the current value information having a value exceeding the resolution of the digital data with the current command value into a pulse width of a pulse accommodated within the predetermined time width. And outputting to the D / A converter.
前記充電電流制御手段は、前記電流センサによる前記電流情報に基づいて前記充電電流が所定電流値未満である場合、前記PWM信号を前記D/A変換部に出力することを特徴とする請求項1に記載の充電装置。   2. The charging current control means, when the charging current is less than a predetermined current value based on the current information from the current sensor, outputs the PWM signal to the D / A converter. The charging device described in 1. 前記所定の目標電圧値をVs、前記充電電流の定格最大値をImax、前記出力電圧の精度をVa、前記D/A変換部による分解能の10進表示値をDAmax、前記所定電流値をIthとすると、前記所定電流値は、
Ith=(Vs/Va)×(Imax/DAmax)で、表されることを特徴とする請求項2に記載の充電装置。
The predetermined target voltage value is Vs, the rated maximum value of the charging current is Imax, the accuracy of the output voltage is Va, the decimal display value of resolution by the D / A converter is DAmax, and the predetermined current value is Ith. Then, the predetermined current value is
The charging device according to claim 2, wherein Ith = (Vs / Va) × (Imax / DAmax).
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