JP2011203049A - アンテナ測定装置およびアンテナ測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】アレーアンテナの合成電力の振幅測定のみにより移相器の各移相状態での素子電界を測定しかつ測定時間を短縮したアンテナ測定装置、測定方法を提供する。
【解決手段】複数個の素子アンテナ１と移相器２を含むフェーズドアレーアンテナで、移相器制御手段４により移相器の通過位相を制御し着目する１つの素子アンテナの励振位相を３６０度変化させ、その間の受信機が測定した電力変化の平均値とフーリエ級数展開して得られる基本波成分のフーリエ係数より上記着目した素子アンテナの素子電界を算出する第１の演算手段８，９，１１と、受信機が測定した電力変化をフーリエ級数展開し高調波成分のフーリエ係数を算出する第２の演算手段１０と、第１の演算手段の素子電界と第２の演算手段の高調波成分のフーリエ係数に基づき上記着目した素子アンテナの移相器の各移相状態での素子電界を推定する第３の演算手段１２を含む。
【選択図】図１

Description

この発明は、アンテナ測定装置およびアンテナ測定方法に関する。

この発明に関連するアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法としては、例えば下記特許文献１および特許文献２記載のアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法がある。これら従来技術は、フェーズドアレーアンテナを構成する各素子アンテナ(以下、素子)から送信あるいは受信される電界(以下、素子電界)を測定する技術である。いずれの文献においても、同じくフェーズドアレーアンテナを構成する移相器の移相状態ごとの素子電界を測定する技術が開示されている。

特許文献１記載のアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法では、フェーズドアレーアンテナを構成する任意の一つの素子の励振位相を０度から３６０度まで変化させ、そのときのアレーアンテナの合成電界の振幅および位相の変化を測定する。この測定結果から当該素子の素子電界を除いたアレーアンテナの合成電界を求め、先の全素子のアレーアンテナの合成電界との差分を取ることにより、各移相状態での素子電界を求めている。

また、特許文献２記載のアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法では、フェーズドアレーアンテナを構成する任意の一つの素子の励振位相を０度から３６０度まで変化させ、そのときのアレーアンテナの合成電力の振幅の変化を測定とする。さらに、素子電界の測定対象となる素子以外の励振位相を変えて上記測定手順を繰り返す。以上にように得られたアレーアンテナの合成電力の変化複数個により、当該素子の各移相状態での素子電界を推定している。

特許第３６３８１０８号明細書 国際公開第ＷＯ２００４／０１３６４４号パンフレット 特公平１−３７８８２号公報

米澤ルミ子、佐藤眞一、片木孝至 著、「素子電界ベクトル回転法を用いるときの移相器誤差とフェーズドアレー励振振幅位相測定誤差との関係」、電子情報通信学会、信学技法，A・P92-75、pp.47-52、１９９２

上記特許文献１のアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法では、アレーアンテナ合成電界の振幅測定だけでなく、位相測定も必要である。従って、精度の高い位相測定が困難なフェーズドアレーアンテナ運用時のキャリブレーション、あるいは同じく精度の高い位相測定が困難なミリ波帯やサブミリ波帯でのフェーズドアレーアンテナへの適用が困難であった。

また上記特許文献２のアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法では位相測定を不要としているので、上記特許文献１の課題を解決している。しかしながら、アレーアンテナ合成電力の変化を複数回測定することが必要であり、測定回数が非常に多くなり、測定時間が膨大になる課題があった。また、素子電界の推定方法が決定論的ではなく数値的な繰り返し演算に基づいており、解の収束性が明確になっていない課題があった。

この発明は上記課題を解決するためになされたもので、アレーアンテナの合成電力の振幅測定のみにより移相器の各移相状態での素子電界を測定し、かつ測定時間を短縮したアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法を提供することを目的としている。

この発明は、複数個の素子アンテナにそれぞれ移相器が接続されたフェーズドアレーアンテナと、前記移相器の通過位相を制御し着目する１つの素子アンテナの励振位相を０度から３６０度まで変化させる移相器制御手段と、前記フェーズドアレーアンテナに対し所定の位置に設置された測定アンテナ部と、前記フェーズドアレーアンテナおよび前記測定アンテナ部の一方に接続され高周波信号を送信する送信機と、前記フェーズドアレーアンテナおよび前記測定アンテナ部の他方に接続され前記移相器制御手段が移相器の励振位相を変化させている間の受信電力を測定する受信機と、前記受信機が測定した電力変化の平均値とフーリエ級数展開して得られる基本波成分のフーリエ係数より励振位相を変化させた素子アンテナの素子電界を算出する第１の演算手段と、前記受信機が測定した電力変化をフーリエ級数展開し高調波成分のフーリエ係数を算出する第２の演算手段と、前記第１の演算手段の素子電界と前記第２の演算手段の高調波成分のフーリエ係数に基づき励振位相を変化させた前記素子アンテナの前記移相器の各移相状態での素子電界を推定する第３の演算手段と、を備えたことを特徴とするアンテナ測定装置およびそのアンテナ測定方法にある。

