JP4896150B2 - Electronic energy meter - Google Patents

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    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R21/00Arrangements for measuring electric power or power factor
    • G01R21/133Arrangements for measuring electric power or power factor by using digital technique

Description

【技術分野】
【0001】
本発明は、A/D(アナログ/デジタル)変換手段で変換されたデジタル信号に基づいて被計測対象の使用電力量を演算する電子式電力量計に関するものである。
【背景技術】
【0002】
電子式電力量計の計測精度保証範囲は、一般的に、電圧が定格値の±10%程度であるのに対して、電流が定格値の6倍〜1/40倍と広範囲である。このため、この計測精度保証範囲内にある電流を±1%の精度で計測するには、1/240×1%=1/24,000、すなわち、24,000分の1の分解能が必要となり、A/Dコンバータには約15ビットの分解能が必要となる。しかしながら、演算処理装置として汎用されるマイクロコンピュータ(以下、マイコンと記す)に内蔵されるA/Dコンバータは、分解能が一般的に10ビット、多くても12ビットであり、このような汎用のマイコンを使用する電子式電力量計では分解能が不足してしまう。このため、従来の電子式電力量計では、マイコン内蔵A/Dコンバータで不足する分解能を補うため、計測する電流をその大きさに応じた増幅率で増幅している。例えば、特許文献1に開示される従来の電子式電力量計では、整流・平均化された計測電流のレベルと増幅手段の定格レベルとに基づいて増幅率が自動的に調節され、増幅手段では、この調節された増幅率に基づいて電流センサの出力が増幅される。また、計測電流をその大きさに応じて種々の増幅率で増幅できるように、複数の増幅器が図1に示すように多段に設けられた従来の電子式電力量計もある。
【0003】
この電子式電力量計は、汎用のマイコン1を備えて構成されている。マイコン1には、逐次比較型のA/Dコンバータ2、およびこのA/Dコンバータ2で変換されたデジタルデータに基づいて演算を行なうソフトウェア処理部3が設けられている。A/Dコンバータ2には、選択スイッチ7を介して、入力信号を5倍に増幅する増幅器9,10,11,12が4段に接続されている。1段目の増幅器9には、選択スイッチ8を介して電圧センサ13および電流センサ14が接続されている。選択スイッチ8は、端子8a,8b,8cの中のいずれかの端子に接続が択一的に切り換えられる。端子8aに切り換えられると電圧センサ13からの電圧信号、端子8bに切り換えられると電流センサ14からの電流信号、端子8cに切り換えられると各センサ13,14の検出出力の基準電位が選択されて計測される。選択スイッチ7は、電流センサ14で検出された電流信号の増幅に用いる増幅器の段数を選択する際に、端子7a,7b,7c,7dの中のいずれかの端子に接続が択一的に切り換えられる。端子7aに切り換えられると1段の増幅器9が選択され、入力信号は5倍に増幅される。また、端子7bに切り換えられると2段の増幅器9,10、端子7cに切り換えられると3段の増幅器9〜11、端子7dに切り換えられると4段の増幅器9〜12が選択され、入力信号はそれぞれ5倍,5倍,5倍に増幅される。
【0004】
ソフトウェア処理部3には、LED(発光ダイオード)15および液晶表示部6の表示を制御する液晶ドライバ5が接続されている。ソフトウェア処理部3は、A/Dコンバータ2でデジタルデータに変換された電圧値および電流値を乗算して電力を算出し、この電力を累積加算して電力量を算出する。算出した電力量は液晶表示部6に表示され、また、算出した電力量に基づいて、使用電力量に比例したパルス信号が生成されてLED15が点滅される。
【0005】
図2は、上記のソフトウェア処理部3における電力量の算出処理の概略を示すフローチャートである。
【0006】
この電力量の算出処理では、始めに、電流ダミーA/D変換処理が行なわれる(図2,ステップ(以下、Sと記す)1参照)。この処理では、選択スイッチ8が端子8bに切り換えられてA/Dコンバータ2によって最初に変換される電流値のデジタルデータが、電流計測精度を上げるために捨てられる。次に、電流プリA/D変換処理が行なわれる(S2)。この処理では、増幅器9〜12の中から電流信号の増幅に用いる増幅器の最適な段数を決定するための測定処理が行なわれる。次に、電流本番A/D変換処理が行なわれる(S3)。この処理では、S2で決定した段数の増幅器を選択スイッチ7の切り換えによって選択し、選択した増幅器で電流センサ14から出力される検出信号を増幅した後、A/Dコンバータ2によりデジタルデータに変換する処理が行なわれる。次に、電圧ダミーA/D変換処理が行なわれる(S4)。この処理では、S1の電流ダミーA/D変換処理と同様、選択スイッチ8が端子8aに切り換えられてA/Dコンバータ2によって最初に変換される電圧値のデジタルデータが、電圧計測精度を上げるために捨てられる。次に、電圧本番A/D変換処理が行なわれる(S5)。この処理では、選択スイッチ7の切り換えによって1段の増幅器9を選択し、この増幅器9で電圧センサ13から出力される検出信号を増幅した後、A/Dコンバータ2によりデジタルデータに変換する処理が行なわれる。
【0007】
次に、S3で得られた電流値およびS5で得られた電圧値から、前回の後述するS13の処理で得られたオフセットが除去され、電力(瞬時電力)が計算される(S6)。オフセットは、各増幅器9〜12において入力が零であるときにA/Dコンバータ2から出力される電圧であり、S6における電力計算式は、(電圧値−オフセット)×(電流値−オフセット)と表わされる。
【0008】
次に、ゲイン(利得)調整処理(S7)が行なわれる。すなわち、S6で得られる電力計算結果を、S2で決定された段数の増幅器による増幅率に応じて所定倍することで、ゲイン調整が行なわれる。続いて、ゲインエラー補正処理が行なわれる(S8)。すなわち、各増幅器9〜12における増幅率を決める内部抵抗の誤差によって電力計算結果に生じる誤差を取り除く処理が行なわれる。次に、S6〜S8の処理によって得られた電力データを累積(積算)して電力量を算出する処理が行なわれる(S9)。この電力累積処理で算出された電力量に基づいて、使用電力量に比例したパルス信号がLED15へ出力され(S10)、液晶表示部6には、算出された電力量が表示される。
【0009】
次に、オフセットダミーA/D変換処理が行なわれる(S11)。この処理では、選択スイッチ8が端子8cに切り換えられてA/Dコンバータ2によって最初に得られるオフセットデータが、各増幅器9〜12のオフセット計測精度を上げるために捨てられる。次に、オフセット本番A/D変換処理が行なわれる(S12)。この処理では、選択スイッチ7の切り換えにより、増幅器9〜12の各段毎のオフセットが順番に計測され、この計測されたオフセットがA/Dコンバータ2によってデジタルデータに変換される。このオフセットの計測は数回行なわれ、この計測結果に基づいてオフセットの平均値が算出される(S13)。このようにして得られたオフセットに基づいて、次回の電力計算処理(S6)が上述したように行なわれる。
【特許文献1】
特開2004−177228号公報(段落[0025]〜[0031])
【発明の開示】
【0010】
しかしながら、上記の図1に示す従来の電子式電力量計では、増幅器9〜12を多段に接続した構成であるため、S2の電流プリA/D変換処理によって増幅器の最適な段数を決定したり、S11のオフセットダミーA/D変換処理によって各段の増幅器9〜12のオフセットを計測したり、S12のオフセット本番A/D変換処理によって計測した数回分のオフセット値を増幅器9〜12の各段毎に記憶しなければならない。さらに、S7のゲイン調整処理によって各段の増幅器9〜12毎にゲイン調整をしたり、S8のゲインエラー補正処理によって各段の増幅器9〜12についての抵抗誤差を補正する必要がある。従って、上記の図1に示す従来の電子式電力量計では、多くの処理が必要になってソフトウェアの規模が大きくなり、大きなデータ記憶容量も必要になるので、メモリサイズの大きなマイコンが必要となる。
【0011】
また、処理量が増大することで、マイコン1の動作クロック周波数を高めにして処理速度を向上させなければならず、マイコン1の消費電流が大きくなってしまう。また、増幅器9〜12を多段に接続した構成であるため、アナログ回路部分の規模も大きくなって基板サイズが大型化すると共に、アナログ回路部分における消費電流も大きなものとなってしまう。従って、図1に示す従来の電子式電力量計では、小型電源を使用することができない。また、消費電流の増加に伴い、電源からの出力電圧の変動幅も大きくなるため、図1に示す従来の電子式電力量計では、電源の出力電圧を安定させるための回路部品が必要となり、コストアップを招いてしまう。また、マイコン1の動作クロック周波数を高くすると、マイコン1から発生する電磁ノイズによる放射電界強度の影響が大きくなる。このため、図1に示す従来の電子式電力量計では、耐ノイズ性能(EMC)を高めるための電磁シールドなどの対策が必要となり、この点においてもコストがかかってしまう。
【0012】
この結果、図1に示す従来の電子式電力量計では、製品の小型化およびコストダウンを十分に図ることができなかった。
【0013】
本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、
被計測対象の電圧を検出する電圧センサと、
被計測対象の電流を検出する電流センサと、
電圧センサの検出出力、電流センサの検出出力、および、この検出出力の基準電位のそれぞれを順次繰り返して、かつ、それぞれを択一的に選択して出力する選択スイッチと、
選択スイッチの出力信号の電位と基準電位とを差動増幅する差動増幅手段と、
差動増幅手段から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換手段、およびこのA/D変換手段から出力されたデジタル信号に基づいて被計測対象の使用電力量を演算する演算手段を内蔵した演算処理装置と、
を備えた電子式電力量計であって、
A/D変換手段は、選択スイッチが切り換わるごとに、ΔΣ変調によるA/D変換を行うとともに、該変換の完了後に動作を停止し、かつ、
演算手段は、選択スイッチが電圧センサの検出出力および電流センサの検出出力のうち少なくとも一方の検出出力を選択したときのA/D変換手段の出力から、選択スイッチが基準電位を選択したときのA/D変換手段の出力を除去したデジタル信号に基づいて、被計測対象の使用電力量を算出することを特徴とする。
[0014]
この構成によれば、電圧センサの検出出力、電流センサの検出出力、およびこれら検出出力の基準電位は、A/D変換手段においてΔΣ変調によってアナログ信号からデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換された電圧センサおよび電流センサの各検出出力のうち少なくとも一方から、演算手段により、デジタル信号に変換された基準電位が除去されることにより、電圧センサおよび電流センサの各検出出力から差動増幅手段およびA/D変換手段のオフセットが除去される。被計測対象の使用電力量は、オフセットが除去された電圧センサおよび電流センサの各検出出力を用いて算出される。
[0015]
A/D変換手段におけるアナログ信号からデジタル信号への変換は、ΔΣ変調の際のオーバーサンプリングによって細かくサンプリングされて高い分解能で行なわれるので、従来の電子式電力量計のように、A/D変換手段の分解能を補うために増幅手段を多段に構成する必要がなくなる。このため、増幅手段を多段に構成しなくても、広範囲の計測精度保証範囲を必要とする電流センサの検出出力を広範囲にわたって高精度に計測することができるようになる。また、増幅手段を多段に構成する必要がなくなるので、従来の電子式電力量計のように、増幅器の最適な段数を決定したり、各段の増幅器のオフセットを計測したり、計測した数回分のオフセット値を増幅器の各段毎に記憶する必要がなくなる。さらに、ゲイン調整処理によって各段の増幅器毎にゲイン調整をしたり、ゲインエラー補正処理によって各段の増幅器についての抵抗誤差を補正する必要が無くなる。従って、処理の量が少なくなってソフトウェアの規模が小さくなり、データ記憶容量も小さくなるので、演算処理装置に必要とされるメモリサイズが小さくて済むようになる。また、処理量が減少するので、演算処理装置の動作クロック周波数を低く抑えて、その消費電流を小さくすることができる。また、増幅手段を多段に構成する必要がないので、アナログ回路部分の規模も小さくなって基板サイズが小型化すると共に、アナログ回路部分における消費電流も小さくすることができる。従って、電子式電力量計の電源として小型電源を用いることが可能となる。また、消費電流を小さくして電源からの出力電圧の変動幅を小さくすることができるので、従来の電子式電力量計のような電源の出力電圧を安定させるための回路部品が不要となり、コストを抑えることができる。また、演算処理装置の動作クロック周波数を低く抑えることができるので、演算処理装置から発生する電磁ノイズによる放射電界強度の影響を小さくして、耐ノイズ性能の対策に係るコストを抑えることもできる。この結果、本発明による電子式電力量計によれば、製品の小型化およびコストダウンを十分に図ることが可能になる。
[0016]
また、増幅手段に差動増幅手段を用いているため、増幅手段から出力される少なくとも電流センサからの検出信号にバイアス電圧を印加することができる。このため、電流センサの検出信号が負の範囲に振れるものであっても、バイアス電圧を印加することによって正の範囲で変動する信号にして、電流センサの検出信号を増幅手段によって増幅し、A/D変換手段によってデジタル信号に変換できる。また、増幅手段に差動増幅手段を用いているため、その入力端子に雑音が乗っても相殺されて雑音の影響を排除できるので、入力信号を高い精度で増幅することができる。
また、電圧センサおよび電流センサの検出出力ならびにこの検出出力の基準電位に対する各変換が完了すると、A/D変換手段の動作が停止し、A/D変換手段による次の変換の開始準備が行なわれる。このため、A/D変換手段による各変換は、A/D変換手段が停止した状態から速やかに実行されるようになる。従って、A/D変換手段の動作を停止させずに継続して変換する場合には、変換開始時にA/D変換手段の前の変換動作の完了を待つことなどにより次の変換の開始が遅延して、各変換の開始を一定周期で行なうことができないが、この構成によれば、一定周期で行なうことができる。この結果、被計測対象の電圧および電流の計測タイミングならびにオフセットの計測タイミングが一定周期で行なわれて、被計測対象の使用電力量の算出処理が正確に行なえるようになる。
[0017]
また、本発明は、演算手段が、使用電力量を所定倍することで、または、使用電力量に応じたパルス出力のしきい値を調整することで、使用電力量の絶対誤差を補正することを特徴とする。
[0018]
この構成によれば、算出した使用電力量を増幅手段の増幅率に応じて所定倍することで、算出した使用電力量の絶対誤差が補正される。また、算出した使用電力量に応じたパルス出力のしきい値を調整することによっても、パルス出力のタイミングが調整されて、パルスは実際の使用電力量に応じて出力されるようになり、算出した使用電力量の絶対誤差が補正される。このため、算出した使用電力量は、所定倍することによっても、パルス出力のしきい値を調整することによっても、その絶対誤差の補正が可能となり、電子式電力量計の設計の自由度が増す。
