JP2011503981A - Ｏｆｄｍにおける受信シンボルの同期 - Google Patents

Abstract

直交周波数分割多重送信方法による受信信号（６０）を同期させる装置は、チャネル伝達関数判定装置（６２）を用いて、送信された複数の既知のパイロットシンボルの受信信号（６０）からチャネル伝達関数（８６）を求める。チャネルインパルス応答判定装置（６４）は、これを用いてチャネルインパルス応答（８８）を求める。ここで、送信信号には一つ以上の送信フレームが含まれており、各送信フレームにはガードインターバルが一つ以上含まれている。送信チャネルのチャネルインパルス応答は複数の時間差のある成分を含んでいる。想定される全ての同期時間は、チャンネルインパルス応答に対するガードインターバルの一つの位置に厳密に対応している。メトリック判定装置（６５）は、想定される全ての同期時間について、ガードインターバル内にそれぞれ配置されたチャネルインパルス応答の強度に依存するメトリックを設定する。メトリック最大化装置（６６）は、メトリックを最大化することによって受信信号（６０）の正確な同期時間（６８）を求める。
【選択図】 図６

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送信方法における受信シンボルを同期させる装置および方法に関する。

受信データストリームへの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のＦＦＴ窓の整列（いわゆる、シンボル同期）は、ＯＦＤＭ信号を受信するために、きわめて重要である。シンボル同期の目的は、全ての伝搬路についてのＯＦＤＭシンボルの持続期間内に配置されＦＦＴ窓の位置を求めることである。ここでのＯＦＤＭシンボルの持続期間はペイロードシンボル期間とガードインターバルから構成される。

従来、ＦＦＴ窓の位置の決定は、相関法を用いて、受信した時間信号を評価することによって実行されていた。これは、ＯＦＤＭ時間信号に含まれている、反復信号部分の形式の冗長性の情報に基づいて行われている。含まれている冗長性は、ガードインターバルの追加によって暗に実現され、または、プリアンブル、ミッドアンブル、ポストアンブルのような特別な信号シーケンスの挿入によって明らかに実現されている。相関法によるＦＦＴ窓の位置の決定は、マルチパス伝搬のないチャネル（ＡＷＧＮチャネル）では最適である。対照的に、ラジオチャネルの物理的特性が原因で、または単一周波数ネットワークにおいて複数の同一の送信信号の所望の重ね合わせによって、複数の伝搬路が生じる場合、ＦＦＴ窓の位置は、チャネルインパルス応答成分の全てがガードインターバル内に含まれないように、選択されることがある。

ガードインターバルの位置決定が不正確であると、受信するＯＦＤＭ信号の性質に二つの大きな影響を与える。

一方では、ガードインターバル外のインパルス応答の成分は、順に続く２つのＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの変調シンボル間に干渉を生じさせ（シンボル間干渉）、および、ＯＦＤＭシンボルの、互いに隣接する２つのサブキャリアの変調シンボル間に干渉を生じさせる（キャリア間干渉）。この干渉はチャネルノイズに付加的に重畳され、信号−ノイズ比の低下を招き、したがって、ビットエラーレートの増加を招く。干渉の強さはガードインターバル外の信号成分の強度とともに直線的に増加し、ガードインターバルの両端の両信号成分間の時間間隔とともに二次関数的に増加する。

他方では、コヒーレント復調と、パイロットシンボルに基づいた周波数補完フィルタによるチャネル推定を伴うレシーバの場合、一般的にガードインターバル外の信号成分が抑制される。ガードインターバルの位置決定が不正確に行われると、これが原因でチャネル伝達関数の推定誤りが起こり、したがって、受信信号の誤った等化処理が行われ、やはり、ビットエラーレートの低下を招く。

特許文献１によれば、二段階同期装置によってこれらの問題が、部分的にのみ解消される。第１段階では、正確な同期時間の粗い推定を求めている。第２段階では、既知のパイロットキャリアに基づいてチャネルインパルス応答を求めている。求められたチャネルインパルス応答から関数を形成している。この関数は、復号に用いられる所与のＦＦＴ窓の位置によって、送信シンボルと比較して、受信シンボルの「受けるダメージ」の尺度を示す。この関数を最小化することによって、最適な同期時間を求めている。

独国特許出願公開第２３９０５１７号明細書

しかしながら、この関数の決定は多大な計算コストを伴っている。さらに、この関数単独では、常に一義的に正確な同期時間を求めることができるわけではない。

本発明は、例えば送信信号のマルチパス伝搬を通じて、または単一周波数ネットワーク内の多重送信を通じて、信号の多重受信を伴う場合に、チャネルを正確かつ安価に同期させるための装置および方法を提供するという目的に基づくものである。

本発明によれば、この目的は、独立請求項１の特徴を有する方法および独立請求項１３の特徴を有する装置により達成される。本発明の有利な発展態様が、これらの請求項に対する従属請求項の主題である。

直交周波数分割多重送信方法における受信信号の同期に関して、チャネル伝達関数判定装置は、複数の送信された既知のパイロットシンボルの受信信号からチャネル伝達関数を求める。チャネルインパルス応答判定装置は、チャネル伝達関数からチャネルインパルス応答を求める。これに関して、送信信号には一つ以上の送信フレームが含まれ、各送信フレームには一つ以上のガードインターバルが含まれている。送信チャネルのチャネルインパルス応答には、時間差のある複数の成分が含まれている。考えられる各同期時間は、チャネルインパルス応答に対するガードインターバルの一つの位置に正確に対応する。考えられる同期時間全てにおいて、メトリック判定装置は、各ガードインターバル内に位置するチャネルインパルス応答の強度に依存するメトリックを形成する。メトリック最大化装置は、メトリックを最大化することによって、受信信号の正確な同期時間を求める。したがって、信頼性がありかつ非常に正確な受信信号の同期が可能となる。