この発明では、アレーアンテナの合成電力の振幅測定のみにより移相器の各移相状態での素子電界を測定し、かつ測定時間を短縮したアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法を提供することができる。

この発明の実施の形態１によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。 この発明における素子アンテナの励振位相が順次変化した時の受信機が検出するアレー合成電力の変化の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。 この発明における４ビットディジタル移相器の場合の移相状態に対応した各ビットの素子電界振幅誤差又は素子電界位相誤差の例を示す図である。 この発明の実施の形態３によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態４によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態５によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態６によるアンテナ測定装置の素子アンテナ構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態７によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。

以下、この発明によるアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。図において、１−１，１−２，・・・，１−Ｍは、それぞれ素子アンテナを表し、ここでの素子アンテナ数はＭ(Ｍは２以上の正の整数：複数)とする。２−１，２−２，・・・，２−Ｍは、それぞれ素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍに接続され、かつ当該素子アンテナの励振位相を変化させる移相器であり、ここでは例えば４ビットのディジタル移相器とする。３は上記各素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍに電力を分配する電力分配回路である。４は上記各ディジタル移相器２−１，２−２，・・・，２−Ｍの移相状態を制御する移相器制御回路である。５は電力分配回路３に高周波信号を送信する送信機である。

従って、素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍと、移相器２−１，２−２，・・・，２−Ｍと、電力分配回路３により、いわゆるフェーズドアレーアンテナが形成されている。６−ａは、素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍに対向する位置に設置された測定アンテナ部を構成する対向アンテナであり、７は対向アンテナ６−ａが受信した高周信号を受信する受信機である。８が受信機７の受信電力の変化を算出する手段である平均値演算回路である。９は受信機７の受信電力の変化をフーリエ級数展開し、基本波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数を算出する基本波フーリエ係数演算回路である。１０は受信機７の受信電力の変化をフーリエ級数展開し、高調波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数を算出する高調波フーリエ係数演算回路である。１１は、例えば上記特許文献３に記載されているような素子電界ベクトル回転法により素子アンテナが放射する電界(以下、素子電界)の振幅および位相を算出する素子電界演算回路である。１２は、高調波フーリエ係数演算回路１０が算出した高調波成分のフーリエ正弦係数とフーリエ余弦係数、および素子電界演算回路１１が算出した素子電界の振幅と位相を用いて、ディジタル移相器２−１，２−２，・・・，２−Ｍの各移相状態における素子電界誤差を推定する素子電界誤差推定回路である。

次に、この発明によるアンテナ測定装置の動作について説明する。送信機５から送信された高周波信号は、電力分配回路３に入力された後、分配される。分配された高周波信号は、ディジタル移相器２−１，２−２，・・・，２−Ｍにより、当該ディジタル移相器の移相状態に応じた所定の位相変化量を与えられ、素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍから空間に放射される。空間に放射された高周波信号は、空間にて再び電力合成され対向アンテナ６−ａにて受信される。対向アンテナ６−ａにて受信された合成電力(以下、アレー合成電力)は受信機７にて検出される。

ここで、移相器制御回路４は、素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍの任意の着目する素子アンテナに接続されたディジタル移相器の移相状態を０度から３６０度まで順次変化させるものとする。その他の素子アンテナのディジタル移相器の移相状態は一定、又は同一一定とする。この任意の着目した素子アンテナを素子アンテナ１−ｍとし、当該素子アンテナに接続され移相状態を０度から３６０度まで順次変化させるディジタル移相器をディジタル移相器２−ｍとすれば、移相器制御回路４により素子アンテナ１−ｍの励振位相が０度から３６０度まで順次変化することになるので、このとき受信機７が検出するアレー合成電力の変化は、例えば図２のようになる。

