JP2011244139A - Frequency control circuit and output frequency control method - Google Patents

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Shiro Hirosaka
史朗 広坂
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日本電気株式会社
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PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a frequency control circuit and an output frequency control method which prevent communication quality from being deteriorated when a ground potential is fluctuated.SOLUTION: The frequency control circuit includes a voltage control oscillator 10 which fluctuates an output frequency according to an input voltage, a phase detector 11 which detects a phase difference between the output frequency output from the voltage control oscillator 10 and a reference frequency and fluctuates an output voltage according to the phase difference, and an adder 12 which adds a potential difference caused by a resistance generated between the ground potential of the voltage control oscillator 10 and a reference ground potential of the phase detector 11 to the output voltage and outputs to the voltage control oscillator 10.

Description

本発明は周波数制御回路及び出力周波数制御方法に関し、特にPLL回路を備える周波数制御回路と、PLL回路を用いた出力周波数制御方法に関する。   The present invention relates to a frequency control circuit and an output frequency control method, and more particularly to a frequency control circuit including a PLL circuit and an output frequency control method using the PLL circuit.
マイクロ波無線通信装置は、高周波帯の電圧制御発振器(VCO)と、混合器(MIX)と、送信最終段増幅器である電力増幅器(PA)と、中間周波数帯の電力増幅器と、電源等、それぞれの機能を有する複数の回路により構成される。これらの内のいくつかの機能を集め、数点の機能部品(モジュール)として構成し、組み立てる場合がある。   The microwave radio communication device includes a high frequency band voltage controlled oscillator (VCO), a mixer (MIX), a power amplifier (PA) as a final transmission amplifier, an intermediate frequency band power amplifier, a power source, etc. It is comprised by the several circuit which has the function of. There are cases where some of these functions are collected and configured as several functional parts (modules).
この場合、各モジュール間の接地電位(GND)は、モジュール間を、コネクタを用いて接続することによって、または、GNDとして用いられているモジュールの筐体同士をネジ留めすることによって接続される。ここで、図4を用いてマイクロ波無線通信装置の一例を示す。   In this case, the ground potential (GND) between the modules is connected by connecting the modules using a connector, or by screwing the housings of the modules used as the GND. Here, an example of a microwave radio communication apparatus is shown using FIG.
図4のマイクロ波無線通信装置は、VCO120と、送信MIX130と、受信MIX140と、PA150と、受信初段増幅器である低雑音増幅器(LNA)160と、を用いて構成される高周波数帯モジュール110を備えている。さらに、マイクロ波無線通信装置は、中間周波数帯の増幅器220と、中間周波数帯の増幅器230と、電源回路240と、PLL回路250と、を用いて構成されるモジュール210とを備えている。   The microwave radio communication apparatus of FIG. 4 includes a high frequency band module 110 configured using a VCO 120, a transmission MIX 130, a reception MIX 140, a PA 150, and a low noise amplifier (LNA) 160 that is a reception first stage amplifier. I have. The microwave radio communication apparatus further includes a module 210 configured using an intermediate frequency band amplifier 220, an intermediate frequency band amplifier 230, a power supply circuit 240, and a PLL circuit 250.
モジュール110とモジュール210との間における信号又は電源等は、コネクタを用いて入出力されている。高周波数帯のモジュール110は、高周波信号を扱うため、使用される基板は高周波用基板となる。高周波用基板は、中間周波数帯にて使用する基板と比較し高価であるため、モジュール110に組み込む機能を絞り、面積を狭くする必要がある。そのため、VCO120へ入力する電圧を生成するPLL回路250や、モジュール110に電源供給する電源回路240のように高周波信号を処理しない機能は、モジュール210に配置される。これにより、電源回路240とモジュール110とは、モジュール110とモジュール210との間に設けられるコネクタにより接続される構成となっている。   Signals or power supply between the module 110 and the module 210 are input / output using a connector. Since the high frequency band module 110 handles high frequency signals, the substrate used is a high frequency substrate. Since the high-frequency substrate is more expensive than a substrate used in the intermediate frequency band, it is necessary to narrow down the area to be built by reducing the functions incorporated in the module 110. Therefore, functions that do not process high-frequency signals, such as a PLL circuit 250 that generates a voltage to be input to the VCO 120 and a power supply circuit 240 that supplies power to the module 110, are arranged in the module 210. Thereby, the power supply circuit 240 and the module 110 are connected by a connector provided between the module 110 and the module 210.
VCO120は、周波数制御電圧端子に印加された電圧により、出力周波数の制御を行う。周波数制御電圧端子に印可される電圧VtはPLL回路250より出力される。   The VCO 120 controls the output frequency by the voltage applied to the frequency control voltage terminal. The voltage Vt applied to the frequency control voltage terminal is output from the PLL circuit 250.
特許文献1には、上述したPLL回路と、VCOと、を含む回路の構成例が開示されている。   Patent Document 1 discloses a configuration example of a circuit including the PLL circuit described above and a VCO.
特開2007−158738号公報JP 2007-158738 A
ここで、図5のマイクロ波無線通信装置を用いて、発生する課題について説明する。モジュール210は、中間周波数帯の増幅器220と、中間周波数帯の増幅器230と、PLL IC260と、ループフィルタ270と、電源回路240と、を備えている。PLL IC260は、位相比較器、チャージポンプ、分周器等の機能を有する。 Here, the problem which generate | occur | produces is demonstrated using the microwave radio | wireless communication apparatus of FIG. The module 210 includes an intermediate frequency band amplifier 220, an intermediate frequency band amplifier 230, a PLL IC 260, a loop filter 270, and a power supply circuit 240. The PLL IC 260 has functions such as a phase comparator, a charge pump, and a frequency divider.
