JP2011208954A

JP2011208954A - Coriolis mass flowmeter

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Publication number: JP2011208954A
Application number: JP2010073979A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Abe; 太亮阿部
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2010-03-29
Filing date: 2010-03-29
Publication date: 2011-10-20

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a Coriolis mass flowmeter capable of shortening the measurement time, using inexpensive constitution, and reducing measurement errors.SOLUTION: The Coriolis mass flowmeter for measuring mass of a fluid flowing in a tube includes a reference signal generation unit for generating a first reference signal and a second reference signal having a phase difference set beforehand; a pulse signal generation unit for generating a pulse signal, having a pulse width corresponding to a phase difference between a first detection signal and a second detection signal, or the phase difference between the first reference signal and the second reference signal; a voltage conversion unit for converting a time of the pulse width of the pulse signal into a voltage and holding it; a voltage measuring unit for measuring a voltage converted by the voltage conversion unit; and an operation control unit for determining a relational expression between the phase difference and the voltage, and determining the mass of the fluid by operating the phase difference between the first detection signal and the second detection signal from a voltage converted from the phase difference between the first detection signal and the second detection signal and the relational expression.

Description

本発明は、流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、第１のセンサからの第１の検出信号と第２のセンサからの第２の検出信号との位相差からチューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計に関し、詳しくは、安価な構成で測定時間を短縮すると共に測定誤差を小さくすることが可能なコリオリ質量流量計に関するものである。 The present invention has a first sensor and a second sensor for detecting vibrations of a tube through which a fluid flows on the upstream side and the downstream side, respectively, from the first detection signal from the first sensor and the second sensor. The Coriolis mass flowmeter that measures the mass of the fluid flowing through the tube from the phase difference from the second detection signal of the Coriolis mass flow meter, more specifically, Coriolis mass that can reduce the measurement time and the measurement error with an inexpensive configuration. It relates to a flow meter.

コリオリ質量流量計とは、流体が流れるチューブを振動させ、チューブの上下流における異なる２点の振動検出信号の位相差からチューブを流れる流体の質量流量を測定するものである。 The Coriolis mass flowmeter measures the mass flow rate of the fluid flowing through the tube from the phase difference between two different vibration detection signals at the upstream and downstream of the tube, by vibrating the tube through which the fluid flows.

図６は、従来のコリオリ質量流量計の一例を示した構成図である。
図６において、検出部１０は、上流側センサ１および下流側センサ２を有しており、被測定対象である流体が流れるチューブ（図示せず）に取り付けられている。また、変換部７０は、入力アンプ３、入力アンプ４、Ａ／Ｄ（Analog to Digital converter）変換器５、デジタル信号処理部６および演算制御部７を有している。 FIG. 6 is a configuration diagram showing an example of a conventional Coriolis mass flow meter.
In FIG. 6, the detection part 10 has the upstream sensor 1 and the downstream sensor 2, and is attached to the tube (not shown) through which the fluid which is a measuring object flows. The conversion unit 70 includes an input amplifier 3, an input amplifier 4, an A / D (Analog to Digital converter) converter 5, a digital signal processing unit 6, and an arithmetic control unit 7.

上流側センサ１は、流体が流れるチューブの上流側に取り付けられた上流側コイルＬ１を有しており、チューブの上流側の振動を検出する。下流側センサ２は、流体が流れるチューブの下流側に取り付けられた下流側コイルＬ２を有しており、チューブの下流側の振動を検出する。 The upstream sensor 1 has an upstream coil L1 attached to the upstream side of the tube through which the fluid flows, and detects vibration on the upstream side of the tube. The downstream sensor 2 has a downstream coil L2 attached to the downstream side of the tube through which the fluid flows, and detects vibration on the downstream side of the tube.

入力アンプ３は、上流側センサ１の上流側コイルＬ１からの上流側検出信号を増幅する。入力アンプ４は、下流側センサ２の下流側コイルＬ２からの下流側検出信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換器５は、２チャンネル同時サンプリング可能なＡ／Ｄ変換器であり、入力アンプ３の出力信号と入力アンプ４の出力信号がそれぞれ入力されて一定のサンプリング周期でデジタルデータに変換される。 The input amplifier 3 amplifies the upstream detection signal from the upstream coil L1 of the upstream sensor 1. The input amplifier 4 amplifies the downstream detection signal from the downstream coil L2 of the downstream sensor 2. The A / D converter 5 is an A / D converter capable of simultaneous sampling of two channels. The output signal of the input amplifier 3 and the output signal of the input amplifier 4 are respectively input and converted into digital data at a constant sampling period. The

デジタル信号処理部６は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等から構成され、Ａ／Ｄ変換器５からのデジタルデータを用いて、上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号の位相差φを演算して出力する。演算制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等から構成され、デジタル信号処理部６から入力される位相差φに基づいて、チューブを流れる流体の質量流量を演算して求める。 The digital signal processing unit 6 is configured by a DSP (Digital Signal Processor) or the like, and uses the digital data from the A / D converter 5 to detect the upstream detection signal from the upstream coil L1 and the downstream from the downstream coil L2. The phase difference φ of the side detection signal is calculated and output. The calculation control unit 7 includes a CPU (Central Processing Unit) and the like, and calculates and determines the mass flow rate of the fluid flowing through the tube based on the phase difference φ input from the digital signal processing unit 6.

このように、変換部１０に備えられた上流側センサ１および下流側センサ２が、流体が流れるチューブの振動を検出し、Ａ／Ｄ変換器５が、上流側センサ１および下流側センサ２からの検出信号をデジタルデータに変換する。そして、デジタル信号処理部６が、Ａ／Ｄ変換器５からのデジタルデータを用いて上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号の位相差φを演算し、演算制御部７が、位相差φに基づいて、演算することにより、チューブを流れる流体の質量流量を求めることができる。 Thus, the upstream sensor 1 and the downstream sensor 2 provided in the conversion unit 10 detect the vibration of the tube through which the fluid flows, and the A / D converter 5 is detected from the upstream sensor 1 and the downstream sensor 2. This detection signal is converted into digital data. Then, the digital signal processing unit 6 calculates the phase difference φ between the upstream detection signal from the upstream coil L1 and the downstream detection signal from the downstream coil L2 using the digital data from the A / D converter 5. The calculation control unit 7 can calculate the mass flow rate of the fluid flowing through the tube by calculating based on the phase difference φ.

特許文献１には、質量流量の測定を高い精度をもって安定して行うことができ、且つ安価なコリオリ質量流量計が記載されている。 Patent Document 1 describes an inexpensive Coriolis mass flow meter that can stably measure mass flow with high accuracy.

特開２００９−０６３３８２号公報JP 2009-063382 A

しかし、図６に示す従来例では、高分解能で２チャンネル同時サンプリング可能な高価なＡ／Ｄ変換器が必要となり、コストがかかるという問題があった。また、Ａ／Ｄ変換器５で上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号を同時サンプリングするため、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差が揺動として現れるという問題があった。 However, the conventional example shown in FIG. 6 requires an expensive A / D converter capable of simultaneous sampling of two channels with high resolution, and there is a problem that costs increase. In addition, since the A / D converter 5 simultaneously samples the upstream detection signal from the upstream coil L1 and the downstream detection signal from the downstream coil L2, the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal fluctuates. There was a problem of appearing as motion.

また、デジタル信号処理部６でＡ／Ｄ変換器５からのデジタルデータを用いて上流側コイルＬ１からの上流側検出信号と下流側コイルＬ２からの下流側検出信号の位相差φを演算するため、流体の質量流量を求めるまで時間がかかるという問題があった。 Further, the digital signal processor 6 uses the digital data from the A / D converter 5 to calculate the phase difference φ between the upstream detection signal from the upstream coil L1 and the downstream detection signal from the downstream coil L2. There is a problem that it takes time to obtain the mass flow rate of the fluid.

