JP6336264B2 - Permanent magnet synchronous motor drive device - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、センサレス駆動の永久磁石同期電動機駆動装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a sensorless drive permanent magnet synchronous motor drive device.
インバータを用いて電動機を可変速駆動する可変速電動機駆動装置は各分野に適用されている。電動機の中でも永久磁石同期電動機は、回転子に永久磁石を有することにより誘導電動機に比べて高効率であるため広く採用されてきている。また、速度センサや位置センサを用いない位置速度センサレス制御は、信頼性向上や設置環境の制約の改善などの点で有用である。 2. Description of the Related Art A variable speed motor driving device that drives an electric motor at a variable speed using an inverter is applied to various fields. Among the electric motors, the permanent magnet synchronous motor has been widely adopted because it has a permanent magnet in the rotor and is more efficient than the induction motor. Further, position / speed sensorless control without using a speed sensor or position sensor is useful in terms of improving reliability and improving constraints on the installation environment.
センサレス駆動の電動機駆動装置は、電動機が一体的に組み込まれた圧縮機(機器装置)の駆動にも好適である。圧縮機は、冷媒温度が低いと起動負荷が大きくなる特性を持つ。このため、圧縮機が低温状態にあるときに電動機を始動すると、圧縮機に過大な負荷が加わり、大きな起動電流が流れて過負荷保護などの非常停止機能が動作して起動できない恐れがある。そこで、一般的な対策として、圧縮機の停止中は常時あるいは断続的にヒータで圧縮機を加熱し、あるいは電動機の巻線に電流を流して圧縮機を加熱することが行われている(特許文献1、2参照)。
The sensorless drive motor driving device is also suitable for driving a compressor (equipment device) in which the motor is integrated. The compressor has a characteristic that the starting load increases when the refrigerant temperature is low. For this reason, if the electric motor is started when the compressor is in a low temperature state, an excessive load is applied to the compressor, a large starting current flows, and an emergency stop function such as overload protection may be activated and cannot be started. Therefore, as a general measure, while the compressor is stopped, the compressor is heated with a heater at all times or intermittently, or a current is passed through the windings of the motor to heat the compressor (patent).
電動機の巻線に通電して加熱する方法を採用すればヒータを備える必要がないので、圧縮機を小型化でき、ヒータの断線故障の恐れもない。その一方で、電動機として永久磁石同期電動機が用いられると、ステータ巻線に流す電流とロータの永久磁石による磁束との位置関係次第では、ロータにトルクが発生する。トルクを発生させないためには、永久磁石による磁束と平行な位相方向にステータ巻線の電流を流すことが考えられる。しかし、それでは各相巻線に流す電流の振幅ひいては実効値に差が生じ、圧縮機を一様に加熱することができない。 If a method of heating by energizing the windings of the electric motor is adopted, it is not necessary to provide a heater, so that the compressor can be miniaturized and there is no fear of disconnection failure of the heater. On the other hand, when a permanent magnet synchronous motor is used as the electric motor, torque is generated in the rotor depending on the positional relationship between the current flowing through the stator winding and the magnetic flux generated by the permanent magnet of the rotor. In order not to generate torque, it is conceivable that the current of the stator windings flows in a phase direction parallel to the magnetic flux generated by the permanent magnet. However, this causes a difference in the amplitude of the current flowing through each phase winding and the effective value, and the compressor cannot be heated uniformly.
そこで、ロータに回転力を生じさせることなく、且つ、温度の偏りなく機器装置を一様に加熱できる永久磁石同期電動機駆動装置を提供する。 Therefore, a permanent magnet synchronous motor drive device that can uniformly heat an apparatus without causing a rotational force in the rotor and without temperature deviation is provided.
実施形態の永久磁石同期電動機駆動装置は、機器装置と一体的に構成された永久磁石同期電動機を、磁極位置を検出するセンサを用いることなく駆動する。本駆動装置は、スイッチング素子を有する上アームと下アームの対からなるブリッジ回路を3相分備え、永久磁石同期電動機の各相の巻線に電圧を供給する電圧形インバータと、永久磁石同期電動機の相電流を検出する電流検出手段と、永久磁石同期電動機の回転駆動を開始する前に永久磁石同期電動機の各相の巻線に電流を流して機器装置を加熱する加熱制御手段とを備えている。 The permanent magnet synchronous motor drive device according to the embodiment drives a permanent magnet synchronous motor that is configured integrally with an apparatus device without using a sensor that detects a magnetic pole position. This drive device includes a bridge circuit composed of a pair of an upper arm and a lower arm having switching elements for three phases, a voltage source inverter for supplying a voltage to the windings of each phase of the permanent magnet synchronous motor, and a permanent magnet synchronous motor Current detecting means for detecting the phase current of the permanent magnet synchronous motor, and heating control means for heating the device device by passing a current through the windings of each phase of the permanent magnet synchronous motor before starting to rotate the permanent magnet synchronous motor. Yes.