モジュール110は、VCO120と、送信MIX130と、受信MIX140と、送信PA150と、LNA160と、を備えている。ここで、装置の消費電力を抑え、不要な信号を出力しないために、送信PA150の電源は、送信信号がない場合OFFに設定されている。また、モジュール110及びモジュール210のGNDは、それぞれの筐体をネジ止めすることにより接続されている。この場合、モジュール110の接地電位とモジュール210の接地電位との間には、筐体の接触による抵抗310が生じる。   The module 110 includes a VCO 120, a transmission MIX 130, a reception MIX 140, a transmission PA 150, and an LNA 160. Here, in order to suppress the power consumption of the apparatus and not to output an unnecessary signal, the power source of the transmission PA 150 is set to OFF when there is no transmission signal. Further, the GNDs of the module 110 and the module 210 are connected by screwing the respective housings. In this case, a resistance 310 is generated between the module 110 and the module 210 due to contact of the casing.
抵抗310の抵抗値をRとし、抵抗310に流れている電流をIとすると、V=RIにて計算される電位差が生ずる。よって、モジュール210の接地電位を基準とした場合、モジュール110の接地電位は、厳密にはモジュール210の接地電位と等電位ではない。モジュール110の接地電位をGND1とする。   When the resistance value of the resistor 310 is R and the current flowing through the resistor 310 is I, a potential difference calculated by V = RI is generated. Therefore, when the ground potential of the module 210 is used as a reference, the ground potential of the module 110 is not strictly equal to the ground potential of the module 210. The ground potential of the module 110 is set to GND1.
ここで、VCO120の周波数制御電圧端子は、ループフィルタ270の出力電圧Vtが印加されている。この周波数制御電圧Vtは、モジュール210のPLL IC260内部の位相比較器により検出された位相差に対してPLL IC260から出力される電圧が、ループフィルタ270を介して平均化された後の電圧値である。モジュール110の接地電位は、GND1である。そのため、VCO120に対する周波数制御電圧は、Vt−GND1となる。これより、VCO120は、Vt−GND1に対応する周波数の信号を出力する。この、VCO120に対する周波数制御電圧をVt(VCO)とする。   Here, the output voltage Vt of the loop filter 270 is applied to the frequency control voltage terminal of the VCO 120. The frequency control voltage Vt is a voltage value after the voltage output from the PLL IC 260 is averaged via the loop filter 270 with respect to the phase difference detected by the phase comparator inside the PLL IC 260 of the module 210. is there. The ground potential of the module 110 is GND1. Therefore, the frequency control voltage for the VCO 120 is Vt-GND1. Thus, the VCO 120 outputs a signal having a frequency corresponding to Vt-GND1. The frequency control voltage for the VCO 120 is Vt (VCO).
送信PA150の電源が時間t_1にONからOFFに変動した場合のGND1、Vt、Vt(VCO)のそれぞれの電圧の変化を図6に示す。送信PA150の電源がONの時に、抵抗310に流れる電流をI=2i、送信PA150の電源がOFF時に抵抗310に流れる電流をI=iとする。Vtは、VCO120から出力される周波数の位相差に対して出力される電圧である。そのため、時間t_1では、Vtは、モジュール110の送信PA150の電源がON状態及びOFF状態に切り替えられることにより変化しない。   FIG. 6 shows changes in the voltages of GND1, Vt, and Vt (VCO) when the power supply of the transmission PA 150 changes from ON to OFF at time t_1. It is assumed that the current flowing through the resistor 310 when the transmission PA 150 is turned on is I = 2i, and the current flowing through the resistor 310 when the transmission PA 150 is turned off is I = i. Vt is a voltage output with respect to the phase difference of the frequency output from the VCO 120. Therefore, at time t_1, Vt does not change when the power of the transmission PA 150 of the module 110 is switched between the ON state and the OFF state.
また、モジュール110の送信PA150の電源がONからOFFに変化すると、モジュール110とモジュール210との間の抵抗310に流れる電流が変化する。抵抗310に流れる電流の変化に伴い、抵抗310に発生する電圧も変化する。そのため、モジュール110の送信PA150の電源がONからOFFに変化すると、GND1の値は、変化する。   Further, when the power supply of the transmission PA 150 of the module 110 changes from ON to OFF, the current flowing through the resistor 310 between the module 110 and the module 210 changes. As the current flowing through the resistor 310 changes, the voltage generated at the resistor 310 also changes. Therefore, when the power of the transmission PA 150 of the module 110 changes from ON to OFF, the value of GND1 changes.
図6に示した例では、送信PA150の電源がONからOFFに変化することにより、モジュール110に流れる電流は、送信PA150の電源がON状態のときと比較して1/2となっている。そのため、GND1の値も2i×Rからi×Rへと1/2となる。図6より、送信PA150の電源がONの時のVt(VCO)は、Vt(VCO)_PAON=Vt−2i×Rであり、送信PA150の電源がOFFとなった瞬間(時間t_1)のVt(VCO)は、Vt(VCO)_PAOFF=Vt−i×Rである。   In the example illustrated in FIG. 6, when the power supply of the transmission PA 150 is changed from ON to OFF, the current flowing through the module 110 is ½ compared to when the power supply of the transmission PA 150 is in the ON state. Therefore, the value of GND1 is also halved from 2i × R to i × R. From FIG. 6, Vt (VCO) when the power supply of the transmission PA 150 is ON is Vt (VCO) _PAON = Vt−2i × R, and Vt (time t_1) at the moment when the power supply of the transmission PA 150 is OFF VCO) is Vt (VCO) _PAOFF = Vt−i × R.