[0019]
また、本発明は、
演算手段が、
電圧センサの検出出力の基準電位が電流センサの検出出力の基準電位とは異なる電位に設定されている場合に、
選択スイッチが電圧センサの検出出力および電流センサの検出出力のうちいずれか一方の検出出力を選択したときのA/D変換手段の出力のみから、選択スイッチが基準電位を選択したときのA/D変換手段の出力を除去したデジタル信号に基づいて、被計測対象の使用電力量を算出することを特徴とする。
[0020]
この構成によれば、各センサの検出出力から算出される電力値は直流成分からなるが、基準電位の除去が行なわれなかった方の検出出力に現れる増幅手段およびA/D変換手段のオフセットは、電圧の正負均等に現れる交流成分となって、使用電力量の積算処理過程における積分処理で除去される。従って、A/D変換手段で変換された基準電位の除去が、電流センサの検出出力または電圧センサの検出出力のいずれか一方に対してのみ行なわれるだけで、算出する使用電力量から増幅手段およびA/D変換手段のオフセットを除去することができる。このため、被計測対象の使用電力量の算出処理が簡略化されるようになり、ソフトウェアの規模がさらに小さくなって演算処理装置のメモリサイズがさらに小さくなると共に、動作クロック周波数をさらに低くして消費電流をさらに減少させることができる。
[0021]
また、本発明は、演算処理装置が、電圧センサおよび電流センサの検出出力ならびにこの検出出力の基準電位のいずれかに対するA/D変換手段による変換の完了後即座に選択スイッチを切り換えて次の選択を行なわせた後、時間をおいてA/D変換手段による次の変換を行なわせることを特徴とする。
[0022]
この構成によれば、電圧センサおよび電流センサの検出出力ならびにこの検出出力の基準電位のいずれかに対するA/D変換手段による変換が完了すると、即座に選択スイッチが切り換えられ、その後時間をおいて、切り換えられた選択スイッチによって入力される信号に対し、A/D変換手段による変換が行なわれる。このため、A/D変換手段による各変換は、選択スイッチが切り換えられてからある程度の時間が経過して、A/D変換手段に入力される信号が安定した状態で開始されるようになる。従って、計測誤差の発生要因が取り除かれて、A/D変換手段による各変換は正確に行なわれるようになる。
[0023]
[0024]
[0025]
また、本発明は、A/D変換手段の参照電圧が演算処理装置の動作電圧と同電位に設定されていることを特徴とする。
[0026]
この構成によれば、A/D変換手段にその参照電圧を供給する電源と、演算処理装置にその動作電圧を供給する電源とを共通化することができる。このため、A/D変換手段にその参照電圧を供給する電源を別個に用意する必要がなくなり、さらに製品の小型化およびコストダウンを図ることができる。
[0027]
本発明によれば、上記のように、製品の小型化およびコストダウンを十分に図ることができる電子式電力量計を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0028】
【図1】従来の電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図2】図1に示す電子式電力量計における電力量の算出処理の概略を示すフローチャートである。
【図3】本発明の一実施形態による電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図4】図3に示すブロック図の一部詳細回路図である。
【図5】図3に示す電子式電力量計における電力量の算出処理の概略を示すフローチャートである。
【図6】図5に示す電力量の算出処理の詳細を示すフローチャートである。
【図7】本発明の第1の変形例による電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図8】本発明の第2の変形例による電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図9】本発明の第3の変形例による電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図10】本発明の第4の変形例による電子式電力量計における、累積加算される使用電力量と生成されるパルス信号との関係を示す図である。
【図11】本発明の第5の変形例による電子式電力量計に用いられるA/Dコンバータの内部回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【0029】
次に、本発明を実施するための最良の形態について説明する。
【0030】
図3は、本実施形態による単相2線式の電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。また、図4は、図3に示すブロック図の一部詳細回路図である。なお、図3および図4において図1と同一または相当する部分には同一の符号を付して説明する。
【0031】
本実施形態による電子式電力量計は、電圧センサ13、電流センサ14、汎用のマイコン21、および液晶表示部6を備えて構成されている。演算処理装置を構成しているマイコン21は、選択スイッチ22、差動増幅器23、A/Dコンバータ24、ソフトウェア処理部25、液晶ドライバ5、およびLED15を備えており、回路グランド(GND)は0[V]の基準電位VSSに接続されている。
【0032】
電圧センサ13は、電源端子P0,P1間に入力される電圧V・sinωtを抵抗13a,13b,13cで分圧する分圧回路から構成されており、抵抗13cの両端に現れる分圧電圧E・sinωtを被計測対象の電圧として検出し、出力する。抵抗13cが接続される信号グランドは、マイコン21の動作電圧VDD(3.6[V])の1/2の電圧であるバイアス電圧VCOM(1.8[V])が図4に示すように基準電位VSSに印加された電位にされている。電流センサ14は、シャント抵抗14aから構成されており、負荷端子1S,1L間を流れる負荷電流I・sinωtによってシャント抵抗14aの両端間に現れる電圧E・sinωtを被計測対象の電流として検出し、出力する。電源端子P1および負荷端子1Sはマイコン21の基準電位VSSと同じ0[V]に接続されており、この0[V]は、電流センサ14の検出出力の基準電位となっている。このように、本実施形態では、電流センサ14の検出出力の基準電位と電圧センサ13の検出出力の基準電位とは、それぞれ0[V]と1.8[V]に設定されて異なっている。
【0033】
選択スイッチ22は、端子22a,22b,22cの中のいずれかの端子に接続が択一的に切り換えられる。端子22aに切り換えられると電圧センサ13の検出出力、端子22bに切り換えられると電流センサ14の検出出力、端子22cに切り換えられると電流センサ14の基準電位が選択される。従って、選択スイッチ22は、電圧センサ13もしくは電流センサ14の検出出力またはこの検出出力の基準電位のいずれかを択一的に選択して出力する。
【0034】
差動増幅器23は、選択スイッチ22を介して上記各センサ13,14と接続されており、その増幅出力をA/Dコンバータ24へ出力する。差動増幅器23およびA/Dコンバータ24は、電源26が発生するバイアス電圧VCOM(1.8[V])が回路グランド(0[V])に加算された電位を基準電位としており、それぞれ、マイコン21の動作電圧VDD(3.6[V])が供給されて動作する。
【0035】
図4に示すように、差動増幅器23の反転入力端子(−)は、抵抗23aを介して選択スイッチ22の出力端子と接続されており、選択スイッチ22によって選択された各センサ13,14からの検出出力およびその基準電位が入力される。また、非反転入力端子(+)は、抵抗23bを介して電流センサ14の0[V]の基準電位、抵抗23cを介して電源26に接続されている。また、差動増幅器23の反転入力端子(−)と出力端子との間には抵抗23dが設けられて負帰還がかけられている。差動増幅器23は、選択スイッチ22によって選択された少なくとも電流センサ14の検出出力を増幅する増幅手段を構成しており、反転入力端子(−)および非反転入力端子(+)に入力される入力信号を差動増幅する差動増幅手段を構成している。
【0036】
差動増幅器23の出力端子にはA/Dコンバータ24が接続されている。マイコン21は、選択スイッチ22を一定時間間隔毎に切り換えて、電圧センサ13および電流センサ14の検出出力ならびにこの検出出力の基準電位に対する各変換をA/Dコンバータ24に一定時間間隔毎に行なわせる。A/Dコンバータ24は、差動増幅器23から入力される信号を、参照電圧Vrefを参照してΔΣ変調によってアナログ信号からデジタル信号に変換する。A/Dコンバータ24は、電圧センサ13および電流センサ14の検出出力ならびに電流センサ14の基準電位を、ΔΣ変調によってアナログ信号からデジタル信号に変換するA/D変換手段を構成している。
【0037】
A/Dコンバータ24の出力側には、ソフトウェア処理部25が接続されている。ソフトウェア処理部25には、使用電力量に比例したパルス信号が出力されるLED15および液晶表示部6の表示を制御する液晶ドライバ5が接続されている。ソフトウェア処理部25は、A/Dコンバータ24でデジタル信号に変換された電圧センサ13の検出出力および電流センサ14の検出出力を乗算して電力を計算し、この計算した電力を累積加算して被計測対象の使用電力量を算出する。算出した使用電力量は、液晶ドライバ5の制御によって液晶表示部6に表示される。また、ソフトウェア処理部25は、算出した使用電力量に比例したパルス信号を生成する。この生成したパルス信号が出力されているときにLED15に電流が流れ、LED15が発光する。このLED15で発光する光は受光センサで検出され、使用電力量に比例したパルス信号が用いられて電力量計測精度の検定処理が行なわれる。ソフトウェア処理部25は、A/Dコンバータ24で変換されたデジタル信号に基づいて被計測対象の使用電力量を演算する演算手段を構成している。
【0038】
図5は、上記のソフトウェア処理部25による使用電力量の算出処理の概略を示すフローチャートである。
【0039】
本実施形態における使用電力量の算出処理では、まず始めに、電流A/D変換処理が行なわれる(図5,S21参照)。この処理では、選択スイッチ22が端子22bに接続を切り換えられ、差動増幅器23で増幅された電流センサ14の検出出力が、A/Dコンバータ24のΔΣ変調によってアナログ信号からデジタル信号に変換される。続いて、電圧A/D変換処理が行なわれる(S22)。この処理では、選択スイッチ22が端子22aに接続を切り換えられ、差動増幅器23で増幅された電圧センサ13の検出出力が、A/Dコンバータ24のΔΣ変調によってアナログ信号からデジタル信号に変換される。
【0040】
次に、S21でデジタル信号に変換された電流値およびS22でデジタル信号に変換された電圧値から、前回の後述するS27の処理でデジタル信号に変換されたオフセットが除去され、オフセットが除去された電流値および電圧値から電力が計算される(S23)。オフセットは、差動増幅器23の入力が零のときにA/Dコンバータ24の出力に現れる電圧であり、上記S23の処理における電力計算式は、(電圧値−オフセット)×(電流値−オフセット)として表わされる。
【0041】
次に、ゲイン調整処理が行なわれる(S24)。この処理では、S23で計算された電力データを、差動増幅器23の増幅率に応じて予め決められた倍率で所定倍することで、瞬時電力の絶対誤差が補正される。次に、S23およびS24の処理で得られた電力データが累積加算されて使用電力量が算出され(S25)、この算出された使用電力量が液晶表示部6に表示される。また、算出された使用電力量に比例したパルス信号が生成され、この生成されたパルス信号がLED15へ出力される(S26)。
【0042】
次に、オフセットA/D変換処理が行なわれる(S27)。この処理では、選択スイッチ22が端子22cに接続を切り換えられ、差動増幅器23に0[V]の基準電位が入力されて差動増幅される。そして、差動増幅された基準電位がA/Dコンバータ24のΔΣ変調によってデジタル信号に変換されて、差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットが算出される。次回のS23の電力計算処理では、このS27のオフセットA/D変換処理で得られたオフセットが上述したように電圧値および電流値から除去されて、電力が計算される。
【0043】
図6は、上記の使用電力量の算出処理の詳細を示すフローチャートである。使用電力量の算出処理は、マイコン21のタイマ割込処理として行なわれる。
【0044】
タイマ割込処理の割込タイミングを計時するタイマの計時時間がTSS(=500[μs])に達すると、タイマ割込処理が開始される。このタイマ割込処理で、マイコン21は、まず始めに、TS2フラグがセットされているか否かを判別する(図6,S31参照)。TS2フラグは、電圧A/D変換処理(図5,S22参照)が行なわれる間、後述するようにS39でセットされる。この判別が“No”である場合、次に、VOFF中フラグがセットされているか否か、すなわち、差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットを計測している最中か否かを判別する(S32)。VOFF中フラグは、オフセットA/D変換処理(図5,S27参照)が行なわれる間後述するようにS45でセットされる。オフセットA/D変換処理が行なわれていなくて、S32の判別が“No”である場合、マイコン21は、タイマにTS1(=93[μs])の時間をセットし(S33)、時間TS1の計時を開始させる。この時間TS1の計時が行なわれる間に、以下に示すS39までの一連の処理が行なわれる。また、S33のタイマセットにより、TS1の時間経過後、次のタイマ割込が発生してS41の電圧ΔΣA/D変換が開始される。次に、マイコン21は、電流A/D変換処理(図5,S21参照)を開始させる(S34)。この際、選択スイッチ22は、後述するS56の処理で、電流センサ14の検出出力がA/Dコンバータ24へ出力される端子22bに既に切り換えられている。次に、マイコン21は、S34で開始させた電流A/D変換処理が完了したか否かを判別し(S35)、この判別が“Yes”になると、A/Dコンバータ24の動作を即座に停止させる(S36)。そして、選択スイッチ22を端子22aに切り換えて、電圧センサ13の検出出力が差動増幅器23に入力される状態にセットし(S37)、次の電圧ΔΣA/D変換(S41参照)の開始準備を行なう。
【0045】
次に、S34およびS35の処理でデジタル信号に変換された電流センサ14の検出出力値(AD値)から、後述するS55で既にデジタル信号に変換してあるオフセット値(VOFF値)を除去した値(電流値−オフセット)を、電力計算に用いる電流値としてマイコン21が内蔵するRAM(ランダム・アクセス・メモリ)の図示しない作業データ格納領域にセットする(S38)。次に、マイコン21は、TS2フラグをセットして(S39)、タイマ割込処理を終了する。
【0046】
また、TS2フラグがセットされていてS31の判別が“Yes”である場合、マイコン21は、タイマにTS2(=TSS−TS1=500−93=407[μs])の時間をセットし(S40)、この時間TS2の計時を開始させる。この時間TS2の計時が行なわれる間に、以下に示すS49までの一連の処理が行なわれる。また、S40のタイマセットにより、TS2の時間経過後、次のタイマ割込が発生してS52のVOFFΔΣA/D変換が開始される。次に、マイコン21は、電圧A/D変換処理(図5,S22参照)を開始させる(S41)。この際、選択スイッチ22は、S37の処理で、電圧センサ13の検出出力がA/Dコンバータ24へ出力される端子22aに既に切り換えられている。次に、マイコン21は、S41で開始させた電圧A/D変換処理が完了したか否かを判別し(S42)、この判別が“Yes”になると、A/Dコンバータ24の動作を即座に停止させる(S43)。そして、選択スイッチ22を端子22cに切り換えて、電流センサ14の基準電位が差動増幅器23に入力される状態にセットし(S44)、VOFF中フラグをセットして(S45)、次のVOFFΔΣA/D変換(S52参照)の開始準備を行なう。