粗い同期装置は、正確な同期時間に対する粗い推定値を求める装置であって、チャネル伝達関数判定装置の上流側に接続されるのが有利である。これによって正確さがさらに増す。

この伝送方法は、全てのデジタルラジオ規格またはデジタルテレビ規格、特に、ＤＶＢ−ＴまたはＤＡＢ規格に用いることができる。このようにして、非常に広範に用いられている通信規格の信号を非常に正確に同期させることができる。

受信信号には、送信チャネルを介して送信された元の送信信号と、送信信号のエコーとが含まれるのが好ましい。また、受信信号には、複数の同一の、互いに時間差のある送信信号と、互いに時間差のある同一の送信信号のエコーとが含まれるのが好ましい。例えば、単一周波数ネットワークにおいて、同じ信号を送信するトランスミッタが複数台あったとしても、同期が可能である。

メトリック最大化装置は、全メトリック値の最大値の検索を行い、それによってメトリックの最大値を求めるのが有利である。

閾値設定装置は、チャネルインパルス応答成分の強度を閾値と比較して、メトリック計算に使われるチャネルインパルス応答成分の数を減少させるのが好ましい。

閾値は、閾値下限より上にかつ閾値上限より下に配置されるのが有利である。当該閾値下限は平均ノイズレベルに依存するのが好ましく、当該閾値上限はチャネルインパルス応答の強度の最大値に依存するのが好ましい。これによって、一方では非常に低いコストのみで閾値が求められ、他方ではこのような閾値の特定によって、メトリックの最大値を確実に検出できる。

閾値を上回るチャネルインパルス応答の複数の、互いに隣接する出力によって、最大領域を形成するのが有利である。閾値設置装置は、チャネルインパルス応答の強度の最大値として、最大領域内のチャネルインパルス応答の強度の最大値のみを考慮するのが好ましい。したがって、様々な外乱によって分散させられたメトリックの最大値群は、離散的なメトリックの最大値群に帰結させられる。これによって同期の精度が増すことになる。

メトリック判定装置は、メトリックを求める際に、互いに時間差のある複数のチャネルインパルス応答の平均をとるのが好ましい。したがって、同期の結果は、チャネルインパルス応答の短期間の変動に依存せず、これによって同期の精度が増すことになる。

周波数領域におけるチャネル伝達関数のアンダーサンプリングによって、時間領域において、チャネルインパルス応答の周期的反復が引き起こされるのが有利である。時間領域におけるチャネルインパルス応答の周期的反復は、メトリックが同一となる、ガードインターバルの複数の位置を発生させるのが好適である。メトリックが同一となる、ガードインターバルの複数の位置のうちの一つだけが正確な同期時間に対応するのが好ましい。あいまい性解消装置（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ ｒｅｓｏｌｖｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ）が、メトリック最大化装置の下流側に配置されるのが好ましい。あいまい性解消装置は、メトリックが同一の、ガードインターバルの複数の位置のそれぞれを正確な同期時間の想定候補と順にみなすのが好ましい。あいまい性解消装置は、正確な同期時間のすべての想定候補について、既知の送信されたパイロットシンボルの信号−ノイズ比を求めて、信号−ノイズ比を最大化することによって、正確な同期時間を求めるのが好ましい。したがって、メトリックにあいまい性が存在する場合でも、不正確な同期時間が除外される。

チャネル伝達関数は、所与の率でアンダーサンプリングするのが好ましい。この率は、既知のパイロットシンボルなしの送信フレーム数の、既知のパイロットシンボルありの送信フレーム数に対する比率である。

あいまい性解消装置は、正確な同期時間の幾つかの候補に割り当てられた信号−ノイズ比を連続して求めるのが有利である。これに関して、正確な同期時間の粗い推定値からの時間間隔が最大の候補に割り当てられる信号−ノイズ比を最初に求めるのが好ましい。あいまい性解消装置は、正確な同期時間の粗い推定値からの間隔が減少する順に候補に割り当てられる信号−ノイズ比を求めるのが好ましい。したがって、同期時間の粗い推定値に対する間隔が最短の同期時間が、同時に、最も確からしい同期時間であるため、あいまい性の解消に必要な時間が減少する。可能性のある同期時間が常に全て調べられ、したがって、最終の同期時間から再び変更する必要はない可能性が高いため、この場合、同期時間の変更を避けることができる。