図7にVCO120の出力周波数と、VCOに対する周波数制御電圧との特性の一例を示す。VCO120に対する周波数制御電圧がVt(VCO)_PAONからVt(VCO)_PAOFFに変化すると、出力周波数がF_PAONからF_PAOFFに変化する。出力周波数が変動した後のVt、Vt(VCO)の変化について再び図6を用いて説明する。周波数が変化したことにより、PLL IC260内部の位相比較器で位相差が検出され、位相差に対してPLL IC260より出力される電圧が変化する。Vtは、ループ回路の特性に従って変化し、Vt(VCO)の電圧は時間t_1からt_2にてVt(VCO)_PAOFFからVt(VCO)_PAONに戻る。これにより出力周波数もF_PAOFFからF_PAONに戻る。送信PA150の電源が時間t_1にONからOFFに変動した場合の周波数変化を図8に示す。出力周波数が時間t_1にF_PAONからF_PAOFFへ変動し、その後、時間t_1からt_2にて再びF_PAONに戻る。上述したように、送信PA150の電源の状態が変化した時に、モジュール110の接地電位(GND1)が変化する。それにより、VCO120に対する周波数制御電圧Vt(VCO)が変化し、VCOの出力周波数が変動する。近年のマイクロ波無線通信装置では狭帯域、多値の変調方式が使用される。そのため、図5において説明したPLL回路を用いてVCO120の出力周波数の制御を行う場合、接地電位の変動に応じて発生する周波数の変動が通信品質の劣化につながるという問題が生じる。   FIG. 7 shows an example of the characteristics of the output frequency of the VCO 120 and the frequency control voltage for the VCO. When the frequency control voltage for the VCO 120 changes from Vt (VCO) _PAON to Vt (VCO) _PAOFF, the output frequency changes from F_PAON to F_PAOFF. Changes in Vt and Vt (VCO) after the output frequency fluctuates will be described again with reference to FIG. When the frequency changes, the phase difference is detected by the phase comparator inside the PLL IC 260, and the voltage output from the PLL IC 260 changes with respect to the phase difference. Vt changes according to the characteristics of the loop circuit, and the voltage of Vt (VCO) returns from Vt (VCO) _PAOFF to Vt (VCO) _PAON from time t_1 to t_2. As a result, the output frequency also returns from F_PAOFF to F_PAON. FIG. 8 shows a frequency change when the power source of the transmission PA 150 changes from ON to OFF at time t_1. The output frequency changes from F_PAON to F_PAOFF at time t_1, and then returns to F_PAON again from time t_1 to t_2. As described above, when the power state of the transmission PA 150 changes, the ground potential (GND1) of the module 110 changes. As a result, the frequency control voltage Vt (VCO) for the VCO 120 changes, and the output frequency of the VCO varies. In recent microwave radio communication apparatuses, a narrow band, multi-level modulation method is used. For this reason, when the output frequency of the VCO 120 is controlled using the PLL circuit described in FIG. 5, there arises a problem that the fluctuation of the frequency generated in accordance with the fluctuation of the ground potential leads to the deterioration of the communication quality.
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve such problems, and it is an object of the present invention to provide a frequency control circuit and an output frequency control method that do not cause deterioration in communication quality even when the ground potential fluctuates. And
本発明の第1の態様にかかる周波数制御回路は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器と、前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、前記出力電圧に加算して前記電圧制御発振器へ出力する加算器と、を備えるものである。   A frequency control circuit according to a first aspect of the present invention detects a phase difference between a voltage controlled oscillator that changes an output frequency according to an input voltage, an output frequency output from the voltage controlled oscillator, and a reference frequency, A phase detector that changes the output voltage in accordance with the phase difference, and a potential difference generated by a resistance generated between a ground potential in the voltage controlled oscillator and a reference ground potential in the phase detector is added to the output voltage. And an adder for outputting to the voltage controlled oscillator.
本発明の第2の態様にかかる出力周波数制御方法は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧を変化させるステップと、前記出力電圧と、前記電圧制御発振器における接地電位と当該接地電位に抵抗を介して接続される基準接地電位との間の電位差とを加算するステップと、前記加算された電圧を前記電圧制御発振器へ出力するステップと、を備えるものである。   The output frequency control method according to the second aspect of the present invention detects the phase difference between the output frequency output from the voltage controlled oscillator that changes the output frequency according to the input voltage and the reference frequency, and determines the phase difference. A step of changing an output voltage to be output in response, a step of adding the output voltage, and a potential difference between a ground potential in the voltage controlled oscillator and a reference ground potential connected to the ground potential via a resistor; And outputting the added voltage to the voltage controlled oscillator.
本発明により、接地電位が変動した場合においても、通信品質の劣化が生じない周波数制御回路及び出力周波数制御方法を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a frequency control circuit and an output frequency control method that do not deteriorate communication quality even when the ground potential varies.
実施の形態1にかかる無線通信装置の構成図である。1 is a configuration diagram of a wireless communication apparatus according to a first exemplary embodiment. 実施の形態1にかかる無線通信装置の構成図である。1 is a configuration diagram of a wireless communication apparatus according to a first exemplary embodiment. 実施の形態1にかかる増幅器の電源状態を変化させた時の電圧の変化を示す図である。It is a figure which shows the change of the voltage when the power supply state of the amplifier concerning Embodiment 1 is changed. 一般的なPLL回路を用いた無線通信装置の構成図である。It is a block diagram of the radio | wireless communication apparatus using a general PLL circuit. 一般的なPLL回路を用いた無線通信装置の構成図である。It is a block diagram of the radio | wireless communication apparatus using a general PLL circuit. 一般的なPLL回路を用いた無線通信装置において、増幅器の電源状態を変化させた時の電圧の変化を示す図である。In a wireless communication apparatus using a general PLL circuit, it is a diagram showing a change in voltage when the power supply state of the amplifier is changed. 一般的な電圧制御発振器における制御電圧と出力周波数との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the control voltage and output frequency in a common voltage controlled oscillator. 一般的なPLL回路を用いた無線通信装置において、増幅器の電源状態を変化させた時の出力周波数の変化を示す図である。In a wireless communication device using a general PLL circuit, it is a diagram showing a change in output frequency when the power supply state of the amplifier is changed.