【0047】
次に、S41およびS42の処理でデジタル信号に変換された電圧センサ13の検出出力値(AD値)から、後述するS55で既にデジタル信号に変換してあるオフセット値(VOFF値)を除去した値(電圧値−オフセット)を、電力計算に用いる電圧値としてマイコン21が内蔵するRAMの図示しない作業データ格納領域にセットする(S46)。次に、S39でセットしたTS2フラグをクリアし(S47)、引き続いて、S38で作業データ格納領域にセットした電流値とS46で作業データ格納領域にセットした電圧値とを乗算して電力を計算する(S48)。このS48で算出した電力データに対しては、上述したゲイン調整処理(図5,S24参照)および電力累積処理(図5,S25参照)が行なわれ、使用電力量が算出されると共にその絶対誤差が補正される。次に、算出した使用電力量に基づいて、使用電力量に比例したパルス信号を生成し(S49)、タイマ割込処理を終了する。生成したパルス信号は上述したようにLED15へ出力される(図5,S26参照)。
【0048】
また、VOFF中フラグがセットされていてS32の判別が“Yes”である場合、マイコン21は、タイマにTSS(=500[μs])の時間をセットし(S51)、時間TSSの計時を開始させる。この時間TSSの計時が行なわれる間に、以下に示すS57までの一連の処理が行なわれる。また、S51のタイマセットにより、TSSの時間経過後、次のタイマ割込が発生してS34の電流ΔΣA/D変換が開始される。次に、マイコン21は、オフセットA/D変換処理(図5,S27参照)を開始させる(S52)。この際、選択スイッチ22は、S44の処理で、電流センサ14の基準電位がA/Dコンバータ24へ出力される端子22cに既に切り換えられている。次に、マイコン21は、S52で開始させたオフセットA/D変換処理が完了したか否かを判別し(S53)、この判別が“Yes”になると、A/Dコンバータ24の動作を即座に停止させる(S54)。続いて、S52およびS53の処理でデジタル信号に変換されたオフセット値(VOFF値)を、マイコン21が内蔵するRAMの作業データ格納領域にセットする(S55)。そして、選択スイッチ22を端子22bに切り換えて、電流センサ14の検出出力が差動増幅器23に入力される状態にセットし(S56)、次の電流ΔΣA/D変換(S34参照)の開始準備を行なう。次に、S45でセットしたVOFF中フラグをクリアして(S57)、タイマ割込処理を終了する。
【0049】
本実施形態による電子式電力量計によれば、上述したように、電圧センサ13の検出出力、電流センサ14の検出出力、およびこれら検出出力の基準電位は、A/Dコンバータ24においてΔΣ変調によってアナログ信号からデジタル信号に変換される(図5,S21,S22,S27、図6,S34,S41,S52参照)。そして、ソフトウェア処理部25における演算により、デジタル信号に変換された電圧センサ13および電流センサ14の各検出出力から、デジタル信号に変換された基準電位が除去されることにより(図6,S38,S46参照)、電圧センサ13および電流センサ14の各検出出力から差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットが除去される。被計測対象の使用電力量は、オフセットが除去された電圧センサ13および電流センサ14の各検出出力を用いて算出される(図5,S23,S25、図6,S48参照)。
【0050】
A/Dコンバータ24におけるアナログ信号からデジタル信号への変換は、ΔΣ変調の際のオーバーサンプリングによって細かくサンプリングされて高い分解能で行なわれるので、従来の電子式電力量計のように、A/Dコンバータ24の分解能を補うために増幅手段を多段に構成する必要がなくなる。このため、増幅手段を多段に構成しなくても、広範囲の計測精度保証範囲を必要とする電流センサ14の検出出力を広範囲にわたって高精度に計測することができるようになる。また、増幅手段を多段に構成する必要がなくなるので、従来の電子式電力量計のように、増幅器の最適な段数を決定したり、各段の増幅器のオフセットを計測したり、計測した数回分のオフセット値を増幅器の各段毎にRAMに記憶する必要がなくなる。さらに、ゲイン調整処理によって各段の増幅器毎にゲイン調整をしたり、ゲインエラー補正処理によって各段の増幅器についての抵抗誤差を補正する必要が無くなる。従って、処理の量が少なくなってソフトウェア処理部25におけるソフトウェアの規模が小さくなり、マイコン21に内蔵されるRAMのデータ記憶容量も小さくなるので、マイコン21に必要とされるRAMのメモリサイズが小さくて済むようになる。また、処理量が減少するので、マイコン21の動作クロック周波数を低く抑えて、その消費電流を小さくすることができる。また、増幅手段を多段に構成する必要がないので、アナログ回路部分の規模も小さくなって電子式電力量計に内蔵する電子回路基板の基板サイズが小型化すると共に、アナログ回路部分における消費電流も小さくすることができる。従って、電子式電力量計の電源として小型電源を用いることが可能となる。また、消費電流を小さくして電源からの出力電圧の変動幅を小さくすることができるので、従来の電子式電力量計のような電源の出力電圧を安定させるための回路部品が不要となり、コストを抑えることができる。また、マイコン21の動作クロック周波数を低く抑えることができるので、マイコン21から発生する電磁ノイズによる放射電界強度の影響を小さくして、耐ノイズ性能の対策に係るコストを抑えることもできる。この結果、本実施形態による電子式電力量計によれば、製品の小型化およびコストダウンを十分に図ることが可能になる。
【0051】
また、増幅手段に差動増幅器23を用いているため、差動増幅器23から出力される電圧センサ13および電流センサ14からの検出信号にバイアス電圧VCOMを印加することができる。このため、電圧センサ13および電流センサ14の検出信号が電圧の負の範囲に振れるものであっても、バイアス電圧VCOMを印加することによって正の範囲で変動する信号にして、電圧センサ13および電流センサ14の検出信号を差動増幅器23によって増幅し、A/Dコンバータ24によってデジタル信号に変換できる。また、増幅手段に差動増幅器23を用いているため、その反転入力端子(−)および非反転入力端子(+)に雑音が乗っても相殺されて雑音の影響を排除できるので、各センサ13,14の検出信号を高い精度で増幅することができる。
【0052】
また、本実施形態では、図6,S34の電流ΔΣA/Dスタート、S41の電圧ΔΣA/Dスタート、S52のVOFFΔΣA/Dスタートは、それぞれ、TS1+TS2+TSS(=1000[μs])の一定時間間隔で行なわれる。そして、電圧センサ13および電流センサ14の検出出力ならびにこの検出出力の基準電位のいずれかに対するA/Dコンバータ24による変換が完了すると、即座に選択スイッチ22が切り換えられ(図6,S37,S44,S56参照)、その後時間をおいて、切り換えられた選択スイッチ22によって入力される信号に対し、A/Dコンバータ24による変換が行なわれる(図6,S34,S41,S52参照)。このため、A/Dコンバータ24による各変換は、選択スイッチ22が切り換えられてからある程度の時間が経過して、A/Dコンバータ24に入力される信号が安定した状態で開始されるようになる。従って、計測誤差の発生要因が取り除かれて、A/Dコンバータ24による各変換は正確に行なわれるようになる。
【0053】
また、本実施形態では、電圧センサ13および電流センサ14の検出出力ならびにこの検出出力の基準電位に対する各変換が完了すると、A/Dコンバータ24の動作が即座に停止し(図6,S36,S43,S54参照)、A/Dコンバータ24による次の変換の開始準備が行なわれる。このため、A/Dコンバータ24による各変換は、A/Dコンバータ24が停止した状態から速やかに実行されるようになる。従って、A/Dコンバータ24の動作を停止させずに継続して変換する場合には、変換開始時にA/Dコンバータ24の前の変換動作の完了を待つことなどにより次の変換の開始が遅延して、各変換の開始を一定周期で行なうことができないが、本実施形態によれば、1000(=93+407+500)[μs]毎の一定周期で行なうことができる(図6,S34,S41,S52参照)。この結果、被計測対象の電圧および電流の計測タイミングならびにオフセットの計測タイミングが一定周期で行なわれて、被計測対象の使用電力量の算出処理が正確に行なえるようになる。
【0054】
なお、上記実施形態では、電力計算が、式(電圧値−オフセット)×(電流値−オフセット)によって行なわれる場合を説明したが(図5,S23、図6,S38,S46,S48参照)、本発明はこれに限られるものではない。上記実施形態のように、電流センサ14の検出出力の基準電位(0[V])と電圧センサ13の検出出力の基準電位(1.8[V])とを異ならせた場合に、ソフトウェア処理部25における演算が、A/Dコンバータ24で変換された電流センサ14の検出出力の基準電位を、A/Dコンバータ24で変換された電流センサ14の検出出力のみから除去(オフセットキャンセル)する構成とすることも可能である。
【0055】
つまり、この構成では、電圧センサ13で検出した電圧値からオフセットを除去する図6,S46の処理は行なわれず、電力は、式(電圧値)×(電流値−オフセット)によって計算される。このように電流側のオフセットキャンセルのみ行ない、電圧側のオフセットキャンセルを行なわなくても、以下に示すように、使用電力量は正確に算出される。
【0056】
図4における電源端子P0,P1間の電圧をV・sinωt、電圧センサ13の信号グランドをVCOM、差動増幅器23およびA/Dコンバータ24によるオフセットをVOFF、抵抗13a,13b,13cの抵抗値をそれぞれR,R,R、α=R/(R+R+R)とすると、抵抗13cの両端に現れる電圧E・sinωtに基づいて電圧センサ13で計測される電圧のA/D変換結果は、
・sinωt + VOFF
=(V・sinωt − VCOM)×α + VOFF
となる。また、負荷端子1L,1S間を流れる電流I・sinωtによってシャント抵抗14aの両端に電圧E・sinωtが現れるので、電流センサ14で計測される電流のA/D変換結果は、
・sinωt + VOFF
となる。従って、電力は、以下に示すように計算される。
電力
=(電圧値)×(電流値−オフセット)
=(E・sinωt + VOFF)×(E・sinωt + VOFF − VOFF
={(V・sinωt − VCOM)×α + VOFF}×(E・sinωt + VOFF − VOFF
=(α・V・sinωt − α・VCOM + VOFF)×E・sinωt
=α・V・E・sinωt − E(α・VCOM − VOFF)sinωt
【0057】
この場合、各センサ13,14の検出出力から算出される電力値は、第1項の直流成分(α・V・E・sinωt)からなるが、基準電位の除去が行なわれなかった電圧センサ13の検出出力に現れる差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットVOFFは、第2項の正負に振れる交流成分E(α・VCOM − VOFF)sinωtとなって、図5,S25の電力累積処理における積分処理により零になる。従って、電圧側のオフセットキャンセルを行なわなくとも、VOFFの影響は電力計算の際に自動的に除去されることになる。つまり、上記の式でα・V=Eとすると、時刻0〜tの間に算出される使用電力量は、以下の式で計算される。ここで、sinωt=−(cos2ωt−1)/2と変換される。また、ω=2πf=2π/tであるので、t=2π/ωと変換される。
【数1】
【0058】
ここで、E,Eはピーク値であるので、実効値で上記の使用電力量を表わすと以下の式となる。
【数2】
【0059】
このように、電圧側のオフセットキャンセルを行なわなくとも、VOFFの影響は電力計算の際に自動的に除去される。
【0060】
上記の構成によれば、A/Dコンバータ24で変換された基準電位の除去が、電流センサ14の検出出力に対してのみ行なわれるだけで、算出する使用電力量から差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットを除去することができる。このため、被計測対象の使用電力量の算出処理が簡略化されるようになり、ソフトウェアの規模がさらに小さくなってマイコン21のメモリサイズがさらに小さくなると共に、動作クロック周波数をさらに低くして消費電流をさらに減少させることができる。
【0061】
また、上記構成では、図3および図4に示すように、電流センサ14の検出出力の基準電位と電圧センサ13の検出出力の基準電位とが、それぞれ0[V]と1.8[V]に設定され、A/Dコンバータ24で変換された電流センサ14の検出出力の基準電位を、A/Dコンバータ24で変換された電流センサ14の検出出力のみから除去する場合を説明したが、本発明はこれに限られるものではない。例えば、電流センサ14の検出出力の基準電位を信号グランドの基準電位(例えば1.8[V])、電圧センサ13の検出出力の基準電位を回路グランドの基準電位VSS(例えば0[V])に設定すると共に、選択スイッチ22の端子22cをこの回路グランドの基準電位VSSに接続して、A/Dコンバータ24で変換された電圧センサ13の検出出力の基準電位を、A/Dコンバータ24で変換された電圧センサ13の検出出力のみから除去する構成とすることもできる。
【0062】
上記のように、各センサ13,14の検出出力から算出される電力値は直流成分からなるが、基準電位の除去が行なわれなかった方の検出出力に現れる差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットは、電圧の正負均等に現れる交流成分となって、使用電力量の積算処理過程における積分処理(図5,S25参照)で除去される。従って、A/Dコンバータ24で変換された基準電位の除去が、電流センサ14の検出出力または電圧センサ13の検出出力のいずれか一方に対してのみ行なわれるだけで、算出する使用電力量から差動増幅器23およびA/Dコンバータ24のオフセットを除去することができる。このため、被計測対象の使用電力量の算出処理が簡略化されるようになり、ソフトウェアの規模がさらに小さくなってマイコン21のメモリサイズがさらに小さくなると共に、動作クロック周波数をさらに低くして消費電流をさらに減少させることができる。
【0063】
また、上記の実施形態においては、1組の電圧センサ13および電流センサ14が選択スイッチ22を介して差動増幅器23に接続されて構成されている場合を説明したが、複数組の電圧センサおよび電流センサを備えた多素子計器の構成とすることも可能である。
【0064】
図7は、3組の電圧センサおよび電流センサを備えた電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。なお、同図において図3と同一または相当する部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【0065】
本構成による多素子の電子式電力量計では、マイコン41に内蔵された差動増幅器23に、選択スイッチ42を介して電圧センサ13A,13B,13C、および電流センサ14A,14B,14Cが接続されている。各電流センサ14A〜14Cは電流トランスまたはロゴスキーコイルで構成されており、ソフトウェア処理部25aによる電力計算は各組の素子毎に行なわれる。これらの点以外については、上記実施形態と同一の構成となっている。この構成においても、上記実施形態における電子式電力量計と同様の作用効果が奏される。