本発明を図面に基づいて例を挙げて以下に説明する。図面には有利な実施形態が示される。

図１は、複数のトランスミッタから一つのレシーバへの複数の伝送路の例を示す図である。 図２は、チャネルインパルス応答の第１の例を示す図である。 図３は、送信フレームの一部分の例を示す図である。 図４は、一例のインパルス応答を有するチャネルを介した送信フレームの一部分の一例の送信の効果を示す図である。 図５は、チャネルインパルス応答の第２の例にわたって示された可能なガードインターバルの位置を示す図である。 図６は、本発明にかかる装置の一実施形態の回路ブロック図である。 図７は、本発明にかかる装置の一実施形態の一部分の回路ブロック図である。 図８は、平均処理の２ステップ間のＦＦＴ窓の変位の補完について説明する図である。 図９は、チャネルインパルス応答成分の強度の分布の第１の例に基づく閾値の設定を示す図である。 図１０は、チャネルインパルス応答成分の強度の分布の第２の例に基づく最大領域の処理について示す図である。 図１１は、ＯＦＤＭ送信の構造について例示した図である。 図１２は、時間領域において閾値を設けることによって減らされたチャネルインパルス応答の出力の分布の周期的反復を示す図である。 図１３は、一例の送信システムにおけるガードインターバルの最大あいまい変位を示す図である。 図１４は、閾値を設けることによって減らされたチャネルインパルス応答の強度の分布に基づいて、全ガードインターバル位置で結果として得られるメトリック値を示す図である。 図１５は、図１４の例に基づいて、周期的反復により得られた同一メトリック値を示す図である。 図１６は、図１５で示した例に基づくあいまい性の解消を示す図である。

まず、一般的な通信装置の構造と機能について、図１〜５を参照して説明する。本発明にかかる例となる実施形態の装置の構造と機能について、図６および７を参照して説明する。また、図８〜１６に基づいて、本発明にかかる方法の機能を例となる信号をいくつか参照して説明する。類似する図において同一の要素の記載及び説明は、繰り返さない場合がある。

図１は、複数のトランスミッタから一つのレシーバへの複数の伝送路の例を示している。トランスミッタ１０は、伝搬路１６を介してレシーバ１２に信号を送信する。この信号はまた、伝搬路１４を介して送信される。これは、障害物１３で反射され、他の伝搬路１５を介してレシーバ１２に伝わる。同時に、遠くにある他のトランスミッタ１１から同一の信号が送信される。この信号もまた、伝搬路１７を介してレシーバ１２に伝わる。これらの信号はトランスミッタ１０，１１から同時に送信されたものであるが、時間差（ｔｉｍｅ ｏｆｆｓｅｔ）を伴ってレシーバ１２に到達する。２つの直接的な信号に加えて、信号のエコー成分が付加的にトランスミッタ１０からレシーバ１２に時間差を伴って到達する。このケースはいわゆる単一周波数ネットワークで頻繁に発生する。広く普及している単一周波数ネットワークには、ＤＶＢ−Ｔのようなデジタルテレビ（ビデオ放送）及びＤＡＢのようなデジタルラジオ（オーディオ放送）がある。

図２は、先に示した例におけるレシーバ１２から観察されるチャネルインパルス応答の第１の例を示している。ここで、離散的な信号成分２０は送信路１６上の信号に対応している。さらに、離散的な信号成分２１は送信路１４，１５上の反射された信号に対応している。この信号成分２１は既に時間差を生じており、第１の信号成分２０に比べて減衰されている。時間差と減衰が生じる理由は、比較的長い送信路と反射にある。さらに、離散的な信号成分２２は、送信路１７上で非常に長い距離をトランスミッタ１１から送信された信号に対応している。その長い距離の結果として、信号には非常に長い遅延時間が生じ、大きな減衰が起こっている。

図３は、送信フレームの一部分の例を示している。送信フレームには、ガードインターバル３０およびペイロード信号成分３１が含まれている。これに関して、ガードインターバル３０はペイロード信号成分３１の、時間的に前、後、または内部に配置され、ペイロード信号成分３１の一部分を繰り返すものである。したがって、例えばＤＶＢ−Ｔの場合のガードインターバル３０の長さは、ガードインターバル３０とそれに結合されたペイロード信号成分３１の全長の４分の１、すなわちペイロード信号成分３１の長さの３分の１である。

図４は、先に示した図３のインパルス応答例で、チャネルを介した送信フレームの一部の一例の送信の効果を示している。信号の受信に必要なＦＦＴ窓４６は、チャネルのインパルス応答に対して描画されたように配置されるべきである。ここでは、離散的な信号成分２０，２１，２２は、互いに異なる送信路４８１，４８２，４８３に対応しており、ガードインターバル４０，４２，４４の開始時間をそれぞれ与えている。これに関して、ＦＦＴ窓４６の成分４７は、ＦＦＴ窓４６に含まれるシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の成分である。また、成分４８にはペイロード情報が含まれている。

図５は、チャネルインパルス応答の第２の例にわたる、想定されるガードインターバルの位置を示している。ＦＦＴ窓の所与の位置に配置されるようになるチャネルインパルス応答の強度の成分が最大となるとき、最適な形で同期時間に到達する。チャネルインパルス応答５０，５２，５３，５４，５５である所与の離散的な成分の場合、ガードインターバルの位置５０が準最適であり、同期時間の位置５１が最適である。

図６は、本発明にかかる装置の一実施形態を示す回路ブロック図である。粗い同期装置６１はチャネル伝達関数判定装置６２に接続されている。チャネル伝達関数判定装置６２はチャネルインパルス応答判定装置６３に接続されている。さらに、チャネルインパルス応答判定装置６３は閾値設定装置６４に接続されている。閾値設定装置６４はメトリック判定装置６５に接続されている。メトリック判定装置６５はメトリック最大化装置６６に接続されている。メトリック最大化装置６６はあいまい性解消装置６７に接続されている。受信信号６０は粗い同期装置６１に供給される。

粗い同期装置６１は、例えば、相関法によって同期時間の粗い推定値を求め、この値をチャネル伝達関数判定装置６２に伝達する。受信信号６０はまた、チャネル伝達関数判定装置６２にも供給される。チャネル伝達関数は、受信信号６０によって送信される複数の既知のパイロットシンボルから、チャネル伝達関数判定装置６２によって求められる。チャネル伝達関数は、チャネルインパルス応答判定装置６３に伝達される。