(実施の形態1)
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1を用いて本発明の実施の形態1にかかる無線通信装置の構成例について説明する。無線通信装置は、電圧制御発振器10と、位相検出器11と、加算器12とを備えている。
(Embodiment 1)
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. A configuration example of the wireless communication apparatus according to the first exemplary embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The wireless communication apparatus includes a voltage controlled oscillator 10, a phase detector 11, and an adder 12.
電圧制御発振器10は、入力電圧に応じて出力周波数を変化させる。電圧制御発振器10は、VCO(Voltage Controlled oscillator)と称され、変化する出力周波数を発振周波数とする発振器である。   The voltage controlled oscillator 10 changes the output frequency according to the input voltage. The voltage controlled oscillator 10 is referred to as a VCO (Voltage Controlled Oscillator), and is an oscillator that uses a changing output frequency as an oscillation frequency.
位相検出器11は、水晶発振器等(図示せず)、もしくは水晶発振器等から出力された周波数を分周して入力された基準周波数と、電圧制御発振器10から出力された出力周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧Vtを変化させる。例えば、位相検出器11は、基準周波数と出力周波数とを比較し、出力周波数と基準周波数とを一致させるように制御するために、出力電圧Vtを変化させる。図7において説明したように、電圧制御発振器10に入力される電圧が大きくなるほど、出力される周波数が大きくなると仮定すると、位相検出器11は、基準周波数と比較して出力周波数が小さい場合、出力する電圧Vtを大きくして、電圧制御発振器10から出力される周波数を大きくするように制御する。   The phase detector 11 is a phase difference between a reference frequency input by dividing a frequency output from a crystal oscillator or the like (not shown) or a crystal oscillator or the like and an output frequency output from the voltage controlled oscillator 10. And the output voltage Vt to be output is changed according to the phase difference. For example, the phase detector 11 compares the reference frequency and the output frequency, and changes the output voltage Vt in order to control the output frequency and the reference frequency so as to match. As described in FIG. 7, assuming that the output frequency increases as the voltage input to the voltage controlled oscillator 10 increases, the phase detector 11 outputs an output signal when the output frequency is lower than the reference frequency. The voltage Vt to be controlled is increased so that the frequency output from the voltage controlled oscillator 10 is increased.
電圧制御発振器10における接地電位と位相検出器11における基準接地電位13との電位差をGND1とする。加算器12は、位相検出器11から出力される出力電圧Vtと、GND1と、を加算して電圧制御発振器10へ出力する。ここで、位相検出器11における基準接地電位13と、電圧制御発振器10における接地電位との関係について説明する。例えば、電圧制御発振器10が、電圧制御発振器10を備える筺体にねじ留めされることにより接地され、基準接地電位13も、位相検出器11を有する筺体にねじ止めされることにより接地されている場合に、それぞれの筺体を接続することにより、接地電位が接続される。この場合、筺体を接続することにより、位相検出器11における基準接地電位13と、電圧制御発振器における接地電位との間に、抵抗14が発生する。抵抗14の抵抗値をR、抵抗14に流れる電流をIとすると、電圧制御発振器10における接地電位は、基準接地電位13を基準とすると、基準接地電位13よりも、I×R高くなる。   A potential difference between the ground potential in the voltage controlled oscillator 10 and the reference ground potential 13 in the phase detector 11 is defined as GND1. The adder 12 adds the output voltage Vt output from the phase detector 11 and GND1, and outputs the result to the voltage controlled oscillator 10. Here, the relationship between the reference ground potential 13 in the phase detector 11 and the ground potential in the voltage controlled oscillator 10 will be described. For example, when the voltage controlled oscillator 10 is grounded by being screwed to a housing including the voltage controlled oscillator 10, and the reference ground potential 13 is also grounded by being screwed to the housing having the phase detector 11. In addition, the ground potential is connected by connecting the respective casings. In this case, by connecting the housing, a resistor 14 is generated between the reference ground potential 13 in the phase detector 11 and the ground potential in the voltage controlled oscillator. When the resistance value of the resistor 14 is R and the current flowing through the resistor 14 is I, the ground potential in the voltage controlled oscillator 10 is I × R higher than the reference ground potential 13 when the reference ground potential 13 is used as a reference.
加算器12は、位相検出器11から出力される出力電圧Vtと、電位差GND1と、を加算した、Vt(VCO)=Vt+GND1を電圧制御発振器10へ出力する。   The adder 12 adds the output voltage Vt output from the phase detector 11 and the potential difference GND1, and outputs Vt (VCO) = Vt + GND1 to the voltage controlled oscillator 10.
ここで、無線通信装置内の増幅器等(図示せず)のスイッチがONもしくはOFFに切り替えられることにより、無線通信装置内を流れる電流の値が変化する。たとえば、電圧制御発振器10に増幅器が接続されており、無線通信装置から外部装置へ送信する送信信号が無い場合には、増幅器のスイッチをOFFにする場合について説明する。このように増幅器のスイッチをOFFにすることにより、不要な信号の出力を抑制することができる。   Here, when a switch of an amplifier or the like (not shown) in the wireless communication apparatus is switched ON or OFF, the value of the current flowing in the wireless communication apparatus changes. For example, a case where an amplifier is connected to the voltage controlled oscillator 10 and there is no transmission signal to be transmitted from the wireless communication apparatus to the external apparatus will be described. Thus, by turning off the switch of the amplifier, it is possible to suppress the output of unnecessary signals.
