JP2011234027A - 受信装置、受信装置の同期方法、受信装置の同期プログラム、受信装置の同期回路 - Google Patents

Abstract

【課題】長遅延波混在信号を受信し、同期処理を行える受信技術を提供する。
【解決手段】少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む信号を第１送信信号とし、遅延した前記第１送信信号を第２送信信号とし、前記第１送信信号と複数の前記第２送信信号とが合成された第３送信信号を受信する受信部と、受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位に分割するかまたは受信信号列を無線フレーム単位に分割する無線フレーム追従部４１０と、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させるキャリア追従部４３０とを備え、少なくとも無線フレーム追従部４１０とキャリア追従部４３０とは、最大キャリア周波数誤差と最大ドップラー周波数とが当該受信装置におけるサンプリング周波数の半分以下という条件下で機能が保障され、前記条件以外においては機能が保障されない。
【選択図】図５

Description

本発明は、ＯＦＤＭシンボルを含む無線信号を受信する受信装置、その同期方法、プログラム、および回路に関する。

ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）および、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）にしたがって通信がなされる場合、その受信装置は、少なくとも同期装置を備えている。

上述の同期装置は、補足装置と追従装置とで構成されている。

補足装置は、無線フレーム分割誤差とキャリア周波数誤差とクロック位相誤差とを、概ね小さくすることを目的としている。

ここで、無線フレーム分割誤差とは、受信信号列を無線フレーム単位に分割する際の誤差を示し、キャリア周波数誤差とは、送信装置におけるキャリア周波数と受信装置におけるキャリア周波数との間の誤差を示し、クロック位相誤差とは、受信信号のサンプリング位置の誤差を示す。

補足装置は、無線フレーム再生部とキャリア再生部とクロック再生部とで構成されている。

ここで、無線フレーム再生部は、無線フレーム分割誤差を概ね小さくすることを目的としている。キャリア再生部は、キャリア周波数誤差を概ね小さくすることを目的としている。クロック再生部は、クロック位相誤差を概ね小さくすることを目的としている。

追従装置は、無線フレーム分割誤差とキャリア周波数誤差とクロック位相誤差とを小さく維持することを目的としている。また、一般にこれらの誤差は補足装置で小さくされた誤差よりも小さくすることが可能である。

追従装置は、無線フレーム追従部とキャリア追従部とクロック追従部とで構成されている。

ここで無線フレーム追従部は、無線フレーム分割誤差を小さく維持することと、無線フレーム再生部で小さくされた無線フレーム分割誤差よりも無線フレーム分割誤差を小さくすることとを目的としている。キャリア追従部は、キャリア周波数誤差を小さく維持することと、キャリア再生部で小さくされたキャリア周波数誤差よりもキャリア周波数誤差を小さくすることとを目的としている。クロック追従部は、クロック位相誤差を小さく維持することと、クロック再生部で小さくされたクロック位相誤差よりもクロック位相誤差を小さくすることとを目的としている。

下記の非特許文献１と非特許文献２には、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）で規格化されている通信方式における無線フレーム再生とキャリア再生とに関する手法が記載されている。

図１は、非特許文献１と非特許文献２で用いている無線フレームのフォーマットを示す図である。非特許文献１と非特許文献２とでは、図１に示すような無線フレームを単位として通信がなされている。

この無線フレームは、２つのサブ無線フレームで構成されている。サブ無線フレームは複数のＯＦＤＭシンボルで構成されている。また、サブ無線フレームを構成しているＯＦＤＭシンボルの１つには同期チャネルが配置され、別のＯＦＤＭシンボルの１つには識別チャネルが配置される。同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルと識別チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルが、それぞれ無線フレーム中のどこにあるのかについては、送信装置と受信装置の間で既知であるものとしている。

同期チャネルは、同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルを探索するため、セルＩＤを特定するため、およびキャリア周波数誤差を小さくするため、に用いられるものである。同期チャネルは、送信装置と受信装置とが共に既知のチャネルである。また、前述の定義にしたがって、同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルが特定されれば、受信信号列をサブ無線フレーム単位に分割することができる。

識別チャネルは、識別チャネル１と識別チャネル２との２種類から構成されている。識別チャネル１は一方のサブ無線フレームに配置され、識別チャネル２は別のサブ無線フレームに配置される。したがって、識別チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルを特定することができれば、無線フレーム再生が達成される。

図２は、非特許文献１と非特許文献２の受信装置が備える補足装置（１００）の機能ブロック図である。

図２によれば、補足装置（１００）は、アンテナ（１１０）と受信部（１２０）とサブ無線フレーム再生部（１３０）とキャリア再生部（１４０）と無線フレーム再生部（１５０）とを備えている。

受信部（１２０）は、アンテナ（１１０）を介して送信装置から送信された無線信号を受信し、その受信信号を、サブ無線フレーム再生部（１３０）に出力する。

サブ無線フレーム再生部（１３０）ははじめに、受信部（１２０）が出力した受信信号を受け取る。

次に、受信信号がサブ無線フレーム区間分だけ入力されるたびに、その入力された受信信号に含まれるＯＦＤＭシンボル長分の受信信号列と同期チャネルレプリカ信号列との相関を算出する。

ここで、同期チャネルレプリカ信号列とは同期チャネルのみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この同期チャネルは、セクタＩＤにより異なるため、サブ無線フレーム再生部（１３０）はセクタＩＤの数分の同期チャネルレプリカ信号列を備えている。

次に、これらの相関の内、最も大きな相関を示すときの受信信号列を、同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルと特定する。
次に、この同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、受信信号列をサブ無線フレーム単位に分割する。同時に、これらの相関の内、最も大きな相関を示すときの同期チャネルレプリカ信号列のセクタＩＤを、在圏セクタのセクタＩＤと特定する。相関Ｃ_ｉ（ｔ）は下記の式（１−１）と式（１−２）とに示すとおりに算出される。

ただし、
Ｒ_ｉ（ｎ）：同期チャネルレプリカ信号列
ｔ：サブ無線フレーム中の位置
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
Ｓ（ｔ）：受信信号列
ｉ：セクタＩＤ

最後に、分割されたサブ無線フレームをキャリア再生部（１４０）と無線フレーム再生部（１５０）とに対して出力する。

キャリア再生部（１４０）は、はじめに、サブ無線フレーム再生部（１３０）が出力したサブ無線フレームを受け取る。

次に、サブ無線フレームが入力されるたびに、同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルと特定されたセクタＩＤの同期チャネルレプリカ信号列とに基づいて、周波数感度Ｅを算出する。周波数感度Ｅは、下記の式（２−１）と式（２−２）とに示すとおりに算出される。

ただし、
Ｒ（ｎ）：特定されたセクタＩＤの同期チャネルレプリカ信号列
Ｓ（ｎ）：同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボル
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長

ここで、キャリア再生部（１４０）は、上述で示されている同期チャネルレプリカ信号列を備えているものとしている。
最後に、算出された周波数感度を補足装置（１００）外に対して出力する。
無線フレーム再生部（１５０）ははじめに、サブ無線フレーム再生部（１３０）が出力したサブ無線フレームを受け取る。

次に、サブ無線フレームが入力されるたびに、識別チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルと特定されたセクタＩＤの識別チャネルレプリカ信号列との相関を算出する。

ここで、識別チャネルレプリカ信号とは識別チャネルのみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この識別チャネルはサブ無線フレームの種類とセクタＩＤとセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム再生部（１５０）はサブ無線フレームの種類の数とセクタＩＤの数とセルＩＤの数とを乗じた数分の識別チャネルレプリカ信号を備えている。

次に、これらの相関の内、最も大きな相関を示すときの識別チャネルレプリカ信号列のサブ無線フレームの種類に基づいて、受信信号列を無線フレーム単位に分割する。同時に、この識別チャネルレプリカ信号のセルＩＤを在圏セルのセルＩＤと特定する。相関Ｃ_ｉ，ｊは、下記の式（３−１）と式（３−２）とに示すとおりに算出される。