チャネルインパルス応答は、時間領域における変換によって求められる。これは、閾値設定装置６４に送信される。チャネルインパルス応答成分の強度に閾値を設けることによって、閾値設定装置６４は、複数の信号伝搬路に対応する複数のチャネルインパルス応答成分のうち、さらに処理されるべきものの数を減少させる。その結果、残りのチャネルインパルス応答の出力がメトリック判定装置６５に伝達される。メトリックは、ガードインターバルの可能な全ての位置に形成される。ここで、メトリックはガードインターバルそれぞれに発生するチャネルインパルス応答の強度に依存する。メトリック値は、メトリック最大化装置６６に転送される。メトリック最大化装置６６は、メトリックの最大値を判定する。メトリックの最大値は、最適な同期時間を示す。同一のメトリック値が複数発生した場合、それらはあいまい性解消装置６７に送信される。あいまい性解消装置６７は、複数の同一の最大メトリック値の中から、実際の最適な同期時間６８を判定する。

図７は、本発明にかかる装置の一実施形態の一部分を示す回路ブロック図である。例示する受信信号９３はＯＦＤＭ信号である。時間領域にある受信信号９３は離散フーリエ変換装置８０によって周波数領域に変換される。チャネル伝達関数８６が信号に作用させられる。チャネル伝達因子は、したがってチャネル伝達関数８６は、既知のパイロットシンボルを含むサブキャリア、または予め決められたペイロードデータシンボルから求められる。この例となる送信においては、各３番目のサブキャリアのみが所与の時間に既知のパイロットシンボルを含んでいるため、これらのサブキャリアのみがチャネル伝達関数８６を求めるために評価される。

逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に必要な長さを獲得するために、信号８７は、値ゼロを有するサブキャリア９２によって補完される。これらのサブキャリアのゼロの定義付けは、方形の窓を用いたチャネル伝達関数８６の評価に対応している。逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通じて、チャネル伝達関数８６の窓を用いた評価は、変換された窓関数を用いたチャネルインパルス応答８８の畳み込みに送られる。方形の窓の場合、これは、チャネルインパルス応答８８がエコー経路でｓｉの形状で伝達されるという結果となる。この際に発生する、エコー経路の副次的なピークは、チャネルインパルス応答８８の、隣のエコー経路にかぶさる場合がある。副次的なピークを軽減するために、ＩＦＦＴの演算の前に、窓関数（例えば、ハミング窓）を用いた所定のサブキャリアの評価が実行される。所定のサブキャリアとゼロに設定された追加されるサブキャリア９２との間の遷移が、この窓処理８１によって平滑化される。

逆離散フーリエ変換装置８２は、値ゼロを有する追加のサブキャリア９２によって補完された信号８７を時間領域に変換する。結果として得られた信号８８は、送信チャネルのチャネルインパルス応答８８である。出力判定装置８３は、信号８８の各標本値を自身で乗じて、チャネルインパルス応答８８の強度８９を出力する。

ＯＦＤＭ送信のＮ_Ｕ全てのペイロードキャリアがチャネルインパルス応答の計算に使われるとすれば、チャネルインパルス長を計算するための変換長Ｎ_Ｈは、ＯＦＤＭのサブキャリアの数Ｎ_Ｃに相当する。この場合、結果として得られるインパルス応答のサンプリング周期Ｔ_ｈは、ＯＦＤＭ入力信号のサンプリング周期Ｔ_Ａ＝１／ｆ_Ａと一致する。ここで、ｆ_Ａは、ＯＦＤＭ信号のサンプリング速度を示す。対照的に、例えば、チャネル送信因子が周波数軸に沿って間隔Ｎ_Ｐで等間隔に配置されたパイロットサブキャリアの位置でのみ知られているために、少数のサブキャリアのみが用いられたとすれば、変換長は２番目に大きい二つの強度に相当する。この場合、結果として得られるチャネルインパルス応答のサンプリング周期は、（数１）のように、サブキャリア数に対する相対的な変換長の商として計算することができ、また、サブキャリアの周波数間隔がサブキャリア間隔の倍数で考慮される。

時変送信チャネルの場合では、チャネルインパルス応答８８の強度８９の瞬間的な分布に整合するようにＦＦＴ窓の位置が連続的に調整されるのを避けるために、平均強度９１の分布に基づいて、同期時間を求める。したがって、チャネルインパルス応答８８の強度８９のインコヒーレントな平均化を実行する。平均化期間を十分に長くすることによって、平均化の結果はチャネルの遅延強度密度スペクトル（ＶＬＤＳ）に相当する。計測値のインコヒーレントな重ね合わせのせいで、ノイズの除去を達成することはできない。チャネルインパルス応答８８に重ね合わされた干渉信号の分散だけが減少させられる。そのため、十分に長い平均化期間の間に、干渉の平均強度に対応する信号の重ね合わせが得られる。

連続する計測値をフィルタリングすることによって、チャネルインパルス応答８８の全ての標本値で独立して平均化を実行するのが好ましい。そのため、最初に、平均化の２つのステップ間でのＦＦＴ窓の変位が、チャネルインパルス応答８８の強度８９の周期的変位８４によって補正される。実際の平均化８５はこの後実行される。これに関して、平均化フィルタはＦＩＲフィルタとして実現でき、またはＩＩＲフィルタとしても実現できる。平均化の長さは、チャネルのコヒーレンス時間より長くなるように選択される。結果として得られる信号９１はチャネルインパルス応答８８の強度８９の平均分布に相当する。このように、図７に示された構成要素は、チャネル伝達関数判定装置６２及びチャネルインパルス応答判定装置６３に対応している。