増幅器のスイッチがON状態の場合に、基準接地電位13に流れる電流を2iとし、増幅器のスイッチがOFF状態の場合に、基準接地電位13に流れる電流をiとする。この場合、抵抗14において発生する電圧は、増幅器のスイッチがON状態の場合、2i×Rとなり、増幅器のスイッチがOFF状態の場合、i×Rとなる。これにより、増幅器のスイッチがONもしくはOFFに切り替えられることにより、電圧制御発振器10における接地電位は変化する。   When the amplifier switch is ON, the current flowing to the reference ground potential 13 is 2i, and when the amplifier switch is OFF, the current flowing to the reference ground potential 13 is i. In this case, the voltage generated in the resistor 14 is 2i × R when the amplifier switch is in the ON state, and i × R when the amplifier switch is in the OFF state. Thereby, the ground potential in the voltage controlled oscillator 10 is changed by switching the switch of the amplifier to ON or OFF.
ここで、電圧制御発振器10における電圧V(VCO)は、加算器12から入力される電圧Vt(VCO)から、電圧制御発振器10における接地電位GND1を減算した、Vt(VCO)−GND1となる。Vt(VCO)=Vt+GND1であることから、V(VCO)=Vtとなる。これにより、電圧制御発振器10における電圧V(VCO)は、GND1の値によらず位相検出器11から出力されるVtによって定まる。   Here, the voltage V (VCO) in the voltage controlled oscillator 10 is Vt (VCO) −GND1 obtained by subtracting the ground potential GND1 in the voltage controlled oscillator 10 from the voltage Vt (VCO) input from the adder 12. Since Vt (VCO) = Vt + GND1, V (VCO) = Vt. Thus, the voltage V (VCO) in the voltage controlled oscillator 10 is determined by Vt output from the phase detector 11 regardless of the value of GND1.
以上説明したように、図1における無線通信装置内に加算器12を設けることにより、位相検出器11から出力される電圧Vtと、電圧制御発振器10における接地電位GND1とを加算した電圧Vt(VCO)を出力することができる。これより、電圧制御発振器10において、接地電位の変動による出力周波数の変動を抑制することにより、通信品質の劣化を防止することができる。   As described above, by providing the adder 12 in the wireless communication apparatus in FIG. 1, the voltage Vt (VCO) obtained by adding the voltage Vt output from the phase detector 11 and the ground potential GND1 in the voltage controlled oscillator 10 is added. ) Can be output. As a result, in the voltage controlled oscillator 10, it is possible to prevent deterioration in communication quality by suppressing fluctuations in the output frequency due to fluctuations in the ground potential.
続いて、図2を用いて本発明の実施の形態1にかかる無線通信装置の詳細な構成例について説明する。無線通信装置は、高周波信号の処理を行う高周波数帯モジュール21と、中間周波数帯モジュール22と、を備えている。高周波数帯モジュール21は、電圧制御発振器10と、混合器23と、混合器24と、電力増幅器(PA)25と、低雑音増幅器(LNA)26と、を有している。中間周波数帯モジュール22は、位相検出器11と、加算器12と、電源36と、増幅器37と、増幅器38と、を有している。位相検出器11は、PLL IC27とループフィルタ28とを有している。加算器12は、抵抗29乃至33と、オペアンプ34と、オペアンプ35と、を有している。   Subsequently, a detailed configuration example of the wireless communication apparatus according to the first exemplary embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The wireless communication apparatus includes a high frequency band module 21 that performs processing of a high frequency signal and an intermediate frequency band module 22. The high frequency band module 21 includes a voltage controlled oscillator 10, a mixer 23, a mixer 24, a power amplifier (PA) 25, and a low noise amplifier (LNA) 26. The intermediate frequency band module 22 includes a phase detector 11, an adder 12, a power source 36, an amplifier 37, and an amplifier 38. The phase detector 11 has a PLL IC 27 and a loop filter 28. The adder 12 includes resistors 29 to 33, an operational amplifier 34, and an operational amplifier 35.
電圧制御発振器10と、混合器23と、混合器24と、電力増幅器(PA)25と、低雑音増幅器(LNA)26とは、高周波数帯モジュール21用の筺体内に収納されている。ここで、高周波数帯モジュール21用の筺体は、金属によって形成され、電圧制御発振器10と、混合器23と、混合器24と、電力増幅器(PA)25と、低雑音増幅器(LNA)26とをシールドしている。また、高周波数帯モジュール21用の筺体の電位をGND1とする。位相検出器11と、加算器12と、電源36と、増幅器37と、増幅器38とは、中間周波数帯モジュール22用の筺体内に収納されている。ここで、中間周波数帯モジュール22用の筺体は、金属によって形成され、位相検出器11と、加算器12と、電源36と、増幅器37と、増幅器38とをシールドしている。また、筺体の電位を基準接地電位13とする。   The voltage controlled oscillator 10, the mixer 23, the mixer 24, the power amplifier (PA) 25, and the low noise amplifier (LNA) 26 are accommodated in the casing for the high frequency band module 21. Here, the casing for the high frequency band module 21 is made of metal, and includes a voltage controlled oscillator 10, a mixer 23, a mixer 24, a power amplifier (PA) 25, and a low noise amplifier (LNA) 26. Shield. Further, the potential of the housing for the high frequency band module 21 is set to GND1. The phase detector 11, the adder 12, the power source 36, the amplifier 37, and the amplifier 38 are accommodated in a housing for the intermediate frequency band module 22. Here, the casing for the intermediate frequency band module 22 is made of metal, and shields the phase detector 11, the adder 12, the power source 36, the amplifier 37, and the amplifier 38. Further, the potential of the housing is set to the reference ground potential 13.
