JP2012019641A - Semiconductor device - Google Patents
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本発明は半導体装置に係り、特に、主電源端子間に2つのスイッチング素子を直列に接続し、そのうち高圧側スイッチング素子を駆動制御するものに好適な半導体装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor device, and more particularly to a semiconductor device suitable for connecting two switching elements in series between main power supply terminals and driving and controlling a high-voltage side switching element.
図1に、従来技術のモータ駆動用半導体装置の構成を示す。 FIG. 1 shows a configuration of a conventional semiconductor device for driving a motor.
該図において、直流電源1は、例えば約141V〜約600Vの高圧電源電圧Vsであり、モータのインバータ駆動用の高圧電源電圧として使用される。直流電源2は、例えば約15Vであり、駆動回路用電源電圧Vccとして使用される。
In the figure, a
S1,S2は直列接続された一対のスイッチング素子であり、IGBTやMOSトランジスタ,バイポーラトランジスタ等が用いられる。また、D1,D2はスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードである。モータ3は、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子の接続点に接続されている。主電源端子間に、高圧側(上アーム側)スイッチング素子S1及び低圧側(下アーム側)スイッチング素子S2を直列接続したトーテムポール構成のハーフブリッジ回路を備えている。 S1 and S2 are a pair of switching elements connected in series, and an IGBT, a MOS transistor, a bipolar transistor, or the like is used. D1 and D2 are free-wheeling diodes connected in reverse parallel to the switching elements. The motor 3 is connected to a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element. A half-bridge circuit having a totem pole configuration in which a high voltage side (upper arm side) switching element S1 and a low voltage side (lower arm side) switching element S2 are connected in series is provided between main power supply terminals.
通常、モータ3を駆動するためには、このようなハーフブリッジ回路を3相分使用する。また、上アームと下アームは、相補的にオン/オフされる。 Usually, in order to drive the motor 3, such a half-bridge circuit is used for three phases. The upper arm and the lower arm are turned on / off in a complementary manner.
スイッチング素子をオンするには、ゲート電位をソースよりスレッシュホールド電圧分大きな電圧で駆動する必要がある。下アーム側スイッチング素子S2は、ソースがグランド電位に固定されているので、ゲートは、駆動回路用電源電圧Vccで制御することができる。しかし、上アーム側スイッチング素子S1は、オンとなった場合、そのソース電位が高圧電源電圧Vs近くまで上昇するので、そのゲートを高圧電源電圧Vsより高い電圧で駆動する必要がある。 In order to turn on the switching element, it is necessary to drive the gate potential with a voltage larger than the source by the threshold voltage. Since the source of the lower arm side switching element S2 is fixed to the ground potential, the gate can be controlled by the drive circuit power supply voltage Vcc. However, when the upper arm side switching element S1 is turned on, its source potential rises to near the high voltage power supply voltage Vs, so that its gate needs to be driven at a voltage higher than the high voltage power supply voltage Vs.
図1は、ブートストラップ駆動方式であり、ブートストラップ回路用ダイオードD3及びブートストラップ回路用コンデンサC1は、ブートストラップ回路用の外付け部品である。各相独立に設けたブートストラップ回路用コンデンサC1がフローティング電源の代わりをする。初期状態として下アームスイッチング素子S2をオンにし、破線で示した経路によって、コンデンサの充電を行うことが必要である。 FIG. 1 shows a bootstrap drive system, and a bootstrap circuit diode D3 and a bootstrap circuit capacitor C1 are external components for a bootstrap circuit. A bootstrap circuit capacitor C1 provided independently for each phase serves as a floating power supply. As an initial state, it is necessary to turn on the lower arm switching element S2 and to charge the capacitor through a path indicated by a broken line.