図８は、平均化の２ステップ間のＦＦＴ窓の変位の補完を示している。連続するチャネルインパルス応答８８の平均化への、ＦＦＴ窓の変位のフィードバックを避けるために、測定されるチャネルインパルス応答８８への、窓の変位の影響は、最初に補完されるべきである。これは、各サブキャリアの変位に比例する線形位相補正項によって、チャネル伝達関数８６の乗算によるＩＦＦＴの演算の前に実行することができ、または演算されたチャネルインパルス応答８８を変位させることによって、ＩＦＦＴの後に実行することができる。ここで、および図７に示す例では、チャネルインパルス応答８８の強度８９を求めた後、計算されたチャネルインパルス応答８８を変位させることによって補正が実行される。このようにして、補正のために基準点だけが間隔１０４だけ変位させられる。ガードインターバル１０１自体と、チャネルインパルス８８の強度８９は変化させられないままである。

図９は、チャネルインパルス応答成分１３３の強度の分布の第１の例に基づく閾値１３２の設定を示している。閾値１３２であって、それに基づいてチャネルインパルス応答成分の数が減少させられる閾値１３２は、チャネルインパルス応答成分１３３の強度の分布から出発して求められる。したがって、ここで、チャネルインパルス応答成分１２１による最大値１２４によって、求めるべき閾値１３２の上限が定められる。この最大値１２４から出発して、最大値１２４より所与の間隔１２５だけ低く配置された閾値の上限１２６が、定められる。その後、平均ノイズレベル１３０ら出発して、求めるべき閾値１３２の下限１２８が求められる。この閾値の下限１２８は、ノイズレベル１３０より所与の間隔１２９だけ上に配置される。したがって、間隔１２７であって、その内部に閾値１３２が定められる間隔１２７が得られる。ＩＦＦＴによって信号強度はいくつかの標本値に集中させられ、一方、干渉強度は標本値全体に概ね均一に分布させられる。これは結果として、信号―ノイズ比の追加の増幅（ｇａｉｎ）につながる。

図１０は、分布の第２の例１５２に基づく最大領域１４２，１４５，１４７の処理について示している。ここでは、チャネルインパルス応答成分の出力分布１５２の最大値は、図９で示したような一義的なものではない。すなわち、例えば歪みなどが原因となって最大値は拡散させられている。したがって、最大値を判定するのに、閾値の設定は十分であるとは言えない。仮に、チャネルインパルス応答成分１４８と１４３と１４９，１５０と１４４，１５１と１４６の、複数の近接した強度が閾値１３２を上回ったとしたら、これらは最大値領域１４２，１４５，１４７を形成するように結合される。さらなる処理では、最大値領域１４２，１４５，１４７における絶対的な最大値１４３，１４４，１４６のみが、最大値とみなされる。したがって、最大値領域１４２，１４５，１４７の不明確さが解消される。このようにして、さらに考慮されるチャネルインパルス応答成分の数が、大幅に減少させられる。

図１１は、ＯＦＤＭ送信の構造について例示している。複数の送信フレーム１６２，１６３が時間軸および周波数軸を用いて描画されている。ここで、正確な時間範囲と正確な周波数部分が送信フレーム１６２，１６３にそれぞれ割り当てられている。送信フレーム１６２には、ガードインターバルによって保護されたペイロードデータのみが含まれている。送信フレーム１６３にはパイロットシンボルが含まれている。これらのパイロットシンボルは通信規格によって指定されていて、どの送信においても同一である。送信フレーム１６３内のパイロットシンボルの位置は、ここでは一義的に特定されている。送信フレーム１６２に対する送信フレーム１６３の位置もまた、一義的に特定されている。送信フレーム１６３は、典型的には、複数の送信フレーム１６２の間に一様に分配されている。したがって、例えば通信規格ＤＶＢ−Ｔの場合、時間軸上も周波数軸上も３番目ごとの送信フレームに、既知のパイロットシンボルが含まれている。

図１２は、時間領域における、閾値を設けることによって減らされたチャネルインパルス応答の強度の分布の周期的反復を示している。一つ以上のサブキャリアの間隔で周波数軸に沿って等間隔に配置されたパイロットシンボルから、チャネルインパルス応答が計算されるとすれば、チャネルインパルス応答のあいまいではない範囲は、チャネル伝達関数のアンダーサンプリングのせいで減少する。この場合、メトリックの検索範囲は、周期的に反復するチャネルインパルス応答の一周期の長さを超過する場合がある。これは特に、ガードインターバル長が長い場合である。

図１１で示した例には、いずれのケースも、既知のパイロットシンボルの情報は３番目ごとのサブキャリアからのみ得られる。これは、率３の分だけのアンダーサンプリングという結果になる。すなわち、チャネルインパルス応答の強度の周期的反復は、時間領域で得られる。チャネルインパルス応答の実際の強度には、値も時間差も異なる二つの離散的な信号成分が含まれている。このようにして、チャネルインパルス応答１７０，１７１，１７２，１７３，１７４，１７５の強度の６つの離散的な成分によって、チャネルインパルス応答の強度の３回の反復が生じる。ここで、成分１７０と１７１，１７２と１７３，１７４と１７５はそれぞれ、周期的反復を起源とするものである。しかしながら、レシーバはこのことを探知できない。