ただし、
Ｈ（ｆ）：識別チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルに漸近している同期チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボルを漸近ＯＦＤＭシンボルとし、漸近ＯＦＤＭシンボルと特定されたセクタＩＤの同期チャネルレプリカ信号列とに基づいて算出された伝播路特性の逆特性
Ｓ（ｆ）：識別チャネルが配置されるＯＦＤＭシンボル
Ｒ_ｉ，ｊ（ｆ）：識別チャネルレプリカ信号列
ｊ：サブ無線フレームの種類
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
ｉ：セルＩＤ

最後に分割された無線フレームを補足装置（１００）外に対して出力する。

下記非特許文献３では、送信装置が参照信号のみが配置されるＯＦＤＭシンボルを送信し、受信装置が参照信号のみが配置されるＯＦＤＭシンボルを受信することによって、受信信号をＯＦＤＭシンボル単位に分割する手法が開示されている。

下記非特許文献４では、受信装置における受信信号として、直接波と遅延波とが混在する場合の一例について開示されている。

非特許文献４によれば、基地局装置から送信された送信信号は中継局装置で中継される。したがって、移動局装置に対しては、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とが送信され、移動局装置は基地局装置から送信された信号と中継局装置から送信された送信信号とを受信する。

下記非特許文献５では、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とが伝搬路上で合成された合成信号を受信し、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とを分離し、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号の両方を用いて復調をおこなうことによって、復調精度を高くすることが可能な移動局装置の一例について提案されている。

図３は、基地局装置（２００ａ）の一構成例を示す図であり、図４は移動局装置（３００ａ）の一構成例を示す図である。
はじめに、基地局装置（２００ａ）について説明する。

図３に示すとおり、基地局装置（２００ａ）は、符号化部（２１０ａ）とインターリーブ部（２２０ａ）と変調部（２３０ａ）とアンテナ（２４０ａ）とを備えている。また、基地局装置（２００ａ）に対しては外部から第１のデータ信号（２００ａ−１）が入力されているものとしている。

基地局装置（２００ａ）に入力された第１のデータ信号（２００ａ−１）は、はじめに、符号化部（２１０ａ）に入力される。符号化部（２１０ａ）では第１のデータ信号（２００ａ−１）に対して、畳み込み又はターボ符号等が適用され、第２のデータ信号（２１０ａ−１）が生成される。

インターリーブ部（２２０ａ）では、第２のデータ信号（２１０ａ−１）に対してインターリーブが適用され、第３のデータ信号（２２０ａ−１）が生成される。

変調部（２３０ａ）では、はじめに、第３のデータ信号（２２０ａ−１）に対してＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）とＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と６４ＱＡＭとの内のいずれかの変調方式が適用され、変調シンボルが生成される。

次に、変調シンボルと参照信号とに基づいて、ＯＦＤＭシンボルが生成される。また、このＯＦＤＭシンボルが無線周波数帯域に周波数変換されたものを第４のデータ信号（２３０ａ−１）とする。

次に、第４のデータ信号（２３０ａ−１）がアンテナ（２４０ａ）を介して移動局装置（３００ａ）に対して送信される。

次に、移動局装置（３００ａ）について説明する。
図４に示すとおり、移動局装置（３００ａ）はアンテナ（３０５ａ）と周波数変換部（３１０ａ）とディジタル信号処理装置（３６０ａ）とを備えている。また、ディジタル信号処理装置（３６０ａ）では、アンテナ（３０５ａ）側から、第１の加算部（３１５ａ）と信号検出部（３２０ａ）とＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）検出部（３２５ａ）とデインターリーブ部（３３０ａ）と復号部（３３５ａ）と第２の加算部（３４０ａ）とインターリーブ部（３４５ａ）と干渉レプリカ生成部（３５０ａ）とを備え、さらに、チャネル推定部（３５５ａ）を備えている。また、移動局装置（３００ａ）に対しては第１のデータ信号（３０５ａ−１）がアンテナ（３０５ａ）を介して入力されている。

周波数変換部（３１０ａ）では、第１のデータ信号（３０５ａ−１）に対して、無線周波数帯域からベースバンド帯域への周波数変換が適用され、第２のデータ信号（３１０ａ−１）が生成される。

第１の加算部（３１５ａ）では、第２のデータ信号（３１０ａ−１）から後述する第１０のデータ信号（３５０ａ−１）を減じて、第２のデータ信号（３１０ａ−１）からシンボル間干渉などの干渉成分を除去した第３のデータ信号（３１５ａ−１）が生成される。

信号検出部（３２０ａ）では、チャネル推定部（３５５ａ）で推定されたチャネル特性である、第１１のデータ信号（３５５ａ−１）に基づいて、第３のデータ信号（３１５ａ−１）に対して等化処理が適用され、第４のデータ信号（３２０ａ−１）が生成される。

信号検出部（３２０ａ）は、フーリエ変換部とＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）部とを備えている（図示せず）。また、信号検出部（３２０ａ）に入力された第３のデータ信号（３１５ａ−１）ははじめに、フーリエ変換部に入力され、信号検出部（３２０ａ）に入力された第１１のデータ信号（３５５ａ−１）はＭＭＳＥ部に入力される。

フーリエ変換部では、はじめに、第３のデータ信号（３１５ａ−１）に対してＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換が適用され、変調シンボルおよび参照信号が取得される。次に、この取得された変調シンボルがＭＭＳＥ部に出力される。

ＭＭＳＥ部では、第１１のデータ信号（３５５ａ−１）に基づいて、変調シンボルのひずみが抑圧され、第４のデータ信号（３２０ａ−１）が生成される。

ＭＡＰ（Ｍａｉｍｕｍ ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）検出部（３２５ａ）では、第４のデータ信号（３２０ａ−１）と、基地局装置（２００ａ）が備える変調部（２３０ａ）で適用された変調方式と、に基づいて、対数尤度比表現された第５のデータ信号（３２５ａ−１）が生成される。

デインターリーブ部（３３０ａ）では、第５のデータ信号（３２５ａ−１）に対して、基地局装置（２００ａ）が備えるインターリーブ部（２２０ａ）で適用されたインターリーブに応じたデインターリーブが適用され、第６のデータ信号（３３０ａ−１）が生成される。

復号部（３３５ａ）では、第６のデータ信号（３３０ａ−１）に対して、基地局装置（２００ａ）が備える符号化部（２１０ａ）で適用された畳み込み符号もしくはターボ符号などに応じた畳み込み又はターボ復号などが適用され、第７のデータ信号（３３５ａ−１）が生成される。

第２の加算部（３４０ａ）では、第７のデータ信号（３３５ａ−１）から第６のデータ信号（３３０ａ−１）を減じ、事前情報である第８のデータ信号（３４０ａ−１）が生成される。

インターリーブ部（３４５ａ）では、第８のデータ信号（３４０ａ−１）に対して基地局装置（２００ａ）が備えるインターリーブ部（２２０ａ）で適用されたインターリーブと同一のインターリーブが適用され、第９のデータ信号（３４５ａ−１）が生成される。

干渉レプリカ生成部（３５０ａ）では、はじめに、第９のデータ信号（３４５ａ−１）と、基地局装置（２００ａ）が備える変調部（２３０ａ）で適用された変調方式と、に基づいて、変調シンボルのレプリカが生成される。次に、変調シンボルのレプリカと参照信号とに基づいて、ＯＦＤＭシンボルのレプリカが生成される。このＯＦＤＭシンボルのレプリカに対して、チャネル推定部（３５５ａ）で推定されたチャネル特性である、第１２のデータ信号（３５５ａ−１）に基づいて、第２のデータ信号（３１０ａ−１）のレプリカである第１０のデータ信号（３５０ａ−１）が生成される。

チャネル推定部（３５５ａ）では、参照信号などに基づいて、チャネル特性が推定される。

"ＯＦＤＭ無線アクセスにおける同期チャネルを用いる周波数誤差補正の実験結果"、田岡 秀和、伊藤 文彰、高草木恵二、佐和橋 衛、信学技報 ＲＣＳ２００８−２６ "ＯＦＤＭ無線アクセスを用いるＥｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡにおける同期チャネル系列の評価"、永田 聡、岸山 祥久、丹野 元博、樋口 健一、佐和橋 衛、信学技報 ＲＣＳ２００７−４９ "Ｒｅｍａｉｎｉｎｇ Ｉｓｓｕｅｓ ｏｎ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｕｐｐｏｒｔ"、Ｒ１−０９３２３２、ＲＡＮ１＃５８ "Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｉｏｎ Ａｓｓｉｓｔｅｄ ｂｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ ｂｅｔｗｅｅｎ Ｈｏｍｅ ｅＮｏｄｅＢ ａｎｄ ｍａｃｒｏ ｅＮｏｄｅＢ ｆｏｒ ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄ"、Ｒ１−０９４７７８、ＲＡＮ１＃５９ "ＤＳ−ＣＤＭＡ信号伝送における周波数領域適応ＩＣＩキャンセラ"、ＲＣＳ２００５−７８