【0066】
また、上記実施形態においては、電圧センサ13および電流センサ14の両方のセンサの検出出力が差動増幅器23によって増幅される場合を説明したが、本発明はこれに限られるものではない。被計測対象となる電圧は、被計測対象となる電流と比べて計測精度保証範囲は広範囲ではなく、また、被計測対象となる電流と比べて検出信号の振幅も大きい。このため、図8に示すように、電圧センサ13を差動増幅器23を介さずに直接A/Dコンバータ24に接続する構成とすることも可能となる。なお、同図において図3と同一または相当する部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【0067】
本構成においては、2つの選択スイッチ22,52を使って電圧センサ13が差動増幅器23を介さずにA/Dコンバータ24に接続される点、これら構成に応じてソフトウェア処理部25bにおける処理が異なっている点以外、上記実施形態と同一の構成となっている。
【0068】
電圧センサ13の検出出力がA/Dコンバータ24に入力されてデジタル信号に変換される際には、選択スイッチ22,52が、それぞれ図8に示すように端子22a,52aに切り換えられ、電圧センサ13の検出出力は、選択スイッチ22,52を介して直接A/Dコンバータ24に入力される。また、電流センサ14の検出出力がA/Dコンバータ24に入力されてデジタル信号に変換される際には、選択スイッチ22,52が、端子22b,52bに切り換えられ、電流センサ14の検出出力は、差動増幅器23で増幅されてからA/Dコンバータ24に入力される。また、電流センサ14の基準電位がA/Dコンバータ24に入力されてデジタル信号に変換される際には、選択スイッチ22,52が、それぞれ端子22c,52bに切り換えられ、電流センサ14の基準電位は、差動増幅器23において差動増幅されてからA/Dコンバータ24に入力される。従って、この構成においても、上記実施形態における電子式電力量計と同様の作用効果が奏される。
【0069】
また、上記実施形態においては、差動増幅器23が、マイコン21の内部の、A/Dコンバータ24の前段に内蔵されている場合を説明したが、本発明はこれに限られるものではない。差動増幅器23は、マイコン21に内蔵されていても、また、マイコン21の外部に設けられていても構わない。
【0070】
図9は、差動増幅器23がマイコン21の外部に設けられて構成された電子式電力量計の回路構成の概略を示すブロック図である。なお、同図において図3と同一または相当する部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【0071】
本構成におけるマイコン61は、増幅器63を備えた汎用のマイコンであり、増幅器63は、選択スイッチ62を介してA/Dコンバータ24と接続されている。また、電流センサ14は、マイコン61の外部に設けられた選択スイッチ65および差動増幅器64を介してマイコン61内部の選択スイッチ22に接続されている。これらの点、およびこれら構成に応じてソフトウェア処理部25cにおける処理が異なっている点以外については、上記実施形態と同一の構成となっている。
【0072】
電圧センサ13の検出出力がA/Dコンバータ24に入力されてデジタル信号に変換される際には、選択スイッチ22,62が、それぞれ図9に示すように端子22a,62aに切り換えられる。電圧センサ13の検出出力は、選択スイッチ22,62を介して直接A/Dコンバータ24に入力される。また、電流センサ14の検出出力がA/Dコンバータ24に入力されてデジタル信号に変換される際には、選択スイッチ65,22,62がそれぞれ端子65a,22b,62bに切り換えられる。電流センサ14の検出出力は、差動増幅器23および増幅器63でそれぞれ増幅されてからA/Dコンバータ24に入力される。また、電流センサ14の基準電位がA/Dコンバータ24に入力されてデジタル信号に変換される際には、選択スイッチ65,22,62が、それぞれ端子65b,22c,62bに切り換えられる。電流センサ14の基準電位は、差動増幅器23および増幅器63でそれぞれ増幅されてからA/Dコンバータ24に入力される。従って、この構成においても、上記実施形態における電子式電力量計と同様の作用効果が奏される。
【0073】
また、上記実施形態においては、ゲイン調整処理(図5,S24参照)において瞬時電力を所定倍することで使用電力量の絶対誤差を補正する場合を説明したが、本発明はこれに限られるものではない。
【0074】
図10は、累積加算される使用電力量(図5,S25参照)とソフトウェア処理部25からLED15へ出力されるパルス信号との関係を示す図である。同図(a)は、時間の経過に応じて累積加算される使用電力量、同図(b)は、同図(a)に示す使用電力量が一定値(しきい値)に達すると出力されるパルス信号の出力タイミングを、それぞれ示している。なお、同図(a),(b)において横軸は時間軸を表している。
【0075】
使用電力量の絶対誤差を補正する必要がない場合には、同図(a)において実線で示すように、パルス出力のしきい値がαに設定されている。ソフトウェア処理部25において累積加算される使用電力量がαに達すると、同図(b)に示すようにパルス信号が出力され、累積加算された使用電力量が“0”にリセットされる。以後同様に、時間tが経過して使用電力量がしきい値αに達する度にパルス信号が出力される。しきい値αは、電子式電力量計に定格電圧および定格電流が印加された場合、時間tが一定になってパルス信号周波数が例えば6.4[Hz]になるように調整される。しかしながら、実際に累積加算される使用電力量の増加率は、各センサ13,14の感度や内部抵抗の値、A/Dコンバータ24に印加される参照電圧Vrefの値、差動増幅器23におけるゲインエラーといった、各部品の精度などに応じて、同図(a)に点線や一点鎖線で示すのこぎり歯状波形のように小さくなったり、大きくなったりして変化する。このように増加率が変化すると使用電力量がしきい値αに達するタイミングも変化してしまうため、使用電力量に応じたパルス出力のしきい値を調整することで、使用電力量の絶対誤差を補正する。具体的には、同図(a)において点線で示すように使用電力量の増加率が小さくなる場合には、しきい値をαからβ(α>β)に変更する。また、一点鎖線で示すように使用電力量の増加率が大きくなる場合には、しきい値をαからγ(α<γ)に変更する。このように、しきい値を調整することで、パルス出力のタイミングが調整されるので、パルス信号は実際の使用電力量に応じて出力されるようになり、算出した使用電力量の絶対誤差が補正される。
【0076】
算出した使用電力量の絶対誤差は、図5,S24のゲイン調整によって差動増幅器23の増幅率に応じて所定倍することで補正されるが、上記のように、パルス出力のしきい値を調整することによっても、補正される。このため、電子式電力量計の設計の自由度は増す。
【0077】
また、上記実施形態においては、差動増幅器23を用いて各センサ13,14の検出信号や基準電位を増幅する場合を説明したが、本発明はこれに限られるものではない。例えば、図3および図4に示す電子式電力量計において、差動増幅器23の代わりにA/Dコンバータ24の入力コンデンサ比によって各センサ13,14の検出信号や基準電位を増幅するようにしてもよい。図11は、A/Dコンバータ24の内部に構成されるスイッチトキャパシタ積分回路を示す回路図である。
【0078】
A/Dコンバータ24は、演算増幅器71およびその出力側に接続されたコンパレータ72を備えて構成されている。演算増幅器71の入力側と出力側とは、ホールドコンデンサ79,80によって帰還接続されている。また、演算増幅器71の入力側には、入力信号のサンプリングを行なう容量Ciのサンプリングコンデンサ73,74、およびフィードバックを行なう容量Crのフィードバックコンデンサ75,76が、接続されている。フィードバックコンデンサ75,76には、切換スイッチ77,78がそれぞれ接続されており、これらスイッチ77,78はコンパレータ72の出力によって切り換えられ、フィードバックコンデンサ75,76に参照電圧+Vrefまたは−Vrefが印加される。サンプリングコンデンサ73は上述した選択スイッチ22に接続され、サンプリングコンデンサ73には選択スイッチ22の切り換えに応じて各センサ13,14の検出出力や基準電位が入力される。また、サンプリングコンデンサ74は電流センサ14の基準電位に接続され、サンプリングコンデンサ74には0[V]の基準電位が入力される。
【0079】
上記構成において、サンプリングコンデンサ73,74に入力される信号は、それぞれ入力コンデンサ比Ci/Crの増幅率で差動増幅されてΔΣ変調され、アナログ信号からデジタル信号に変換される。従って、この構成においても、上記実施形態と同様の作用効果が奏されることになる。
【0080】
また、上記の実施形態においては、電圧センサ13が分圧抵抗13a〜13cから構成され、電流センサ14がシャント抵抗14aから構成される場合を説明したが、電圧センサ13や電流センサ14の種類は適宜変更可能である。例えば、電流センサ14として、図7に示した電流トランス(CT)やロゴスキーコイルなどを用いることも可能である。
【0081】
また、上記実施形態においては、選択スイッチ22の切り換えにより、電流センサ14の検出出力、電圧センサ13の検出出力、および電流センサ14の基準電位の順番で、A/Dコンバータ24においてA/D変換処理が行なわれる場合を説明したが(図5,S21,S22,S27参照)、これら各信号に対するA/D変換処理の順番は適宜変更可能である。
【0082】
また、上記実施形態においては、A/Dコンバータ24に印加される参照電圧Vrefがマイコン21の動作電圧VDDとは別に用意される場合を説明したが、本発明はこれに限られるものではない。例えば、A/Dコンバータ24の参照電圧Vrefをマイコン21の動作電圧VDDと同電位に設定し、A/Dコンバータ24に参照電圧Vrefを供給する電源と、マイコン21に動作電圧VDDを供給する電源とを共通化することができる。この構成によれば、A/Dコンバータ24に参照電圧Vrefを供給する電源を別個に用意する必要がなくなり、さらに製品の小型化およびコストダウンを図ることができる。
【0083】
また、上記実施形態のタイマ割込処理においては、TS1,TS2,TSSの時間を、それぞれ、93[μs],407[μs],500[μs]とすると共に、バイアス電圧VCOM,マイコン21の動作電圧VDDを、それぞれ、1.8[V],3.6[V]として説明したが、TS1,TS2,TSSやVCOM,VDDはこれらの値に限定されるものではなく、適宜変更可能である。
【0084】
また、上記実施形態においては、電圧センサ13の耐電圧性能の向上を図るため、電源端子P0と抵抗13cとの間に2つの抵抗13a,13bを直列に接続した場合を説明したが、電源端子P0と抵抗13cとの間に接続される抵抗は1つでもよく、その個数は適宜変更可能である。
【産業上の利用可能性】
【0085】
上記実施形態においては、本発明を単相2線式の電子式電力量計に適用した場合を説明したが、A/D変換手段で変換されたデジタル信号に基づいて被計測対象の使用電力量を演算する、単相3線式や三相3線式などの種々の電子式電力量計に適用することも可能である。このような種々の電子式電力量計に本発明を適用した場合においても、上記実施形態と同様な作用効果が奏される。
【Technical field】
[0001]
  The present invention relates to an electronic watt-hour meter that calculates the amount of power to be measured based on a digital signal converted by an A / D (analog / digital) conversion means.
[Background]
[0002]
  The measurement accuracy guarantee range of the electronic watt-hour meter is generally in a wide range of 6 to 1/40 times the rated value while the voltage is about ± 10% of the rated value. For this reason, in order to measure the current within the measurement accuracy guarantee range with an accuracy of ± 1%, 1/240 × 1% = 1 / 24,000, that is, a resolution of 1 / 24,000. The A / D converter requires a resolution of about 15 bits. However, A / D converters incorporated in microcomputers (hereinafter referred to as microcomputers), which are widely used as arithmetic processing units, generally have a resolution of 10 bits and at most 12 bits. An electronic watt-hour meter that uses the power will lack resolution. For this reason, in the conventional electronic watt-hour meter, the current to be measured is amplified at an amplification factor corresponding to the magnitude thereof in order to compensate for the resolution that is insufficient with the A / D converter with a built-in microcomputer. For example, in the conventional electronic watt-hour meter disclosed in Patent Document 1, the amplification factor is automatically adjusted based on the level of the rectified and averaged measurement current and the rated level of the amplification unit. The output of the current sensor is amplified based on the adjusted amplification factor. There is also a conventional electronic watt-hour meter in which a plurality of amplifiers are provided in multiple stages as shown in FIG. 1 so that the measurement current can be amplified with various amplification factors according to the magnitude of the measurement current.