さらに、Ａ／Ｄ変換器で２チャンネル同時サンプリングで測定しているので、サンプリングに使用するクロック信号のジッタが大きい場合、ジッタによる影響で、上流側検出信号と下流側検出信号のサンプリングのタイミングにずれが生じ、流量に誤差が含まれるという問題があった。 In addition, since the A / D converter measures two channels simultaneously, if the jitter of the clock signal used for sampling is large, the sampling timing of the upstream detection signal and the downstream detection signal is affected by the jitter. There was a problem that a deviation occurred and an error was included in the flow rate.

そこで本発明の目的は、安価な構成で測定時間を短縮すると共に測定誤差を小さくすることが可能なコリオリ質量流量計を実現することにある。 Therefore, an object of the present invention is to realize a Coriolis mass flow meter that can reduce measurement error while reducing measurement time with an inexpensive configuration.

請求項１記載の発明は、
流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、前記第１のセンサからの第１の検出信号と前記第２のセンサからの第２の検出信号との位相差から前記チューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計において、
予め設定された位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を発生する基準信号発生部と、
前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差、または、前記第１の基準信号と前記第２の基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号のパルス幅の時間を電圧に変換して保持する電圧変換部と、
この電圧変換部で変換された電圧を測定する電圧測定部と、
前記基準信号発生部から発生させた第１の基準信号と第２の基準信号の位相差と前記電圧変換部で変換された電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差から変換された電圧と前記関係式から前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差を演算して前記流体の質量を求める演算制御部と
を備えたことを特徴とするものである。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記パルス信号生成部は、
前記第１の検出信号と前記第１の基準信号のどちらかを選択して第１の選択信号として出力する第１の入力切替部と、
前記第２の検出信号と前記第２の基準信号のどちらかを選択して第２の選択信号として出力する第２の入力切替部と、
前記第２の選択信号を一定時間遅延させる遅延回路と、
前記第１の選択信号を第１のデジタル信号に変換する第１の信号変換部と、
前記遅延回路で遅延された前記第２の選択信号を第２のデジタル信号に変換する第２の信号変換部と、
前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の排他的論理和である前記パルス信号を出力する排他的論理和回路と
を有することを特徴とするものである。
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記パルス信号生成部は、
前記第１の検出信号と前記第１の基準信号のどちらかを選択して第１の選択信号として出力する第１の入力切替部と、
前記第２の検出信号と前記第２の基準信号のどちらかを選択して第２の選択信号として出力する第２の入力切替部と、
前記第１の選択信号を第１のデジタル信号に変換する第１の信号変換部と、
前記第２の選択信号を第２のデジタル信号に変換する第２の信号変換部と、
前記第２のデジタル信号を一定時間遅延させる遅延回路と、
前記第１のデジタル信号と前記遅延回路で遅延された前記第２のデジタル信号の排他的論理和である前記パルス信号を出力する排他的論理和回路と
を有することを特徴とするものである。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、
前記電圧変換部は、
前記パルス信号のパルス幅の時間が変換された電圧を保持するコンデンサと
前記パルス信号のパルス幅に応じて前記コンデンサを充電し、前記演算制御部の指示を受けて前記コンデンサを放電する充放電部と
を有することを特徴とするものである。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、
前記演算制御部は、
前記基準信号発生部を制御して校正を実行する校正実行部と、
前記パルス信号生成部から出力されるパルス信号により前記電圧測定部を制御し、前記電圧変換部が保持している電圧を取得する測定制御部と、
この測定制御部からの指示に応じて、前記電圧変換部が保持している電圧の放電を制御する放電制御部と、
前記校正実行部を制御して前記基準信号発生部から発生させた前記第１の基準信号と前記第２の基準信号の位相差と前記測定制御部が取得した電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差から変換された電圧と前記関係式から前記第１の検出信号と前記第２の検出信号の位相差を演算して前記流体の質量を求める位相差演算部と
を有することを特徴とするものである。 The invention described in claim 1
A first sensor and a second sensor for detecting vibrations of the tube through which the fluid flows on the upstream side and the downstream side, respectively, and a first detection signal from the first sensor and a second sensor from the second sensor; In the Coriolis mass flowmeter that measures the mass of the fluid flowing through the tube from the phase difference from the detection signal of 2,
A reference signal generator for generating a first reference signal and a second reference signal having a preset phase difference;
Pulse signal generation for generating a pulse signal having a pulse width corresponding to the phase difference between the first detection signal and the second detection signal or the phase difference between the first reference signal and the second reference signal And
A voltage converter that converts the time of the pulse width of the pulse signal into a voltage and holds the voltage; and
A voltage measuring unit for measuring the voltage converted by the voltage converting unit;
Based on the phase difference between the first reference signal and the second reference signal generated from the reference signal generator and the voltage converted by the voltage converter, a relational expression between the phase difference and the voltage is obtained, and the first For calculating the mass of the fluid by calculating the phase difference between the first detection signal and the second detection signal from the relational expression and the voltage converted from the phase difference between the detection signal of the first detection signal and the second detection signal And a control unit.
The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1,
The pulse signal generator is
A first input switching unit that selects either the first detection signal or the first reference signal and outputs it as a first selection signal;
A second input switching unit that selects one of the second detection signal and the second reference signal and outputs the second selection signal as a second selection signal;
A delay circuit for delaying the second selection signal by a predetermined time;
A first signal converter for converting the first selection signal into a first digital signal;
A second signal converter that converts the second selection signal delayed by the delay circuit into a second digital signal;
An exclusive OR circuit that outputs the pulse signal that is an exclusive OR of the first digital signal and the second digital signal is provided.
The invention according to claim 3 is the invention according to claim 1,
The pulse signal generator is
A first input switching unit that selects either the first detection signal or the first reference signal and outputs it as a first selection signal;
A second input switching unit that selects one of the second detection signal and the second reference signal and outputs the second selection signal as a second selection signal;
A first signal converter for converting the first selection signal into a first digital signal;
A second signal converter for converting the second selection signal into a second digital signal;
A delay circuit for delaying the second digital signal for a predetermined time;
And an exclusive OR circuit that outputs the pulse signal that is an exclusive OR of the first digital signal and the second digital signal delayed by the delay circuit.
The invention according to claim 4 is the invention according to any one of claims 1 to 3,
The voltage converter is
A capacitor that holds a voltage obtained by converting the pulse width of the pulse signal, and a charge / discharge unit that charges the capacitor according to the pulse width of the pulse signal and discharges the capacitor in response to an instruction from the arithmetic control unit It is characterized by having.
The invention according to claim 5 is the invention according to any one of claims 1 to 4,
The arithmetic control unit is
A calibration execution unit that controls the reference signal generation unit to execute calibration;
A measurement control unit for controlling the voltage measurement unit by a pulse signal output from the pulse signal generation unit, and acquiring a voltage held by the voltage conversion unit;
In response to an instruction from the measurement control unit, a discharge control unit that controls the discharge of the voltage held by the voltage conversion unit,
Based on the phase difference between the first reference signal and the second reference signal generated from the reference signal generation unit by controlling the calibration execution unit and the voltage acquired by the measurement control unit, the phase difference and voltage And the phase difference between the first detection signal and the second detection signal is calculated from the voltage converted from the phase difference between the first detection signal and the second detection signal and the relational expression. And a phase difference calculation unit for obtaining the mass of the fluid.