ブリッジ回路の上アームのスイッチング素子がオンのとき1、下アームのスイッチング素子がオンのとき0とし、それを(U相V相W相)の順に組み合わせて表記し、前記電圧形インバータが出力可能な電圧ベクトルをV1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)、V6(101)と定義した場合、加熱制御手段は、時間Δtuの幅を持つ通電期間ごとにV1、V4、V4、V1の順またはV4、V1、V1、V4の順に電圧ベクトルを切り替える第1通電シーケンスと、時間Δtvの幅を持つ通電期間ごとにV3、V6、V6、V3の順またはV6、V3、V3、V6の順に電圧ベクトルを切り替える第2通電シーケンスと、時間Δtwの幅を持つ通電期間ごとにV5、V2、V2、V5の順またはV2、V5、V5、V2の順に電圧ベクトルを切り替える第3通電シーケンスを順次繰り返し実行する。加えて記加熱制御手段は、第1通電シーケンスの実行中に流れるU相電流の大きさ、第2通電シーケンスの実行中に流れるV相電流の大きさ、および第3通電シーケンスの実行中に流れるW相電流の大きさが予め決められた規定電流値に等しくなるように、時間Δtu、Δtv、Δtwを調整する。
1 when the switching element of the upper arm of the bridge circuit is on, 0 when the switching element of the lower arm is on, and it is expressed in combination in the order of (U phase V phase W phase), and the voltage source inverter can output If the voltage vectors are defined as V1 (100), V2 (110), V3 (010), V4 (011), V5 (001), V6 (101), the heating control means is energized with a width of time Δtu. A first energization sequence for switching voltage vectors in the order of V1, V4, V4, V1 or V4, V1, V1, V4 for each period, and V3, V6, V6, V3 for each energization period having a width of time Δtv. In the order of V5, V2, V2, V5 for each energization period having a width of time Δtw and the second energization sequence for switching the voltage vectors in order or V6, V3, V3, V6 2, V5, V5, sequentially and repeatedly executes the third energization sequence of switching the voltage vectors in the order of V2. In addition, the heating control means flows during the execution of the first energization sequence, the magnitude of the U-phase current flowing during the execution of the second energization sequence, the magnitude of the V-phase current flowing during the execution of the second energization sequence, and the third energization sequence. Times Δtu, Δtv, and Δtw are adjusted so that the magnitude of the W-phase current becomes equal to a predetermined current value determined in advance .
(第1の実施形態)
第1の実施形態について図1から図16を参照しながら説明する。図1は、永久磁石同期電動機を駆動する電動機駆動装置の構成を示している。電動機駆動装置1は、圧縮機2(機器装置)内に組み込まれた永久磁石同期電動機3(以下、電動機3と称す)を、磁極位置を検出するセンサを用いることなく所謂センサレスで駆動する。圧縮機2と一体的に構成された電動機3が回転すると圧縮機構部4が冷媒ガスを圧縮し、高温高圧とされた冷媒ガスが図示しない凝縮器に導かれる。電動機3は、ステータ3sに三相巻線3u、3v、3wが巻回されており、ロータ3rに永久磁石を備えている。
(First embodiment)
A first embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows the configuration of an electric motor drive device that drives a permanent magnet synchronous motor. The electric
電動機駆動装置1の主回路は、商用電源PSから入力した交流電圧を整流して直流電源線5、6間に出力するコンバータ7、平滑用のコンデンサ8、電圧形インバータ9、電流センサ10、11等から構成されている。電圧形インバータ9は、IGBT12upを有する上アーム13upとIGBT12unを有する下アーム13unの対からなるブリッジ回路14u、IGBT12vpを有する上アーム13vpとIGBT12vnを有する下アーム13vnの対からなるブリッジ回路14v、およびIGBT12wpを有する上アーム13wpとIGBT12wnを有する下アーム13wnの対からなるブリッジ回路14wからなる三相ブリッジの構成を備えている。これらのIGBT12up〜12wn(スイッチング素子)は、ドライブ回路15により駆動される。
The main circuit of the
各ブリッジ回路14u、14v、14wの出力端子には、負荷である電動機3の巻線端子が接続されるようになっている。電流センサ10、11は、ホール素子等から構成される電流検出手段であり、それぞれブリッジ回路14uの出力端子から巻線3uに流れる相電流Iu、ブリッジ回路14wの出力端子から巻線3wに流れる相電流Iwを検出している。
The winding terminals of the
制御手段16は、CPU、RAM、ROM、EEPROM、入出力ポート、A/D変換器17、タイマ、PWM信号形成回路、通信手段などを有するマイクロコンピュータを主体に構成されている。ROMには、ベクトル制御やV/F一定制御による電動機3の回転駆動プログラムとともに、電動機3の巻線3u、3v、3wに電流を流して圧縮機2を加熱するための加熱制御プログラムが格納されている。
The control means 16 is mainly composed of a microcomputer having a CPU, RAM, ROM, EEPROM, input / output port, A /
制御手段16は、加熱制御手段として機能する。図1において制御手段16内に記載された各ブロック(A/D変換器17を除く)は、マイクロコンピュータのCPUがROMに記憶された加熱制御プログラムに従って実行する加熱制御に係る処理機能を表している。回転駆動プログラムなどのその他の処理プログラムに従って実行する処理機能は図示を省略している。 The control means 16 functions as a heating control means. Each block (excluding the A / D converter 17) described in the control means 16 in FIG. 1 represents a processing function related to heating control that is executed by the CPU of the microcomputer according to the heating control program stored in the ROM. Yes. Processing functions executed in accordance with other processing programs such as a rotation driving program are not shown.
A/D変換器17は、電流センサ10、11から出力された信号電圧をデジタル値であるU相、W相の検出電流Iu、Iwに変換する。通電制御手段18は、圧縮機2を加熱するために必要な交番電流を電動機3の巻線3u、3v、3wに均等に流すため、電圧形インバータ9が出力する電圧ベクトルに対応した通電期間を順次設定し、その電圧ベクトルに従ってIGBT12up〜12wnの駆動指令信号を出力する通電シーケンスを実行する。
The A /
通電時間調整手段19は、通電シーケンスの実行中に流れる相電流の大きさが規定電流値Iampに等しくなるように、各通電期間の時間Δtu、Δtv、Δtwを調整する調整シーケンスを実行する。この調整シーケンスにおいて、電流振幅検出手段20は、検出電流Iu、Iwに基づいて相電流Iu、Iv、Iwの振幅(正と負のピーク値)を検出し、規定電流値設定手段21は規定電流値Iampを決定する。 The energization time adjusting means 19 executes an adjustment sequence for adjusting the time Δtu, Δtv, Δtw of each energization period so that the magnitude of the phase current flowing during execution of the energization sequence becomes equal to the specified current value Iamp. In this adjustment sequence, the current amplitude detection means 20 detects the amplitudes (positive and negative peak values) of the phase currents Iu, Iv, Iw based on the detection currents Iu, Iw, and the specified current value setting means 21 Determine the value Iamp.