[0003]
  This electronic watt-hour meter includes a general-purpose microcomputer 1. The microcomputer 1 is provided with a successive approximation A / D converter 2 and a software processing unit 3 that performs an operation based on digital data converted by the A / D converter 2. The A / D converter 2 is connected to four stages of amplifiers 9, 10, 11, and 12 that amplify an input signal five times through a selection switch 7. A voltage sensor 13 and a current sensor 14 are connected to the first-stage amplifier 9 via a selection switch 8. The selection switch 8 is selectively switched to one of the terminals 8a, 8b, and 8c. When switched to the terminal 8a, the voltage signal from the voltage sensor 13 is selected, when switched to the terminal 8b, the current signal from the current sensor 14 is selected, and when switched to the terminal 8c, the reference potential of the detection output of each sensor 13, 14 is selected and measured. Is done. When the selection switch 7 selects the number of stages of amplifiers used to amplify the current signal detected by the current sensor 14, the connection is selectively switched to one of the terminals 7a, 7b, 7c, and 7d. It is done. When switched to the terminal 7a, the one-stage amplifier 9 is selected, and the input signal is amplified five times. When switched to the terminal 7b, the two-stage amplifiers 9 and 10 are selected. When switched to the terminal 7c, the three-stage amplifiers 9 to 11 are selected. When switched to the terminal 7d, the four-stage amplifiers 9 to 12 are selected. 5 each2Double, 53Double, 54Amplified twice.
[0004]
  The software processing unit 3 is connected to an LED (light emitting diode) 15 and a liquid crystal driver 5 that controls display on the liquid crystal display unit 6. The software processing unit 3 calculates power by multiplying the voltage value and current value converted into digital data by the A / D converter 2 and cumulatively adds this power to calculate the power amount. The calculated amount of power is displayed on the liquid crystal display unit 6, and a pulse signal proportional to the amount of power used is generated based on the calculated amount of power, and the LED 15 blinks.
[0005]
  FIG. 2 is a flowchart showing an outline of the calculation process of the electric energy in the software processing unit 3.
[0006]
  In this power amount calculation process, first, a current dummy A / D conversion process is performed (see FIG. 2, step (hereinafter referred to as S) 1). In this process, the digital data of the current value that is first converted by the A / D converter 2 when the selection switch 8 is switched to the terminal 8b is discarded in order to increase the current measurement accuracy. Next, a current pre-A / D conversion process is performed (S2). In this process, a measurement process is performed to determine the optimum number of stages of amplifiers used for amplifying the current signal from among the amplifiers 9-12. Next, current production A / D conversion processing is performed (S3). In this process, the amplifier having the number of stages determined in S2 is selected by switching the selection switch 7, and the detection signal output from the current sensor 14 is amplified by the selected amplifier, and then converted into digital data by the A / D converter 2. Processing is performed. Next, a voltage dummy A / D conversion process is performed (S4). In this process, as in the current dummy A / D conversion process of S1, the digital data of the voltage value that is first converted by the A / D converter 2 when the selection switch 8 is switched to the terminal 8a increases the voltage measurement accuracy. Thrown away. Next, a voltage production A / D conversion process is performed (S5). In this process, the one-stage amplifier 9 is selected by switching the selection switch 7, the detection signal output from the voltage sensor 13 is amplified by the amplifier 9, and then converted into digital data by the A / D converter 2. Done.
[0007]
  Next, the offset obtained in the process of S13 described later is removed from the current value obtained in S3 and the voltage value obtained in S5, and power (instantaneous power) is calculated (S6). The offset is a voltage output from the A / D converter 2 when the inputs of the amplifiers 9 to 12 are zero. The power calculation formula in S6 is (voltage value−offset) × (current value−offset). Represented.
[0008]
  Next, a gain adjustment process (S7) is performed. That is, the gain adjustment is performed by multiplying the power calculation result obtained in S6 by a predetermined number according to the amplification factor by the amplifier of the number of stages determined in S2. Subsequently, gain error correction processing is performed (S8). That is, processing for removing an error generated in the power calculation result due to an error of the internal resistance that determines the amplification factor in each of the amplifiers 9 to 12 is performed. Next, processing for calculating the amount of power by accumulating (integrating) the power data obtained by the processing of S6 to S8 is performed (S9). Based on the amount of power calculated in this power accumulation process, a pulse signal proportional to the amount of power used is output to the LED 15 (S10), and the calculated amount of power is displayed on the liquid crystal display unit 6.
[0009]
  Next, an offset dummy A / D conversion process is performed (S11). In this process, the offset data initially obtained by the A / D converter 2 when the selection switch 8 is switched to the terminal 8c is discarded in order to increase the offset measurement accuracy of each of the amplifiers 9-12. Next, an offset production A / D conversion process is performed (S12). In this process, the offset for each stage of the amplifiers 9 to 12 is sequentially measured by switching the selection switch 7, and the measured offset is converted into digital data by the A / D converter 2. The offset is measured several times, and the average value of the offset is calculated based on the measurement result (S13). Based on the offset thus obtained, the next power calculation process (S6) is performed as described above.
[Patent Document 1]
JP 2004-177228 A (paragraphs [0025] to [0031])
DISCLOSURE OF THE INVENTION
[0010]
  However, since the conventional electronic watt-hour meter shown in FIG. 1 has a configuration in which the amplifiers 9 to 12 are connected in multiple stages, the optimum stage number of the amplifier is determined by the current pre-A / D conversion process of S2. , The offsets of the amplifiers 9 to 12 at each stage are measured by the offset dummy A / D conversion process of S11, or the offset values measured several times by the offset actual A / D conversion process of S12 are measured for each stage of the amplifiers 9 to 12. You must remember every time. Further, it is necessary to adjust the gain for each of the amplifiers 9 to 12 in each stage by the gain adjustment process in S7, or to correct the resistance error for each of the amplifiers 9 to 12 in the gain error correction process in S8. Therefore, the conventional electronic watt-hour meter shown in FIG. 1 requires a large amount of processing, increases the scale of software, and requires a large data storage capacity. Therefore, a microcomputer having a large memory size is required. Become.
[0011]
  Further, since the processing amount increases, the operation clock frequency of the microcomputer 1 must be increased to improve the processing speed, and the current consumption of the microcomputer 1 increases. Further, since the amplifiers 9 to 12 are connected in multiple stages, the scale of the analog circuit portion is increased, the substrate size is increased, and the current consumption in the analog circuit portion is also increased. Therefore, the conventional electronic watt-hour meter shown in FIG. 1 cannot use a small power source. Further, as the current consumption increases, the fluctuation range of the output voltage from the power supply also increases. Therefore, the conventional electronic watt-hour meter shown in FIG. 1 requires circuit components for stabilizing the output voltage of the power supply. Incurs an increase in cost. Further, when the operation clock frequency of the microcomputer 1 is increased, the influence of the radiation electric field intensity due to electromagnetic noise generated from the microcomputer 1 increases. For this reason, in the conventional electronic watt-hour meter shown in FIG. 1, measures, such as an electromagnetic shield for improving noise proof performance (EMC), are needed, and this also costs.
[0012]
  As a result, the conventional electronic watt-hour meter shown in FIG. 1 cannot sufficiently reduce the size and cost of the product.
[0013]
  The present invention has been made to solve such problems,
A voltage sensor for detecting a voltage to be measured; and
A current sensor for detecting a current to be measured;
A selection switch for sequentially repeating each of the detection output of the voltage sensor, the detection output of the current sensor, and the reference potential of this detection output, and alternatively selecting and outputting each;
Differential amplification means for differentially amplifying the potential of the output signal of the selection switch and the reference potential;
A / D conversion means for converting an analog signal output from the differential amplification means into a digital signal, and calculation means for calculating the power consumption of the measurement target based on the digital signal output from the A / D conversion means An arithmetic processing unit with built-in,
An electronic watt-hour meter comprising:
The A / D conversion means performs A / D conversion by ΔΣ modulation each time the selection switch is switched, stops operation after the conversion is completed, and
The computing means is an A when the selection switch selects the reference potential from the output of the A / D conversion means when the selection switch selects at least one of the detection output of the voltage sensor and the detection output of the current sensor. Based on the digital signal from which the output of the / D conversion means is removed, the power consumption of the measurement target is calculated.
[0014]
  According to this configuration, the detection output of the voltage sensor, the detection output of the current sensor, and the reference potential of these detection outputs are converted from an analog signal to a digital signal by ΔΣ modulation in the A / D conversion means. By removing the reference potential converted into the digital signal by the calculating means from at least one of the detection outputs of the voltage sensor and the current sensor converted into the digital signal, the detection output from the voltage sensor and the current sensor is removed. The offset of the differential amplification means and the A / D conversion means is removed. The power consumption of the measurement target is calculated using the detection outputs of the voltage sensor and current sensor from which the offset has been removed.
[0015]
  The conversion from an analog signal to a digital signal in the A / D conversion means is finely sampled by oversampling at the time of ΔΣ modulation and performed with a high resolution, so that A / D conversion is performed as in a conventional electronic watt-hour meter. There is no need to configure the amplification means in multiple stages in order to supplement the resolution of the means. For this reason, the detection output of the current sensor that requires a wide range of measurement accuracy guarantee can be measured with high accuracy over a wide range without configuring the amplification means in multiple stages. In addition, since it is not necessary to configure the amplification means in multiple stages, it is possible to determine the optimum number of amplifiers, measure the offset of the amplifiers in each stage, and measure the number of times measured, as in conventional electronic watt-hour meters. Need not be stored for each stage of the amplifier. Further, it is not necessary to adjust the gain for each amplifier at each stage by the gain adjustment process, or to correct the resistance error for the amplifier at each stage by the gain error correction process. Accordingly, the amount of processing is reduced, the size of software is reduced, and the data storage capacity is also reduced, so that the memory size required for the arithmetic processing unit can be reduced. In addition, since the amount of processing is reduced, the operation clock frequency of the arithmetic processing unit can be kept low, and the current consumption can be reduced. Further, since it is not necessary to configure the amplifying means in multiple stages, the scale of the analog circuit portion can be reduced, the substrate size can be reduced, and the current consumption in the analog circuit portion can also be reduced. Therefore, a small power source can be used as the power source of the electronic watt-hour meter. In addition, since the current consumption can be reduced and the fluctuation range of the output voltage from the power supply can be reduced, a circuit component for stabilizing the output voltage of the power supply, such as a conventional electronic watt-hour meter, is not required and the cost is reduced. Can be suppressed. In addition, since the operation clock frequency of the arithmetic processing device can be kept low, the influence of the radiation electric field intensity caused by electromagnetic noise generated from the arithmetic processing device can be reduced, and the cost for measures against noise resistance can be suppressed. As a result, the electronic watt-hour meter according to the present invention can sufficiently reduce the size and cost of the product.
[0016]
  Further, since the differential amplification means is used as the amplification means, it is possible to apply a bias voltage to at least the detection signal output from the amplification means from the current sensor. For this reason, even if the detection signal of the current sensor swings in the negative range, it is converted into a signal that fluctuates in the positive range by applying a bias voltage, and the detection signal of the current sensor is amplified by the amplification means. It can be converted into a digital signal by the / D conversion means. Further, since the differential amplifying means is used as the amplifying means, even if noise is applied to the input terminal, it is canceled and the influence of the noise can be eliminated, so that the input signal can be amplified with high accuracy.
  Further, when the conversion of the detection output of the voltage sensor and the current sensor and the reference potential of the detection output is completed, the operation of the A / D conversion unit is stopped and preparation for starting the next conversion by the A / D conversion unit is performed. . For this reason, each conversion by the A / D conversion means is promptly executed from a state where the A / D conversion means is stopped. Therefore, when the conversion is continuously performed without stopping the operation of the A / D conversion means, the start of the next conversion is delayed by waiting for the completion of the conversion operation before the A / D conversion means at the start of conversion. Thus, although each conversion cannot be started at a constant cycle, this configuration can be performed at a constant cycle. As a result, the measurement timing of the voltage and current of the measurement target and the offset measurement timing are performed at regular intervals, and the calculation process of the power consumption of the measurement target can be performed accurately.
[0017]
  Further, according to the present invention, the arithmetic means corrects the absolute error of the used power amount by multiplying the used power amount by a predetermined value or by adjusting the threshold value of the pulse output corresponding to the used power amount. It is characterized by.
[0018]
  According to this configuration, the absolute error of the calculated power consumption is corrected by multiplying the calculated power consumption by a predetermined amount according to the amplification factor of the amplification means. In addition, by adjusting the pulse output threshold according to the calculated power consumption, the pulse output timing is adjusted, and the pulse is output according to the actual power consumption. The absolute error of the used electric energy is corrected. Therefore, it is possible to correct the absolute error of the calculated power consumption by multiplying it by a predetermined value or by adjusting the threshold value of the pulse output. Increase.
[0019]
  The present invention also provides:
The computing means is
When the reference potential of the detection output of the voltage sensor is set to a potential different from the reference potential of the detection output of the current sensor,
A / D when the selection switch selects the reference potential only from the output of the A / D conversion means when the selection switch selects either the detection output of the voltage sensor or the detection output of the current sensor. Based on the digital signal from which the output of the conversion means is removed, the power consumption of the measurement target is calculated.
[0020]
  According to this configuration, the power value calculated from the detection output of each sensor is composed of a direct current component, but the offset of the amplification means and the A / D conversion means appearing in the detection output on which the reference potential has not been removed is The AC component appears evenly in the positive and negative voltages, and is removed by the integration process in the process of integrating the amount of power used. Therefore, the removal of the reference potential converted by the A / D conversion means is performed only for either the detection output of the current sensor or the detection output of the voltage sensor, and the amplification means and The offset of the A / D conversion means can be removed. For this reason, the calculation process of the power consumption of the measurement target is simplified, the software scale is further reduced, the memory size of the arithmetic processing device is further reduced, and the operation clock frequency is further reduced. The current consumption can be further reduced.
[0021]
  Further, according to the present invention, the arithmetic processing unit switches the selection switch immediately after the conversion by the A / D conversion means for any of the detection output of the voltage sensor and the current sensor and the reference potential of the detection output is completed. After performing the above, the next conversion by the A / D conversion means is performed after a while.