上記非特許文献１と非特許文献２とで、補足装置の一例に関する説明がなされている。しかし、補足装置は、無線フレーム分割誤差とキャリア周波数誤差とクロック位相誤差とを、概ね小さくすることを目的としているため、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）等の復調では、非特許文献１と非特許文献２とで開示されている手法のみでは復調が難しい。

上記非特許文献３では参照信号を用いた同期について開示されているが、具体的な手法については開示されていない。

上記非特許文献４では、移動局装置は基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とを受信する。この場合、基地局装置から送信された送信信号よりも中継局装置から送信された送信信号の方が遅延する場合が想定される。また、基地局装置から送信された送信信号を移動局装置が受信した際の受信電力と、中継局装置から送信された送信信号を移動局装置が受信した際の受信電力と、が近い場合も想定される。

したがって、例えば基地局装置から送信された送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがおこなわれた場合、中継局装置から送信された送信信号が干渉波となって同期精度が劣化することが想定される。

上記非特許文献５では移動局装置の一例について開示されている。
非特許文献５では、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とが伝搬路上で合成された合成信号を受信し、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とを分離し、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号の両方を用いた復調をおこなうことによって、復調精度を改善する手法について提案されている。

この場合、基地局装置から送信される送信信号の受信電力が、中継局装置から送信される送信信号の受信電力より十分小さい場合を除いて、基地局装置から送信される送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがおこなわれることが望ましいと考えられる。

本発明は上記に示す課題を解決するためになされたものであり、高精度な同期処理を実行できる受信技術を提供する。

上記課題は本発明の以下の手段によって解決することができる。尚、この欄において、（ ）内の式の記載は、請求項と実施例との対応関係を明確にするための例示的な記載であり、発明が限定的に解釈されるために用いられるものではない。

（１） 本発明の一態様による受信装置は、少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する無線フレーム追従部と、前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させるキャリア追従部と、を備え、少なくとも前記無線フレーム追従部と前記キャリア追従部とは、最大キャリア周波数誤差と最大ドップラー周波数とが当該受信装置におけるサンプリング周波数の半分以下という条件下で機能し、前記条件以外においては機能しないことを特徴とする。

（２） また、本発明の一態様による受信装置における前記無線フレーム追従部は、前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号（式（８−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆｆｔ））とし、前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号（式（８−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（式（８−１）における積算対象）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（式（８−１）におけるｇ（ｔ））とし、前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果（式（８−２）における平均結果）とし、前記第２平均結果の絶対値を第２相関値（式（８−２）におけるＧ（ｔ））とし、前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号（式（８−３）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第４受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第５受信信号（式（８−３）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号（式（８−３）におけるＲ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第５受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第５リファレンスレプリカ信号（式（８−３）におけるＲ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果（式（８−３）における積算対象の左項）とし、前記第５受信信号に前記第５リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第５乗算結果（式（８−３）における積算対象の右項）とし、前記第４乗算結果に前記第５乗算結果の共役を乗じた結果を第６乗算結果（式（８−３）における積算対象）とし、前記第６乗算結果を積算した結果を第６積算結果（式（８−３）におけるｃ０（ｔ））とし、前記第６積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第７乗算結果（式（８−４）におけるｃ１（ｔ））とし、前記第７乗算結果を平均した結果を第７平均結果（式（８−５）における平均結果）とし、前記第７平均結果の絶対値を第７相関値（式（８−５）におけるＣ（ｔ））とし、前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相関値とし、前記第８相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴とする。

（３） また、本発明の一態様による受信装置における前記無線フレーム追従部は、前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号（式（８−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆｆｔ））とし、前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号（式（８−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（式（８−１）における積算対象）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（式（８−１）におけるｇ（ｔ））とし、前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果（式（８−２）における平均結果）とし、前記第２平均結果の絶対値を第２相関値（式（８−２）におけるＧ（ｔ））とし、前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号（式（８−３）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第４受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第５受信信号（式（８−３）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号（式（８−３）におけるＲ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第５受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第５リファレンスレプリカ信号（式（８−３）におけるＲ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果（式（８−３）における積算対象の左項）とし、前記第５受信信号に前記第５リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第５乗算結果（式（８−３）における積算対象の右項）とし、前記第４乗算結果に前記第５乗算結果の共役を乗じた結果を第６乗算結果（式（８−３）における積算対象）とし、前記第６乗算結果を積算した結果を第６積算結果（式（８−３）におけるｃ０（ｔ））とし、前記第６積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第７乗算結果（式（８−４）におけるｃ１（ｔ））とし、前記第７乗算結果を平均した結果を第７平均結果（式（８−５）における平均結果）とし、前記第７平均結果の絶対値を第７相関値（式（８−５）におけるＣ（ｔ））とし、前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相関値とし、前記第８相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、前記第１閾値を超える第７相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴としても良い。

（４） また、本発明の一態様による受信装置における前記無線フレーム追従部は、前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号（式（８−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆｆｔ））とし、前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号（式（８−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（式（８−１）の積算対象）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（式（８−１）におけるｇ（ｔ））とし、前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果（式（８−２）における平均結果）とし、前記第２平均結果の絶対値を第２相関値（式（８−２）におけるＧ（ｔ））とし、前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号（式（８−３）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第４受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第５受信信号（式（８−３）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号（式（８−３）におけるＲ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第５受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第５リファレンスレプリカ信号（式（８−３）におけるＲ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果（式（８−３）における積算対象の左項）とし、前記第５受信信号に前記第５リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第５乗算結果（式（８−３）における積算対象の右項）とし、前記第４乗算結果に前記第５乗算結果の共役を乗じた結果を第６乗算結果（式（８−３）における積算対象）とし、前記第６乗算結果を積算した結果を第６積算結果（式（８−３）におけるｃ０（ｔ））とし、前記第６積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第７乗算結果（式（８−４）におけるｃ１（ｔ））とし、前記第７乗算結果を平均した結果を第７平均結果（式（８−５）の平均結果）とし、前記第７平均結果の絶対値を第７相関値（式（８−５）におけるＣ（ｔ））とし、前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相関値とし、前記第８相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、前記第１閾値を超える第７相関値の内、最も前の時刻の相関値付近の前記第７相関値を第８相関値とし、前記第８相関値の内、最も大きいものを第９相関値とし、前記第９相関値に所定値を乗じた結果を第９閾値とし、前記第９閾値を超える第８相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴としても良い。

（５） また、本発明の一態様による受信装置における前記キャリア追従部は、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを第２ＯＦＤＭシンボルとし、前記第２ＯＦＤＭシンボル中の受信信号を第２受信信号（例えば式（９−１）におけるＳｃ（ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第２受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第３受信信号（例えば式（９−１）におけるＳｃ（ｎ））とし、前記第２受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第２リファレンスレプリカ信号（例えば式（９−１）におけるＲ（ｎ＋Ｎｆ））とし、前記第３受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第３リファレンスレプリカ信号（例えば式（９−１）におけるＲ（ｎ）とし、前記第２受信信号に前記第２リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（例えば式（９−１）における積算対象の左項）とし、前記第３受信信号に前記第３リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第３乗算結果（例えば式（９−１）における積算対象の右項）とし、前記第２乗算結果に前記第３乗算結果の共役を乗じた結果を第４乗算結果（例えば式（９−１）における積算対象）とし、前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果（例えば式（９−１）におけるｃ）とし、前記第４積算結果の偏角を用いてキャリア補正周波数（例えば式（９−２）におけるｆｃ）を求め、前記キャリア補正周波数を用いて当該受信装置におけるキャリア周波数を補正することを特徴とする。

（６） 本発明の一態様による受信装置は、少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する無線フレーム追従部と、前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させるキャリア追従部と、を備えることを特徴としても良い。