次に、図2から図16も参照しながら本実施形態の作用を説明する。
図2は、制御手段16が圧縮機2の駆動を停止しているときに、上位装置から圧縮機2の駆動指令を受信したときに実行する処理の流れを示している。はじめに、通電時間調整手段19が調整シーケンスを実行し、そこで得られた時間Δtu、Δtv、ΔtwをRAMに記憶する。続いて、通電制御手段18が電動機3の巻線抵抗を測定し、その測定抵抗値を基準抵抗値と比較することにより加熱の必要性を判定する開始判定シーケンスを実行する。
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 shows a flow of processing executed when the control means 16 stops driving the compressor 2 and receives a drive command for the compressor 2 from the host device. First, the energization time adjustment means 19 executes an adjustment sequence, and stores the obtained times Δtu, Δtv, Δtw in the RAM. Subsequently, the energization control means 18 measures the winding resistance of the
既述したように、圧縮機2の冷媒温度が低いと圧縮機2の起動負荷が大きくなるので、起動前に電動機3の巻線3u、3v、3wに通電して圧縮機2を加熱(予熱)する必要がある。測定抵抗値が基準抵抗値よりも小さい場合には、圧縮機2の冷媒温度が加熱を必要とする低い温度であると推定されるので、通電制御手段18は加熱のための通電シーケンス(以下、単に通電シーケンスと称す)を開始する。これに対し、巻線抵抗値が基準抵抗値以上の場合には、通電制御手段18は、通電シーケンスを実行することなく直ちに電動機3の回転駆動シーケンスに移行する。
As described above, if the refrigerant temperature of the compressor 2 is low, the starting load of the compressor 2 becomes large. Therefore, before starting, the
通電制御手段18は、圧縮機2を加熱する過程において、通電シーケンスを予め決められた時間だけ実行するごとに加熱を一旦停止する。そして、電動機3の巻線抵抗を測定し、その測定抵抗値を基準抵抗値と比較することにより加熱の継続/終了を判定する終了判定シーケンスを実行する。測定抵抗値が基準抵抗値よりも小さい場合には通電シーケンスを継続し、測定抵抗値が基準抵抗値以上の場合には通電シーケンスを終了して電動機3の回転駆動シーケンスに移行する。
In the process of heating the compressor 2, the energization control means 18 temporarily stops heating every time the energization sequence is executed for a predetermined time. Then, the winding resistance of the
圧縮機2を加熱する通電シーケンスで用いる電圧ベクトルは、ロータ3rが回転しないように、且つ、圧縮機2を一様に加熱できるように決定されている。電圧形インバータ9は、IGBT12xpを有する上アーム13xpとIGBT12xnを有する下アーム13xnの対からなるブリッジ回路14x(xはu、v、w)を備えている。上アーム13xpのIGBT12xpがオンのとき1、下アーム13xnのIGBT12xnがオンのとき0とし、それを(U相V相W相)の順に組み合わせて表記すると、図3に示す電圧ベクトルV0〜V7が得られる。
The voltage vector used in the energization sequence for heating the compressor 2 is determined so that the
図3に示すベクトル図において、V1(100)、V3(010)、V5(001)の向きは、それぞれU相、V相、W相の軸の向きに一致する。α軸、β軸は、3相−2相変換により得られる2相の座標軸である。図4は、電圧ベクトルとIGBT12up〜12wnのオンオフ状態との対応関係を示している。 In the vector diagram shown in FIG. 3, the directions of V1 (100), V3 (010), and V5 (001) coincide with the directions of the U-phase, V-phase, and W-phase axes, respectively. The α axis and β axis are two-phase coordinate axes obtained by three-phase to two-phase conversion. FIG. 4 shows the correspondence between the voltage vector and the on / off states of the IGBTs 12up to 12wn.
通電制御手段18は、通電シーケンスにおいて、電圧形インバータ9の上アーム13up、13vp、13wpのうち1つの相のIGBT12xpと、下アーム13un、13vn、13wnのうち他の2相のIGBT12yn、12znをオンする通電期間を設ける。ここで、x、y、zはu、v、wと順不同で対応する。さらに、この通電期間でオンするIGBT12xp、12yn、12znを有するアーム13xp、13yn、13znに対し対をなすアーム13xn、13yp、13zpが有するIGBT12xn、12yp、12zpをオンする通電期間を設ける。通電制御手段18は、これら2つの通電期間を組み合わせた通電シーケンスを、全相を対象として通電相を順に変更しながら繰り返し実行する。
The energization control means 18 turns on the IGBT 12xp of one phase of the upper arm 13up, 13vp, 13wp of the
具体的には、時間Δtuの幅を持つ通電期間ごとにV1、V4、V4、V1の順またはV4、V1、V1、V4の順に電圧ベクトルを切り替える第1通電シーケンスと、時間Δtvの幅を持つ通電期間ごとにV3、V6、V6、V3の順またはV6、V3、V3、V6の順に電圧ベクトルを切り替える第2通電シーケンスと、時間Δtwの幅を持つ通電期間ごとにV5、V2、V2、V5の順またはV2、V5、V5、V2の順に電圧ベクトルを切り替える第3通電シーケンスを順次繰り返し実行する。同じ電圧ベクトルが時間2Δtu、2Δtvまたは2Δtwだけ続くときには、その間の切り替えは不要である。図5(a)、(b)は、それぞれ電圧ベクトルV1(100)、V4(011)の電圧を出力している時の電流経路を太線で示している。 Specifically, the first energization sequence for switching the voltage vector in the order of V1, V4, V4, V1 or the order of V4, V1, V1, V4 for each energization period having the width of time Δtu, and the width of time Δtv. A second energization sequence for switching voltage vectors in the order of V3, V6, V6, V3 or V6, V3, V3, V6 for each energization period, and V5, V2, V2, V5 for each energization period having a width of time Δtw. Or the third energization sequence for switching the voltage vectors in the order of V2, V5, V5, and V2 is sequentially executed. When the same voltage vector lasts for the time 2Δtu, 2Δtv or 2Δtw, switching between them is not necessary. In FIGS. 5A and 5B, the current paths when the voltages of the voltage vectors V1 (100) and V4 (011) are output are indicated by thick lines.