本発明によれば、以下のような効果がある。
流体が流れるチューブの振動を上流側および下流側でそれぞれ検出する第１のセンサおよび第２のセンサを有し、第１のセンサからの第１の検出信号と第２のセンサからの第２の検出信号との位相差からチューブを流れる流体の質量を測定するコリオリ質量流量計において、予め設定された位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を発生する基準信号発生部と、第１の検出信号と第２の検出信号の位相差、または、第１の基準信号と第２の基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成するパルス信号生成部と、パルス信号のパルス幅の時間を電圧に変換して保持する電圧変換部と、電圧変換部で変換された電圧を測定する電圧測定部と、基準信号発生部から発生させた第１の基準信号と第２の基準信号の位相差と電圧変換部で変換された電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求め、第１の検出信号と第２の検出信号の位相差から変換された電圧と関係式から第１の検出信号と第２の検出信号の位相差を演算して流体の質量を求める演算制御部とを備えたことにより、従来のように、高分解能で２チャンネル同時サンプリング可能なＡ／Ｄ変換器やデジタル信号処理部等の高価な部品を使用しないので、安価な構成とすることができる。 The present invention has the following effects.
A first sensor and a second sensor for detecting vibrations of the tube through which the fluid flows on the upstream side and the downstream side, respectively, and a first detection signal from the first sensor and a second sensor from the second sensor; In a Coriolis mass flowmeter that measures the mass of a fluid flowing through a tube from a phase difference from a detection signal, a reference signal generator that generates a first reference signal and a second reference signal having a preset phase difference; A pulse signal generation unit that generates a pulse signal having a pulse width corresponding to a phase difference between the first detection signal and the second detection signal or a phase difference between the first reference signal and the second reference signal; A voltage converter that converts the time of the pulse width of the signal into a voltage and holds the voltage; a voltage measuring unit that measures the voltage converted by the voltage converter; a first reference signal generated from the reference signal generator; Phase difference and voltage of two reference signals Based on the voltage converted by the conversion unit, a relational expression between the phase difference and the voltage is obtained, and the first detection signal is obtained from the voltage and relational expression converted from the phase difference between the first detection signal and the second detection signal. And an A / D converter and digital signal processing capable of simultaneous sampling of two channels with high resolution as in the prior art by providing an arithmetic control unit for calculating the phase difference of the second detection signal to obtain the mass of the fluid. Since expensive parts such as parts are not used, an inexpensive configuration can be obtained.

また、電圧変換部が、電圧レベルを保持することにより、従来と比較して低速の電圧測定部を使用することができるので、さらに安価な構成とすることができる。 In addition, since the voltage conversion unit maintains the voltage level, a voltage measurement unit that is slower than the conventional voltage measurement unit can be used, so that the configuration can be further reduced.

また、パルス信号生成部で上流側検出信号と下流側検出信号の位相差に応じたパルス信号を生成し、電圧変換部でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換するので、従来のようなデジタル信号処理部でのデジタル信号処理が不要となり、測定時間を短縮することができる。 In addition, the pulse signal generation unit generates a pulse signal corresponding to the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal, and the voltage conversion unit converts the pulse width time of the pulse signal into a voltage level. This eliminates the need for digital signal processing in a digital signal processing unit, and can shorten the measurement time.

さらに、従来では、上流側検出信号と下流側検出信号を２チャンネル同時サンプリングしているため、サンプリングに使用するクロック信号のジッタによる影響で測定誤差が出る場合があったが、本発明では、上流側検出信号と下流側検出信号をパルス信号生成部でパルス信号化し、電圧変換部でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換して保持していることにより、電圧測定部での測定時にクロック信号のジッタによる影響を受けないので、測定誤差を小さくすることができる。 Further, conventionally, since the upstream detection signal and the downstream detection signal are simultaneously sampled on two channels, there may be a measurement error due to the influence of the jitter of the clock signal used for sampling. The side detection signal and downstream side detection signal are converted into pulse signals by the pulse signal generation unit, and the voltage conversion unit converts the pulse signal pulse width time into a voltage level and holds it. Since it is not affected by the jitter of the clock signal, the measurement error can be reduced.

本発明のコリオリ質量流量計の一実施例を示した構成図である。It is the block diagram which showed one Example of the Coriolis mass flowmeter of this invention. 上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が０°の時の各部の波形を表した説明図である。It is explanatory drawing showing the waveform of each part when the phase difference of an upstream reference signal and a downstream reference signal is 0 degree. 上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大の時の各部の波形を表した説明図である。It is explanatory drawing showing the waveform of each part when the phase difference of an upstream reference signal and a downstream reference signal is the maximum in the range defined by the specification. パルス信号生成部から出力されるパルス信号のパルス幅と電圧変換部が保持している電圧の関係を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the relationship between the pulse width of the pulse signal output from a pulse signal generation part, and the voltage which the voltage conversion part hold | maintains. 測定時の各部の波形を表した説明図である。It is explanatory drawing showing the waveform of each part at the time of a measurement. 従来のコリオリ質量流量計の一例を示した構成図である。It is the block diagram which showed an example of the conventional Coriolis mass flowmeter.

以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明のコリオリ質量流量計の一実施例を示した構成図である。ここで、図６と同一のものは同一符号を付し、説明を省略する。図１において、図６に示す構成と異なる点は、変換部７０の代わりに変換部７１が設けられている点である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a Coriolis mass flow meter of the present invention. Here, the same components as those in FIG. In FIG. 1, the difference from the configuration shown in FIG. 6 is that a conversion unit 71 is provided instead of the conversion unit 70.

図１において、変換部７１は、基準信号発生部１１、パルス信号生成部４０、電圧変換部５０、Ａ／Ｄ変換器２６（電圧測定部）および演算制御部６０を有している。基準信号発生部１１は、サイン波信号または矩形波信号を発生させることができるチャンネルを２チャンネル以上有する波形発生器であり、予め位相差が設定された上流側基準信号（第１の基準信号）と下流側基準信号（第２の基準信号）をそれぞれ発生する。 In FIG. 1, the conversion unit 71 includes a reference signal generation unit 11, a pulse signal generation unit 40, a voltage conversion unit 50, an A / D converter 26 (voltage measurement unit), and an arithmetic control unit 60. The reference signal generator 11 is a waveform generator having two or more channels capable of generating a sine wave signal or a rectangular wave signal, and an upstream reference signal (first reference signal) in which a phase difference is set in advance. And a downstream reference signal (second reference signal) are generated.

入力切替部１２（第１の入力切替部）は、上流側センサ１（第１のセンサ）からの上流側検出信号（第１の検出信号）または上流側基準信号のどちらか一方を選択して選択信号Ｓ１（第１の選択信号）として出力する。入力切替部１３（第２の入力切替部）は、下流側センサ２（第２のセンサ）からの下流側検出信号（第２の検出信号）と下流側基準信号のどちらかを選択して選択信号Ｓ２（第２の選択信号）として出力する。 The input switching unit 12 (first input switching unit) selects either the upstream detection signal (first detection signal) or the upstream reference signal from the upstream sensor 1 (first sensor). Output as the selection signal S1 (first selection signal). The input switching unit 13 (second input switching unit) selects and selects either the downstream detection signal (second detection signal) from the downstream sensor 2 (second sensor) or the downstream reference signal. Output as signal S2 (second selection signal).

