JP2011244635A - Control method of inverter device for driving brushless motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスモータのセンサレス駆動に使用されるインバータ装置の制御方法に関するものである。 The present invention relates to a method for controlling an inverter device used for sensorless driving of a brushless motor.
図5を用いて従来の技術について説明する。図5は従来の発明のモータ制御装置の一実施態様を示す図である。 The conventional technique will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a diagram showing an embodiment of a motor control apparatus according to a conventional invention.
このモータ制御装置は、交流電源31を入力とする整流回路32と、整流回路32の直流出力を入力とする3相インバータ回路(パワーデバイス)33と、3相インバータ回路33の出力が供給されるモータ34と、整流回路32と3相インバータ回路33とを接続するDCリンクの所定位置に設けられてOCPを行うOCP部35bと、モータ34の相電流を算出する相電流算出部36と、3相インバータ回路33のスイッチング素子にスイッチング信号を供給するとともに、出力電圧情報を出力するドライバー39とを有している。 This motor control device is supplied with the output of a rectifier circuit 32 having an AC power supply 31 as an input, a three-phase inverter circuit (power device) 33 having a DC output of the rectifier circuit 32 as an input, and the three-phase inverter circuit 33. An OCP unit 35b that performs OCP provided at a predetermined position of a DC link that connects the motor 34, the rectifier circuit 32, and the three-phase inverter circuit 33; a phase current calculation unit 36 that calculates the phase current of the motor 34; A driver 39 for supplying a switching signal to the switching element of the phase inverter circuit 33 and outputting output voltage information is provided.
さらにこのモータ制御装置は、相電流および出力電圧を入力として、モータ34の回転子の回転位置および回転速度を検出する位置速度検出部37と、回転速度指令および検出された回転速度を入力として速度制御演算を行い、出力電流指令を出力する速度制御部38と、出力電流指令を入力として、出力電流指令がOCP以下の電流指令になるようにクランプする電流指令制限部40と、電流指令制限部40から出力される出力電流指令と検出された相電流とを比較し、相電流が出力電流指令となるように電圧指令を作成し、ドライバー39に供給する電流制御部41とを有している。 Further, the motor control device receives a phase current and an output voltage as inputs, a position / speed detector 37 for detecting the rotation position and rotation speed of the rotor of the motor 34, and a rotation speed command and a detected rotation speed as inputs. A speed control unit 38 that performs control calculation and outputs an output current command; a current command limiting unit 40 that receives the output current command and clamps the output current command to be a current command equal to or less than OCP; and a current command limiting unit A current control unit 41 that compares the output current command output from 40 and the detected phase current, creates a voltage command so that the phase current becomes the output current command, and supplies the voltage command to the driver 39; .
前記OCP部35bは、DCリンクに介挿されたシャント抵抗35aと、シャント抵抗35aの端子間電圧を入力として所定の閾値(パワーデバイスやモータの限界電流から設定された最大電流に対応する値)と比較してOCP信号を出力するとともに、DCリンク電流Idcを出力するOCP部35bとを有している。 The OCP unit 35b receives a shunt resistor 35a inserted in the DC link and a voltage across the shunt resistor 35a as a predetermined threshold (a value corresponding to the maximum current set from the limit current of the power device or the motor). And an OCP unit 35b for outputting a DC link current Idc.
前記相電流算出部36は、DCリンク電流Idcを入力として相電流を算出するものである。なお、この相電流の算出は、従来公知である。 The phase current calculation unit 36 receives the DC link current Idc and calculates the phase current. The calculation of the phase current is conventionally known.
上記の構成のモータ制御装置を採用すれば、出力電流指令を過電流保護以下の電流指令に制限することによって、瞬間的な過負荷などに起因する過電流保護による停止を起こさずにモータを駆動し続けることができる。また、電流検出のためのハードウエアを簡単化することができる。 If the motor controller with the above configuration is used, the output current command is limited to a current command below the overcurrent protection, so that the motor can be driven without causing an overcurrent protection stop due to an instantaneous overload. Can continue. In addition, hardware for current detection can be simplified.
さらに、例えば、OCP下限値になるようなDCリンク電流検出の誤差が生じた場合、電流検出を共用していることに起因して、相電流検出においては相電流制限下限値となるように誤差が生じ、結果的に、相電流制限にかかる前にOCPにかかることを防止することができる。 Furthermore, for example, when an error in DC link current detection that becomes the OCP lower limit value occurs, the error is set to the phase current limit lower limit value in phase current detection due to sharing of current detection. As a result, it is possible to prevent the OCP from being applied before the phase current is limited.