図１３は、一例の送信システムにおけるガードインターバルの最大あいまい変位を示している。一例のこの通信規格において、ガードインターバル長は、ガードインターバルおよびペイロード信号成分を含む全長の四分の一と特定されている。したがって、チャネルインパルス応答上でのガードインターバルの想定される位置は、最大に離れたガードインターバル１７６，１７８およびその間に配置された全てのガードインターバルの位置から得られる。これらの位置の一例として、ガードインターバル１７７の位置が示されている。

図１４は、図１２から閾値を設けることによって減少したチャネルインパルス応答の強度の分布に基づく、全ガードインターバル位置におけるメトリック値を示している。チャネルインパルス応答１７０，１７１，１７２，１７３，１７４，１７５の強度の成分は、一つのガードインターバルの幅の窓からはみ出している。当該位置におけるメトリックは、窓位置ごとに求められる。このように、窓内で発生したチャネルインパルス応答の強度の成分は、それぞれのメトリック値を得るために加算される。したがって、チャネルインパルス応答１７０，１７１の強度の成分が窓内で発生するので、第１の窓位置１９０では、メトリックは１．５と求められる。第２メトリック１９３は、チャネルインパルス応答１７１の強度の成分一つのみから形成され、１７０と求められる。チャネルインパルス応答１７１，１７２の強度の成分が窓内で発生するので、第３メトリック１９４は再度１．５と求められる。したがって、残りのメトリック１９５，１９６，１９７，１９８，１９９，２００では、メトリック値は、０．５〜１．５の範囲内に求められる。

図１５は、図１４の例に基づいて、周期的反復により得られた同一メトリック値を示している。最大のメトリック値１．５を与える窓位置１９０，１９４，１９６，１９８，２００だけが、正確な同期地点として検討がなされることになる。しかしながら、メトリック値が全て同一であるので、メトリック単独では同期地点の正確な位置が求められない。したがって、あいまい性の解消が必要になる。

図１６は、図１５で示した例に基づくあいまい性の解消を示している。時間軸上の点２００は正確な同期時間の粗い推定によって求められた粗い推定値を示している。この時間から始めて、信号の復号に用いられるＦＦＴ窓が、ガードインターバル位置１９０，１９４，１９６，１９８，２００で特定された、見込みのある同期時間ごとに順に変位させられる。送信された既知のパイロットシンボルに基づいて、それらの位置でそれぞれ信号−ノイズ比を求める。最適なＦＦＴ窓位置では、シンボル間干渉およびキャリア間干渉が最小となるので、最終的に、信号−ノイズ比が最大となる窓の配置が選択され、それによって、最適な同期時間が決定される。

最初に、粗い推定値２２０から最も遠い、見込みのある同期時間が検討される。これから始めて、粗い推定値に対する間隔が短くなる順にＦＦＴ窓の位置をずらし、それぞれの信号−ノイズ比が求められる。粗い推定値２２０に最も近い、見込みのある同期時間が正確な同期時間である可能性は、見込みのある他のどの同期時間よりも高い。正確な同期時間が決定された後に、復号を実行するために、これに向かってＦＦＴ窓の位置を移さなければならないので、この検討順によれば、平均処理時間を短くすることができる。最も可能性の高い、正確な同期時間が実際に粗い推定値２２０に最も近い場合には、ＦＦＴ窓を再び変位させる必要はない。

本発明は上記した例となる実施形態に限定されない。上述したように、異なるＯＦＤＭベースの送信方法であっても受信信号を同期させることができる。上述し、または図面によって示した全ての特徴は、本発明の範囲内で、必要に応じて互いに組み合わせることもできる。

Claims (25)