図6は、第1通電シーケンスにおける電圧ベクトル、ブリッジ回路14uの出力端子とブリッジ回路14v、14wの出力端子との間の電圧Vu-vw、およびU相電流Iuの波形を示している。この図6において、電流が正の期間の電流変化率と負の期間の電流変化率、すなわち正の期間のピーク電流値|Iu2+|と負の期間のピーク電流値|Iu2-|が若干異なっている。
FIG. 6 shows waveforms of the voltage vector, the voltage Vu-vw between the output terminal of the
これは、電動機3が有する突極性により、ロータ3rの磁極位置に応じてインダクタンスの飽和特性が変化するからである。例えば、磁極の向きがU相の向きに近い場合、電圧ベクトルV1を出力してU相に電流を流すと、U相方向の磁束が増加するので飽和によりインダクタンスが減少する。その結果、電流変化率が増加してピーク電流値|Iu2+|が大きくなる。逆に電圧ベクトルV4を出力してU相に電流を流すと、U相方向の磁束が減少するので飽和が低減してインダクタンスが増加する。その結果、電流変化率が減少してピーク電流値|Iu2-|が小さくなる。
This is because the saturation characteristic of the inductance changes according to the magnetic pole position of the
第1から第3の各通電シーケンスでは、巻線3u〜3wに交番電流が流れるので、発生するトルクは当該通電シーケンスにおいて正と負の値となって打ち消し合う。しかし、上述した飽和特性の変化により、磁極方向に近い相に通電する場合には、正と負のピーク電流値の差異により正の発生トルクと負の発生トルクとの間に偏りが生じる可能性がある。通電制御手段18は、図7に示すように、通電相が相違する第1から第3の通電シーケンスを順に実行するので、飽和特性にかかわらず、正のトルクが生じている時間と負のトルクが生じている時間とで発生トルクの平均化がなされる。その結果、正負のトルクが打ち消し合って発生トルクが実効的にゼロになる。
In each of the first to third energization sequences, an alternating current flows through the
ところで、圧縮機2の駆動指令を受信してから圧縮機2を起動するまでの時間は、短いことが要求される。圧縮機2を短時間で偏りなく加熱するには、第1通電シーケンスの実行中に流れるU相電流の大きさ、第2通電シーケンスの実行中に流れるV相電流の大きさ、および第3通電シーケンスの実行中に流れるW相電流の大きさが、ともに規定電流値Iampに等しくなるように時間Δtu、Δtv、Δtwを調整することが好ましい。図7に示した通電シーケンスは、調整した後の波形である。 By the way, it is required that the time from when the drive command for the compressor 2 is received to when the compressor 2 is started is short. In order to heat the compressor 2 without bias in a short time, the magnitude of the U-phase current flowing during the execution of the first energization sequence, the magnitude of the V-phase current flowing during the execution of the second energization sequence, and the third energization It is preferable to adjust the times Δtu, Δtv, and Δtw so that the magnitude of the W-phase current that flows during the execution of the sequence is equal to the specified current value Iamp. The energization sequence shown in FIG. 7 is a waveform after adjustment.
その結果、規定電流値設定手段21により規定電流値Iampを比較的大きく設定し、その規定電流値Iampに等しい相電流を巻線3u、3v、3wに均等に流すことができるので、規定電流値Iampに応じた短い時間で圧縮機2を偏りなく加熱することができる。さらに、第1から第3の通電シーケンスで流れる相電流の大きさの偏りがなくなるので、通電シーケンス全体としての交番トルクの打ち消し作用が一層高まり、比較的大きな電流を流した場合でもロータ3rが回転することを防止できる。
As a result, the specified current
以下、調整シーケンスについて具体的に説明する。図8は、電動機3のリアクタンスの逆数1/(ωL)の空間的分布を模式的に示している。リラクタンストルクを積極的に使用することを目指して設計された永久磁石同期電動機では、Q軸インダクタンスとD軸インダクタンスの差が大きく、Q軸インダクタンスの方が磁石磁束の存在するD軸インダクタンスより大きいことが一般的である。従って、リアクタンスの逆数の空間的分布曲線はD軸方向が長軸となる。
Hereinafter, the adjustment sequence will be specifically described. FIG. 8 schematically shows a spatial distribution of the reciprocal 1 / (ωL) of the reactance of the
この分布曲線における各軸(U、V、W)との交点1/Xu(=1/ωLu)、1/Xv(=1/ωLv)、1/Xw(=1/ωLw)と原点Oとの距離が、各相におけるリアクタンスの逆数に比例する。この距離は、ロータ3rの停止位置に応じて変化する。原点からの距離が長いほどリアクタンスが小さく、電流はより短い通電時間で規定電流値Iampに達する。従って、突極性のある電動機3を用いる場合、第1、第2、第3通電シーケンスの通電時間Δtu、Δtv、Δtwを等しくすると、電流の大きさが相ごとに異なってしまう。
Intersection points 1 / Xu (= 1 / ωLu), 1 / Xv (= 1 / ωLv), 1 / Xw (= 1 / ωLw) and the origin O of each axis (U, V, W) in this distribution curve The distance is proportional to the reciprocal of the reactance in each phase. This distance changes according to the stop position of the
そこで、通電シーケンスに先立って、通電時間調整手段19は、第1から第3の通電シーケンスで流れる相電流の大きさ(正または負のピーク値)が規定電流値Iampに等しくなるように、時間Δtu、Δtv、Δtwを調整する調整シーケンスを実行する。図9は、調整シーケンス全体のフローチャートであり、図10〜図12は電圧ベクトルの切り替えと相電流の正負のピーク値を検出する第1、第2、第3通電シーケンスに係る処理A、B、Cを示すフローチャートである。図13〜図15は、調整シーケンスを実行中の相電流Iu、Iv、Iwの波形を連続して示している。 Therefore, prior to the energization sequence, the energization time adjusting means 19 sets the time (phase of positive or negative peak) flowing in the first to third energization sequences to be equal to the specified current value Iamp. An adjustment sequence for adjusting Δtu, Δtv, Δtw is executed. FIG. 9 is a flowchart of the entire adjustment sequence, and FIGS. 10 to 12 show processes A, B, and B related to the first, second, and third energization sequences for detecting voltage vector switching and phase current positive and negative peak values. 5 is a flowchart showing C. 13 to 15 continuously show the waveforms of the phase currents Iu, Iv, and Iw during the adjustment sequence.