この結果、2つの電流検出部を設けていた場合に発生していた相互ばらつき(一方が多く、他方が少ないというばらつき)をなくし、3相インバータ回路33の最大出力の下限である相電流下限値から、保護時の最大電流であるOCP上限値までの幅を狭めることができ、ひいては、3相インバータ回路33のパワーデバイスやモータ34の容量を削減することができる。 As a result, the mutual variation (the variation that one is large and the other is small) that occurs when two current detection units are provided is eliminated, and the phase current lower limit value that is the lower limit of the maximum output of the three-phase inverter circuit 33 Thus, the range up to the OCP upper limit value, which is the maximum current during protection, can be narrowed. As a result, the capacity of the power device of the three-phase inverter circuit 33 and the capacity of the motor 34 can be reduced.
さらにまた、相間の電流検出アンバランスを防止することができる。 Furthermore, current detection imbalance between phases can be prevented.
しかしながら、前記従来の構成では電流検出素子の温度特性による変動分だけ、流れる電流と検出される電流値がずれるという課題を有していた。 However, the conventional configuration has a problem that the detected current value is different from the flowing current by the variation due to the temperature characteristic of the current detection element.
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、カレントトランス3aによる精度の高い電流検出方法を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a highly accurate current detection method using a current transformer 3a.
前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、周囲の温度と自己発熱による温度差を推定することにより、電流検出値を補正するものである。 In order to solve the above-described conventional problems, the inverter device of the present invention corrects the detected current value by estimating the temperature difference due to the ambient temperature and self-heating.
本発明のインバータ装置は、カレントトランス3aの温度が大きく変動しても精度の良い電流検出を行うことを実現できる。 The inverter device of the present invention can realize accurate current detection even when the temperature of the current transformer 3a varies greatly.
第1の発明は、カレントトランスから出力される電流値を、前記カレントトランスの温度特性と雰囲気温度検出回路の出力と運転電流と運転時間とで推定して補正することにより、周辺温度による温度特性分の出力変動を算入したより現実に近い出力値で制御を行うことが出来るものである。 According to a first aspect of the present invention, the current value output from the current transformer is estimated and corrected by the temperature characteristics of the current transformer, the output of the ambient temperature detection circuit, the operating current, and the operating time, thereby correcting the temperature characteristics depending on the ambient temperature. It is possible to perform control with an output value closer to reality than the output fluctuation of minutes.
(実施の形態1)
図1、図2,図3,図4を用いて本発明の実施の形態を説明する。
(Embodiment 1)
The embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1, 2, 3, and 4. FIG.
図1において、直流電源1は交流電源を整流して作られインバータの電源となるものである。3相フルブリッジ回路2は直流電源1に入力側が接続され、制御部4からの指令によって駆動されるものである。カレントトランス3aはトランスの相互誘導の作用により、主線路である1次側巻線を流れる電流を2次側に伝達する。これにより1次側電流と、1次側と2次側巻線の巻数比によって決まる電流、または電流を電圧に変換して出力するものである。制御部4はカレントトランス3aからの出力値を元に演算を行い、所定のパターンの駆動指令を3相フルブリッジ回路2へ出力するものである。また運転時間を計測する機能を持たせている。 In FIG. 1, a DC power source 1 is made by rectifying an AC power source and becomes a power source for an inverter. The three-phase full bridge circuit 2 is connected to the DC power source 1 on the input side and is driven by a command from the control unit 4. The current transformer 3a transmits the current flowing through the primary winding, which is the main line, to the secondary side by the action of mutual induction of the transformer. As a result, the primary side current, the current determined by the turn ratio of the primary side and secondary side windings, or the current is converted into a voltage and output. The control unit 4 performs an operation based on the output value from the current transformer 3a and outputs a drive command of a predetermined pattern to the three-phase full bridge circuit 2. It also has a function to measure the operating time.
3相ブラシレスモータ5は、3相フルブリッジ回路2から所定のパターンの電力供給を受けて機械的に回転する3相式のブラシレスモータである。サーミスタ6は本装置の周辺
温度を検出するものである。ファンモータ7は本装置の冷却に使用されるものである。あるいは、空気調和機の圧縮機用インバータ装置であれば、冷凍サイクルの構成に用いつつ制御装置の冷却にも使用される場合もある。本インバータ装置のケース8に本制御装置が収められているものである。これらが有機的に関連して、3相ブラシレスモータ5をセンサレス駆動するインバータ装置を構成している。
The three-phase brushless motor 5 is a three-phase brushless motor that mechanically rotates in response to a predetermined pattern of power supplied from the three-phase full bridge circuit 2. The thermistor 6 detects the ambient temperature of the apparatus. The fan motor 7 is used for cooling the apparatus. Or if it is the inverter apparatus for compressors of an air conditioner, it may be used also for cooling of a control apparatus, using for the structure of a refrigerating cycle. The control device is housed in the case 8 of the inverter device. These organically relate to each other and constitute an inverter device for driving the three-phase brushless motor 5 sensorlessly.