（７） また、本発明の一態様による受信装置における前記無線フレーム追従部は、前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号（式（４−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆｆｔ））とし、前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号（式（４−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（式（４−１）における積算対象）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（式（４−１）におけるｇ（ｔ））とし、前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果（式（４−２）における平均結果）とし、前記第２平均結果の絶対値を第２相関値（式（４−２）におけるＧ（ｔ））とし、前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号（式（４−２）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号（式（４−２）におけるＲ（ｎ））とし、前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果（式（４−２）における積算対象）とし、前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果（式（４−２）におけるｃ０（ｔ））とし、前記第４積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第５乗算結果（式（４−４）におけるｃ１（ｔ））とし、前記第５乗算結果を平均した結果を第５平均結果（式（４−５）における平均結果）とし、前記第５平均結果の絶対値を第５相関値（式（４−５）におけるＣ（ｔ））とし、前記第５相関値の内、最も大きいものを第６相関値とし、前記第６相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴としても良い。

（８） また、本発明の一態様による受信装置における前記無線フレーム追従部は、前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号（式（４−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆｆｔ））とし、前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号（式（４−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（式（４−１）における積算対象）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（式（４−１）におけるｇ（ｔ））とし、前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果（式（４−２）における平均結果）とし、前記第２平均結果の絶対値を第２相関値（式（４−２）におけるＧ（ｔ））とし、前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号（式（４−２）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号（式（４−２）におけるＲ（ｎ））とし、前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果（式（４−２）における積算対象）とし、前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果（式（４−２）におけるｃ０（ｔ））とし、前記第４積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第５乗算結果（式（４−４）におけるｃ１（ｔ））とし、前記第５乗算結果を平均した結果を第５平均結果（式（４−５）における平均結果）とし、前記第５平均結果の絶対値を第５相関値（式（４−５）におけるＣ（ｔ））とし、前記第５相関値の内、最も大きいものを第６相関値とし、前記第６相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、前記第１閾値を超える第５相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴としても良い。

（９） また、本発明の一態様による受信装置における前記無線フレーム追従部は、前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号（式（４−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ＋Ｎｆｆｔ））とし、前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号（式（４−１）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果（式（４−１）における積算対象）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（式（４−１）におけるｇ（ｔ））とし、前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果（式（４−２）における平均結果）とし、前記第２平均結果の絶対値を第２相関値（式（４−２）におけるＧ（ｔ））とし、前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号（式（４−２）におけるＳ（ｔ＋ｎ））とし、前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号（式（４−２）におけるＲ（ｎ））とし、前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果（式（４−２）における積算対象）とし、前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果（式（４−２）におけるｃ０（ｔ））とし、前記第４積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第５乗算結果（式（４−４）におけるｃ１（ｔ））とし、前記第５乗算結果を平均した結果を第５平均結果（式（４−５）における平均結果）とし、前記第５平均結果の絶対値を第５相関値（式（４−５）におけるＣ（ｔ））とし、前記第５相関値の内、最も大きいものを第６相関値とし、前記第６相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、前記第１閾値を超える第５相関値の内、最も前の時刻の相関値付近の前記第５相関値を第７相関値とし、前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相間値とし、前記第８相関値に所定値を乗じた結果を第８閾値とし、前記第８閾値を超える第７相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴としても良い。

（１０）また、本発明の一態様による受信装置における前記キャリア追従部は、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを第１ＯＦＤＭシンボルとし、前記第１ＯＦＤＭシンボルを連続した２つの時間領域に等分に分離した前半を第２ＯＦＤＭシンボルとし、後半を第３ＯＦＤＭシンボルとし、前記第２ＯＦＤＭシンボル中の受信信号を第２受信信号（例えば式（６−１）におけるＳｃ（ｎ））とし、前記第３ＯＦＤＭシンボル中の受信信号を第３受信信号（例えば式（６−１）におけるＳｃ（ｎ））とし、前記第２受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第２リファレンスレプリカ信号（例えば式（６−１）におけるＲ（ｎ））とし、前記第３受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第３リファレンスレプリカ信号（例えば式（６−１）におけるＲ（ｎ））とし、前記第２受信信号に前記第２リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第１乗算結果（例えば式（６−１）における積算対象の左項）とし、前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果（例えば式（６−１）における積算結果の左項）とし、前記第３受信信号に前記第３リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第３乗算結果（例えば式（６−１）における積算対象の右項）とし、前記第３乗算結果を積算した結果を第３積算結果（例えば式（６−１）における積算結果の右項）とし、前記第２積算結果に前記第３積算結果の共役を乗じた結果を第４乗算結果（例えば式（６−１）におけるｃ）とし、前記第４乗算結果の偏角を用いてキャリア補正周波数（例えば式（６−２）におけるｆｃ）を求め、前記キャリア補正周波数を用いて当該受信装置におけるキャリア周波数を補正することを特徴としても良い。

（１１）また、本発明の一態様による受信装置における前記リファレンスレプリカ信号は、参照信号のみが配置されるＯＦＤＭシンボルであることを特徴とする。

（１２）前記特定されたＯＦＤＭシンボルより所定時間前のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定し、受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴としても良い。

（１３）本発明の一態様による受信装置における同期方法は、少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する第１ステップと、前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させる第２ステップと、を備え、少なくとも前記無線フレーム追従部と前記キャリア追従部とは、最大キャリア周波数誤差と最大ドップラー周波数とが当該受信装置におけるサンプリング周波数の半分以下という条件下で機能し、前記条件以外においては機能しないことを特徴とする。

（１４）本発明の一態様による受信装置における同期方法は、少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する第１ステップと、前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させる第２ステップと、を備えることを特徴しても良い。

（１５）受信装置の同期方法をコンピュータに実行させることを特徴とする受信装置の同期プログラム又は受信装置の同期方法を実行する同期回路を提供する。

本発明に係る受信装置によれば、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とが合成された合成信号を受信した場合においても、同期の追従と精度の改善とが可能である。

また、基地局装置から送信される送信信号と中継局装置から送信される送信信号とに基づいて、復調がおこなわれる場合であっても、基地局装置から送信される送信信号の受信電力が、中継局装置から送信される送信信号の受信電力より十分小さい場合を除いて、基地局装置から送信される送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがなされるため、復調精度が改善される。

非特許文献１と非特許文献２で用いている無線フレームのフォーマットを示す図である。 非特許文献１と非特許文献２の受信装置が備える補足装置（１００）の機能ブロック図である。 非特許文献５の受信装置が備える基地局装置（２００ａ）の機能ブロック図である。 非特許文献５の受信装置が備える移動局装置（３００ａ）の機能ブロック図である。 本発明の第１の実施形態と第３の実施形態と第５の実施形態と第７の実施形態と第９の実施形態とに係る受信装置が備える追従装置（４００）の機能ブロック図である。 本発明の第２の実施形態と第４の実施形態と第６の実施形態と第８の実施形態と第９の実施形態とに係る受信装置が備える追従装置（５００）の機能ブロック図である。 本発明の第５の実施形態と第６の実施形態と第９の実施形態とに係る無線フレーム追従方法に関する一例を示す図である。 本発明の第７の実施形態と第８の実施形態と第９の実施形態とに係る無線フレーム追従方法に関する一例を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。また、下記実施形態における送信装置は、例えば、非特許文献１と非特許文献２とに明記される図１に示すような無線フレームを単位として信号を送信しているものとする。

無線フレームには、同期チャネルと識別チャネル１と識別チャネル２と参照信号とが配置され、同期チャネルは１無線フレーム中の２ＯＦＤＭシンボルに対して配置され、識別チャネル１は１無線フレーム中の１ＯＦＤＭシンボルに対して配置され、識別チャネル２は１無線フレーム中の１ＯＦＤＭシンボルに対して配置され、参照信号は１ＯＦＤＭシンボル中に間引いて配置され、かつ、そのＯＦＤＭシンボルが１無線フレームに対して複数配置されるものとしている。

（第１の実施形態）
図５は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置が備える追従装置（４００）の機能ブロック図である。追従装置（４００）は、無線フレーム追従部（４１０）とキャリア補正部（４２０）とキャリア追従部（４３０）とを備える。