コンデンサ１４は、入力切替部１２からの選択信号Ｓ１の直流成分を除去する。コンデンサ１５は、入力切替部１３からの選択信号Ｓ２の直流成分を除去する。比較器１６は、反転端子が接地され、非反転端子にコンデンサ１４で直流成分が除去された選択信号Ｓ１が入力される。そして、ＧＮＤレベルと選択信号Ｓ１の電圧レベルを比較して、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ１の電圧レベルが大きい時にはハイレベルを出力し、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ１の電圧レベルが小さい時にはローレベルを出力するように、選択信号Ｓ１をデジタル信号に変換する。 The capacitor 14 removes the DC component of the selection signal S1 from the input switching unit 12. The capacitor 15 removes the direct current component of the selection signal S2 from the input switching unit 13. The comparator 16 has the inverting terminal grounded and the selection signal S1 from which the DC component has been removed by the capacitor 14 is input to the non-inverting terminal. Then, the GND level and the voltage level of the selection signal S1 are compared, and a high level is output when the voltage level of the selection signal S1 is higher than the GND level, and a low level is output when the voltage level of the selection signal S1 is lower than the GND level. Thus, the selection signal S1 is converted into a digital signal.

同様に、比較器１７は、反転端子が接地され、非反転端子にコンデンサ１５で直流成分が除去された選択信号Ｓ２が入力される。そして、ＧＮＤレベルと選択信号Ｓ２の電圧レベルを比較して、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ２の電圧レベルが大きい時にはハイレベルを出力し、ＧＮＤレベルより選択信号Ｓ２の電圧レベルが小さい時にはローレベルを出力するように、選択信号Ｓ２をデジタル信号に変換する。 Similarly, the comparator 17 has the inverting terminal grounded, and the selection signal S2 from which the DC component has been removed by the capacitor 15 is input to the non-inverting terminal. Then, the GND level and the voltage level of the selection signal S2 are compared, and when the voltage level of the selection signal S2 is higher than the GND level, a high level is output, and when the voltage level of the selection signal S2 is lower than the GND level, a low level is output. Thus, the selection signal S2 is converted into a digital signal.

コンデンサ１４および比較器１６は信号変換部４１（第１の信号変換部）を構成し、コンデンサ１５および比較器１７は信号変換部４２（第２の信号変換部）を構成している。遅延回路１８は、コンデンサ１７の出力信号を一定時間遅延させる。排他的論理和回路１９は、比較器１６の出力信号と遅延回路１８の出力信号の排他的論理和であるパルス信号を出力する。入力切替部１２、入力切替部１３、遅延回路１８、排他的論理和回路１９、信号変換部４１および信号変換部４２はパルス信号生成部４０を構成している。 The capacitor 14 and the comparator 16 constitute a signal conversion unit 41 (first signal conversion unit), and the capacitor 15 and the comparator 17 constitute a signal conversion unit 42 (second signal conversion unit). The delay circuit 18 delays the output signal of the capacitor 17 for a certain time. The exclusive OR circuit 19 outputs a pulse signal that is an exclusive OR of the output signal of the comparator 16 and the output signal of the delay circuit 18. The input switching unit 12, input switching unit 13, delay circuit 18, exclusive OR circuit 19, signal conversion unit 41, and signal conversion unit 42 constitute a pulse signal generation unit 40.

コンデンサ２０は、パルス信号生成部４０から出力されるパルス信号のパルス幅の時間に応じた電圧を保持し、一端が接地される。ダイオード２１は、コンデンサ２０の放電時に順方向電圧Ｖｆで電圧クランプとして動作し、カソード端子が接地される。 The capacitor 20 holds a voltage corresponding to the time of the pulse width of the pulse signal output from the pulse signal generator 40, and one end thereof is grounded. The diode 21 operates as a voltage clamp with the forward voltage Vf when the capacitor 20 is discharged, and the cathode terminal is grounded.

定電流回路２２は、一定電流を流す回路であり、一端が正電源＋Ｖに接続される。トランジスタ２３は、コレクタ端子が定電流回路２２の他端に接続され、エミッタ端子がコンデンサ２０の他端およびダイオード２１のアノード端子に接続される。トランジスタ２４は、コレクタ端子がトランジスタ２３のエミッタ端子に接続され、ベース端子が排他的論理和回路１９の出力端子に接続される。 The constant current circuit 22 is a circuit for supplying a constant current, and one end thereof is connected to the positive power source + V. The transistor 23 has a collector terminal connected to the other end of the constant current circuit 22, and an emitter terminal connected to the other end of the capacitor 20 and the anode terminal of the diode 21. The transistor 24 has a collector terminal connected to the emitter terminal of the transistor 23 and a base terminal connected to the output terminal of the exclusive OR circuit 19.

定電流回路２５は、一定電流を流す回路であり、一端がトランジスタ２４のエミッタ端子に接続され、他端が負電源−Ｖに接続される。定電流回路２２、トランジスタ２３、トランジスタ２４および定電流回路２５は充放電部５１を構成している。コンデンサ２０、ダイオード２１および充放電部５１は電圧変換部５０を構成している。 The constant current circuit 25 is a circuit that allows a constant current to flow, and has one end connected to the emitter terminal of the transistor 24 and the other end connected to the negative power source -V. The constant current circuit 22, the transistor 23, the transistor 24, and the constant current circuit 25 constitute a charging / discharging unit 51. The capacitor 20, the diode 21, and the charging / discharging unit 51 constitute a voltage conversion unit 50.

Ａ／Ｄ変換器２６は、入力信号端子がコンデンサ２０の他端に接続され、コンデンサ２０に保持されている電圧を一定周期でサンプリングし、デジタルデータに変換して出力する。 The A / D converter 26 has an input signal terminal connected to the other end of the capacitor 20, samples the voltage held in the capacitor 20 at a constant period, converts it into digital data, and outputs the digital data.

放電制御部２７は、制御信号出力端子がトランジスタ２３のベース端子に接続され、トランジスタ２３のオンまたはオフを制御する。測定制御部２８は、排他的論理和回路１９の出力であるパルス信号を受けてＡ／Ｄ変換器２６を制御し、コンデンサ２０が保持している電圧のデジタルデータを取得する。 In the discharge control unit 27, the control signal output terminal is connected to the base terminal of the transistor 23, and controls on / off of the transistor 23. The measurement control unit 28 receives the pulse signal that is the output of the exclusive OR circuit 19 and controls the A / D converter 26 to acquire digital data of the voltage held by the capacitor 20.

位相差演算部２９は、基準信号発生部１１から発生させた上流側基準信号と下流側基準信号の位相差と、測定制御部２８が取得したデジタルデータ、すなわち、コンデンサ２０が保持している電圧に基づいて、位相差と電圧の関係式を求める。そして、測定時にこの関係式を用いて、コンデンサ２０が保持している電圧から上流側検出信号と下流側検出信号の位相差を求める。 The phase difference calculation unit 29 is configured to output the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal generated from the reference signal generation unit 11 and the digital data acquired by the measurement control unit 28, that is, the voltage held by the capacitor 20. Based on the above, a relational expression between the phase difference and the voltage is obtained. Then, the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal is obtained from the voltage held by the capacitor 20 using this relational expression at the time of measurement.

校正実行部３０は、位相差演算部２９の指示に応じて、基準信号発生部１１を制御して校正を実行する。放電制御部２７、測定制御部２８、位相差演算部２９および校正実行部３０は、演算制御部６０を構成している。 The calibration execution unit 30 executes calibration by controlling the reference signal generation unit 11 in accordance with an instruction from the phase difference calculation unit 29. The discharge control unit 27, the measurement control unit 28, the phase difference calculation unit 29, and the calibration execution unit 30 constitute an operation control unit 60.