[0022]
  According to this configuration, when the conversion by the A / D conversion unit with respect to either the detection output of the voltage sensor and the current sensor and the reference potential of the detection output is completed, the selection switch is immediately switched, and after that, after a period of time, Conversion by the A / D conversion means is performed on the signal input by the switched selection switch. For this reason, each conversion by the A / D conversion means starts after a certain amount of time has elapsed after the selection switch is switched and the signal input to the A / D conversion means is stable. Therefore, the cause of the measurement error is removed, and each conversion by the A / D conversion means is performed accurately.
[0023]
[0024]
[0025]
  Further, the present invention is characterized in that the reference voltage of the A / D conversion means is set to the same potential as the operating voltage of the arithmetic processing unit.
[0026]
  According to this configuration, the power source that supplies the reference voltage to the A / D converter and the power source that supplies the operating voltage to the arithmetic processing unit can be shared. For this reason, it is not necessary to separately prepare a power source for supplying the reference voltage to the A / D conversion means, and further downsizing and cost reduction of the product can be achieved.
[0027]
  According to the present invention, as described above, it is possible to provide an electronic watt-hour meter that can sufficiently reduce the size and cost of a product.
[Brief description of the drawings]
[0028]
FIG. 1 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of a conventional electronic watt-hour meter.
FIG. 2 is a flowchart showing an outline of an electric energy calculation process in the electronic watt-hour meter shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of an electronic watt-hour meter according to an embodiment of the present invention.
4 is a partial detailed circuit diagram of the block diagram shown in FIG. 3;
FIG. 5 is a flowchart showing an outline of calculation processing of electric energy in the electronic watt-hour meter shown in FIG. 3;
6 is a flowchart showing details of power amount calculation processing shown in FIG. 5;
FIG. 7 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of an electronic watt-hour meter according to a first modification of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of an electronic watt-hour meter according to a second modification of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of an electronic watt-hour meter according to a third modification of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a relationship between a cumulative amount of used electric energy and a generated pulse signal in an electronic watt-hour meter according to a fourth modification of the present invention.
FIG. 11 is an internal circuit diagram of an A / D converter used in an electronic watt-hour meter according to a fifth modification of the present invention.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
[0029]
  Next, the best mode for carrying out the present invention will be described.
[0030]
  FIG. 3 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of the single-phase two-wire electronic watt-hour meter according to the present embodiment. FIG. 4 is a partial detailed circuit diagram of the block diagram shown in FIG. In FIGS. 3 and 4, the same or corresponding parts as those in FIG.
[0031]
  The electronic watt-hour meter according to the present embodiment includes a voltage sensor 13, a current sensor 14, a general-purpose microcomputer 21, and a liquid crystal display unit 6. The microcomputer 21 constituting the arithmetic processing unit includes a selection switch 22, a differential amplifier 23, an A / D converter 24, a software processing unit 25, a liquid crystal driver 5, and an LED 15. The circuit ground (GND) is 0. Reference potential V of [V]SSIt is connected to the.
[0032]
  The voltage sensor 13 includes a voltage dividing circuit that divides the voltage V · sinωt input between the power supply terminals P0 and P1 by the resistors 13a, 13b, and 13c, and the divided voltage E that appears at both ends of the resistor 13c.V・ Detects sinωt as a voltage to be measured and outputs it. The signal ground to which the resistor 13c is connected is the operating voltage V of the microcomputer 21.DDBias voltage V which is a half voltage of (3.6 [V])COM(1.8 [V]) is the reference potential V as shown in FIG.SSThe potential applied to The current sensor 14 includes a shunt resistor 14a, and a voltage E that appears across the shunt resistor 14a due to a load current I · sinωt flowing between the load terminals 1S and 1L.I・ Detects sinωt as the current to be measured and outputs it. The power supply terminal P1 and the load terminal 1S are connected to the reference potential V of the microcomputer 21.SSIs connected to 0 [V], which is the reference potential of the detection output of the current sensor 14. Thus, in this embodiment, the reference potential of the detection output of the current sensor 14 and the reference potential of the detection output of the voltage sensor 13 are set to 0 [V] and 1.8 [V], respectively, and are different. .
[0033]
  The selection switch 22 is selectively switched to one of the terminals 22a, 22b, and 22c. When switched to the terminal 22a, the detection output of the voltage sensor 13 is selected, when switched to the terminal 22b, the detection output of the current sensor 14 is selected, and when switched to the terminal 22c, the reference potential of the current sensor 14 is selected. Accordingly, the selection switch 22 alternatively selects and outputs either the detection output of the voltage sensor 13 or the current sensor 14 or the reference potential of this detection output.
[0034]
  The differential amplifier 23 is connected to the sensors 13 and 14 via the selection switch 22 and outputs the amplified output to the A / D converter 24. The differential amplifier 23 and the A / D converter 24 have a bias voltage V generated by the power supply 26.COM(1.8 [V]) is added to the circuit ground (0 [V]) as a reference potential, and the operating voltage V of the microcomputer 21 is set respectively.DD(3.6 [V]) is supplied to operate.
[0035]
  As shown in FIG. 4, the inverting input terminal (−) of the differential amplifier 23 is connected to the output terminal of the selection switch 22 via a resistor 23 a, and is connected to each sensor 13, 14 selected by the selection switch 22. Detection output and its reference potential are input. The non-inverting input terminal (+) is connected to the reference potential of 0 [V] of the current sensor 14 through the resistor 23b and the power supply 26 through the resistor 23c. Further, a resistor 23d is provided between the inverting input terminal (−) and the output terminal of the differential amplifier 23, and negative feedback is applied. The differential amplifier 23 constitutes an amplifying unit that amplifies at least the detection output of the current sensor 14 selected by the selection switch 22, and is input to the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+). It constitutes differential amplifying means for differentially amplifying the signal.
[0036]
  An A / D converter 24 is connected to the output terminal of the differential amplifier 23. The microcomputer 21 switches the selection switch 22 at regular time intervals to cause the A / D converter 24 to perform the conversion of the detection outputs of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 and the reference potential of the detection outputs at regular time intervals. . The A / D converter 24 converts the signal input from the differential amplifier 23 into a reference voltage VrefThe analog signal is converted into a digital signal by ΔΣ modulation with reference to FIG. The A / D converter 24 constitutes A / D conversion means for converting the detection output of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 and the reference potential of the current sensor 14 from an analog signal to a digital signal by ΔΣ modulation.
[0037]
  A software processing unit 25 is connected to the output side of the A / D converter 24. Connected to the software processing unit 25 are an LED 15 that outputs a pulse signal proportional to the amount of power used, and a liquid crystal driver 5 that controls display on the liquid crystal display unit 6. The software processing unit 25 multiplies the detection output of the voltage sensor 13 and the detection output of the current sensor 14 converted into a digital signal by the A / D converter 24 to calculate the power, and cumulatively adds the calculated power to the target. Calculate the power consumption to be measured. The calculated power consumption is displayed on the liquid crystal display unit 6 under the control of the liquid crystal driver 5. In addition, the software processing unit 25 generates a pulse signal proportional to the calculated power consumption. When the generated pulse signal is output, a current flows through the LED 15 and the LED 15 emits light. The light emitted from the LED 15 is detected by a light receiving sensor, and a pulse signal proportional to the amount of power used is used to perform a verification process of power amount measurement accuracy. The software processing unit 25 constitutes a calculation unit that calculates the power consumption of the measurement target based on the digital signal converted by the A / D converter 24.
[0038]
  FIG. 5 is a flowchart showing an outline of a calculation process of power consumption by the software processing unit 25 described above.
[0039]
  In the calculation process of the used electric energy in the present embodiment, first, a current A / D conversion process is performed (see FIG. 5 and S21). In this process, the selection switch 22 is switched to the terminal 22b, and the detection output of the current sensor 14 amplified by the differential amplifier 23 is converted from an analog signal to a digital signal by ΔΣ modulation of the A / D converter 24. . Subsequently, a voltage A / D conversion process is performed (S22). In this processing, the selection switch 22 is switched to the terminal 22a, and the detection output of the voltage sensor 13 amplified by the differential amplifier 23 is converted from an analog signal to a digital signal by ΔΣ modulation of the A / D converter 24. .
[0040]
  Next, the offset converted into the digital signal in the process of S27 described later was removed from the current value converted into the digital signal in S21 and the voltage value converted into the digital signal in S22, and the offset was removed. Power is calculated from the current value and the voltage value (S23). The offset is a voltage that appears at the output of the A / D converter 24 when the input of the differential amplifier 23 is zero, and the power calculation formula in the processing of S23 is (voltage value−offset) × (current value−offset). Is represented as
[0041]
  Next, a gain adjustment process is performed (S24). In this process, the absolute error of the instantaneous power is corrected by multiplying the power data calculated in S23 by a predetermined factor according to the amplification factor of the differential amplifier 23. Next, the power data obtained in the processes of S23 and S24 is cumulatively added to calculate the power consumption (S25), and the calculated power consumption is displayed on the liquid crystal display unit 6. In addition, a pulse signal proportional to the calculated power consumption is generated, and the generated pulse signal is output to the LED 15 (S26).
[0042]
  Next, an offset A / D conversion process is performed (S27). In this processing, the connection of the selection switch 22 is switched to the terminal 22c, and a reference potential of 0 [V] is input to the differential amplifier 23 to be differentially amplified. Then, the differentially amplified reference potential is converted into a digital signal by ΔΣ modulation of the A / D converter 24, and the offset of the differential amplifier 23 and the A / D converter 24 is calculated. In the next power calculation process of S23, the offset obtained by the offset A / D conversion process of S27 is removed from the voltage value and the current value as described above, and the power is calculated.
[0043]
  FIG. 6 is a flowchart showing details of the above-described calculation process of the power consumption. The calculation process of the power consumption is performed as a timer interrupt process of the microcomputer 21.
[0044]
  The time measured by the timer that measures the interrupt timing of the timer interrupt processing is TSSWhen (= 500 [μs]) is reached, timer interrupt processing is started. In this timer interrupt process, the microcomputer 21 first starts with TS2It is determined whether or not the flag is set (see FIG. 6, S31). TS2The flag is set in S39 as will be described later while the voltage A / D conversion process (see FIG. 5, S22) is performed. If this determination is “No”, then VOFFIt is determined whether or not the middle flag is set, that is, whether or not the offset of the differential amplifier 23 and the A / D converter 24 is being measured (S32). VOFFThe middle flag is set in S45 as will be described later while the offset A / D conversion process (see S27 in FIG. 5) is performed. If the offset A / D conversion process is not performed and the determination in S32 is “No”, the microcomputer 21 sets the timer to TS1(= 93 [μs]) time is set (S33), time TS1Start timing. This time TS1A series of processing up to S39 shown below is performed during the time counting. Also, the timer set in S33 allows TS1After the elapse of time, the next timer interrupt is generated and the voltage ΔΣ A / D conversion of S41 is started. Next, the microcomputer 21 starts current A / D conversion processing (see FIG. 5, S21) (S34). At this time, the selection switch 22 has already been switched to the terminal 22b from which the detection output of the current sensor 14 is output to the A / D converter 24 in the process of S56 described later. Next, the microcomputer 21 determines whether or not the current A / D conversion process started in S34 is completed (S35). When this determination is “Yes”, the operation of the A / D converter 24 is immediately performed. Stop (S36). Then, the selector switch 22 is switched to the terminal 22a to set the detection output of the voltage sensor 13 to be input to the differential amplifier 23 (S37), and preparation for starting the next voltage ΔΣ A / D conversion (see S41). Do.
[0045]
  Next, the offset value (V) already converted into the digital signal in S55 described later from the detection output value (AD value) of the current sensor 14 converted into the digital signal in the processing of S34 and S35.OFFThe value (current value minus offset) from which the value is removed is set in a work data storage area (not shown) of a RAM (random access memory) built in the microcomputer 21 as a current value used for power calculation (S38). Next, the microcomputer 21S2The flag is set (S39), and the timer interrupt process is terminated.
[0046]
  TS2If the flag is set and the determination in S31 is “Yes”, the microcomputer 21 sets T to the timer.S2(= TSS-TS1= 500−93 = 407 [μs]) is set (S40), and this time TS2Start timing. This time TS2A series of processing up to S49 shown below is performed during the time counting. In addition, the timer set in S40 allows TS2After the elapse of time, the next timer interrupt occurs and VOFFΔΣ A / D conversion is started. Next, the microcomputer 21 starts a voltage A / D conversion process (see FIG. 5, S22) (S41). At this time, the selection switch 22 has already been switched to the terminal 22a from which the detection output of the voltage sensor 13 is output to the A / D converter 24 in the process of S37. Next, the microcomputer 21 determines whether or not the voltage A / D conversion process started in S41 is completed (S42). When this determination is “Yes”, the operation of the A / D converter 24 is immediately performed. Stop (S43). Then, the selector switch 22 is switched to the terminal 22c to set the reference potential of the current sensor 14 to be input to the differential amplifier 23 (S44).OFFThe middle flag is set (S45) and the next VOFFPreparation for starting ΔΣ A / D conversion (see S52) is performed.
[0047]
  Next, the offset value (V) already converted into a digital signal in S55 described later from the detection output value (AD value) of the voltage sensor 13 converted into a digital signal in the processing of S41 and S42.OFFThe value (voltage value-offset) from which the value is removed is set as a voltage value used for power calculation in a work data storage area (not shown) of the RAM built in the microcomputer 21 (S46). Next, T set in S39S2The flag is cleared (S47), and then the power value is calculated by multiplying the current value set in the work data storage area in S38 and the voltage value set in the work data storage area in S46 (S48). The power data calculated in S48 is subjected to the above-described gain adjustment processing (see FIGS. 5 and 24) and power accumulation processing (see FIGS. 5 and 25) to calculate the amount of power used and its absolute error. Is corrected. Next, based on the calculated power consumption, a pulse signal proportional to the power consumption is generated (S49), and the timer interrupt process is terminated. The generated pulse signal is output to the LED 15 as described above (see S26 in FIG. 5).