無線フレーム追従部（４１０）ははじめに、追従装置（４００）外から入力される無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを含む、ＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、補正ＯＦＤＭシンボルとし、この補正ＯＦＤＭシンボル区間分だけ受信信号が入力されるたびに、その受信信号が含まれるＯＦＤＭシンボル長の受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との間の相関を算出する。

ここで、リファレンスレプリカ信号列は、参照信号のみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この参照信号は、ＯＦＤＭシンボルの種類とセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム追従部（４１０）は、ＯＦＤＭシンボルの種類の数とセルＩＤの数とを乗じた数分のリファレンスレプリカ信号列を備えている。

次に、これらの相関の内、最も大きな相関を示すときの受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定する。これにより、受信信号を無線フレーム単位に分割する。相関Ｃ（ｔ）は、下記の式（４−１）と式（４−２）と式（４−３）と式（４−４）と式（４−５）とに示すとおりに算出される。

ただし、
Ｒ（ｎ）：リファレンスレプリカ信号列
ｔ：補正ＯＦＤＭシンボル中の位置
Ｎ_ＧＩ：ガードインターバル長
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
Ｓ（ｔ）：受信信号列

最後に、位置の補正がなされた無線フレームを、キャリア補正部（４２０）に出力する。

キャリア補正部（４２０）ははじめに、無線フレーム追従部（４１０）が出力した無線フレームとキャリア追従部（４３０）が出力したキャリア補正周波数ｆ_Ｃとを受け取る。

次に、サブ無線フレームに対してキャリア補正を適用する。キャリア補正された無線フレームＳ_Ｃ（ｔ）は、式（５）に示すとおりに算出される。

ただし、
ｔ：補正ＯＦＤＭシンボル中の位置
ｆ_Ｃ（ｔ）：キャリア補正周波数
ｆ：サンプリング周波数（システム帯域以上の周波数）
Ｓ（ｔ）：無線フレーム

最後に、キャリア補正された無線フレームをキャリア追従部（４３０）と追従装置（４００）外とに出力する。

キャリア追従部（４３０）は、はじめに、キャリア補正部（４２０）が出力された無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルとリファレンスレプリカ信号列とに基づいて、キャリア補正周波数ｆ_Ｃを算出する。キャリア補正周波数ｆ_Ｃは、下記の式（６−１）と式（６−２）とに示すとおりに算出される。

ただし、
Ｓ_ｃ（ｎ）：参照信号が配置される、キャリア補正が適用されたＯＦＤＭシンボル
Ｒ（ｎ）：リファレンスレプリカ信号列
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
α：収束速度

ここで、キャリア追従部（４３０）はリファレンスレプリカ信号列を備えている。
最後に、キャリア補正周波数をキャリア補正部（４２０）に出力する。
以上、第１の実施形態に係る追従装置（４００）の構成を説明した。

以上のように、第１の実施形態に係る追従装置（４００）は、ＯＦＤＭシンボルに対して間引いて配置される参照信号に基づいて、無線フレーム追従とキャリア追従とを実行するため、無線フレーム再生精度とキャリア同期精度をより高めることができる。

また、一般に、受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との相関は、最も大きな相関と比較し、比較的大きな相関が多数存在する。したがって、長遅延波が混在する場合、補正ＯＦＤＭシンボル区間内に、この比較的大きな相関が混入することが予測される。この場合、この比較的大きな相関が、補正ＯＦＤＭシンボル区間内における最も大きな相関を超える場合も想定され、同期精度が大きく劣化する。

第１の実施形態では、上述の式（４−１）に示すとおり無線フレーム追従にガードインターバルを用いることによって、最も大きな相関以外の比較的大きな相関を抑圧することが可能となるため、長遅延波が混在するような場合であっても追従精度を高めることが可能となる。

（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置が備える追従装置（５００）の機能ブロック図である。追従装置（５００）は、無線フレーム追従部（５１０）とキャリア補正部（５２０）とキャリア追従部（５３０）とを備える。

無線フレーム追従部（５１０）ははじめに、追従装置（５００）外から入力される無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを含む、ＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、補正ＯＦＤＭシンボルとし、この補正ＯＦＤＭシンボル区間分だけ受信信号が入力されるたびに、その受信信号が含まれるＯＦＤＭシンボル長の受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との間の相関を算出する。

ここで、リファレンスレプリカ信号列は、参照信号のみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この参照信号は、ＯＦＤＭシンボルの種類とセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム追従部（５１０）は、ＯＦＤＭシンボルの種類の数とセルＩＤの数とを乗じた数分のリファレンスレプリカ信号列を備えている。

次に、これらの相関の内、最も大きな相関を示すときの受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定する。これにより、受信信号を無線フレーム単位に分割する。相関Ｃ（ｔ）は、上述の式（４−１）と式（４−２）と式（４−３）と式（４−４）と式（４−５）とに示すとおりに算出される。

最後に、位置の補正がなされた無線フレームを、キャリア補正部（５２０）とキャリア追従部（５３０）とに出力する。

キャリア補正部（５２０）ははじめに、無線フレーム追従部（５１０）が出力した無線フレームとキャリア追従部（５３０）が出力したキャリア補正周波数ｆ_Ｃとを受け取る。次に、サブ無線フレームに対してキャリア補正を適用する。キャリア補正された無線フレームＳ_Ｃ（ｔ）は、上述の式（５）に示すとおりに算出される。最後に、キャリア補正された無線フレームを追従装置（５００）外に出力する。キャリア追従部（５３０）ははじめに、無線フレーム追従部（５１０）が出力した無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルとリファレンスレプリカ信号列とに基づいて、キャリア補正周波数ｆ_Ｃを算出する。キャリア補正周波数ｆ_Ｃは、下記の式（７−１）と式（７−２）に示すとおりに算出される。

ただし、
Ｓ（ｎ）：参照信号が配置される、キャリア補正が適用されていないＯＦＤＭシンボル
Ｒ（ｎ）：リファレンスレプリカ信号列
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
α：キャリア周波数誤差と感度Ａｒｇ（ｃ）との比に基づいて算出される、感度からキャリア補正周波数への変換係数

ここで、キャリア追従部（５３０）は、リファレンスレプリカ信号列を備えている。
最後に、キャリア補正周波数をキャリア補正部（５２０）に出力する。

以上、第２の実施形態に係る追従装置（５００）の構成を説明した。
第２の本実施形態では、第１の実施形態と比較し、感度からキャリア補正周波数ｆ_Ｃへの変換係数αを用いることによってキャリア周波数誤差を推定するため、キャリア周波数誤差を小さくする速度を増すことが可能となる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は、第１の実施形態の図５と同様である。以下では第１の実施形態との差異点を中心に説明する。

第３の実施形態において、無線フレーム追従部（４１０）は、相関Ｃ（ｔ）を下記の式（８−１）と式（８−２）と式（８−３）と式（８−４）と式（８−５）とに示すとおりに算出する。無線フレーム追従部（４１０）のその他の動作は、第１の実施形態と同様である。

ただし、
Ｎ_ｆ：最大のキャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内、又はドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長
Ｒ（ｎ）：リファレンスレプリカ信号列
ｔ：補正ＯＦＤＭシンボル中の位置
Ｎ_ＧＩ：ガードインターバル長
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
Ｓ（ｔ）：受信信号列

キャリア補正部（４２０）の動作は、第１の実施形態と同様である。

第３の実施形態において、キャリア追従部（４３０）は、キャリア補正周波数ｆ_Ｃを下記の式（９−１）と式（９−２）とに示すとおりに算出する。キャリア追従部（４３０）のその他の動作は第１の実施形態と同様である。

Ｓ_ｃ（ｎ）：参照信号が配置される、キャリア補正が適用されたＯＦＤＭシンボル
Ｎ_ｆ：最大のキャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内、又はドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長
Ｒ（ｎ）：リファレンスレプリカ信号列
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
α：収束速度

以上、第３の実施形態に係る追従装置（４００）の構成を説明した。

以上のように、第３の実施形態に係る追従装置（４００）は、ＯＦＤＭシンボルに対して間引いて配置される参照信号に基づいて、無線フレーム追従とキャリア追従とを実行するため、無線フレーム再生精度とキャリア同期精度をより高めることができる。