以上のように構成されたインバータ駆動装置のカレントトランス出力の補正方法について以下に説明する。 A method for correcting the current transformer output of the inverter driving apparatus configured as described above will be described below.
図2にカレントトランス3aの温度による出力変動値を実線として示す。この値は通常部品仕様として提供されるものである。温度が25℃のときの出力電圧V25を基準とすると、そこから温度がΔT1だけ変動した場合、出力がΔV1だけ変動することを示す。これは出力が温度に比例して増減し、基準からの温度差が大きくなれば出力に対する影響も大きくなるということを示している。よって、ある運転条件で3相フルブリッジ回路2からカレントトランス3aを経由し3相ブラシレスモータ5へ電力供給された場合、その電流と部品のインピーダンスによる電力損失により発熱が起こる。この発熱によってケース8内のカレントトランス3aの周辺温度が変動すると、図2のように出力変動の影響を受けることとなる。 FIG. 2 shows the output fluctuation value due to the temperature of the current transformer 3a as a solid line. This value is usually provided as a part specification. If the output voltage V25 when the temperature is 25 ° C. is used as a reference, if the temperature fluctuates by ΔT1, the output fluctuates by ΔV1. This indicates that the output increases or decreases in proportion to the temperature, and that the effect on the output increases as the temperature difference from the reference increases. Therefore, when power is supplied from the three-phase full bridge circuit 2 to the three-phase brushless motor 5 through the current transformer 3a under a certain operating condition, heat is generated due to power loss due to the current and component impedance. If the ambient temperature of the current transformer 3a in the case 8 fluctuates due to this heat generation, it will be affected by the output fluctuation as shown in FIG.
このため、運転条件による温度変化を推定し、これにケース8の外側の温度の変化を加えた補正を行うことでより正確な電流検出を行う。以下にその方法を示す。 For this reason, a more accurate current detection is performed by estimating a temperature change due to operating conditions and performing a correction by adding a temperature change outside the case 8 to this. The method is shown below.
カレントトランスの温度上昇値ΔTrは電力損失P0と熱抵抗Rtで求まり、それと時間による時定数の積である次式で表される。なおCtは熱容量をあらわす。 The temperature rise value ΔTr of the current transformer is obtained from the power loss P0 and the thermal resistance Rt, and is expressed by the following equation which is the product of this and the time constant depending on time. Ct represents heat capacity.
ここで、カレントトランス周辺の部品の温度上昇による空間温度の上昇がある場合その値を考慮する必要がある。トータルの温度上昇値をΔTとして式にあらわすと、 Here, when there is a rise in space temperature due to a rise in the temperature of components around the current transformer, it is necessary to consider the value. When the total temperature rise value is expressed as ΔT,
ここで、Rp1,…Rpnは周辺部品の熱抵抗、Ppn1…Ppnは周辺部品の電力損失、Ctp1,…Ctpnは周辺部品の熱容量を表す。数2のPp1×Rp1+…Ppn×Rpnを、カレントトランス3a以外での周辺空間の温度上昇値と考えΔTpnと置き、Rt+Rp1…RpnをまとめてRto、Ct+Ctp1+…CtpnをまとめてCtoと置くと、 Here, Rp1,... Rpn represents thermal resistance of peripheral components, Ppn1... Ppn represents power loss of peripheral components, and Ctp1,. Pp1 × Rp1 +... Ppn × Rpn in Equation 2 is considered as a temperature rise value of the surrounding space other than the current transformer 3a and is set as ΔTpn, and Rt + Rp1.
と表すことが出来る。 Can be expressed as
ここで、カレントトランス3aの電力損失P0はモータへの出力電流I0の二乗と経路のインピーダンスZ0の積で表され次式となる。 Here, the power loss P0 of the current transformer 3a is expressed by the product of the square of the output current I0 to the motor and the impedance Z0 of the path, and is given by the following equation.