[0048]
  Also, VOFFWhen the middle flag is set and the determination in S32 is “Yes”, the microcomputer 21 sets T to the timer.SS(= 500 [μs]) time is set (S51), time TSSStart timing. This time TSSA series of processing up to S57 shown below is performed during the time counting. Also, the timer set in S51 allows TSSAfter the elapse of time, the next timer interruption occurs and the current ΔΣ A / D conversion of S34 is started. Next, the microcomputer 21 starts an offset A / D conversion process (see FIG. 5, S27) (S52). At this time, the selection switch 22 has already been switched to the terminal 22c from which the reference potential of the current sensor 14 is output to the A / D converter 24 in the process of S44. Next, the microcomputer 21 determines whether or not the offset A / D conversion process started in S52 is completed (S53). When this determination is “Yes”, the operation of the A / D converter 24 is immediately performed. Stop (S54). Subsequently, the offset value (VOFFValue) is set in the work data storage area of the RAM built in the microcomputer 21 (S55). Then, the selector switch 22 is switched to the terminal 22b to set the detection output of the current sensor 14 to the differential amplifier 23 (S56), and preparation for starting the next current ΔΣ A / D conversion (see S34) is made. Do. Next, V set in S45OFFThe middle flag is cleared (S57), and the timer interrupt process is terminated.
[0049]
  According to the electronic watt-hour meter according to the present embodiment, as described above, the detection output of the voltage sensor 13, the detection output of the current sensor 14, and the reference potential of these detection outputs are obtained by ΔΣ modulation in the A / D converter 24. The analog signal is converted to a digital signal (see FIGS. 5, S21, S22, S27, FIGS. 6, S34, S41, S52). Then, the reference potential converted into the digital signal is removed from the detection outputs of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 converted into the digital signal by the calculation in the software processing unit 25 (FIGS. 6, S38, S46). The offset of the differential amplifier 23 and the A / D converter 24 is removed from the detection outputs of the voltage sensor 13 and the current sensor 14. The power consumption of the measurement target is calculated using the detection outputs of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 from which the offset has been removed (see FIGS. 5, S23, S25, FIGS. 6, S48).
[0050]
  The conversion from the analog signal to the digital signal in the A / D converter 24 is finely sampled by oversampling at the time of ΔΣ modulation and is performed with high resolution. Therefore, like the conventional electronic watt-hour meter, the A / D converter In order to compensate for the resolution of 24, there is no need to configure the amplification means in multiple stages. For this reason, the detection output of the current sensor 14 that requires a wide range of measurement accuracy guarantee can be measured with high accuracy over a wide range without configuring the amplification means in multiple stages. In addition, since it is not necessary to configure the amplification means in multiple stages, it is possible to determine the optimum number of amplifiers, measure the offset of the amplifiers in each stage, and measure the number of times measured, as in conventional electronic watt-hour meters. Need not be stored in the RAM for each stage of the amplifier. Further, it is not necessary to adjust the gain for each amplifier at each stage by the gain adjustment process, or to correct the resistance error for the amplifier at each stage by the gain error correction process. Accordingly, the amount of processing is reduced, the size of software in the software processing unit 25 is reduced, and the data storage capacity of the RAM built in the microcomputer 21 is also reduced, so that the memory size of the RAM required for the microcomputer 21 is reduced. It will be enough. Further, since the amount of processing is reduced, the operation clock frequency of the microcomputer 21 can be kept low, and the current consumption can be reduced. In addition, since it is not necessary to configure the amplification means in multiple stages, the scale of the analog circuit part is reduced, the board size of the electronic circuit board built in the electronic watt-hour meter is reduced, and the current consumption in the analog circuit part is also reduced. Can be small. Therefore, a small power source can be used as the power source of the electronic watt-hour meter. In addition, since the current consumption can be reduced and the fluctuation range of the output voltage from the power supply can be reduced, a circuit component for stabilizing the output voltage of the power supply, such as a conventional electronic watt-hour meter, is not required and the cost is reduced. Can be suppressed. In addition, since the operation clock frequency of the microcomputer 21 can be kept low, it is possible to reduce the influence of the radiated electric field intensity due to electromagnetic noise generated from the microcomputer 21 and to reduce the cost for countermeasures against noise resistance. As a result, the electronic watt-hour meter according to the present embodiment can sufficiently reduce the size and cost of the product.
[0051]
  In addition, since the differential amplifier 23 is used as the amplifying means, the bias voltage VCOMCan be applied. For this reason, even if the detection signals of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 swing in the negative voltage range, the bias voltage VCOM, The detection signal of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 can be amplified by the differential amplifier 23 and converted into a digital signal by the A / D converter 24. Further, since the differential amplifier 23 is used as the amplifying means, even if noise is applied to the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+), it is canceled and the influence of the noise can be eliminated. , 14 can be amplified with high accuracy.
[0052]
  In the present embodiment, the current ΔΣ A / D start in FIG. 6, S 34, the voltage ΔΣ A / D start in S 41, the V in S 52OFFEach ΔΣA / D start is TS1+ TS2+ TSSIt is performed at regular time intervals (= 1000 [μs]). When the conversion by the A / D converter 24 is completed for any of the detection outputs of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 and the reference potential of the detection output, the selection switch 22 is immediately switched (FIGS. 6, S37, S44, At a later time, the signal input by the switched selection switch 22 is converted by the A / D converter 24 (see FIGS. 6, S34, S41, and S52). For this reason, each conversion by the A / D converter 24 is started in a state in which a signal input to the A / D converter 24 is stable after a certain amount of time has elapsed after the selection switch 22 is switched. . Therefore, the cause of the measurement error is removed, and each conversion by the A / D converter 24 is performed accurately.
[0053]
  Further, in this embodiment, when the conversion of the detection output of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 and the reference potential of the detection output is completed, the operation of the A / D converter 24 is immediately stopped (FIG. 6, S36, S43). , S54), preparation for starting the next conversion by the A / D converter 24 is performed. For this reason, each conversion by the A / D converter 24 is promptly executed from a state in which the A / D converter 24 is stopped. Therefore, when the conversion is continued without stopping the operation of the A / D converter 24, the start of the next conversion is delayed by waiting for the completion of the previous conversion operation of the A / D converter 24 at the start of conversion. Thus, although each conversion cannot be started at a constant cycle, according to the present embodiment, it can be performed at a constant cycle of 1000 (= 93 + 407 + 500) [μs] (FIG. 6, S34, S41, S52). reference). As a result, the measurement timing of the voltage and current of the measurement target and the offset measurement timing are performed at regular intervals, and the calculation process of the power consumption of the measurement target can be performed accurately.
[0054]
  In the above embodiment, the case where the power calculation is performed by the equation (voltage value−offset) × (current value−offset) has been described (see FIGS. 5, S23, 6, S38, S46, and S48). The present invention is not limited to this. When the reference potential (0 [V]) of the detection output of the current sensor 14 is different from the reference potential (1.8 [V]) of the detection output of the voltage sensor 13 as in the above embodiment, software processing The calculation in the unit 25 is configured to remove (offset cancel) the reference potential of the detection output of the current sensor 14 converted by the A / D converter 24 from only the detection output of the current sensor 14 converted by the A / D converter 24. It is also possible.
[0055]
  That is, in this configuration, the processing of FIG. 6 and S46 for removing the offset from the voltage value detected by the voltage sensor 13 is not performed, and the power is calculated by the equation (voltage value) × (current value−offset). Thus, even if only offset cancellation on the current side is performed and offset cancellation on the voltage side is not performed, the power consumption is accurately calculated as described below.
[0056]
  The voltage between the power terminals P0 and P1 in FIG. 4 is V · sinωt, and the signal ground of the voltage sensor 13 is VCOM, The offset by the differential amplifier 23 and the A / D converter 24 is VOFF, The resistance values of the resistors 13a, 13b, and 13c are respectively R1, R2, R3, Α = R3/ (R1+ R2+ R3), The voltage E appearing across the resistor 13cVThe A / D conversion result of the voltage measured by the voltage sensor 13 based on sinωt is
EV・ Sinωt + VOFF
= (V · sinωt-VCOM) × α + VOFF
It becomes. Further, a voltage E is applied across the shunt resistor 14a by the current I · sinωt flowing between the load terminals 1L and 1S.ISince sinωt appears, the A / D conversion result of the current measured by the current sensor 14 is
EI・ Sinωt + VOFF
It becomes. Accordingly, power is calculated as shown below.
Electric power
= (Voltage value) x (Current value-Offset)
= (EV・ Sinωt + VOFF) × (EI・ Sinωt + VOFF  -VOFF)
= {(V · sinωt − VCOM) × α + VOFF} × (EI・ Sinωt + VOFF  -VOFF)
= (Α ・ V ・ sinωt − α ・ VCOM  + VOFF) × EI・ Sinωt
= Α ・ V ・ EI・ Sin2ωt − EI(Α ・ VCOM  -VOFF) Sinωt
[0057]
  In this case, the power value calculated from the detection outputs of the sensors 13 and 14 is the DC component (α · V · E) of the first term.I・ Sin2ωt), but the offset V of the differential amplifier 23 and the A / D converter 24 appearing in the detection output of the voltage sensor 13 from which the reference potential has not been removed.OFFIs the AC component E that swings positive and negative in the second termI(Α ・ VCOM  -VOFF) Sinωt, and becomes zero by the integration processing in the power accumulation processing of FIG. Therefore, even if offset cancellation on the voltage side is not performed, VOFFWill be automatically removed when calculating the power. That is, α · V = E in the above formula.VThen, the power consumption calculated between time 0 and t is calculated by the following equation. Where sin2It is converted to ωt = − (cos2ωt−1) / 2. In addition, since ω = 2πf = 2π / t, it is converted to t = 2π / ω.
[Expression 1]
[0058]
  Where EV, EIIs a peak value, and the above formula represents the amount of power used as an effective value.
[Expression 2]
[0059]
  In this way, V without offset cancellation on the voltage side.OFFIs automatically removed when calculating the power.
[0060]
  According to the above configuration, the reference potential converted by the A / D converter 24 is removed only for the detection output of the current sensor 14, and the differential amplifier 23 and the A / D are calculated from the calculated power consumption. The offset of the D converter 24 can be removed. For this reason, the calculation process of the power consumption of the measurement target is simplified, the software scale is further reduced, the memory size of the microcomputer 21 is further reduced, and the operation clock frequency is further reduced and consumed. The current can be further reduced.
[0061]
  Further, in the above configuration, as shown in FIGS. 3 and 4, the reference potential of the detection output of the current sensor 14 and the reference potential of the detection output of the voltage sensor 13 are 0 [V] and 1.8 [V], respectively. In the above description, the reference potential of the detection output of the current sensor 14 converted by the A / D converter 24 is removed from only the detection output of the current sensor 14 converted by the A / D converter 24. The invention is not limited to this. For example, the reference potential of the detection output of the current sensor 14 is the reference potential of the signal ground (for example, 1.8 [V]), and the reference potential of the detection output of the voltage sensor 13 is the reference potential V of the circuit ground.SS(For example, 0 [V]) and the terminal 22c of the selection switch 22 is connected to the reference potential V of the circuit ground.SSThe reference potential of the detection output of the voltage sensor 13 converted by the A / D converter 24 can be removed from only the detection output of the voltage sensor 13 converted by the A / D converter 24. .
[0062]
  As described above, the power value calculated from the detection outputs of the sensors 13 and 14 is composed of a DC component, but the differential amplifier 23 and the A / D converter appearing in the detection output from which the reference potential has not been removed. The offset 24 becomes an AC component that appears evenly in the positive and negative voltages, and is removed by the integration process (see S25 in FIG. 5) in the process of integrating the power consumption. Therefore, the reference potential converted by the A / D converter 24 is removed only from either the detection output of the current sensor 14 or the detection output of the voltage sensor 13 and is different from the calculated power consumption. The offset of the dynamic amplifier 23 and the A / D converter 24 can be removed. For this reason, the calculation process of the power consumption of the measurement target is simplified, the software scale is further reduced, the memory size of the microcomputer 21 is further reduced, and the operation clock frequency is further reduced and consumed. The current can be further reduced.
[0063]
  In the above embodiment, the case where one set of voltage sensor 13 and current sensor 14 is configured to be connected to the differential amplifier 23 via the selection switch 22 has been described. It is also possible to employ a multi-element instrument with a current sensor.
[0064]
  FIG. 7 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of an electronic watt-hour meter including three sets of voltage sensors and current sensors. In the figure, the same or corresponding parts as in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0065]
  In the multi-element electronic watt-hour meter according to this configuration, the voltage sensors 13A, 13B, 13C and the current sensors 14A, 14B, 14C are connected to the differential amplifier 23 built in the microcomputer 41 via the selection switch 42. ing. Each current sensor 14A-14C is comprised by the current transformer or the Rogowski coil, and the electric power calculation by the software process part 25a is performed for every element of each set. Except for these points, the configuration is the same as that of the above embodiment. Even in this configuration, the same operation and effect as the electronic watt-hour meter in the above embodiment can be obtained.
[0066]
  In the above embodiment, the case where the detection outputs of both the voltage sensor 13 and the current sensor 14 are amplified by the differential amplifier 23 has been described, but the present invention is not limited to this. The voltage to be measured does not have a wide measurement accuracy guarantee range compared to the current to be measured, and the detection signal has a larger amplitude than the current to be measured. For this reason, as shown in FIG. 8, the voltage sensor 13 can be directly connected to the A / D converter 24 without using the differential amplifier 23. In the figure, the same or corresponding parts as in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0067]
  In this configuration, the voltage sensor 13 is connected to the A / D converter 24 without using the differential amplifier 23 using the two selection switches 22 and 52, and the processing in the software processing unit 25b is performed according to these configurations. Except for the differences, the configuration is the same as that of the above embodiment.