高周波数帯モジュール21用の筺体と、中間周波数帯モジュール22用の筺体とは、例えばそれぞれの筺体をネジ止めすることによって接続されている。もしくはそれぞれの筺体の間がコネクタにより接続されてもよい。従って、筺体間には抵抗14が発生する。すなわち、筺体の接続抵抗が、抵抗14となる。   The housing for the high frequency band module 21 and the housing for the intermediate frequency band module 22 are connected, for example, by screwing each housing. Alternatively, each housing may be connected by a connector. Therefore, a resistor 14 is generated between the housings. That is, the connection resistance of the housing is the resistance 14.
電圧制御発振器10は、加算器12から入力される入力電圧の変化に応じて変化する周波数信号を混合器23及び混合器24へ出力する。混合器23は、電圧制御発振器10から入力される周波数信号を用いて、中間周波数帯モジュール22の増幅器37から入力される中間周波数信号を、高周波信号へ変換する。PA25は、混合器23によって生成された高周波信号の電力を増幅し、外部装置へ出力する。PA25は、外部装置へ出力する信号がない場合は、OFF状態に設定され、外部装置へ出力する信号がある場合は、ON状態に設定される。LNA26には、外部装置から高周波信号が入力される。混合器24は、LNA26から出力された高周波信号を、中間周波数信号へ変換する。混合器24は、中間周波数信号を中間周波数帯モジュール22の増幅器38へ出力する。   The voltage controlled oscillator 10 outputs a frequency signal that changes in accordance with a change in the input voltage input from the adder 12 to the mixer 23 and the mixer 24. The mixer 23 converts the intermediate frequency signal input from the amplifier 37 of the intermediate frequency band module 22 into a high frequency signal using the frequency signal input from the voltage controlled oscillator 10. The PA 25 amplifies the power of the high frequency signal generated by the mixer 23 and outputs it to an external device. The PA 25 is set to the OFF state when there is no signal to be output to the external device, and is set to the ON state when there is a signal to be output to the external device. A high frequency signal is input to the LNA 26 from an external device. The mixer 24 converts the high frequency signal output from the LNA 26 into an intermediate frequency signal. The mixer 24 outputs the intermediate frequency signal to the amplifier 38 of the intermediate frequency band module 22.
PLL IC27は、電圧制御発振器10から出力される出力周波数信号を取得する。PLL IC27は、取得した出力周波数信号の位相と、基準周波数信号の位相とを比較する。PLL IC27は、比較結果に応じた出力電圧を出力する。つまり、PLL IC27は、出力周波数信号の位相と、基準周波数信号の位相とが同一となるように、出力電圧を制御する。もしくは、PLL IC27は、出力周波数と、基準周波数とが同一となるように出力電圧を制御する。このように、PLL IC27は、出力周波数信号の位相と基準周波数信号の位相とを比較する位相比較器の機能と、出力電圧を変化させるチャージポンプ等の機能とを有する回路を備えている。さらに、PLL IC27は、電圧制御発振器10から出力される出力周波数信号を分周させる分周器の機能を有する回路を備えてもよい。この場合、位相比較器は、分周された周波数信号の位相と基準周波数信号の位相、もしくは分周された周波数と基準周波数とを比較する。このように分周器としての機能を有し、分周器の分周比率を変化させることで、電圧制御発振器10から出力される周波数信号の周波数を変化させることができる。PLL IC27は、ループフィルタ28へ電圧を出力する。ループフィルタ28は、出力された電圧を整流し、加算器12へ出力する。   The PLL IC 27 acquires the output frequency signal output from the voltage controlled oscillator 10. The PLL IC 27 compares the phase of the acquired output frequency signal with the phase of the reference frequency signal. The PLL IC 27 outputs an output voltage corresponding to the comparison result. That is, the PLL IC 27 controls the output voltage so that the phase of the output frequency signal is the same as the phase of the reference frequency signal. Alternatively, the PLL IC 27 controls the output voltage so that the output frequency and the reference frequency are the same. Thus, the PLL IC 27 includes a circuit having a function of a phase comparator that compares the phase of the output frequency signal and the phase of the reference frequency signal, and a function of a charge pump or the like that changes the output voltage. Further, the PLL IC 27 may include a circuit having a function of a frequency divider that divides the output frequency signal output from the voltage controlled oscillator 10. In this case, the phase comparator compares the phase of the divided frequency signal with the phase of the reference frequency signal, or compares the divided frequency with the reference frequency. Thus, it has a function as a frequency divider, and the frequency of the frequency signal output from the voltage controlled oscillator 10 can be changed by changing the frequency dividing ratio of the frequency divider. The PLL IC 27 outputs a voltage to the loop filter 28. The loop filter 28 rectifies the output voltage and outputs it to the adder 12.
続いて、加算器12における回路の構成例について説明する。抵抗29と抵抗30とは並列に接続され、抵抗29と抵抗30との節点が、抵抗31に接続されている。さらに、抵抗31と、抵抗32と、抵抗33とは直列に接続されている。また、抵抗29乃至33は、全て同じ抵抗値Raを有する。ここで、オペアンプ34のマイナス端子は、抵抗29、30及び31の節点と接続されている。オペアンプ34のプラス端子は、GNDに接地されている。オペアンプ34の出力端子は、抵抗31及び32の節点と接続されている。オペアンプ35のマイナス端子は、抵抗32及び33の節点と接続されている。オペアンプ35のプラス端子は、GNDに接地されている。オペアンプ35の出力端子は、抵抗33及び電圧制御発振器10と接続されている。   Next, a configuration example of the circuit in the adder 12 will be described. The resistor 29 and the resistor 30 are connected in parallel, and a node between the resistor 29 and the resistor 30 is connected to the resistor 31. Further, the resistor 31, the resistor 32, and the resistor 33 are connected in series. Further, the resistors 29 to 33 all have the same resistance value Ra. Here, the negative terminal of the operational amplifier 34 is connected to the nodes of the resistors 29, 30 and 31. The positive terminal of the operational amplifier 34 is grounded to GND. The output terminal of the operational amplifier 34 is connected to the nodes of the resistors 31 and 32. The negative terminal of the operational amplifier 35 is connected to the nodes of the resistors 32 and 33. The positive terminal of the operational amplifier 35 is grounded to GND. The output terminal of the operational amplifier 35 is connected to the resistor 33 and the voltage controlled oscillator 10.