このようなコリオリ質量流量計の動作を図２〜図５を用いて説明する。
図２は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が０°の時の各部の波形を表した説明図である。図３は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大の時の各部の波形を表した説明図である。図４は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅とコンデンサ２０が保持している電圧の関係を説明する説明図である。図５は、測定時の各部の波形を表した説明図である。なお、図２〜５の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。 The operation of such a Coriolis mass flow meter will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing waveforms of respective parts when the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal is 0 °. FIG. 3 is an explanatory diagram showing the waveforms of the respective parts when the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal is maximum within the range defined by the specifications. FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the relationship between the pulse width of the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 and the voltage held by the capacitor 20. FIG. 5 is an explanatory diagram showing the waveform of each part at the time of measurement. In addition, the vertical axis | shaft of FIGS. 2-5 has shown the voltage, and the horizontal axis has shown time.

位相差演算部２９は、校正を開始するために校正実行部３０へ校正開始を指示する。校正実行部３０は、位相差演算部２９からの指示に応じて、入力切替部１２と入力切替部１３に対して基準信号発生部１１からの出力を選択させる。また、校正実行部３０は、基準信号発生部１１に対して上流側基準信号と下流側基準信号の位相差を０°に設定し、基準信号の出力を指示する。基準信号発生部１１は、校正実行部３０からの指示に応じて、位相差が０°の上流側基準信号と下流側基準信号を出力する。 The phase difference calculation unit 29 instructs the calibration execution unit 30 to start calibration in order to start calibration. The calibration execution unit 30 causes the input switching unit 12 and the input switching unit 13 to select an output from the reference signal generation unit 11 in accordance with an instruction from the phase difference calculation unit 29. Further, the calibration execution unit 30 sets the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal to 0 ° with respect to the reference signal generation unit 11, and instructs the output of the reference signal. In response to an instruction from the calibration execution unit 30, the reference signal generation unit 11 outputs an upstream reference signal and a downstream reference signal with a phase difference of 0 °.

図２に示すように、基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号（図２のＡ）は、コンデンサ１４で直流成分が除去され、比較器１６でデジタル信号（図２のＣ）に変換される。同様に、基準信号発生部１１から出力された下流側基準信号（図２のＢ）は、コンデンサ１５で直流成分が除去され、比較器１７でデジタル信号（図２のＤ）に変換される。 As shown in FIG. 2, the upstream reference signal (A in FIG. 2) output from the reference signal generator 11 has a DC component removed by the capacitor 14 and converted to a digital signal (C in FIG. 2) by the comparator 16. Converted. Similarly, the downstream reference signal (B in FIG. 2) output from the reference signal generator 11 is removed from the DC component by the capacitor 15 and converted to a digital signal (D in FIG. 2) by the comparator 17.

比較器１７の出力信号は、遅延回路１８で遅延時間Ｔ１だけ遅延され（図２のＥ）、排他的論理和回路１９の一方の入力端子に入力される。また、比較器１６の出力信号は、排他的論理和回路１９の他方の入力端子に入力される。説明を簡単にするために、基準信号発生部１１から排他的論理和回路１９までの経路で遅延回路１８を除く遅延時間が、上流側基準信号と下流側基準信号で同じとする。 The output signal of the comparator 17 is delayed by a delay time T1 by the delay circuit 18 (E in FIG. 2), and input to one input terminal of the exclusive OR circuit 19. The output signal of the comparator 16 is input to the other input terminal of the exclusive OR circuit 19. In order to simplify the explanation, it is assumed that the delay time excluding the delay circuit 18 in the path from the reference signal generator 11 to the exclusive OR circuit 19 is the same for the upstream reference signal and the downstream reference signal.

基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号と下流側基準信号の位相差は０°であるため、排他的論理和回路１９の入力端子での上流側基準信号と下流側基準信号の遅延時間は、遅延回路１８の遅延時間Ｔ１となる。このため、排他的論理和回路１９は、パルス幅Ｔ１のパルス信号を出力する（図２のＦ）。 Since the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal output from the reference signal generator 11 is 0 °, the delay between the upstream reference signal and the downstream reference signal at the input terminal of the exclusive OR circuit 19 The time is the delay time T1 of the delay circuit 18. Therefore, the exclusive OR circuit 19 outputs a pulse signal having a pulse width T1 (F in FIG. 2).

排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号は、トランジスタ２４のベース端子に入力されるので、パルス信号がハイレベルの間はトランジスタ２４がオンする。トランジスタ２４がオンしている間、定電流回路２５の一定電流により、コンデンサ２０に電荷が充電される。すなわち、トランジスタ２４がオンしている間、コンデンサ２０の他端の電圧レベル（Ａ／Ｄ変換器２６の入力電圧）が負電源−Ｖ方向へ変化し、電圧レベルがＶ１となる（図２のＨ）。 Since the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 is input to the base terminal of the transistor 24, the transistor 24 is turned on while the pulse signal is at the high level. While the transistor 24 is on, the capacitor 20 is charged by the constant current of the constant current circuit 25. That is, while the transistor 24 is on, the voltage level at the other end of the capacitor 20 (the input voltage of the A / D converter 26) changes in the negative power supply −V direction, and the voltage level becomes V1 (FIG. 2). H).

そして、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がローレベルになると、トランジスタ２４がオフしてコンデンサ２０は充電されたままになるので、コンデンサ２０の他端の電圧レベルＶ１は保持される。測定制御部２８は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がハイレベルからローレベルに変化した後に、Ａ／Ｄ変換器２６に変換信号を出力する（図２のＩ）。 When the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 becomes low level, the transistor 24 is turned off and the capacitor 20 remains charged, so that the voltage level V1 at the other end of the capacitor 20 is maintained. . The measurement control unit 28 outputs a conversion signal to the A / D converter 26 after the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 changes from a high level to a low level (I in FIG. 2).

Ａ／Ｄ変換器２６は、測定制御部２８からの変換信号に応じて、コンデンサ２０の他端に保持された電圧レベルＶ１をデジタルデータに変換する。測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６で変換されたデジタルデータを取得し、このデジタルデータを位相差演算部２９へ送る。また、測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６からデジタルデータを取得した後に、放電制御部２７へコンデンサ２０の放電を指示する。 The A / D converter 26 converts the voltage level V <b> 1 held at the other end of the capacitor 20 into digital data according to the conversion signal from the measurement control unit 28. The measurement control unit 28 acquires the digital data converted by the A / D converter 26 and sends this digital data to the phase difference calculation unit 29. The measurement control unit 28 instructs the discharge control unit 27 to discharge the capacitor 20 after acquiring digital data from the A / D converter 26.

放電制御部２７は、測定制御部２８からの指示に応じて、コンデンサ２０に充電された電荷を放電するため、トランジスタ２３を一定時間オンする。トランジスタ２３がオンしている間、定電流回路２２の一定電流により、コンデンサ２０の電荷が放電される。 In response to an instruction from the measurement control unit 28, the discharge control unit 27 turns on the transistor 23 for a predetermined time in order to discharge the charge charged in the capacitor 20. While the transistor 23 is on, the constant current of the constant current circuit 22 discharges the capacitor 20.

そして、コンデンサ２０の他端の電圧レベルは、ダイオード２１の順方向電圧Ｖｆでクランプされる。放電制御部２７は、コンデンサ２０の電荷が放電される十分な時間を待って、トランジスタ２３をオフする。 The voltage level at the other end of the capacitor 20 is clamped by the forward voltage Vf of the diode 21. The discharge controller 27 turns off the transistor 23 after waiting a sufficient time for the capacitor 20 to discharge.