RSフリップフロップ5の出力がインバータ回路4の入力に接続され、インバータ回路4の出力が、上アーム側スイッチング素子S1のゲートへ接続される。上アーム側スイッチング素子S1は、出力電圧VMを基準電位とするブートストラップ電圧VBに接続されるインバータ回路4によって、オン/オフが制御される。インバータ回路4が制御される信号は、以下によって伝達される。
The output of the RS flip-
まず、低圧側回路によって、上アームのオン/オフを制御する駆動信号Vinが生成される。駆動信号Vinをパルス発生回路6によって、駆動信号Vinの立ち上がり及び立ち下がりに同期したパルス信号を形成する。このパルスを上アームオン側とオフ側に分配し、レベルシフト回路のMOSトランジスタM1,M2のゲート端子にそれぞれに入力する。レベルシフト回路用MOSトランジスタM1にはセットパルス、レベルシフト回路用MOSトランジスタM2にはリセットパルスを入力する。 First, a drive signal Vin for controlling on / off of the upper arm is generated by the low voltage side circuit. A pulse signal synchronized with the rising and falling edges of the drive signal Vin is formed by the pulse generation circuit 6 from the drive signal Vin. This pulse is distributed to the upper arm on side and off side, and is input to the gate terminals of the MOS transistors M1 and M2 of the level shift circuit, respectively. A set pulse is input to the level shift circuit MOS transistor M1, and a reset pulse is input to the level shift circuit MOS transistor M2.
次に、上アームのオフ動作を担うレベルシフト回路用MOSトランジスタM2のドレイン端子にブートストラップ電圧VBを電源とする抵抗R2を接続する。また、上アームのオン動作を担うレベルシフト回路用MOSトランジスタM1のドレイン端子にブートストラップ電圧VBを電源とする抵抗R1を接続する。以上がレベルシフト回路の基本構成である。 Next, a resistor R2 using the bootstrap voltage VB as a power source is connected to the drain terminal of the level shift circuit MOS transistor M2 responsible for the off-operation of the upper arm. Further, a resistor R1 having a bootstrap voltage VB as a power source is connected to the drain terminal of the level shift circuit MOS transistor M1 responsible for the on-operation of the upper arm. The above is the basic configuration of the level shift circuit.
図2に従来回路のタイミングチャートを示す。セットパルスによって、レベルシフト回路用MOSトランジスタM1がオンし、パルス信号に従って、セット電流I1が流れ、レベルシフト回路用MOSトランジスタM1のドレイン電圧は電位が低下し、RSフリップフロップ5のセット側に接続する。故にRSフリップフロップ5はセットされ、Lowレベルを出力する。
FIG. 2 shows a timing chart of the conventional circuit. The level shift circuit MOS transistor M1 is turned on by the set pulse, the set current I1 flows in accordance with the pulse signal, the potential of the drain voltage of the level shift circuit MOS transistor M1 drops, and it is connected to the set side of the RS flip-
従って、インバータ回路4の出力により、上アーム側スイッチング素子S1が動作する。また、上アーム側スイッチング素子S1のターンオフ時も前述と同様にリセットパルスを他方のレベルシフトを介して、RSフリップフロップ5のリセット側に入力し、リセットする。これに従い、上アーム側スイッチング素子S1がターンオフする。以上の動作により、高速な信号伝達が可能になる。
Accordingly, the upper arm side switching element S1 is operated by the output of the inverter circuit 4. In addition, when the upper arm side switching element S1 is turned off, the reset pulse is input to the reset side of the RS flip-
レベルシフト回路における上側基準電位入力端子電圧VBは、上アーム側スイッチング素子S1がオンした状態では高電圧になるため、レベルシフト回路用MOSトランジスタM1,M2がオンした時に消費電力が大きな値になる。これを避けるため、レベルシフト回路用MOSトランジスタM1,M2のゲート入力となるセット電流I1、リセット電流I2のパルス幅は、図2のタイミングチャートに示すように極力小さい、駆動信号Vinのエッジトリガにより、駆動するラッチ回路構成となっている。 Since the upper reference potential input terminal voltage VB in the level shift circuit becomes a high voltage when the upper arm side switching element S1 is turned on, the power consumption becomes a large value when the level shift circuit MOS transistors M1 and M2 are turned on. . In order to avoid this, the pulse widths of the set current I1 and the reset current I2 that are the gate inputs of the level shift circuit MOS transistors M1 and M2 are as small as possible, as shown in the timing chart of FIG. 2, by the edge trigger of the drive signal Vin. The latch circuit is configured to be driven.