1. 送信信号が送信フレーム（１６２，１６３）を一つ以上有し、
   前記送信フレーム（１６２，１６３）がガードインターバル（３０，４０，４２，４４，５０，５１，１０１，１７６，１７７，１７８）を一つ以上有し、
   既知のパイロットシンボルが、前記送信フレーム（１６２，１６３）の少なくとも一部分において送信され、
   受信信号（６０）が、時間領域にチャネルインパルス応答（８８）を有し、周波数領域にチャネル伝達関数（８６）を有する送信チャネルを介して送信され、
   前記送信チャネルの前記チャネルインパルス応答（８８）は、時間差のある複数の成分を含み、
   各受信信号（６０）に対して、正確な同期時間が一つだけ存在する、
   直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送信方法における受信信号を同期させる方法において、
   前記チャネル伝達関数（８６）を、送信された複数のパイロットシンボルの受信信号（６０）から求め、
   前記チャネルインパルス応答（８８）を、前記チャネル伝達関数（８６）から求め、
   想定される全ての同期時間を、前記チャネルインパルス応答（８８）に対するガードインターバル（３０，４０，４２，４４，５０，５１，１０１，１７６，１７７，１７８）の位置に対応させ、
   前記想定される全ての同期時間に対してメトリックを設定し、
   前記メトリックの値は、前記各ガードインターバル（３０，４０，４２，４４，５０，５１，１０１，１７６，１７７，１７８）内に配置された前記チャネルインパルス応答（８８）の強度に依存し、
   前記メトリックを最大化することによって受信信号（６０）の正確な同期時間（６８）を求めることを特徴とする方法。
2. 請求項１に記載の方法において、
   粗い同期が当該方法の使用前に実行され、
   当該粗い同期によって正確な同期時間の粗い推定値（７０）を求めることを特徴とする方法。
3. 請求項１または２に記載の方法において、
   特にＤＶＢ−Ｔ、ＤＡＢ規格といったデジタルラジオまたはデジタルテレビの規格に対応する送信方法であることを特徴とする方法。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法において、
   前記受信信号（６０）は一つ以上の元の送信信号（２０，２２，５０，５４）および当該元の送信信号（２０，２２，５０，５４）のエコー（２１，５２，５３，５５）を含むことを特徴とする方法。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法において、
   前記受信信号（６０）は複数の同一の時間差のある元の送信信号（２０，２２，５０，５４）および当該複数の同一の時間差のある元の送信信号（２０，２２，５０，５４）のエコー（２１，５２，５３，５５）を含むことを特徴とする方法。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法において、
   前記メトリックの算出に用いられる前記チャネルインパルス応答（８８）の成分を、当該チャネルインパルス応答（８８）の成分の強度を閾値（１３２）と比較することによって減らすことを特徴とする方法。
7. 請求項６に記載の方法において、
   前記閾値（１３２）は、閾値下限（１２８）より上かつ閾値上限（１２６）より下に配置され、
   前記閾値下限（１２８）は、平均ノイズレベルに依存し、
   前記閾値上限（１２６）は、前記チャネルインパルス応答（８８）の成分の強度の最大値（１２４）に依存することを特徴とする方法。
8. 請求項６または７に記載の方法において、
   前記閾値（１３２）を超える前記チャネルインパルス応答（１４８，１４３，１４９，１５０，１４５，１５１，１４６）の成分の相互に隣接する複数の強度によって、最大領域（１４２，１４５，１４７）を形成し、当該最大領域（１４２，１４５，１４７）内の前記チャネルインパルス応答（１４３，１４４，１４６）の成分の最大強度だけが前記チャネルインパルス応答成分の強度の最大値とみなされることを特徴とする方法。
9. 請求項１〜８のいずれか一項に方法において、
   前記メトリックを設定する際に、複数の時間差のあるチャネルインパルス応答（８８）の平均がとられることを特徴とする直交周波数分割多重送信方法による受信信号を同期する方法。
10. 請求項２に記載の方法において、
    周波数領域でのチャネル伝達関数のアンダーサンプリングによって、時間領域で前記チャネルインパルス応答（８８）に周期的反復が引き起こされ、
    時間領域での前記チャネルインパルス応答（８８）の周期的反復によって、前記ガードインターバル（１９０，１９４，１９６，１９８，２００）の複数の箇所で前記メトリックが同一となり、
    前記ガードインターバル（１９０，１９４，１９６，１９８，２００）の、前記メトリックが同一の複数の箇所のうち一つだけが、正確な同期時間に対応し、
    前記ガードインターバル（１９０，１９４，１９６，１９８，２００）の、前記メトリックが同一の複数の箇所のそれぞれが、正確な同期時間の想定候補として順に考慮され、
    送信された既知のパイロットシンボルの信号−ノイズ比を、正確な同期時間のそれぞれの前記想定候補について求め、
    前記正確な同期時間を、当該信号−ノイズ比を最大化することによって求めることを特徴とする方法。
11. 請求項１０に記載の方法において、
    前記チャネル伝達関数は、所与の率でアンダーサンプリングされ、
    当該率は、既知のパイロットシンボルを有さない送信フレーム（１６２）の数の、既知のパイロットシンボルを有する送信フレーム（１６３）の数に対する比であることを特徴とする方法。
12. 請求項１０または１１に記載の方法において、
    正確な同期時間のいくつかの前記想定候補に割り当てられる信号−ノイズ比は、順に求められ、
    前記想定候補のうちの、正確な同期時間の粗い推定値（７０）からの時間間隔が最大のものに割り当てられる信号−ノイズ比が最初に求められ、
    前記想定候補に割り当てられる信号−ノイズ比は、正確な同期時間の前記粗い推定値（７０）からの間隔が短くなる順に求められることを特徴とする方法。
13. チャネル伝達関数判定装置（６２）、チャネルインパルス応答判定装置（６３）、メトリック判定装置（６５）、メトリック最大化装置（６６）を備える直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送信方法による受信信号を同期させる装置であって、
    送信信号には送信フレーム（１６２，１６３）が一つ以上含まれ、