また、第３の本実施形態において、無線フレーム追従部（４１０）は、上述の式（８−１）と式（８−２）と式（８−３）と式（８−４）と式（８−５）とを用いて、キャリア周波数誤差又はドップラー周波数による移相変動の影響を緩和しながら相関を算出している。したがって、第１の実施形態と比較し、無線フレーム追従精度が改善される。また、この移相変動は近傍の信号点間では小さいため、特に上述の式（８−３）の演算はなるべく離れた信号点間でおこなわれることが望ましい。第３の実施形態ではこの限度をＮ_ｆ、すなわち、最大のキャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内、又はドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長として定義している。

また、第３の実施形態において、キャリア追従部（４２０）は、上述の式（９−１）と式（９−２）とを用いて、キャリア周波数誤差の影響による移相変動を算出する。したがって、第１の実施形態と比較し、より大きなキャリア周波数誤差に対応することが可能となる。

以上より、第３の本実施形態では、キャリア周波数誤差とドップラー周波数が高い場合でも、無線フレーム追従とキャリア追従とを精度よく行うことが可能となる。

また、一般に、受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との相関は、最も大きな相関と比較し、比較的大きな相関が多数存在している。したがって、長遅延波が混在する場合、補正ＯＦＤＭシンボル区間内に、この比較的大きな相関が混入することが予測される。この場合、この比較的大きな相関が、補正ＯＦＤＭシンボル区間内における最も大きな相関を超える場合も想定され、同期精度が大きく劣化する。

第３の実施形態では、上述の式（８−１）に示すとおり無線フレーム追従にガードインターバルを併用することで、最も大きな相関以外の比較的大きな相関を抑圧することが可能となるため、長遅延波が混在するような場合であっても、追従精度を高めることが可能となる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態は、第２の実施形態の図６と同様である。以下では第２の実施形態との差異点を中心に説明する。

第４の本実施形態において、無線フレーム追従部（５１０）は、相関Ｃ（ｔ）を上述の式（８−１）と式（８−２）と式（８−３）と式（８−４）と式（８−５）とに示すとおりに算出する。無線フレーム追従部（５１０）のその他の動作は第２の実施形態と同様である。

キャリア補正部（５２０）の動作は、第２の実施形態と同様である。

第４の実施形態において、キャリア追従部（５３０）は、キャリア補正周波数ｆ_Ｃを下記の（１０−１）と（１０―２）とに示すとおりに算出する。キャリア追従部（５３０）のその他の動作は第２の実施形態と同様である。

Ｓ（ｎ）：参照信号が配置される、キャリア補正が適用されていないＯＦＤＭシンボル
Ｎ_ｆ：最大のキャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内、又はドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長
Ｒ（ｎ）：リファレンスレプリカ信号列
Ｎ_ＦＦＴ：ＯＦＤＭシンボル長
α：キャリア周波数誤差と感度Ａｒｇ（ｃ）との比に基づいて算出される、感度からキャリア補正周波数への変換係数

以上、第４の実施形態に係る追従装置（５００）の構成を説明した。
第４の実施形態では、第３の実施形態と比較し、感度からキャリア補正周波数ｆ_Ｃへの変換係数αを用いることによってキャリア周波数誤差を推定するため、キャリア周波数誤差を小さくする速度を増すことが可能となる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係る追従装置（４００）について説明する。但し、第１の実施形態又は第２の実施形態と同様である部分については説明を省略し、差異点を中心に説明する。

無線フレーム追従部（４１０）ははじめに、追従装置（４００）外から入力される無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを含む、ＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、補正ＯＦＤＭシンボルとし、この補正ＯＦＤＭシンボル区間分だけ受信信号が入力されるたびに、その受信信号が含まれるＯＦＤＭシンボル長の受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との間の相関を算出する。

ここで、リファレンスレプリカ信号列は、参照信号のみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この参照信号は、ＯＦＤＭシンボルの種類とセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム追従部（４１０）は、ＯＦＤＭシンボルの種類の数とセルＩＤの数とを乗じた数分のリファレンスレプリカ信号列を備えている。

次に、図７に示すとおりこれらの相関の内、最も大きな相関を探索し、これを相関最大値（６１０ａ）とする。

次に、相関最大値（６１０ａ）に所定値を乗じた値を閾値（６２０ａ）とする。

次に、閾値（６２０ａ）を越える相関の内、最も時刻の古い相関（６３０ａ）を示すときの受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、受信信号列を無線フレーム単位に分割することが可能となる。
最後に、補正された無線フレームをキャリア補正部（４２０）に対して出力する。

キャリア補正部（４２０）とキャリア追従部（４３０）とは、第１の実施形態又は第２の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

以上、第５の実施形態に係る追従装置（４００）の構成を説明した。
第５の実施形態では、基地局装置から送信される送信信号の受信電力が、中継局装置から送信される送信信号の受信電力より十分小さい場合を除いて、基地局装置から送信される送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがなされるため、第１の実施形態又は第２の実施形態と比較し、非特許文献５で示される移動局装置はより精度の高い復調をおこなうことが可能である。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態に係る追従装置（５００）について説明する。但し、第３の実施形態又は第４の実施形態と同様である部分については説明を省略し、差異点を中心に説明する。

無線フレーム追従部（５１０）ははじめに、追従装置（５００）外から入力される無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを含む、ＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、補正ＯＦＤＭシンボルとし、この補正ＯＦＤＭシンボル区間分だけ受信信号が入力されるたびに、その受信信号が含まれるＯＦＤＭシンボル長の受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との間の相関を算出する。

ここで、リファレンスレプリカ信号列は、参照信号のみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この参照信号は、ＯＦＤＭシンボルの種類とセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム追従部（５１０）は、ＯＦＤＭシンボルの種類の数とセルＩＤの数とを乗じた数分のリファレンスレプリカ信号列を備えている。

次に、図７に示すとおりこれらの相関の内、最も大きな相関を探索し、これを相関最大値（６１０ａ）とする。

次に、相関最大値（６１０ａ）に所定値を乗じた値を閾値（６２０ａ）とする。

次に、閾値（６２０ａ）を越える相関の内、最も時刻の古い相関（６３０ａ）を示すときの受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、受信信号列を無線フレーム単位に分割することが可能となる。
最後に、補正された無線フレームをキャリア補正部（５２０）に対して出力する。

キャリア補正部（５２０）とキャリア追従部（５３０）とは、第３の実施形態又は第４の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

以上、第６の実施形態に係る追従装置（５００）の構成を説明した。
第６の実施形態では、基地局装置から送信される送信信号の受信電力が、中継局装置から送信される送信信号の受信電力より十分小さい場合を除いて、基地局装置から送信される送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがなされるため、第３の実施形態又は第４の実施形態と比較し、非特許文献５で示される移動局装置はより精度の高い復調をおこなうことが可能である。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態に係る追従装置（４００）について説明する。但し、第５の実施形態と同様である部分については説明を省略し、差異点を中心に説明する。

無線フレーム追従部（４１０）ははじめに、追従装置（４００）外から入力される無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを含む、ＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、補正ＯＦＤＭシンボルとし、この補正ＯＦＤＭシンボル区間分だけ受信信号が入力されるたびに、その受信信号が含まれるＯＦＤＭシンボル長の受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との間の相関を算出する。

ここで、リファレンスレプリカ信号列は、参照信号のみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この参照信号は、ＯＦＤＭシンボルの種類とセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム追従部（４１０）は、ＯＦＤＭシンボルの種類の数とセルＩＤの数とを乗じた数分のリファレンスレプリカ信号列を備えている。

次に、図８に示すとおりこれらの相関の内、最も大きな相関を探索し、これを相関最大値（７１０ａ）とする。

次に、この相関最大値（７１０ａ）に所定値を乗じた値を閾値（７２０ａ）とする。

次に、閾値（７２０ａ）を越える相関の内、最も時刻の古い相関（７３０ａ）を探索する。

次に、相関（７３０ａ）を中心とする所定範囲を、新たに探索範囲と定義する。

次に、図７に示すとおりこれらの相関の内、最も大きな相関を探索し、これを相関最大値（６１０ａ）とする。

次に、相関最大値（６１０ａ）に所定値を乗じた値を閾値（６２０ａ）とする。

次に、閾値（６２０ａ）を越える相関の内、最も時刻の古い相関（６３０ａ）を示すときの受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、受信信号列を無線フレーム単位に分割することが可能となる。