次に、位相差演算部２９は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大の時のコンデンサ２０に保持される電圧レベルを取得するために、校正実行部３０へ指示する。校正実行部３０は、基準信号発生部１１に対して上流側基準信号と下流側基準信号の位相差を仕様で定められている範囲で最大に設定し、基準信号の出力を指示する。基準信号発生部１１は、校正実行部３０からの指示に応じて、位相差が仕様で定められている範囲で最大の上流側基準信号と下流側基準信号を出力する。 Next, the phase difference calculation unit 29 performs calibration in order to obtain the voltage level held in the capacitor 20 when the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal is the maximum within the range defined by the specification. The execution unit 30 is instructed. The calibration execution unit 30 sets the phase difference between the upstream-side reference signal and the downstream-side reference signal to the maximum within a range defined by the specifications, and instructs the reference signal generation unit 11 to output the reference signal. In response to an instruction from the calibration execution unit 30, the reference signal generation unit 11 outputs the maximum upstream reference signal and downstream reference signal within a range in which the phase difference is determined by the specification.

図３に示すように、基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号（図３のＡ）は、コンデンサ１４で直流成分が除去され、比較器１６でデジタル信号（図３のＣ）に変換される。同様に、基準信号発生部１１から出力された下流側基準信号（図３のＢ）は、コンデンサ１５で直流成分が除去され、比較器１７でデジタル信号（図３のＤ）に変換される。 As shown in FIG. 3, the upstream reference signal (A in FIG. 3) output from the reference signal generator 11 is removed from the DC component by the capacitor 14, and converted to a digital signal (C in FIG. 3) by the comparator 16. Converted. Similarly, the downstream-side reference signal (B in FIG. 3) output from the reference signal generator 11 has its DC component removed by the capacitor 15 and converted into a digital signal (D in FIG. 3) by the comparator 17.

比較器１７の出力信号は、遅延回路１８で遅延時間Ｔ１だけ遅延され（図３のＥ）、排他的論理和回路１９の一方の入力端子に入力される。また、比較器１６の出力信号は、排他的論理和回路１９の他方の入力端子に入力される。 The output signal of the comparator 17 is delayed by a delay time T1 by the delay circuit 18 (E in FIG. 3) and input to one input terminal of the exclusive OR circuit 19. The output signal of the comparator 16 is input to the other input terminal of the exclusive OR circuit 19.

基準信号発生部１１から出力された上流側基準信号と下流側基準信号の位相差の時間をＴｄとすると、排他的論理和回路１９の入力端子での上流側基準信号と下流側基準信号の遅延時間は、遅延回路１８での遅延時間Ｔ１を加算した時間Ｔ２＝（Ｔｄ＋Ｔ１）となる。このため、排他的論理和回路１９は、パルス幅Ｔ２のパルス信号を出力する（図３のＦ）。 When the time of the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal output from the reference signal generator 11 is Td, the delay between the upstream reference signal and the downstream reference signal at the input terminal of the exclusive OR circuit 19 The time is the time T2 = (Td + T1) obtained by adding the delay time T1 in the delay circuit 18. For this reason, the exclusive OR circuit 19 outputs a pulse signal having a pulse width T2 (F in FIG. 3).

排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号は、トランジスタ２４のベース端子に入力されるので、パルス信号がハイレベルの間はトランジスタ２４がオンする。トランジスタ２４がオンしている間、定電流回路２５の一定電流により、コンデンサ２０に電荷が充電される。すなわち、トランジスタ２４がオンしている間、コンデンサ２０の他端の電圧レベル（Ａ／Ｄ変換器２６の入力電圧）が負電源−Ｖ方向へ変化し、電圧レベルがＶ２となる（図３のＨ）。 Since the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 is input to the base terminal of the transistor 24, the transistor 24 is turned on while the pulse signal is at the high level. While the transistor 24 is on, the capacitor 20 is charged by the constant current of the constant current circuit 25. That is, while the transistor 24 is on, the voltage level at the other end of the capacitor 20 (the input voltage of the A / D converter 26) changes in the negative power supply −V direction, and the voltage level becomes V2 (FIG. 3). H).

図２の場合と比較すると、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅が長くなっている、すなわち、トランジスタ２４がオンしている時間が長くなっているので、コンデンサ２０への充電時間が長くなり、コンデンサ２０の他端の電圧レベルも図２の場合より、さらに負電源−Ｖ方向へ変化した値となる。 Compared with the case of FIG. 2, the pulse width of the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 is longer, that is, the time during which the transistor 24 is on is longer. The charging time becomes longer, and the voltage level at the other end of the capacitor 20 becomes a value further changed in the negative power source -V direction than in the case of FIG.

そして、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がローレベルになると、トランジスタ２４がオフしてコンデンサ２０は充電されたままになるので、コンデンサ２０の他端の電圧レベルＶ２は保持される。測定制御部２８は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号がハイレベルからローレベルに変化した後に、Ａ／Ｄ変換器２６に変換信号を出力する（図３のＩ）。 When the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 becomes low level, the transistor 24 is turned off and the capacitor 20 remains charged, so that the voltage level V2 at the other end of the capacitor 20 is maintained. . The measurement control unit 28 outputs the conversion signal to the A / D converter 26 after the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 changes from the high level to the low level (I in FIG. 3).

Ａ／Ｄ変換器２６は、測定制御部２８からの変換信号に応じて、コンデンサ２０の他端に保持された電圧レベルＶ２をデジタルデータに変換する。測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６で変換されたデジタルデータを取得し、このデジタルデータを位相差演算部２９へ送る。また、測定制御部２８は、Ａ／Ｄ変換器２６からデジタルデータを取得した後に、放電制御部２７へコンデンサ２０の放電を指示する。 The A / D converter 26 converts the voltage level V2 held at the other end of the capacitor 20 into digital data in accordance with the conversion signal from the measurement control unit 28. The measurement control unit 28 acquires the digital data converted by the A / D converter 26 and sends this digital data to the phase difference calculation unit 29. The measurement control unit 28 instructs the discharge control unit 27 to discharge the capacitor 20 after acquiring digital data from the A / D converter 26.

位相差演算部２９は、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅（上流側基準信号と下流側基準信号の位相差の時間）と取得したコンデンサ２０の他端の電圧レベルとの関係式を求める。具体的には、パルス幅がＴ１の時に電圧レベルがＶ１であり、パルス幅がＴ２の時に電圧レベルがＶ２であるので、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅をｔ、コンデンサ２０の他端の電圧レベルをｖとすると、パルス幅ｔと電圧レベルｖの関係式は（１）式のようになる。
ｖ＝（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｔ２−Ｔ１）×ｔ（１） The phase difference calculator 29 outputs the pulse width of the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 (phase difference time between the upstream reference signal and the downstream reference signal) and the acquired voltage level of the other end of the capacitor 20. Is obtained. Specifically, since the voltage level is V1 when the pulse width is T1, and the voltage level is V2 when the pulse width is T2, the pulse width of the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 is t, Assuming that the voltage level at the other end of the capacitor 20 is v, the relational expression between the pulse width t and the voltage level v is as shown in equation (1).
v = (V2-V1) / (T2-T1) * t (1)

また、排他的論理和回路１９から出力されるパルス信号のパルス幅ｔとコンデンサ２０の他端の電圧レベルｖとの関係を図に表すと図４のようになる。図４において、パルス幅がＴ１の時は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が０°であるので、チューブに流れる流体の流量が０ということになる。また、パルス幅がＴ２の時は、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差が仕様で定められている範囲で最大となるので、チューブに流れる流体の流量が測定可能な範囲の最大ということになる。この関係式を求めるまでの一連の動作が校正動作となる。 FIG. 4 shows the relationship between the pulse width t of the pulse signal output from the exclusive OR circuit 19 and the voltage level v at the other end of the capacitor 20. In FIG. 4, when the pulse width is T1, the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal is 0 °, so the flow rate of the fluid flowing through the tube is zero. In addition, when the pulse width is T2, the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal is maximum within the range determined by the specification, so the flow rate of the fluid flowing through the tube is the maximum that can be measured. It will be. A series of operations until obtaining this relational expression is a calibration operation.