温度上昇値ΔTrは、(1)式の時定数項を除いて考えると以下のように変形できる。 The temperature rise value ΔTr can be modified as follows, except for the time constant term of the equation (1).
ここで、Z0×Rtを定数Kとすると、 Here, if Z0 × Rt is a constant K,
定数Kは、安定時の温度上昇値ΔTrと、モータ制御の出力値から制御部4で既知の電流I0から算出することが出来、あらかじめ記憶させておく必要がある。ΔTpnの変化はモータ電流の影響が支配的と考えられるときのΔT,ΔTr,ΔTpnとモータ電流I0の関係を図3に示す。 The constant K can be calculated from the known current I0 by the control unit 4 from the temperature rise value ΔTr at the stable time and the output value of the motor control, and needs to be stored in advance. FIG. 3 shows the relationship between ΔT, ΔTr, ΔTpn and motor current I0 when the change in ΔTpn is considered to be dominated by the influence of the motor current.
時定数を表す項[1−exp{−t/(Rt0×Ct0)}]は温度上昇値ΔTが安定時の63.2%となる時間を測定することで求められる。これを図4に示す。Rt0,Ct0は物理的構造によって所定の値をとるが、ファンモータ7をインバータ駆動する場合には流量によっても異なってくるため、システム使用状態であらかじめ測定し制御部4に記憶しておく必要がある。 The term [1-exp {−t / (Rt0 × Ct0)}] representing the time constant is obtained by measuring the time during which the temperature rise value ΔT is 63.2% of the stable time. This is shown in FIG. Rt0 and Ct0 take predetermined values depending on the physical structure. However, when the fan motor 7 is driven by an inverter, it varies depending on the flow rate. Therefore, it is necessary to measure in advance in the system use state and store it in the control unit 4. is there.
以上の値から実際の制御値を次のように算出する。サーミスタ6で検出された温度Taと基準温度T25との差ΔTsに基づく補正値ΔVsを採用する。運転開始時は周辺の発熱がしばらくの期間ない状態であるため、カレントトランス3aの周辺温度は、サーミスタ6によって検出される外気温度Taと同等とみなせる。ここで、ΔTsより、それに対応するΔVsが算出でき、これによって初期の補正値を決定し、0Aに相当する出力をVos=V25+ΔVsとする。 The actual control value is calculated from the above values as follows. A correction value ΔVs based on the difference ΔTs between the temperature Ta detected by the thermistor 6 and the reference temperature T25 is employed. Since the surrounding heat generation has not occurred for a while at the start of operation, the ambient temperature of the current transformer 3 a can be regarded as equivalent to the outside air temperature Ta detected by the thermistor 6. Here, ΔVs corresponding to ΔTs can be calculated from ΔTs, whereby an initial correction value is determined, and an output corresponding to 0 A is set to Vos = V25 + ΔVs.
3相ブラシレスモータ5の運転電流I1により図3から補正値ΔT1が求まる。ΔTs+ΔT1が最終的な温度上昇値となる。また、温度変化の時定数を2cから選択し、運転時間によって補正値を更新することでより正確な制御を行うことが出来る。 The correction value ΔT1 is obtained from FIG. 3 based on the operating current I1 of the three-phase brushless motor 5. ΔTs + ΔT1 is the final temperature rise value. Further, more accurate control can be performed by selecting the time constant of temperature change from 2c and updating the correction value according to the operation time.
なお、モータ制御に対し温度上昇は比較的ゆっくりであるため、数分に1度補正値を更新すれば十分である。 Note that since the temperature rise is relatively slow with respect to the motor control, it is sufficient to update the correction value once every few minutes.
本発明は、インバータ駆動回路に幅広く適用できるものである。 The present invention can be widely applied to inverter drive circuits.
1 直流電源
2 3相フルブリッジ回路
3a カレントトランス
4 制御部
5 3相ブラシレスモータ
6 サーミスタ
7 ファンモータ
8 ケース
31 交流電源
32 整流回路
33 3相インバータ回路
35b OCP部
35a シャント抵抗
36 相電流算出部
37 位置速度検出部
38 速度制御部
39 ドライバー
40 電流指令制限部
41 電流制御部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 3 phase full bridge circuit 3a Current transformer 4 Control part 5 3 phase brushless motor 6 Thermistor 7 Fan motor 8 Case 31 AC power supply 32 Rectifier circuit 33 Three phase inverter circuit 35b OCP part 35a Shunt resistance 36 Phase current calculation part 37 Position / speed detector 38 Speed controller 39 Driver 40 Current command limiter 41 Current controller
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