最後に、補正された無線フレームをキャリア補正部（４２０）に対して出力する。

キャリア補正部（４２０）とキャリア追従部（４３０）とは、第１の実施形態又は第２の実施形態と同様であるため、説明を省略する。
以上、第７の実施形態に係る追従装置（４００）の構成を説明した。

第７の実施形態では、基地局装置から送信される送信信号の受信電力が、中継局装置から送信される送信信号の受信電力より十分小さい場合を除いて、基地局装置から送信される送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがなされるため、第５の実施形態と比較し、非特許文献５で示される移動局装置はより精度の高い復調をおこなうことが可能である。

（第８の実施形態）
本発明の第８の実施形態に係る追従装置（５００）について説明する。但し、第６の実施形態と同様である部分については説明を省略し、差異点を中心に説明する。

無線フレーム追従部（５１０）ははじめに、追従装置（５００）外から入力される無線フレームを受け取る。

次に、参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを含む、ＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、補正ＯＦＤＭシンボルとし、この補正ＯＦＤＭシンボル区間分だけ受信信号が入力されるたびに、その受信信号が含まれるＯＦＤＭシンボル長の受信信号列とリファレンスレプリカ信号列との間の相関を算出する。

ここで、リファレンスレプリカ信号列は、参照信号のみが配置されたＯＦＤＭシンボルを示し、この参照信号は、ＯＦＤＭシンボルの種類とセルＩＤとにより異なるため、無線フレーム追従部（５１０）は、ＯＦＤＭシンボルの種類の数とセルＩＤの数とを乗じた数分のリファレンスレプリカ信号列を備えている。

次に、図８に示すとおりこれらの相関の内、最も大きな相関を探索し、これを相関最大値（７１０ａ）とする。

次に、相関最大値（７１０ａ）に所定値を乗じた値を閾値（７２０ａ）とする。

次に、閾値（７２０ａ）を越える相関の内、最も時刻の古い相関（７３０ａ）を探索する。

次に、相関（７３０ａ）を中心とする所定範囲を、新たに探索範囲と定義する。

次に、図７に示すとおりこれらの相関の内、最も大きな相関を探索し、これを相関最大値（６１０ａ）とする。

次に、相関最大値（６１０ａ）に所定値を乗じた値を閾値（６２０ａ）とする。

次に、閾値（６２０ａ）を越える相関の内、最も時刻の古い相関（６３０ａ）を示すときの受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、受信信号列を無線フレーム単位に分割することが可能となる。

最後に、補正された無線フレームをキャリア補正部（５２０）に対して出力する。

キャリア補正部（５２０）とキャリア追従部（５３０）とは、第１の実施形態又は第２の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

以上、第８の実施形態に係る追従装置（５００）の構成を説明した。
第８の実施形態では、基地局装置から送信される送信信号の受信電力が、中継局装置から送信される送信信号の受信電力より十分小さい場合を除いて、基地局装置から送信される送信信号に基づいて、無線フレーム再生とキャリア再生とがなされるため、第６の実施形態と比較し、非特許文献５で示される移動局装置はより精度の高い復調をおこなうことが可能である。

（第９の実施形態）
本発明の第９の実施形態では、以上の第１の実施形態から第８の実施形態までで説明した追従装置（４００）又は追従装置（５００）において、特定されたＯＦＤＭシンボルより所定時間前のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定し、受信信号列を無線フレーム単位に分割する。

第９の実施形態では、特定されたＯＦＤＭシンボルより所定時間前のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、ＯＦＤＭシンボルの特定を誤った場合であっても、非特許文献５で開示されている移動局装置であれば、精度の高い復調をおこなうことが可能である。

（第１０の実施形態）
以上の第１の実施形態から第９の実施形態までで説明した追従装置（４００）又は追従装置（５００）の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、各機能部の処理を実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ（Ｏｐｅｒａｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）や周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷ（Ｗｏｒｌｄ Ｗｉｄｅ Ｗｅｂ）システムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。

また、前記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよい。

また、上記プログラムを格納した「記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータ読み取り可能な可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置などのことをいう。さらには、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

（第１１の実施形態）
以上の第１の実施形態から第９の実施形態までにおいて説明した追従装置（４００）又は追従装置（５００）の各機能部は、これらの機能を実現する回路デバイス、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などの集積回路、などのハードウェアを用いて構成することができる。また、これら機能部はそれぞれ個別に構成してもよいし、複数の機能部を単一のハードウェアによって構成することもできる。

以上の第１の実施形態から第９の実施形態までにおいて、添付図面に図示されている構成等については、これらに限定されるものではなく、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。その他、本発明の目的の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜変更して実施することが可能である。

１００：補足装置、１１０：アンテナ、１２０：受信部、１３０：サブ無線フレーム再生部、１４０：キャリア同期部、１５０：無線フレーム再生部、２００ａ…基地局装置、２１０ａ…符号化部、２２０ａ…インターリーブ部、２３０ａ…変調部、２４０ａ…アンテナ、２００ａ−１…第１のデータ信号、２１０ａ−１…第２のデータ信号、２２０ａ−１…第３のデータ信号、２３０ａ−１…第４のデータ信号、３００ａ…移動局装置、３０５ａ…アンテナ、３１０ａ…周波数変換部、３１５ａ…第１の加算部、３２０ａ…信号検出部、３２５ａ…ＭＡＰ検出部、３３０ａ…デインターリーブ部、３３５ａ…復号部、３４０ａ…第２の加算部、３４５ａ…インターリーブ部、３５０ａ…干渉レプリカ生成部、３５５ａ…チャネル推定部、３６０ａ…ディジタル信号処理装置、３０５ａ−１…第１のデータ信号、３１０ａ−１…第２のデータ信号、３１５ａ−１…第３のデータ信号、３２０ａ−１…第４のデータ信号、３２５ａ−１…第５のデータ信号、３３０ａ−１…第６のデータ信号、３３５ａ−１…第７のデータ信号、３４０ａ−１…第８のデータ信号、３４５ａ−１…第９のデータ信号、３５０ａ−１…第１０のデータ信号、３５５ａ−１…第１１のデータ信号、３５５ａ−１…第１２のデータ信号、４００：追従装置、４１０：無線フレーム追従部、４２０：キャリア補正部、４３０：キャリア追従部、５００：追従装置、５１０：無線フレーム追従部、５２０：キャリア補正部、５３０：キャリア追従部、６１０ａ：相関最大値、６２０ａ：閾値、６３０ａ：相関、７１０ａ：相関最大値、７２０ａ：閾値、７３０ａ：相関。

Claims (15)