通電時間調整手段19は、上述した第1、第2、第3通電シーケンスを順次繰り返して実行する。調整シーケンスを開始する時のインダクタンス値は不明であるため、初期の時間Δtu、Δtv、Δtwには、ピーク電流値が十分に小さくなる短い通電時間Δt1を設定する。ステップS1の処理Aでは、タイマ時間tを0に初期化し(ステップS21)、タイマ時間tがΔtu以上になるまで、制御周期Tcごとに電圧ベクトルV1の出力とタイマ時間tの加算を実行する(ステップS22、S23)。タイマ時間tがΔtu以上になると、その時のU相電流Iuをピーク電流値Iu2+として電流振幅検出手段20から入力する(ステップS24)。 The energization time adjusting means 19 sequentially repeats the first, second, and third energization sequences described above. Since the inductance value at the start of the adjustment sequence is unknown, the short energization time Δt1 at which the peak current value is sufficiently small is set as the initial times Δtu, Δtv, Δtw. In the process A of step S1, the timer time t is initialized to 0 (step S21), and the output of the voltage vector V1 and the timer time t are added every control cycle Tc until the timer time t becomes Δtu or more (step S21). Steps S22 and S23). When the timer time t becomes Δtu or more, the U-phase current Iu at that time is input from the current amplitude detection means 20 as the peak current value Iu2 + (step S24).
続いて、タイマ時間tが3Δtu以上になるまで、制御周期Tcごとに電圧ベクトルV4の出力とタイマ時間tの加算を実行する(ステップS25、S26)。タイマ時間tが3Δtu以上になると、その時のU相電流Iuをピーク電流値Iu2-として電流振幅検出手段20から入力する(ステップS27)。その後、タイマ時間tが4Δtu以上になるまで、制御周期Tcごとに電圧ベクトルV1の出力とタイマ時間tの加算を実行する(ステップS28、S29)。最後にタイマ時間tを0にクリアして終了する(ステップS30)。 Subsequently, the output of the voltage vector V4 and the addition of the timer time t are executed every control cycle Tc until the timer time t becomes 3Δtu or more (steps S25 and S26). When the timer time t becomes 3Δtu or more, the U-phase current Iu at that time is input from the current amplitude detection means 20 as the peak current value Iu2- (step S27). Thereafter, the output of the voltage vector V1 and the addition of the timer time t are executed every control cycle Tc until the timer time t becomes 4Δtu or more (steps S28 and S29). Finally, the timer time t is cleared to 0 and the process ends (step S30).
通電時間調整手段19は、ステップS2において、ピーク電流値の絶対値|Iu2+|、|Iu2-|の少なくとも一方が規定電流値Iampを超えたか否か(条件A)を判断する。超えたと判断した場合には、FlagUに1(調整完了)を設定する(ステップS3)。超えていないと判断した場合には、FlagUに0(調整未完)を設定し、時間Δtuを調整幅Δtadjだけ増やす(ステップS4)。 In step S2, the energization time adjusting means 19 determines whether or not at least one of the absolute values | Iu2 + | and | Iu2- | of the peak current value exceeds the specified current value Iamp (condition A). If it is determined that the value has been exceeded, 1 (adjustment completion) is set in FlagU (step S3). If it is determined that it does not exceed, FlagU is set to 0 (unadjusted), and the time Δtu is increased by the adjustment width Δtadj (step S4).
続いて、通電時間調整手段19は、ステップS5で第2通電シーケンスの処理Bを実行し、ステップS6においてピーク電流値の絶対値|Iv2+|、|Iv2-|の少なくとも一方が規定電流値Iampを超えたか否か(条件B)を判断する。超えた場合にはFlagVに1を設定し(ステップS7)、超えていない場合にはFlagVに0を設定して時間Δtvを調整幅Δtadjだけ増やす(ステップS8)。 Subsequently, the energization time adjusting means 19 executes the process B of the second energization sequence in step S5, and in step S6, at least one of the absolute values | Iv2 + | and | Iv2- | of the peak current value has the specified current value Iamp. It is determined whether or not (Condition B) has been exceeded. If it exceeds, FlagV is set to 1 (step S7), and if not exceeded, FlagV is set to 0 to increase the time Δtv by the adjustment width Δtadj (step S8).
さらに、通電時間調整手段19は、ステップS9で第3通電シーケンスの処理Cを実行し、ステップS10においてピーク電流値の絶対値|Iw2+|、|Iw2-|の少なくとも一方が規定電流値Iampを超えたか否か(条件C)を判断する。超えた場合にはFlagWに1を設定し(ステップS11)、超えていない場合にはFlagWに0を設定して時間Δtwを調整幅Δtadjだけ増やす(ステップS12)。 Further, the energization time adjusting means 19 executes the process C of the third energization sequence in step S9, and in step S10, at least one of the absolute values | Iw2 + | and | Iw2- | of the peak current value exceeds the specified current value Iamp. (Condition C) is determined. If it exceeds, FlagW is set to 1 (step S11), and if not exceeded, FlagW is set to 0 to increase the time Δtw by the adjustment width Δtadj (step S12).