次に、実際の測定時の動作を説明する。測定時には、入力切替部１２と入力切替部１３は、変換部１０の上流側センサ１からの上流側検出信号と下流側センサ２からの下流側検出信号をそれぞれ選択する。図５に示すように、変換部１０の上流側センサ１から出力された上流側検出信号（図５のＡ）は、コンデンサ１４で直流成分が除去され、比較器１６でデジタル信号（図５のＣ）に変換される。同様に、変換部１０の下流側センサ２から出力された下流側検出信号（図５のＢ）は、コンデンサ１５で直流成分が除去され、比較器１７でデジタル信号（図５のＤ）に変換される。 Next, the operation during actual measurement will be described. At the time of measurement, the input switching unit 12 and the input switching unit 13 respectively select the upstream detection signal from the upstream sensor 1 and the downstream detection signal from the downstream sensor 2 of the conversion unit 10. As shown in FIG. 5, the upstream detection signal (A in FIG. 5) output from the upstream sensor 1 of the conversion unit 10 has a DC component removed by the capacitor 14, and a digital signal (in FIG. 5). C). Similarly, the downstream detection signal (B in FIG. 5) output from the downstream sensor 2 of the conversion unit 10 has its DC component removed by the capacitor 15 and converted into a digital signal (D in FIG. 5) by the comparator 17. Is done.

比較器１７の出力信号は、遅延回路１８で遅延時間Ｔ１だけ遅延され（図５のＥ）、排他的論理和回路１９の一方の入力端子に入力される。また、比較器１６の出力信号は、排他的論理和回路１９の他方の入力端子に入力される。 The output signal of the comparator 17 is delayed by a delay time T1 by the delay circuit 18 (E in FIG. 5) and input to one input terminal of the exclusive OR circuit 19. The output signal of the comparator 16 is input to the other input terminal of the exclusive OR circuit 19.

排他的論理和回路１９は、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差の時間に遅延回路１８での遅延時間Ｔ１を加算した時間をパルス幅に持つパルス信号を出力する（図５のＦ）。以下、図２および図３に示す場合（校正時）と同様に、位相差演算部２９は、コンデンサ２０の他端に保持された電圧レベルを取得する。 The exclusive OR circuit 19 outputs a pulse signal whose pulse width is a time obtained by adding the delay time T1 in the delay circuit 18 to the time of the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal (F in FIG. 5). ). Thereafter, similarly to the case shown in FIGS. 2 and 3 (during calibration), the phase difference calculation unit 29 acquires the voltage level held at the other end of the capacitor 20.

そして、位相差演算部２９は、取得した電圧レベルと校正時に求めた関係式（（１）式）を用いて、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差の時間を演算し、この位相差の時間からチューブに流れる流体の質量を求める。 Then, the phase difference calculation unit 29 calculates the time of the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal using the acquired voltage level and the relational expression (equation (1)) obtained at the time of calibration. The mass of the fluid flowing in the tube is obtained from the phase difference time.

このように、基準信号発生部１１が、上流側基準信号と下流側基準信号を発生させ、パルス信号生成部４０が、上流側基準信号と下流側基準信号の位相差に応じたパルス幅を持つパルス信号を生成する。電圧変換部５０が、このパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換し、演算制御部６０が、パルス信号のパルス幅の時間と保持された電圧レベルとの関係式を求める。 As described above, the reference signal generator 11 generates the upstream reference signal and the downstream reference signal, and the pulse signal generator 40 has a pulse width corresponding to the phase difference between the upstream reference signal and the downstream reference signal. Generate a pulse signal. The voltage conversion unit 50 converts the pulse width time of the pulse signal into a voltage level, and the arithmetic control unit 60 obtains a relational expression between the pulse width time of the pulse signal and the held voltage level.

そして、測定時に、パルス信号生成部４０が、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差に応じたパルス信号を生成し、電圧変換部５０が、このパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換し、演算制御部６０が、この電圧レベルと関係式を用いて、上流側検出信号と下流側検出信号の位相差の時間を演算してチューブに流れる流体の質量を求めることにより、従来のように、高分解能で２チャンネル同時サンプリング可能なＡ／Ｄ変換器やデジタル信号処理部等の高価な部品を使用しないので、安価な構成とすることができる。 At the time of measurement, the pulse signal generation unit 40 generates a pulse signal corresponding to the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal, and the voltage conversion unit 50 sets the time of the pulse width of the pulse signal to the voltage level. The calculation control unit 60 calculates the phase of the phase difference between the upstream side detection signal and the downstream side detection signal using this voltage level and the relational expression, and obtains the mass of the fluid flowing through the tube. As described above, since expensive components such as an A / D converter and a digital signal processing unit capable of simultaneously sampling two channels with high resolution are not used, an inexpensive configuration can be achieved.

また、電圧変換部５０が、電圧レベルを保持することにより、従来と比較して低速のＡ／Ｄ変換器を使用することができるので、さらに安価な構成とすることができる。 In addition, since the voltage conversion unit 50 maintains the voltage level, a low-speed A / D converter can be used as compared with the conventional one, so that a more inexpensive configuration can be achieved.

また、パルス信号生成部４０で上流側検出信号と下流側検出信号の位相差に応じたパルス信号を生成し、電圧変換部５０でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換するので、従来のようなデジタル信号処理部でのデジタル信号処理が不要となり、測定時間を短縮することができる。 Further, since the pulse signal generation unit 40 generates a pulse signal corresponding to the phase difference between the upstream detection signal and the downstream detection signal, and the voltage conversion unit 50 converts the time of the pulse width of the pulse signal into a voltage level. The digital signal processing in the digital signal processing unit as described above becomes unnecessary, and the measurement time can be shortened.

さらに、従来では、上流側検出信号と下流側検出信号を２チャンネル同時サンプリングしているため、サンプリングに使用するクロック信号のジッタによる影響で測定誤差が出る場合があったが、本発明では、上流側検出信号と下流側検出信号を比較器１６および１７を用いたパルス信号生成部４０でパルス信号化し、コンデンサ２０を用いた電圧変換部５０でパルス信号のパルス幅の時間を電圧レベルに変換して保持していることにより、Ａ／Ｄ変換器２６での測定時にクロック信号のジッタによる影響を受けないので、測定誤差を小さくすることができる。 Further, conventionally, since the upstream detection signal and the downstream detection signal are simultaneously sampled on two channels, there may be a measurement error due to the influence of the jitter of the clock signal used for sampling. The side detection signal and the downstream detection signal are converted into pulse signals by the pulse signal generation unit 40 using the comparators 16 and 17, and the pulse width time of the pulse signal is converted into a voltage level by the voltage conversion unit 50 using the capacitor 20. Therefore, the measurement error can be reduced because it is not affected by the jitter of the clock signal during measurement by the A / D converter 26.