[0068]
  When the detection output of the voltage sensor 13 is input to the A / D converter 24 and converted into a digital signal, the selection switches 22 and 52 are respectively switched to terminals 22a and 52a as shown in FIG. 13 detection outputs are directly input to the A / D converter 24 via the selection switches 22 and 52. When the detection output of the current sensor 14 is input to the A / D converter 24 and converted into a digital signal, the selection switches 22 and 52 are switched to the terminals 22b and 52b, and the detection output of the current sensor 14 is The signal is amplified by the differential amplifier 23 and then input to the A / D converter 24. When the reference potential of the current sensor 14 is input to the A / D converter 24 and converted into a digital signal, the selection switches 22 and 52 are switched to the terminals 22c and 52b, respectively, and the reference potential of the current sensor 14 is changed. Is differentially amplified by the differential amplifier 23 and then input to the A / D converter 24. Therefore, also in this configuration, the same operational effects as the electronic watt-hour meter in the above embodiment can be obtained.
[0069]
  In the above embodiment, the case where the differential amplifier 23 is built in the stage preceding the A / D converter 24 inside the microcomputer 21 has been described, but the present invention is not limited to this. The differential amplifier 23 may be built in the microcomputer 21 or may be provided outside the microcomputer 21.
[0070]
  FIG. 9 is a block diagram showing an outline of a circuit configuration of an electronic watthour meter in which the differential amplifier 23 is provided outside the microcomputer 21. In the figure, the same or corresponding parts as in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0071]
  The microcomputer 61 in this configuration is a general-purpose microcomputer including an amplifier 63, and the amplifier 63 is connected to the A / D converter 24 via the selection switch 62. The current sensor 14 is connected to the selection switch 22 inside the microcomputer 61 via a selection switch 65 and a differential amplifier 64 provided outside the microcomputer 61. Except for these points and the point that the processing in the software processing unit 25c differs according to these configurations, the configuration is the same as that of the above embodiment.
[0072]
  When the detection output of the voltage sensor 13 is input to the A / D converter 24 and converted into a digital signal, the selection switches 22 and 62 are switched to terminals 22a and 62a, respectively, as shown in FIG. The detection output of the voltage sensor 13 is directly input to the A / D converter 24 via the selection switches 22 and 62. In addition, when the detection output of the current sensor 14 is input to the A / D converter 24 and converted into a digital signal, the selection switches 65, 22, and 62 are switched to the terminals 65a, 22b, and 62b, respectively. The detection output of the current sensor 14 is amplified by the differential amplifier 23 and the amplifier 63 and then input to the A / D converter 24. When the reference potential of the current sensor 14 is input to the A / D converter 24 and converted into a digital signal, the selection switches 65, 22, and 62 are switched to the terminals 65b, 22c, and 62b, respectively. The reference potential of the current sensor 14 is amplified by the differential amplifier 23 and the amplifier 63 and then input to the A / D converter 24. Therefore, also in this configuration, the same operational effects as the electronic watt-hour meter in the above embodiment can be obtained.
[0073]
  In the above-described embodiment, the case where the absolute error of the used power amount is corrected by multiplying the instantaneous power by a predetermined value in the gain adjustment processing (see FIG. 5, S24) has been described, but the present invention is limited to this. is not.
[0074]
  FIG. 10 is a diagram illustrating the relationship between the accumulated power consumption (see FIG. 5, S25) and the pulse signal output from the software processing unit 25 to the LED 15. (A) in the figure shows the amount of power used cumulatively added over time, and (b) in the figure shows the output when the amount of power used shown in (a) reaches a certain value (threshold). The output timing of the pulse signal to be performed is shown respectively. In FIGS. 4A and 4B, the horizontal axis represents the time axis.
[0075]
  When it is not necessary to correct the absolute error of the amount of power used, the pulse output threshold is set to α as shown by the solid line in FIG. When the used power amount cumulatively added in the software processing unit 25 reaches α, a pulse signal is output as shown in FIG. 5B, and the cumulatively used power amount is reset to “0”. Similarly, a pulse signal is output every time the amount of power used reaches the threshold value α after the time t has elapsed. The threshold value α is adjusted so that the time t becomes constant and the pulse signal frequency becomes, for example, 6.4 [Hz] when the rated voltage and the rated current are applied to the electronic watt-hour meter. However, the rate of increase in the amount of power used that is actually cumulatively added depends on the sensitivity of each sensor 13, 14, the value of the internal resistance, and the reference voltage V applied to the A / D converter 24.refAccording to the accuracy of each component, such as the value of gain and the gain error in the differential amplifier 23, it changes as it becomes smaller or larger like a sawtooth waveform shown by a dotted line or a one-dot chain line in FIG. To do. When the rate of increase changes in this way, the timing at which the amount of power used reaches the threshold value α also changes, so adjusting the pulse output threshold according to the amount of power used will result in an absolute error in the amount of power used. Correct. Specifically, as shown by the dotted line in FIG. 5A, when the rate of increase in the amount of power used is small, the threshold value is changed from α to β (α> β). Further, when the increase rate of the power consumption increases as shown by the alternate long and short dash line, the threshold value is changed from α to γ (α <γ). In this way, by adjusting the threshold value, the timing of pulse output is adjusted, so that the pulse signal is output according to the actual power consumption, and the absolute error of the calculated power consumption is It is corrected.
[0076]
  The absolute error of the calculated power consumption is corrected by multiplying the amplification factor of the differential amplifier 23 by a predetermined factor by adjusting the gain in FIG. 5 and S24. It is also corrected by adjusting. For this reason, the freedom degree of design of an electronic watt-hour meter increases.
[0077]
  Moreover, although the case where the differential amplifier 23 is used to amplify the detection signals and reference potentials of the sensors 13 and 14 has been described in the above embodiment, the present invention is not limited to this. For example, in the electronic watt-hour meter shown in FIGS. 3 and 4, the detection signals and reference potentials of the sensors 13 and 14 are amplified by the input capacitor ratio of the A / D converter 24 instead of the differential amplifier 23. Also good. FIG. 11 is a circuit diagram showing a switched capacitor integrating circuit configured inside the A / D converter 24.
[0078]
  The A / D converter 24 includes an operational amplifier 71 and a comparator 72 connected to the output side thereof. The input side and the output side of the operational amplifier 71 are feedback-connected by hold capacitors 79 and 80. On the input side of the operational amplifier 71, sampling capacitors 73 and 74 having a capacity Ci for sampling an input signal and feedback capacitors 75 and 76 having a capacity Cr for feedback are connected. The changeover switches 77 and 78 are connected to the feedback capacitors 75 and 76, respectively. These switches 77 and 78 are switched by the output of the comparator 72, and the reference voltage + V is applied to the feedback capacitors 75 and 76.refOr -VrefIs applied. The sampling capacitor 73 is connected to the selection switch 22 described above, and the detection outputs and reference potentials of the sensors 13 and 14 are input to the sampling capacitor 73 in accordance with the switching of the selection switch 22. The sampling capacitor 74 is connected to the reference potential of the current sensor 14, and a reference potential of 0 [V] is input to the sampling capacitor 74.
[0079]
  In the above configuration, the signals input to the sampling capacitors 73 and 74 are differentially amplified and ΔΣ modulated by the amplification factor of the input capacitor ratio Ci / Cr, respectively, and converted from an analog signal to a digital signal. Therefore, also in this configuration, the same effects as those in the above embodiment are achieved.
[0080]
  Further, in the above embodiment, the case where the voltage sensor 13 is configured by the voltage dividing resistors 13a to 13c and the current sensor 14 is configured by the shunt resistor 14a has been described, but the types of the voltage sensor 13 and the current sensor 14 are as follows. It can be changed as appropriate. For example, the current sensor 14 may be a current transformer (CT), a Rogowski coil, or the like shown in FIG.
[0081]
  In the above embodiment, the A / D converter 24 performs A / D conversion in the order of the detection output of the current sensor 14, the detection output of the voltage sensor 13, and the reference potential of the current sensor 14 by switching the selection switch 22. Although the case where the processing is performed has been described (see FIGS. 5, S21, S22, and S27), the order of the A / D conversion processing for these signals can be changed as appropriate.
[0082]
  Further, in the above embodiment, the reference voltage V applied to the A / D converter 24.refIs the operating voltage V of the microcomputer 21DDAlthough the case where it is prepared separately has been described, the present invention is not limited to this. For example, the reference voltage V of the A / D converter 24refThe operating voltage V of the microcomputer 21DDTo the A / D converter 24 and the reference voltage VrefPower supply and operating voltage V to the microcomputer 21DDCan be shared with the power supply for supplying the power. According to this configuration, the reference voltage V is applied to the A / D converter 24.refIt is not necessary to prepare a separate power source for supplying the power, and further downsizing and cost reduction of the product can be achieved.
[0083]
  In the timer interrupt process of the above embodiment, TS1, TS2, TSSAre set to 93 [μs], 407 [μs], and 500 [μs], respectively, and the bias voltage VCOM, Microcomputer 21 operating voltage VDDAre described as 1.8 [V] and 3.6 [V], respectively.S1, TS2, TSSOr VCOM, VDDIs not limited to these values and can be changed as appropriate.
[0084]
  In the above embodiment, the case where two resistors 13a and 13b are connected in series between the power supply terminal P0 and the resistor 13c in order to improve the withstand voltage performance of the voltage sensor 13 has been described. One resistor may be connected between P0 and the resistor 13c, and the number thereof can be changed as appropriate.
[Industrial applicability]
[0085]
  In the above embodiment, the case where the present invention is applied to a single-phase two-wire electronic watt-hour meter has been described. However, based on the digital signal converted by the A / D conversion means, the power consumption of the measurement target It is also possible to apply to various electronic watt-hour meters such as single-phase three-wire type and three-phase three-wire type. Even when the present invention is applied to such various electronic watt-hour meters, the same effects as those of the above embodiment can be obtained.

Claims (5)

  1. 被計測対象の電圧を検出する電圧センサと、
    被計測対象の電流を検出する電流センサと、
    前記電圧センサの検出出力、前記電流センサの検出出力、および、この検出出力の基準電位のそれぞれを順次繰り返して、かつ、それぞれを択一的に選択して出力する選択スイッチと、
    前記選択スイッチの出力信号の電位と前記基準電位とを差動増幅する差動増幅手段と、
    前記差動増幅手段から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換手段、およびこのA/D変換手段から出力されたデジタル信号に基づいて被計測対象の使用電力量を演算する演算手段を内蔵した演算処理装置と、
    を備えた電子式電力量計であって、
    前記A/D変換手段は、前記選択スイッチが切り換わるごとに、ΔΣ変調によるA/D変換を行うとともに、該変換の完了後に動作を停止し、かつ、
    前記演算手段は、前記選択スイッチが前記電圧センサの検出出力および前記電流センサの検出出力のうち少なくとも一方の検出出力を選択したときの前記A/D変換手段の出力から、前記選択スイッチが前記基準電位を選択したときの前記A/D変換手段の出力を除去したデジタル信号に基づいて、被計測対象の使用電力量を算出することを特徴とする電子式電力量計。
    A voltage sensor for detecting a voltage to be measured; and
    A current sensor for detecting a current to be measured;
    A selection switch for sequentially repeating each of the detection output of the voltage sensor, the detection output of the current sensor, and the reference potential of the detection output, and alternatively selecting and outputting each;
    Differential amplification means for differentially amplifying the potential of the output signal of the selection switch and the reference potential;
    A / D conversion means for converting an analog signal output from the differential amplification means into a digital signal, and an operation for calculating the power consumption of the measurement target based on the digital signal output from the A / D conversion means An arithmetic processing unit with built-in means;
    An electronic watt-hour meter comprising:
    The A / D conversion means performs A / D conversion by ΔΣ modulation each time the selection switch is switched, stops operation after the conversion is completed, and
    The calculation means is configured such that the selection switch detects the reference from the output of the A / D conversion means when the selection switch selects at least one of the detection output of the voltage sensor and the detection output of the current sensor. An electronic watt-hour meter that calculates the amount of power to be measured based on a digital signal from which an output of the A / D conversion means is removed when a potential is selected.
  2. 前記演算手段は、前記使用電力量を所定倍することで、または、前記使用電力量に応じたパルス出力のしきい値を調整することで、前記使用電力量の絶対誤差を補正することを特徴とする請求項1に記載の電子式電力量計。  The arithmetic means corrects an absolute error of the used power amount by multiplying the used power amount by a predetermined value or by adjusting a threshold value of a pulse output corresponding to the used power amount. The electronic watt-hour meter according to claim 1.
  3. 前記演算手段は、
    前記電圧センサの検出出力の基準電位が前記電流センサの検出出力の基準電位とは異なる電位に設定されている場合に、
    前記選択スイッチが前記電圧センサの検出出力および前記電流センサの検出出力のうちいずれか一方の検出出力を選択したときの前記A/D変換手段の出力のみから、前記選択スイッチが前記基準電位を選択したときの前記A/D変換手段の出力を除去したデジタル信号に基づいて、被計測対象の使用電力量を算出することを特徴とする請求項1に記載の電子式電力量計。
    The computing means is
    When the reference potential of the detection output of the voltage sensor is set to a potential different from the reference potential of the detection output of the current sensor,
    The selection switch selects the reference potential only from the output of the A / D conversion means when the selection switch selects one of the detection output of the voltage sensor and the detection output of the current sensor. 2. The electronic watt-hour meter according to claim 1, wherein the power consumption of the measurement target is calculated based on the digital signal from which the output of the A / D conversion means is removed.
  4. 前記演算処理装置は、前記電圧センサおよび前記電流センサの検出出力ならびにこの検出出力の基準電位のいずれかに対する前記A/D変換手段による変換の完了後即座に前記選択スイッチを切り替えて次の選択を行わせた後、時間をおいて前記A/D変換手段による次の変換を行わせることを特徴とする請求項1に記載の電子式電力量計。  The arithmetic processing unit switches the selection switch immediately after completion of the conversion by the A / D conversion means for any one of the detection output of the voltage sensor and the current sensor and the reference potential of the detection output to perform the next selection. 2. The electronic watt-hour meter according to claim 1, wherein the A / D conversion unit performs the next conversion after a period of time.
  5. 前記A/D変換手段の参照電圧は前記演算処理装置の動作電圧と同電位に設定されていることを特徴とする請求項1に記載の電子式電力量計。  The electronic watt-hour meter according to claim 1, wherein the reference voltage of the A / D conversion means is set to the same potential as the operating voltage of the arithmetic processing unit.
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