通電時間調整手段19は、ステップS13において、FlagU、FlagV、FlagWが全て1(調整完了)か否か(条件D)を判断する。ここで、何れかの相の時間Δtu、Δtv、Δtwの調整が未完である(NO)と判断すると、ステップS1に移行して上述した処理を繰り返す。全相の時間Δtu、Δtv、Δtwの調整が完了した(YES)と判断すると、ステップS14に移行してその時間Δtu、Δtv、ΔtwをRAMに記憶する。通電制御手段18は、相ごとに記憶した通電時間Δtu、Δtv、Δtwを用いて通電シーケンスを実行する。
In step S13, the energization
図13〜図15は、図8に示したXu<Xw<Xvの場合の相電流波形を示している。時間Δtu、Δtv、Δtwの初期値をΔt1とし、第1から第3の通電シーケンスが終了するごとにΔtadjを加算し、Δt3まで増やした後の第1通電シーケンスでU相のピーク電流値|Iu2+|、|Iu2-|が規定電流値Iampを超えたので、時間ΔtuをΔt3に固定している。その後は、時間ΔtvとΔtwを増やしながら第1から第3の通電シーケンスを実行する。 13 to 15 show phase current waveforms in the case of Xu <Xw <Xv shown in FIG. The initial values of the times Δtu, Δtv, Δtw are Δt1, Δtadj is added every time the first to third energization sequences are completed, and the U-phase peak current value | Iu2 + in the first energization sequence after increasing to Δt3 Since |, | Iu2- | exceeds the specified current value Iamp, the time Δtu is fixed to Δt3. Thereafter, the first to third energization sequences are executed while increasing the times Δtv and Δtw.
Δt5まで増やした後の第3通電シーケンスでW相のピーク電流値|Iw2+|、|Iw2-|が規定電流値Iampを超えたので、時間ΔtwをΔt5に固定し、その後は時間Δtvだけを増やしながら第1から第3の通電シーケンスを実行する。Δt7まで増やした後の第2通電シーケンスでV相のピーク電流値|Iv2+|、|Iv2-|が規定電流値Iampを超えたので、時間ΔtvをΔt7に固定して調整シーケンスを終了している。図7は、このようにして決定した通電時間Δtu(=Δt3)、Δtv(=Δt7)、Δtw(=Δt5)を用いた通電シーケンスを示している。 Since the W-phase peak current values | Iw2 + | and | Iw2- | exceed the specified current value Iamp in the third energization sequence after increasing to Δt5, the time Δtw is fixed to Δt5, and thereafter only the time Δtv is increased. However, the first to third energization sequences are executed. Since the V-phase peak current values | Iv2 + | and | Iv2- | exceed the specified current value Iamp in the second energization sequence after increasing to Δt7, the time Δtv is fixed at Δt7 and the adjustment sequence is completed. . FIG. 7 shows an energization sequence using energization times Δtu (= Δt3), Δtv (= Δt7), and Δtw (= Δt5) determined as described above.
通電制御手段18は、この調整シーケンスにおいて、時間Δtu、Δtv、Δtwが初期値Δt1に設定されているときの相電流の変化率に基づいてロータ3rの位置を検出する。具体的には、第1通電シーケンスにおいて、図6に示すようにピーク電流値δIu2+と当該時刻よりも所定時間(例えばΔtu/2)だけ前の電流値Iu1+との差分|δIu+|、およびピーク電流値δIu2-と当該時刻よりも前記所定時間だけ前の電流値Iu1-との差分|δIu-|を求める。そして、これら電流増加時の差分|δIu+|と電流減少時の差分|δIu-|との差分|δIu+|−|δIu-|を求める。第2、第3通電シーケンスにおいても同様にして差分|δIv+|−|δIv-|、|δIw+|−|δIw-|を求める。
In this adjustment sequence, the energization control means 18 detects the position of the
上述したように、突極性のある電動機3を用いる場合、D軸方向では飽和の影響が大きく現れ、電流増加時と電流減少時の電流変化率の差分が大きくなる。一方、Q軸方向では飽和の影響が小さくなり、電流増加時と電流減少時の電流変化率がほぼ等しくなる。このようなロータ3rの停止位置に応じた飽和特性の変化により、ロータ3rの位置を検出することができる。
As described above, when the
通電制御手段18は、開始判定シーケンスおよび終了判定シーケンスにおいて、この検出した磁石磁束位置の方向に直流電圧を印加して直流電流を流すことにより、ロータ3rを回転させることなく巻線抵抗を測定する。巻線抵抗値と比較する基準抵抗値は、予め測定された上でEEPROMに書き込まれている。図16は、調整シーケンスと開始判定シーケンスにおける相電流Iu、Iv、Iwの実測波形を示している。
In the start determination sequence and the end determination sequence, the energization control means 18 measures the winding resistance without rotating the
以上説明したように、本実施形態の電動機駆動装置1は、U相、V相またはW相の向きの電圧ベクトルに対応する通電期間とこれとは逆位相の電圧ベクトルに対応する通電期間とを組み合わせた通電シーケンスを、全相を対象として通電相を順に変更しながら繰り返し実行することにより圧縮機2を加熱する。これにより、ロータ3rに回転力を生じさせることなく、且つ、温度の偏りなく圧縮機2を一様に加熱できる。
As described above, the electric
電動機駆動装置1は、加熱のための通電を開始する前に、第1から第3の通電シーケンスで流れる相電流の大きさが等しくなるように、通電時間Δtu、Δtv、Δtwを調整する。この調整した時間Δtu、Δtv、Δtwを用いて通電シーケンスを実行することにより、第1から第3の通電シーケンスで流れる相電流の大きさの偏りがなくなり、加熱のために比較的大きな電流を流した場合でも発生トルクが実効的にゼロになり、ロータ3rが回転することを防止できる。
Before starting energization for heating, the electric
電動機駆動装置1は、加熱を開始する前に電動機3の巻線抵抗値を測定し、その測定抵抗値が基準抵抗値よりも小さい場合に加熱を開始する。従って、圧縮機2が停止してから冷媒温度が下がるまでの期間など圧縮機2の起動負荷が小さい場合には、不必要な加熱処理を行うことなく直ちに圧縮機2を始動できる。また、電動機駆動装置1は、圧縮機2の加熱行程において、予め決められた時間が経過するごとに電動機3の巻線抵抗値を測定し、その測定抵抗値が基準抵抗値を上回ると加熱を停止して圧縮機2を始動する。これにより、圧縮機2を加熱し過ぎることを防止できる。
The electric
(第2の実施形態)
第2の実施形態について図17を参照しながら説明する。電動機駆動装置31は、装置の内部温度を検出する温度検出手段32を備えている。装置の内部温度は、例えばIGBT12up〜12wnのヒートシンクの温度である。通電制御手段18は、圧縮機2の駆動指令を受信すると温度検出手段から検出温度を入力し、その検出温度が基準温度よりも低い場合に圧縮機2の加熱を開始する。検出温度が基準温度以上の場合には、加熱することなく圧縮機2を始動する。この判定処理は、図2に示した開始判定シーケンスに代わるものである。
(Second Embodiment)
A second embodiment will be described with reference to FIG. The electric
圧縮機2は、電動機駆動装置31が電圧形インバータ9を用いて電動機3に通電することにより駆動される。駆動中は、圧縮機2の冷媒温度が高くなるとともに、IGBT12up〜12wnの温度ひいてはヒートシンクの温度が高くなる。停止すると、圧縮機2の冷媒温度が低下するとともに、IGBT12up〜12wnの温度ひいてはヒートシンクの温度も低下する。従って、温度検出手段32による検出温度は、圧縮機2の冷媒温度と高い相関性を有している。
The compressor 2 is driven by energizing the
本実施形態によれば、ヒートシンクの温度が基準温度以上の場合には、圧縮機2の冷媒温度が高く圧縮機2の起動負荷が小さいことが推定されるので、不必要な加熱処理を行うことなく直ちに圧縮機2を始動できる。 According to the present embodiment, when the temperature of the heat sink is equal to or higher than the reference temperature, it is estimated that the refrigerant temperature of the compressor 2 is high and the start-up load of the compressor 2 is small, so unnecessary heat treatment is performed. The compressor 2 can be started immediately.