ループフィルタ28から出力される電圧Vtは、加算器12の抵抗30へ入力される。また、高周波数帯モジュール21の筺体は、加算器12の抵抗29の一端と接続される。すなわち、抵抗29の一端の電位は、GND1になる。オペアンプ34のマイナス端子は、仮想短絡によりプラス端子のGNDと同電位となる。そのため、抵抗29に流れる電流は、GND1/Raとなる。同様に、抵抗30に流れる電流は、Vt/Raとなる。オペアンプ34の入力インピーダンスは十分大きいため、抵抗29及び30に流れる電流は、全て抵抗31に流れるものとみなされる。そのため、オペアンプ34の出力OP34_outは、OP34_out=−Ra×{(GND1/Ra)+(Vt/Ra)}=−(GND1+Vt)となる。さらに、オペアンプ35のマイナス端子も仮想短絡によりプラス端子のGNDと同電位となるため、抵抗32に流れる電流は、−(GND1+Vt)/Raとなる。オペアンプ35の入力インピーダンスは十分大きいため、抵抗32に流れる電流は、全て抵抗33に流れるものとみなされる。そのため、オペアンプ35の出力OP35_outは、OP35_out=−Ra×{−(GND1+Vt)/Ra}=GND1+Vtとなる。つまり、加算器12は、ループフィルタ28の出力Vtと、高周波数帯モジュール21のGND1とを加算した結果を出力している。   The voltage Vt output from the loop filter 28 is input to the resistor 30 of the adder 12. The casing of the high frequency band module 21 is connected to one end of the resistor 29 of the adder 12. That is, the potential at one end of the resistor 29 is GND1. The negative terminal of the operational amplifier 34 has the same potential as the positive terminal GND due to a virtual short circuit. Therefore, the current flowing through the resistor 29 is GND1 / Ra. Similarly, the current flowing through the resistor 30 is Vt / Ra. Since the input impedance of the operational amplifier 34 is sufficiently large, all the currents flowing through the resistors 29 and 30 are considered to flow through the resistor 31. Therefore, the output OP34_out of the operational amplifier 34 is OP34_out = −Ra × {(GND1 / Ra) + (Vt / Ra)} = − (GND1 + Vt). Furthermore, since the negative terminal of the operational amplifier 35 also has the same potential as the positive terminal GND due to a virtual short circuit, the current flowing through the resistor 32 is − (GND1 + Vt) / Ra. Since the input impedance of the operational amplifier 35 is sufficiently large, all the current flowing through the resistor 32 is considered to flow through the resistor 33. Therefore, the output OP35_out of the operational amplifier 35 is OP35_out = −Ra × {− (GND1 + Vt) / Ra} = GND1 + Vt. That is, the adder 12 outputs the result of adding the output Vt of the loop filter 28 and GND1 of the high frequency band module 21.
ここで、OP35_outは、電圧制御発振器10の電圧端子に印加される電圧である。高周波数帯モジュール21の接地電位は、GND1である。そのため、電圧制御発振器10における周波数制御電圧Vt(VCO)は、Vt(VCO)=OP35_out−GND1となる。OP35_out=GND1+Vtであるため、Vt(VCO)=Vtとなる。これより、PA25や、LNA26の電源がONからOFFもしくはOFFからONに切り替えられ、無線通信装置内の電流、つまり、抵抗14に流れる電流値が変化しても、周波数制御電圧Vt(VCO)が一定に保たれるように動作する。図3を用いて、PA25の電源がONからOFFに切り替えられた場合の、GND1、OP35_out、Vt(VCO)の変化の様子を説明する。   Here, OP35_out is a voltage applied to the voltage terminal of the voltage controlled oscillator 10. The ground potential of the high frequency band module 21 is GND1. Therefore, the frequency control voltage Vt (VCO) in the voltage controlled oscillator 10 is Vt (VCO) = OP35_out−GND1. Since OP35_out = GND1 + Vt, Vt (VCO) = Vt. As a result, even if the power of the PA 25 or the LNA 26 is switched from ON to OFF or from OFF to ON, the frequency control voltage Vt (VCO) is maintained even if the current in the wireless communication device, that is, the value of the current flowing through the resistor 14 changes. Operates to remain constant. A state of changes in GND1, OP35_out, and Vt (VCO) when the power supply of the PA 25 is switched from ON to OFF will be described with reference to FIG.