また、ブートストラップ駆動方式では、上下アームスイッチング素子の接続点出力電圧VMは、出力電圧とグランド電位から、高圧電源電圧Vsまで、急激に変化(dv/dt大)する。そのとき、レベルシフト回路を構成するMOSトランジスタM1,M2のドレイン‐ソース間には、寄生静電容量が存在するので、急峻な電位変動により、電流が流れる。この電流により、RSフリップフロップ5の出力が反転し、上アーム側スイッチング素子S1が誤オンまたは誤オフしてしまう。仮に、上アーム側スイッチング素子S1が誤オンした状態で、下アーム側スイッチング素子S2をオンさせると、高電圧電源と接地間に貫通電流が流れ、スイッチング素子が破壊してしまう可能性がある。
In the bootstrap driving method, the connection point output voltage VM of the upper and lower arm switching elements changes abruptly (dv / dt increase) from the output voltage and the ground potential to the high-voltage power supply voltage Vs. At that time, since parasitic capacitance exists between the drain and source of the MOS transistors M1 and M2 constituting the level shift circuit, current flows due to steep potential fluctuation. With this current, the output of the RS flip-
上述したような誤動作を防止するため、レベルシフト回路とRSフリップフロップ5の間に図1のようなフィルタ回路7を設置するのが一般的である。しかし、dv/dtに対する誤動作耐量を強化するために、フィルタ回路7の時定数を大きくした場合、遅延時間が増加するため、制御性が低下する等の問題がある。
In order to prevent malfunction as described above, a
本発明は、遅延時間の増加を抑えながら、dv/dt現象やノイズ等による誤動作耐量を向上したレベルシフト回路を有する半導体装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a semiconductor device having a level shift circuit with improved malfunction tolerance due to a dv / dt phenomenon, noise, or the like while suppressing an increase in delay time.
上記課題を解決するため、本発明のレベルシフト回路は、上アーム側スイッチング素子がオフ状態の期間、レベルシフト回路用MOSトランジスタM2を常時オンし、RSフリップフロップへのリセット信号を送り続けることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, the level shift circuit of the present invention is configured to always turn on the level shift circuit MOS transistor M2 and continuously send a reset signal to the RS flip-flop while the upper arm side switching element is in the off state. Features.
本発明によると、フィルタ回路の時定数を大きくすることなく、上アーム側スイッチング素子がオフ期間中のdv/dt現象やノイズ等に対する上アーム側スイッチング素子の誤オンを防止できる。 According to the present invention, it is possible to prevent the upper arm side switching element from being erroneously turned on due to the dv / dt phenomenon or noise during the off period of the upper arm side switching element without increasing the time constant of the filter circuit.
以下、図示した実施例に基づいて本発明を説明する。 Hereinafter, the present invention will be described based on the illustrated embodiments.
図3に本発明のモータ駆動用の半導体装置の一実施例を示す。尚、本実施例の構成は、従来例として説明した図1の構成と略同じであり、ここでは、図1と異なる点の説明とする。 FIG. 3 shows an embodiment of a semiconductor device for driving a motor according to the present invention. The configuration of the present embodiment is substantially the same as the configuration of FIG. 1 described as the conventional example, and here, the description is different from FIG.