    前記送信フレーム（１６２，１６３）にはそれぞれガードインターバル(３０，４０，４２，４４，５０，５１，１０１，１７６，１７７，１７８)を一つ以上含み、
    既知のパイロットシンボルが前記送信フレーム（１６２，１６３）の少なくとも一部分で送信され、
    受信信号（６０）は、時間領域にチャネルインパルス応答（８８）を有し、周波数領域にチャネル伝達関数（８６）を有する送信チャネルを介して送信され、
    前記送信チャネルの前記チャネルインパルス応答（８８）は複数の時間差のある成分を含み、
    各受信信号（６０）には正確な同期時間が一つだけ存在する、
    装置において、
    前記チャネル伝達関数判定装置（６２）は、前記チャネル伝達関数（８６）を複数の送信されたパイロットシンボルの受信信号（６０）から求め、
    前記チャネルインパルス応答判定装置（６４）は、前記チャネルインパルス応答（８８）を前記チャネル伝達関数（８６）から求め、
    想定される全ての同期時間は、前記チャネルインパルス応答（８８）に対するガードインターバル（３０，４０，４２，４４，５０，５１，１０１，１７６，１７７，１７８）の位置に対応し、
    前記メトリック判定装置（６５）は、想定される全ての同期時間についてメトリックを設定し、
    前記メトリックの値は、前記各ガードインターバル（３０，４０，４２，４４，５０，５１，１０１，１７６，１７７，１７８）内に配置された前記チャネルインパルス応答（８８）の強度(８９)に依存し、
    前記メタリック最大化装置（６６）は、前記メトリックを最大化することによって前記受信信号（６０）の正確な同期時間（６８）を求める、
    ことを特徴とする装置。
14. 請求項１３に記載の装置において、
    正確な同期時間の粗い推定値（７０）を求める粗い同期装置（６１）が、前記チャネル伝達関数判定装置（６２）の上流側に接続されていることを特徴とする装置。
15. 請求項１３または１４に記載の装置において、
    送信方法が、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＡＢ規格といったデジタルラジオまたはデジタルテレビの規格に対応していることを特徴とする装置。
16. 請求項１３〜１５のいずれか一項に記載の装置において、
    前記受信信号（６０）は一つ以上の元の送信信号（２０，２２，５０，５４）および当該元の送信信号（２０，２２，５０，５４）のエコー（２１，５２，５３，５５）を含むことを特徴とする装置。
17. 請求項１３〜１６のいずれか一項に記載の装置において、
    前記受信信号（６０）は複数の同一の時間差のある元の送信信号（２０，２２，５０，５４）および当該複数の同一の時間差のある元の送信信号（２０，２２，５０，５４）のエコー（２１，５２，５３，５５）を含むことを特徴とする装置。
18. 請求項１３〜１７のいずれか一項に記載の装置において、
    前記メトリック最大化装置（６６）は、全ての前記メトリックの値から最大値を調べることで前記メトリックの最大値を求めることを特徴とする装置。
19. 請求項１３〜１８のいずれか一項に記載の装置において、
    閾値設定装置（６４）が、前記チャネルインパルス応答（８８）の成分の強度を閾値と比較することによって前記メトリックを計算するのに用いる前記チャネルインパルス応答（８８）の成分の数を減少させることを特徴とする装置。
20. 請求項１９に記載の装置において、
    前記閾値（１３２）は、閾値下限（１２８）より上かつ閾値上限（１２６）より下に設定され、
    前記閾値下限（１２８）は、平均ノイズレベルに依存し、
    前記閾値上限（１２６）は、前記チャネルインパルス応答（８８）の成分の強度の最大値（１２４）に依存することを特徴とする装置。
21. 請求項１９または２０に記載の装置において、
    前記閾値（１３２）を上回る前記チャネルインパルス応答（１４８，１４３，１４９，１５０，１４５，１５１，１４６）の成分の相互に隣接する複数の強度によって最大領域（１４２，１４５，１４７）を形成し、前記閾値設定装置（６４）は、当該最大領域（１４２，１４５，１４７）内の前記チャネルインパルス応答（１４３，１４４，１４６）の成分の強度の最大値だけを前記チャネルインパルス応答の成分の強度の最大値とみなすことを特徴とする装置。
22. 請求項１３〜２１のいずれか一項に記載の装置において、
    前記メトリック判定装置（６５）は、前記メトリックを判定する際に複数の時間差のある前記チャネルインパルス応答（８８）の平均をとることを特徴とする装置。
23. 請求項１３〜２２のいずれか一項に記載の装置において、
    周波数領域での前記チャネル伝達関数のアンダーサンプリングによって、時間領域で前記チャネルインパルス応答（８８）に周期的反復が引き起こされ、
    時間領域での前記チャネルインパルス応答（８８）の周期的反復によって、前記ガードインターバル（１９０，１９４，１９６，１９８，２００）の複数の箇所で前記メトリックが同一となり、
    前記ガードインターバル（１９０，１９４，１９６，１９８，２００）の、前記メトリックが同一の複数の箇所のうち一つだけが、正確な同期時間に対応し、
    あいまい性解消装置（６７）が前記前記メトリック判定装置（６５）の下流側に配置され、
    前記あいまい性解消装置（６７）は、前記ガードインターバル（１９０，１９４，１９６，１９８，２００）の、前記メトリックが同一の複数の箇所のそれぞれを、正確な同期時間の想定候補として順に考慮し、
    前記あいまい性解消装置（６７）は、送信された既知のパイロットシンボルの信号−ノイズ比を、正確な同期時間のそれぞれの前記想定候補に対して求め、
    前記あいまい性解消装置（６７）は、正確な同期時間を、当該信号−ノイズ比を最大化することによって求めることを特徴とする装置。
24. 請求項２３に記載の装置において、
    前記チャネル伝達関数（８６）は、所与の率でアンダーサンプリングされ、
    当該率は、既知のパイロットシンボルを含まない送信フレーム（１６２）の数の、既知のパイロットシンボルを含む送信フレーム（１６３）の数に対する比であることを特徴とする装置。
25. 請求項２３および２４に記載の装置において、
    前記あいまい性解消装置（６７）は、正確な同期時間のいくつかの前記想定候補に割り当てられる信号−ノイズ比を順に求め、
    前記あいまい性解消装置（６７）は、最初に、前記想定候補のうち、正確な同期時間の粗い推定値からの時間間隔が最大のものに割り当てられる信号−ノイズ比を求め、
    前記あいまい性解消装置（６７）は、正確な同期時刻の前記粗い推定値からの間隔が減少する順に、前記想定候補に割り当てられる信号−ノイズ比を求めることを特徴とする装置。