PA25は、時間t_1にONからOFFに切り替えられる。PA25がON状態の場合、基準接地電位13に流れる電流は、2iであり、PA25がOFF状態の場合、基準接地電位13に流れる電流は、iとなる。そのため、GND1は、中間周波数帯モジュール22の基準接地電位13に対して、PA25がON状態の場合、2i×Rだけ高くなり、PA25がOFF状態の場合、i×Rだけ高くなる。OP35_outは、t_1においてGND1が減少した分だけ、PA25がOFF状態の場合に出力電圧が減少する。ループフィルタ28から出力される出力電圧Vtと、周波数制御電圧Vt(VCO)は、Vt(VCO)=Vtの関係にあるため、同じ値を有する。また、Vtは、電圧制御発振器10から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差に対して出力される電圧であるため、PA25のON状態とOFF状態との切り替えにより、変化しない。そのため、Vt及びVt(VCO)は、時間t_1を境に値は変化せず、一定値を保っている。   PA25 is switched from ON to OFF at time t_1. When PA25 is in the ON state, the current flowing through the reference ground potential 13 is 2i. When PA25 is in the OFF state, the current flowing through the reference ground potential 13 is i. Therefore, GND1 is increased by 2i × R with respect to the reference ground potential 13 of the intermediate frequency band module 22 when PA25 is in the ON state, and is increased by i × R when PA25 is in the OFF state. In OP35_out, the output voltage decreases when PA25 is in the OFF state by the amount GND1 decreases at t_1. The output voltage Vt output from the loop filter 28 and the frequency control voltage Vt (VCO) have the same value because of the relationship Vt (VCO) = Vt. Further, Vt is a voltage output with respect to the phase difference between the output frequency output from the voltage controlled oscillator 10 and the reference frequency, and therefore does not change by switching the PA 25 between the ON state and the OFF state. Therefore, the values of Vt and Vt (VCO) do not change at the time t_1, and are kept constant.
以上説明したように、電圧制御発振器10と、位相検出器11及び加算器12とが異なるモジュールとして構成される装置において、高周波数帯モジュール21と中間周波数帯モジュール22との接地電位の電位差が変動する場合、高周波数帯モジュール21の接地電位GND1と、出力電圧Vtとを加算した電圧を用いて、電圧制御発振器10の周波数制御を行うことにより、接地電位の電位差による周波数変動を抑えることができる。   As described above, in the apparatus in which the voltage controlled oscillator 10 and the phase detector 11 and the adder 12 are configured as different modules, the potential difference of the ground potential between the high frequency band module 21 and the intermediate frequency band module 22 varies. In this case, by controlling the frequency of the voltage controlled oscillator 10 using the voltage obtained by adding the ground potential GND1 of the high frequency band module 21 and the output voltage Vt, it is possible to suppress the frequency fluctuation due to the potential difference of the ground potential. .
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention.
10 電圧制御発振器
11 位相検出器
12 加算器
13 基準接地電位
14 抵抗
21 高周波数帯モジュール
22 中間周波数帯モジュール
23、24 混合器
25 PA
26 LNA
27 PLL IC
28 ループフィルタ
29〜33 抵抗
34、35 オペアンプ
36 電源
37、38 増幅器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Voltage control oscillator 11 Phase detector 12 Adder 13 Reference ground potential 14 Resistance 21 High frequency band module 22 Intermediate frequency band module 23, 24 Mixer 25 PA
26 LNA
27 PLL IC
28 Loop filter 29-33 Resistor 34, 35 Operational amplifier 36 Power supply 37, 38 Amplifier

Claims (5)

  1. 入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器と、
    前記電圧制御発振器から出力される出力周波数と基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力電圧を変化させる位相検出器と、
    前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差を、前記出力電圧に加算して前記電圧制御発振器へ出力する加算器と、を備える周波数制御回路。
    A voltage controlled oscillator that changes the output frequency according to the input voltage; and
    A phase detector for detecting a phase difference between an output frequency output from the voltage controlled oscillator and a reference frequency, and changing an output voltage according to the phase difference;
    An adder that adds a potential difference generated by a resistance generated between a ground potential in the voltage-controlled oscillator and a reference ground potential in the phase detector to the output voltage and outputs the difference to the voltage-controlled oscillator. circuit.
  2. 前記加算器は、
    前記電圧制御発振器における接地電位と前記位相検出器における基準接地電位との間に発生する抵抗によって生じる電位差と、前記出力電圧とを、一方の入力端子に入力する演算増幅器を有する、請求項1記載の周波数制御回路。
    The adder is
    The operational amplifier which inputs the potential difference produced by the resistance which generate | occur | produces between the ground potential in the said voltage control oscillator and the reference | standard ground potential in the said phase detector, and the said output voltage to one input terminal. Frequency control circuit.
  3. 入力される中間周波数帯の周波数を用いた信号に、前記電圧制御発振器から出力される出力周波数をかけ合わせることにより、高周波信号を生成する混合器をさらに備える、請求項1又は2記載の周波数制御回路。   The frequency control according to claim 1, further comprising a mixer that generates a high-frequency signal by multiplying an input signal using a frequency in an intermediate frequency band by an output frequency output from the voltage-controlled oscillator. circuit.
  4. 前記電圧制御発振器における接地電位は、前記位相検出器とは異なるモジュールにおける接地電位であり、前記抵抗は、前記電圧制御発振器における接地電位と、前記位相検出器における基準接地電位とを接続することにより発生する、請求項1乃至3のいずれか1項に記載の周波数制御回路。   The ground potential in the voltage controlled oscillator is a ground potential in a module different from the phase detector, and the resistor connects the ground potential in the voltage controlled oscillator and the reference ground potential in the phase detector. The frequency control circuit according to claim 1, wherein the frequency control circuit is generated.
  5. 入力電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御発振器から出力される出力周波数と、基準周波数との位相差を検出し、当該位相差に応じて出力する出力電圧を変化させるステップと、
    前記出力電圧と、前記電圧制御発振器における接地電位と当該接地電位に抵抗を介して接続される基準接地電位との間の電位差とを加算するステップと、
    前記加算された電圧を前記電圧制御発振器へ出力するステップと、を備える出力周波数制御方法。
    Detecting the phase difference between the output frequency output from the voltage controlled oscillator that changes the output frequency according to the input voltage and the reference frequency, and changing the output voltage to be output according to the phase difference;
    Adding the output voltage and a potential difference between a ground potential in the voltage controlled oscillator and a reference ground potential connected to the ground potential via a resistor;
    Outputting the added voltage to the voltage controlled oscillator.
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