図3に示す本実施例では、駆動信号Vinからレベルシフト回路のMOSトランジスタM2への信号経路の途中にインバータ回路9を設けることで、レベルシフト回路のMOSトランジスタM1へは発生回路6を介して駆動信号Vinを送るようにし、リセット側レベルシフト回路11のMOSトランジスタM2のゲート信号は、パルス発生回路6を介さずインバータ回路9が生成する構成としている。
In this embodiment shown in FIG. 3, an inverter circuit 9 is provided in the signal path from the drive signal Vin to the MOS transistor M2 of the level shift circuit, so that the MOS transistor M1 of the level shift circuit is connected to the MOS transistor M1 via the generation circuit 6. The drive signal Vin is sent, and the inverter circuit 9 generates the gate signal of the MOS transistor M2 of the reset side
図4に本実施例における各部のタイミングチャートを示す。駆動信号Vinの立ち上がりのタイミングで、パルス発生回路6とレベルシフト回路用MOSトランジスタM1の動作により、セット側レベルシフト回路10にセット電流I1が流れ、抵抗R1,フィルタ回路7を介し、RSフリップフロップ5にセットパルス信号が伝達される。セットパルスの入力により、RSフリップフロップ5の出力QBは、Lowレベルとなり、リセットパルスが入力されるまでこの状態を維持する。この期間スイッチング素子S1は、オン状態となる。
FIG. 4 shows a timing chart of each part in the present embodiment. At the rising timing of the drive signal Vin, the set current I1 flows through the set-side
一方、駆動信号VinがLowレベルの場合、インバータ回路9とレベルシフト回路用MOSトランジスタM2の動作により、リセット側レベルシフト回路11にリセット電流I2が流れ、抵抗R2,フィルタ回路7を介し、RSフリップフロップ5にリセット信号が伝達される。リセット信号の入力により、RSフリップフロップ5の出力QBはHiレベルとなり、スイッチング素子S1は、オフ状態となる。駆動信号VinがLowレベルの間は常にリセット電流I2が流れ、RSフリップフロップ5には、リセット信号が入力され続ける。
On the other hand, when the drive signal Vin is at the low level, the reset current I2 flows through the reset-side
本実施例では、スイッチング素子S1がオフしている期間、RSフリップフロップ5にリセット信号が入力され続けるため、dV/dt現象やノイズ等により、誤ったセット信号が伝達された場合でも、RSフリップフロップ5の出力QBは反転しない。このため、フィルタ回路7により、誤信号をカットする必要はなく、フィルタ回路の時定数を抑えながら、スイッチング素子S1の誤オンを防止することができる。
In this embodiment, since the reset signal is continuously input to the RS flip-
また、上アーム側スイッチング素子S1と下アーム側スイッチング素子S2は、通常相補的にオン/オフするため、上アームスイッチング素子S1がオフのとき、下アームスイッチング素子S2はオンしているため、出力電圧VMはほぼ接地電位、ブートストラップ電圧VBは約15Vとなる。このため、レベルシフト回路用MOSトランジスタM2を常時オンすることによる消費電力増加は軽微である。 Further, since the upper arm side switching element S1 and the lower arm side switching element S2 are normally turned on / off in a complementary manner, when the upper arm switching element S1 is off, the lower arm switching element S2 is on, so the output The voltage VM is approximately the ground potential, and the bootstrap voltage VB is approximately 15V. For this reason, the increase in power consumption by always turning on the level shift circuit MOS transistor M2 is slight.
1,2 直流電源
3 モータ
4,8,9 インバータ回路
5 RSフリップフロップ
6 パルス発生回路
7 フィルタ回路
10 セット側レベルシフト回路
11 リセット側レベルシフト回路
S1,S2 スイッチング素子
D1,D2 還流ダイオード
C1 ブートストラップ回路用コンデンサ
D3 ブートストラップ回路用ダイオード
M1,M2 レベルシフト回路用MOSトランジスタ
R1,R2 抵抗
Vs 高圧電源電圧
Vcc 駆動回路用電源電圧
Vin 駆動信号
VB ブートストラップ電圧
VM 出力電圧
I1 セット電流
I2 リセット電流
1, 2 DC power supply 3 Motor 4, 8, 9
Claims (2)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2010156302A JP5452399B2 (en) | 2010-07-09 | 2010-07-09 | Semiconductor device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012019641A true JP2012019641A (en) | 2012-01-26 |
JP5452399B2 JP5452399B2 (en) | 2014-03-26 |
Family
ID=45604454
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010156302A Active JP5452399B2 (en) | 2010-07-09 | 2010-07-09 | Semiconductor device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5452399B2 (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05344719A (en) * | 1992-06-05 | 1993-12-24 | Hitachi Ltd | Level shift circuit, miniature power supply and high-side switch |
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2010
- 2010-07-09 JP JP2010156302A patent/JP5452399B2/en active Active
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JPH05344719A (en) * | 1992-06-05 | 1993-12-24 | Hitachi Ltd | Level shift circuit, miniature power supply and high-side switch |
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RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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A621 | Written request for application examination |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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