なお、本発明はこれに限定されるものではなく、以下に示すようなものでもよい。
（１）図１に示す実施例において、パルス信号生成部４０で遅延回路１８は比較器１７の出力に配置される構成を示したが、比較器１７の入力に遅延回路１８を配置してもよい。また、コンデンサ１４は比較器１６の入力に配置され、コンデンサ１５は比較器１７の入力に配置される構成を示したが、上流側センサ１の上流側検出信号と下流側センサ２の下流側検出信号、および、基準信号発生部１１からの上流側基準信号と下流側基準信号が、予め直流成分を除去している場合には、コンデンサ１４とコンデンサ１５を削除してもよい。 The present invention is not limited to this, and may be as shown below.
(1) In the embodiment shown in FIG. 1, the delay signal 18 is arranged at the output of the comparator 17 in the pulse signal generator 40, but the delay circuit 18 may be arranged at the input of the comparator 17. Good. Further, although the capacitor 14 is arranged at the input of the comparator 16 and the capacitor 15 is arranged at the input of the comparator 17, the upstream detection signal of the upstream sensor 1 and the downstream detection of the downstream sensor 2 are shown. If the signal and the upstream reference signal and the downstream reference signal from the reference signal generator 11 have previously removed the DC component, the capacitor 14 and the capacitor 15 may be deleted.

（２）図１に示す実施例において、電圧変換部５０でコンデンサ２０に充放電を行う充放電部５１は、定電流回路２２、トランジスタ２３、トランジスタ２４および定電流回路２５での構成を示したが、必ずしもこれに限定されるものではなく、排他的論理和回路１９からのパルス信号でコンデンサ２０に電荷を充電し、演算制御部６０からの信号によってコンデンサ２０の電荷を放電する回路であればよい。 (2) In the embodiment shown in FIG. 1, the charging / discharging unit 51 that charges and discharges the capacitor 20 by the voltage conversion unit 50 has the configuration of the constant current circuit 22, the transistor 23, the transistor 24, and the constant current circuit 25. However, the present invention is not necessarily limited to this, and any circuit that charges the capacitor 20 with a pulse signal from the exclusive OR circuit 19 and discharges the capacitor 20 with a signal from the arithmetic control unit 60 can be used. Good.

同様に、コンデンサ２０の放電時にコンデンサ２０の両端電圧を一定電圧にクランプするためにダイオード２１が配置されているが、必ずしもこれに限定されるものではなく、コンデンサ２０の両端電圧を一定電圧にクランプできる回路であればよい。 Similarly, the diode 21 is arranged to clamp the voltage across the capacitor 20 to a constant voltage when the capacitor 20 is discharged. However, the present invention is not limited to this, and the voltage across the capacitor 20 is clamped to a constant voltage. Any circuit can be used.

例えば、本発明では、正電源＋Ｖからトランジスタ２３を介して定電流回路２２の電流によってコンデンサ２０の電荷を放電しているが、トランジスタ２３のコレクタ端子を抵抗を介してＧＮＤレベルに接続し、トランジスタ２３がオンすることでコンデンサ２０の電荷を放電するようにしてもよい。この場合、ダイオード２１は削除することができる。 For example, in the present invention, the charge of the capacitor 20 is discharged from the positive power source + V by the current of the constant current circuit 22 through the transistor 23, but the collector terminal of the transistor 23 is connected to the GND level through a resistor, and the transistor The electric charge of the capacitor 20 may be discharged when 23 is turned on. In this case, the diode 21 can be eliminated.

１上流側センサ（第１のセンサ）
２下流側センサ（第２のセンサ）
１１基準信号発生部
１２入力切替部（第１の入力切替部）
１３入力切替部（第２の入力切替部）
１８遅延回路
１９排他的論理和回路
２０コンデンサ
２６電圧測定部
２７放電制御部
２８測定制御部
２９位相差演算部
３０校正実行部
４０パルス信号生成部
４１信号変換部（第１の信号変換部）
４２信号変換部（第２の信号変換部）
５０電圧変換部
５１充放電部
６０演算制御部 1 Upstream sensor (first sensor)
2 Downstream sensor (second sensor)
11 reference signal generation unit 12 input switching unit (first input switching unit)
13 Input switching unit (second input switching unit)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 18 Delay circuit 19 Exclusive OR circuit 20 Capacitor 26 Voltage measurement part 27 Discharge control part 28 Measurement control part 29 Phase difference calculating part 30 Calibration execution part 40 Pulse signal generation part 41 Signal conversion part (1st signal conversion part)
42 Signal converter (second signal converter)
50 Voltage Converter 51 Charge / Discharge Unit 60 Calculation Control Unit

Claims

A first sensor and a second sensor for detecting vibrations of the tube through which the fluid flows on the upstream side and the downstream side, respectively, and a first detection signal from the first sensor and a second sensor from the second sensor; In the Coriolis mass flowmeter that measures the mass of the fluid flowing through the tube from the phase difference from the detection signal of 2,
A reference signal generator for generating a first reference signal and a second reference signal having a preset phase difference;
Pulse signal generation for generating a pulse signal having a pulse width corresponding to the phase difference between the first detection signal and the second detection signal or the phase difference between the first reference signal and the second reference signal And
A voltage converter that converts the time of the pulse width of the pulse signal into a voltage and holds the voltage; and
A voltage measuring unit for measuring the voltage converted by the voltage converting unit;
Based on the phase difference between the first reference signal and the second reference signal generated from the reference signal generator and the voltage converted by the voltage converter, a relational expression between the phase difference and the voltage is obtained, and the first For calculating the mass of the fluid by calculating the phase difference between the first detection signal and the second detection signal from the relational expression and the voltage converted from the phase difference between the detection signal of the first detection signal and the second detection signal A Coriolis mass flowmeter comprising a control unit.

The pulse signal generator is
A first input switching unit that selects either the first detection signal or the first reference signal and outputs it as a first selection signal;
A second input switching unit that selects one of the second detection signal and the second reference signal and outputs the second selection signal as a second selection signal;
A delay circuit for delaying the second selection signal by a predetermined time;
A first signal converter for converting the first selection signal into a first digital signal;
A second signal converter that converts the second selection signal delayed by the delay circuit into a second digital signal;
2. The Coriolis mass flowmeter according to claim 1, further comprising an exclusive OR circuit that outputs the pulse signal that is an exclusive OR of the first digital signal and the second digital signal.

The pulse signal generator is
A first input switching unit that selects either the first detection signal or the first reference signal and outputs it as a first selection signal;
A second input switching unit that selects one of the second detection signal and the second reference signal and outputs the second selection signal as a second selection signal;
A first signal converter for converting the first selection signal into a first digital signal;
A second signal converter for converting the second selection signal into a second digital signal;
A delay circuit for delaying the second digital signal for a predetermined time;
2. The exclusive OR circuit that outputs the pulse signal that is an exclusive OR of the first digital signal and the second digital signal delayed by the delay circuit. Coriolis mass flow meter.

The voltage converter is
A capacitor that holds a voltage in which the pulse width of the pulse signal is converted, and a charge / discharge unit that charges the capacitor according to the pulse width of the pulse signal and discharges the capacitor in response to an instruction from the arithmetic control unit The Coriolis mass flowmeter according to any one of claims 1 to 3, wherein

The arithmetic control unit is
A calibration execution unit that controls the reference signal generation unit to execute calibration;
A measurement control unit for controlling the voltage measurement unit by a pulse signal output from the pulse signal generation unit, and acquiring a voltage held by the voltage conversion unit;
In response to an instruction from the measurement control unit, a discharge control unit that controls the discharge of the voltage held by the voltage conversion unit,
Based on the phase difference between the first reference signal and the second reference signal generated from the reference signal generation unit by controlling the calibration execution unit and the voltage acquired by the measurement control unit, the phase difference and voltage And the phase difference between the first detection signal and the second detection signal is calculated from the voltage converted from the phase difference between the first detection signal and the second detection signal and the relational expression. The Coriolis mass flowmeter according to claim 1, further comprising a phase difference calculation unit that calculates a mass of the fluid.