(その他の実施形態)
以上説明した複数の実施形態に加えて以下のような構成を採用してもよい。
3相全てに電流センサを設けてもよい。
(Other embodiments)
In addition to the plurality of embodiments described above, the following configuration may be adopted.
Current sensors may be provided for all three phases.
電流センサ10、11に替えて、下アーム側のIGBT12un、12vn、12wnと直流電源線6との間にシャント抵抗(電流検出手段)を設けて相電流を検出してもよい。例えば第1通電シーケンスの最初の電圧ベクトルV1を出力している期間では、図5(a)に示すようにU相のシャント抵抗には電流が流れないため、V相とW相のシャント抵抗による検出電流からU相の検出電流を求める。電圧ベクトルV4を出力している期間では、図5(b)に示すようにU相のシャント抵抗から検出電流が得られる。
Instead of the
電流センサ10、11に替わる電流検出手段として、電圧形インバータ9に入力される直流電流を検出するシャント抵抗を設けてもよい。この直流電流に基づいて相電流を検出することができるからである。このシャント抵抗は、例えばコンデンサ8と電圧形インバータ9との間の直流電源線6に設ければよい。
A shunt resistor that detects a direct current input to the
第1から第3の通電シーケンスでは、所定の電圧ベクトルに対応する通電期間とこの電圧ベクトルに対し逆位相となる電圧ベクトルに対応する通電期間とを組み合わせて、平均電流がゼロとなる交番電流を流せばよい。従って、例えば第1通電シーケンスの場合、V1、V4、V4、V1、V1、V4、V4、V1、…またはV4、V1、V1、V4、V4、V1、V1、V4、…のように2周期以上繰り返してもよい。 In the first to third energization sequences, an alternating current with an average current of zero is obtained by combining an energization period corresponding to a predetermined voltage vector and an energization period corresponding to a voltage vector having an opposite phase to the voltage vector. Just flow away. Therefore, for example, in the case of the first energization sequence, two periods such as V1, V4, V4, V1, V1, V4, V4, V1,... Or V4, V1, V1, V4, V4, V1, V1, V4,. You may repeat above.
通電制御手段18は、電圧形インバータ9の上アーム13up、13vp、13wpのうち1つの相のIGBT12xpと下アーム13un、13vn、13wnのうち他の何れか1相のIGBT12ynをオンする通電期間と、この通電期間でオンするIGBT12xp、12ynを有するアーム13xp、13ynに対し対をなすアーム13xn、13ypが有するIGBT12xn、12ypをオンする通電期間とを組み合わせた通電処理(通電シーケンス)に従って電圧を出力し、交番電流が流れるようにしてもよい。ここで、x、yはu、v、wの何れか異なる相に対応する。この場合も、全相を対象として通電相を順に変更しながら繰り返し実行する。
The energization control means 18 includes an energization period in which the IGBT 12xp of one phase of the upper arm 13up, 13vp, 13wp of the
具体的には、第1通電シーケンスでは、IGBT12wp、12wnをオフした状態で、時間ΔtuだけIGBT12up、12vnをオンし、時間2ΔtuだけIGBT12un、12vpをオンし、時間ΔtuだけIGBT12up、12vnをオンする。第2通電シーケンスでは、IGBT12up、12unをオフした状態で、時間ΔtvだけIGBT12vp、12wnをオンし、時間2ΔtvだけIGBT12vn、12wpをオンし、時間ΔtvだけIGBT12vp、12wnをオンする。第3通電シーケンスでは、IGBT12vp、12vnをオフした状態で、時間ΔtwだけIGBT12wp、12unをオンし、時間2ΔtwだけIGBT12wn、12upをオンし、時間ΔtwだけIGBT12wp、12unをオンする。このような通電シーケンスを用いても、ロータ3rに回転力を生じさせることなく、圧縮機2を一様に加熱できる。
Specifically, in the first energization sequence, with the IGBTs 12wp and 12wn turned off, the IGBTs 12up and 12vn are turned on for a time Δtu, the IGBTs 12un and 12vp are turned on for a time 2Δtu, and the IGBTs 12up and 12vn are turned on for a time Δtu. In the second energization sequence, with the IGBTs 12up and 12un turned off, the IGBTs 12vp and 12wn are turned on for a time Δtv, the IGBTs 12vn and 12wp are turned on for a time 2Δtv, and the IGBTs 12vp and 12wn are turned on for a time Δtv. In the third energization sequence, with the IGBTs 12vp and 12vn turned off, the IGBTs 12wp and 12un are turned on for the time Δtw, the IGBTs 12wn and 12up are turned on for the time 2Δtw, and the IGBTs 12wp and 12un are turned on for the time Δtw. Even if such an energization sequence is used, the compressor 2 can be uniformly heated without generating a rotational force in the
通電制御手段18は、電動機駆動装置1、31の外部に設けられたセンサから圧縮機2の温度を示す温度信号を入力し、その検出温度が基準温度よりも低い場合に圧縮機2の加熱を開始し、検出温度が基準温度以上の場合には加熱することなく圧縮機2を始動する構成としてもよい。また、通電制御手段18は、圧縮機2の加熱行程において、外部センサから圧縮機2の温度を示す温度信号を入力し、その検出温度が基準温度を上回ると加熱を停止して圧縮機2を始動する構成としてもよい。これらは、上述した開始判定シーケンス、終了判定シーケンスに代わるものである。センサは例えばサーミスタから構成され、圧縮機2の温度信号は冷媒温度を示す信号であることが好ましい。
The energization control means 18 inputs a temperature signal indicating the temperature of the compressor 2 from a sensor provided outside the
以上説明した実施形態によれば、ロータに回転力を生じさせることなく、且つ、温度の偏りなく機器装置を一様に加熱することができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
According to the embodiment described above, it is possible to uniformly heat the device without causing a rotational force in the rotor and without temperature deviation.
Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the invention described in the claims and equivalents thereof in the same manner as included in the scope and gist of the invention.
図面中、1、31は電動機駆動装置(永久磁石同期電動機駆動装置)、2は圧縮機(機器装置)、3は永久磁石同期電動機、3u、3v、3wは巻線、9は電圧形インバータ、10、11は電流センサ(電流検出手段)、12up〜12wnはIGBT(スイッチング素子)、13up〜13wpは上アーム、13un〜13wnは下アーム、14u〜14wはブリッジ回路、16は制御手段(加熱制御手段)、32は温度検出手段である。 In the drawings, 1 and 31 are motor drive devices (permanent magnet synchronous motor drive devices), 2 is a compressor (equipment device), 3 is permanent magnet synchronous motors, 3u, 3v and 3w are windings, 9 is a voltage source inverter, 10 and 11 are current sensors (current detection means), 12up to 12wn are IGBTs (switching elements), 13up to 13wp are upper arms, 13un to 13wn are lower arms, 14u to 14w are bridge circuits, and 16 is control means (heating control) Means) and 32 are temperature detecting means.
Claims (1)
スイッチング素子を有する上アームと下アームの対からなるブリッジ回路を3相分備え、前記永久磁石同期電動機の各相の巻線に電圧を供給する電圧形インバータと、
前記永久磁石同期電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
前記永久磁石同期電動機の回転駆動を開始する前に前記永久磁石同期電動機の各相の巻線に電流を流して前記機器装置を加熱する加熱制御手段とを備え、
前記ブリッジ回路の上アームのスイッチング素子がオンのとき1、下アームのスイッチング素子がオンのとき0とし、それを(U相V相W相)の順に組み合わせて表記し、前記電圧形インバータが出力可能な電圧ベクトルをV1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)、V6(101)と定義した場合、
前記加熱制御手段は、時間Δtuの幅を持つ通電期間ごとにV1、V4、V4、V1の順またはV4、V1、V1、V4の順に電圧ベクトルを切り替える第1通電シーケンスと、時間Δtvの幅を持つ通電期間ごとにV3、V6、V6、V3の順またはV6、V3、V3、V6の順に電圧ベクトルを切り替える第2通電シーケンスと、時間Δtwの幅を持つ通電期間ごとにV5、V2、V2、V5の順またはV2、V5、V5、V2の順に電圧ベクトルを切り替える第3通電シーケンスを順次繰り返し実行し、
加えて、前記加熱制御手段は、前記第1通電シーケンスの実行中に流れるU相電流の大きさ、前記第2通電シーケンスの実行中に流れるV相電流の大きさ、および前記第3通電シーケンスの実行中に流れるW相電流の大きさが予め決められた規定電流値に等しくなるように、前記時間Δtu、Δtv、Δtwを調整することを特徴とする永久磁石同期電動機駆動装置。 In a permanent magnet synchronous motor driving device that drives a permanent magnet synchronous motor configured integrally with an apparatus without using a sensor that detects a magnetic pole position,
A voltage-type inverter that includes a bridge circuit composed of a pair of an upper arm and a lower arm having a switching element for three phases, and supplies a voltage to windings of each phase of the permanent magnet synchronous motor;
Current detecting means for detecting a phase current of the permanent magnet synchronous motor;
Heating control means for heating the device device by causing a current to flow through the windings of each phase of the permanent magnet synchronous motor before starting to rotate the permanent magnet synchronous motor;
When the switching element of the upper arm of the bridge circuit is on, it is 1 when the switching element of the lower arm is on, and it is expressed by combining them in the order of (U phase V phase W phase), and the voltage source inverter outputs If the possible voltage vectors are defined as V1 (100), V2 (110), V3 (010), V4 (011), V5 (001), V6 (101),
The heating control means has a first energization sequence for switching voltage vectors in the order of V1, V4, V4, V1 or V4, V1, V1, V4 for each energization period having a width of time Δtu, and a width of time Δtv. A second energization sequence for switching voltage vectors in the order of V3, V6, V6, V3 or the order of V6, V3, V3, V6 for each energization period, and V5, V2, V2, The third energization sequence for switching the voltage vector in the order of V5 or V2, V5, V5, V2 is sequentially repeated,
In addition, the heating control means includes a magnitude of a U-phase current flowing during execution of the first energization sequence, a magnitude of a V-phase current flowing during execution of the second energization sequence, and the third energization sequence. A permanent magnet synchronous motor drive device, characterized in that the time Δtu, Δtv, Δtw is adjusted so that the magnitude of the W-phase current flowing during execution becomes equal to a predetermined specified current value .
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