1. 少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、
   前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する無線フレーム追従部と、
   前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させるキャリア追従部と、
   を備え、
   少なくとも前記無線フレーム追従部と前記キャリア追従部とは、最大キャリア周波数誤差と最大ドップラー周波数とが当該受信装置におけるサンプリング周波数の半分以下という条件下で機能し、前記条件以外においては機能しない
   ことを特徴とする受信装置。
2. 前記無線フレーム追従部は、
   前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、
   前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
   前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果とし、
   前記第２平均結果の絶対値を第２相関値とし、
   前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、第３受信信号列とし、
   前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、
   前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号とし、
   前記第４受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第５受信信号とし、
   前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第５受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第５リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第５受信信号に前記第５リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第５乗算結果とし、
   前記第４乗算結果に前記第５乗算結果の共役を乗じた結果を第６乗算結果とし、
   前記第６乗算結果を積算した結果を第６積算結果とし、
   前記第６積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第７乗算結果とし、
   前記第７乗算結果を平均した結果を第７平均結果とし、
   前記第７平均結果の絶対値を第７相関値とし、
   前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相関値とし、
   前記第８相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割する
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記無線フレーム追従部は、
   前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、
   前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
   前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果とし、
   前記第２平均結果の絶対値を第２相関値とし、
   前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、第３受信信号列とし、
   前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、
   前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号とし、
   前記第４受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第５受信信号とし、
   前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第５受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第５リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第５受信信号に前記第５リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第５乗算結果とし、
   前記第４乗算結果に前記第５乗算結果の共役を乗じた結果を第６乗算結果とし、
   前記第６乗算結果を積算した結果を第６積算結果とし、
   前記第６積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第７乗算結果とし、
   前記第７乗算結果を平均した結果を第７平均結果とし、
   前記第７平均結果の絶対値を第７相関値とし、
   前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相関値とし、
   前記第８相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、
   前記第１閾値を超える第７相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割する
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
4. 前記無線フレーム追従部は、
   前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、
   前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
   前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果とし、
   前記第２平均結果の絶対値を第２相関値とし、
   前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を、第３受信信号列とし、
   前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、
   前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号とし、
   前記第４受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第５受信信号とし、
   前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第５受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第５リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第５受信信号に前記第５リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第５乗算結果とし、
   前記第４乗算結果に前記第５乗算結果の共役を乗じた結果を第６乗算結果とし、
   前記第６乗算結果を積算した結果を第６積算結果とし、
   前記第６積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第７乗算結果とし、
   前記第７乗算結果を平均した結果を第７平均結果とし、
   前記第７平均結果の絶対値を第７相関値とし、
   前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相関値とし、
   前記第８相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、
   前記第１閾値を超える第７相関値の内、最も前の時刻の相関値付近の前記第７相関値を第８相関値とし、
   前記第８相関値の内、最も大きいものを第９相関値とし、
   前記第９相関値に所定値を乗じた結果を第９閾値とし、
   前記第９閾値を超える第８相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割する
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
5. 前記キャリア追従部は、
   前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを第２ＯＦＤＭシンボルとし、
   前記第２ＯＦＤＭシンボル中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号から最大キャリア周波数誤差と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内又は、最大ドップラー周波数と電波伝搬速度から求められる１波長の半分以内の所定長分遅れた受信信号を第３受信信号とし、
   前記第２受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第２リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第３受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第３リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第３受信信号に前記第３リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第３乗算結果とし、
   前記第２乗算結果に前記第３乗算結果の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果とし、
   前記第４積算結果の偏角を用いてキャリア補正周波数を求め、
   前記キャリア補正周波数を用いて当該受信装置におけるキャリア周波数を補正する
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
6. 少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、
   前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する無線フレーム追従部と、
   前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させるキャリア追従部と、
   を備える
   ことを特徴とする受信装置。
7. 前記無線フレーム追従部は、
   前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、
   前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
   前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果とし、
   前記第２平均結果の絶対値を第２相関値とし、
   前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、
   前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、
   前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号とし、
   前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果とし、
   前記第４積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第５乗算結果とし、
   前記第５乗算結果を平均した結果を第５平均結果とし、
   前記第５平均結果の絶対値を第５相関値とし、
   前記第５相関値の内、最も大きいものを第６相関値とし、
   前記第６相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割する
   ことを特徴とする請求項６記載の受信装置。
8. 前記無線フレーム追従部は、
   前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、
   前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
   前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果とし、
   前記第２平均結果の絶対値を第２相関値とし、
   前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、
   前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、
   前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号とし、
   前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果とし、
   前記第４積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第５乗算結果とし、
   前記第５乗算結果を平均した結果を第５平均結果とし、
   前記第５平均結果の絶対値を第５相関値とし、
   前記第５相関値の内、最も大きいものを第６相関値とし、
   前記第６相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、
   前記第１閾値を超える第５相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割する
   ことを特徴とする請求項６記載の受信装置。
9. 前記無線フレーム追従部は、
   前記第１受信信号列に含まれる、ガードインターバル長の受信信号列を第２受信信号列とし、
   前記第２受信信号列中の受信信号を第２受信信号とし、
   前記第２受信信号からＯＦＤＭシンボル長分遅れた受信信号を第２遅延信号とし、
   前記第２受信信号に前記第２遅延信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
   前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
   前記第２積算結果を平均した結果を第２平均結果とし、
   前記第２平均結果の絶対値を第２相関値とし、
   前記第１受信信号列に含まれる、参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルが含まれるＯＦＤＭシンボル長より長い受信信号列を第３受信信号列とし、
   前記第３受信信号列中のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列を第４受信信号列とし、
   前記第４受信信号列中の受信信号を第４受信信号とし、
   前記第４受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第４リファレンスレプリカ信号とし、
   前記第４受信信号に前記第４リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
   前記第４乗算結果を積算した結果を第４積算結果とし、
   前記第４積算結果に前記第２相関値を乗じた結果を第５乗算結果とし、
   前記第５乗算結果を平均した結果を第５平均結果とし、
   前記第５平均結果の絶対値を第５相関値とし、
   前記第５相関値の内、最も大きいものを第６相関値とし、
   前記第６相関値に所定値を乗じた結果を第１閾値とし、
   前記第１閾値を超える第５相関値の内、最も前の時刻の相関値付近の前記第５相関値を第７相関値とし、
   前記第７相関値の内、最も大きいものを第８相間値とし、
   前記第８相関値に所定値を乗じた結果を第８閾値とし、
   前記第８閾値を超える第７相関値の内、最も前の時刻の相関値が得られる第４受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定することによって、前記第１受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割する
   ことを特徴とする請求項６記載の受信装置。
10. 前記キャリア追従部は、
    前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルを第１ＯＦＤＭシンボルとし、
    前記第１ＯＦＤＭシンボルを連続した２つの時間領域に等分に分離した前半を第２ＯＦＤＭシンボルとし、後半を第３ＯＦＤＭシンボルとし、
    前記第２ＯＦＤＭシンボル中の受信信号を第２受信信号とし、
    前記第３ＯＦＤＭシンボル中の受信信号を第３受信信号とし、
    前記第２受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第２リファレンスレプリカ信号とし、
    前記第３受信信号と同時刻における、リファレンスレプリカ信号列中のリファレンスレプリカ信号を第３リファレンスレプリカ信号とし、
    前記第２受信信号に前記第２リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第２乗算結果とし、
    前記第２乗算結果を積算した結果を第２積算結果とし、
    前記第３受信信号に前記第３リファレンスレプリカ信号の共役を乗じた結果を第３乗算結果とし、
    前記第３乗算結果を積算した結果を第３積算結果とし、
    前記第２積算結果に前記第３積算結果の共役を乗じた結果を第４乗算結果とし、
    前記第４乗算結果の偏角を用いてキャリア補正周波数を求め、
    前記キャリア補正周波数を用いて当該受信装置におけるキャリア周波数を補正する
    ことを特徴とする請求項６記載の受信装置。
11. 前記リファレンスレプリカ信号は、参照信号のみが配置されるＯＦＤＭシンボルであることを特徴とする請求項１から請求項１０までのいずれか１項記載の受信装置。
12. 前記特定されたＯＦＤＭシンボルより所定時間前のＯＦＤＭシンボル長の受信信号列をＯＦＤＭシンボルと特定し、受信信号列をＯＦＤＭシンボル単位又は無線フレーム単位に分割することを特徴とする請求項２から４までと請求項７から９までとのいずれかの請求項に記載の受信装置。
13. 少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、
    前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する第１ステップと、
    前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させる第２ステップと、
    を備え、
    少なくとも前記無線フレーム追従部と前記キャリア追従部とは、最大キャリア周波数誤差と最大ドップラー周波数とが当該受信装置におけるサンプリング周波数の半分以下という条件下で機能し、前記条件以外においては機能しない
    ことを特徴とする受信装置の同期方法。
14. 少なくとも複数のサブキャリアに対して参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを含む送信信号列を第１送信信号列とし、前記第１送信信号列が遅延した送信信号列を第２送信信号列とし、前記第１送信信号列と、遅延量がそれぞれ異なる複数の前記第２送信信号列又は一つの前記第２送信信号列と、が合成された送信信号列に対する受信信号列を第１受信信号列とし、
    前記第１受信信号列に基づいて、前記第１受信信号列を無線フレーム単位に分割する第１ステップと、
    前記分割された無線フレームに基づいて、前記参照信号が配置されたＯＦＤＭシンボルを特定し、前記特定された参照信号が配置されるＯＦＤＭシンボルに基づいて、送信装置におけるキャリア周波数と当該受信装置におけるキャリア周波数との間の差を減少させる第２ステップと、
    を備える
    ことを特徴とする受信装置の同期方法。
15. 請求項１３又は１４に記載の受信装置の同期方法をコンピュータに実行させることを特徴とする受信装置の同期プログラム。

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