図２において、横軸は素子アンテナ１−ｍの励振位相の変化量すなわちディジタル移相器２−ｍの移相状態を表し、縦軸は受信機７が検出するアレー合成電力を表す。また、図２において、１３は素子アンテナ１−ｍの励振位相の変化量に対応したアレー合成電力の変化を表し、この変化は上記特許文献３にも記載のように概ね余弦状の変化(以下、コサインカーブ)となる。

次に、平均値演算回路８はこのコサインカーブの平均値を算出し、基本波フーリエ係数演算回路９は、このコサインカーブをフーリエ級数展開し基本波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数を算出する。さらに、素子電界演算回路１１は、平均値演算回路８が算出したアレー合成電力の平均値、および基本波フーリエ係数演算回路９が算出した基本波成分のフーリエ正弦係数とフーリエ余弦係数を用いて、上記特許文献３および上記非特許文献１に記載されているような素子電界ベクトル回転法の演算式により素子アンテナ１−ｍの素子電界の振幅および位相の測定値を算出する。

素子電界演算回路１１により求められた素子電界測定値は、ディジタル移相器２−ｍの各移相状態において、当該ディジタル移相器の通過振幅および通過位相に誤差がないものと見なした素子電界である。しかし、一般にディジタル移相器には移相状態ごとに異なる通過振幅誤差、通過位相誤差を有する。このため、ディジタル移相器２−ｍの各移相状態における素子電界は、素子電界演算回路１１により求められた素子電界測定値に当該移相状態の位相変化量を与えた値とは異なる値となる。素子電界誤差推定回路１２は、各移相状態における素子電界と素子電界演算回路１１により求められた素子電界測定値との誤差を推定し、各移相状態における素子電界の真値を推定する演算回路である。以下に、素子電界誤差推定回路１２の演算手順を示す。

素子電界演算回路１１により求められた素子アンテナ１−ｍの素子電界測定値の振幅をｋ_ｍ、位相をＸ_ｍとすれば、各移相状態における素子電界振幅は下記式(１)で与えられ、素子電界位相は下記式(２)で与えられる。

ここで、ｉはディジタル移相器２−ｍの移相状態を表す番号であり、この移相状態に対応する素子電界振幅をｋ_ｍ,ｉ、素子電界位相をＸ_ｍ，ｉとしている。また、Ｎは１つの素子に対し励振位相を変化させる最大数である。Ｎｂビットのディジタル移相器を用いるときには、Ｎは下記式(３)となる。

この実施の形態では、各移相器は例えば４ビットのディジタル移相器としているので、Ｎ＝１６である。上記式(１)の右辺第２項は各移相状態における素子電界振幅誤差を表す。また、上記式(２)の右辺第２項はｉ番目の移相状態においてディジタル移相器で与えられるべき位相変化量、上記式(２)の右辺第３項は各移相状態における素子電界位相誤差を表している。上記式(１)および(２)からわかるように、各移相状態における素子電界振幅誤差および素子電界位相誤差は、離散フーリエ級数展開の形で表わされる。係数であるＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２)は未知の係数である。但し、離散フーリエ級数展開の性質からＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０である。

ディジタル移相器のｉ番目の移相状態における素子電界振幅および素子電界位相が、それぞれ上記式(１)および式(２)で表されるとき、当該移相状態におけるアレー合成電力は下記式(４)となる。

ここで，ｆ_０，ｉは素子電界振幅および位相に誤差がないとき、すなわち上記式(１)の右辺第２項および上記式(２)の右辺第３項を０としたときのアレー合成電力を表す。上記式(４)より、アレー合成電力は高次項を含んだフーリエ級数展開の形で表されることがわかる。

ところで、平均値演算回路８は、例えば図２で示されたようなコサインカーブの平均値を算出する。また、基本波フーリエ係数演算回路９は、例えば図２で示されたようなコサインカーブをフーリエ級数展開し、基本波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数を算出する。さらに、高調波フーリエ係数演算回路１０は、例えば図２で示されたようなコサインカーブをフーリエ級数展開し、高調波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数を算出する。このため、これらの回路により算出された、平均値、フーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数を用いると、ディジタル移相器のｉ番目の移相状態におけるアレー合成電力は下記式(５)で表される。

ここで、ａ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２)はフーリエ余弦係数、ｂ_ｌ(ｌ＝０，．．．，Ｎ／２)はフーリエ正弦係数である。ｌ＝０の項は平均値演算回路８による算出される平均値に対応し、ｌ＝１の項は基本波フーリエ係数演算回路９により算出される基本波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数に対応する。ｌ＝２，・・・，Ｎ／２の項は高調波フーリエ係数演算回路１０により算出される高調波成分のフーリエ正弦係数およびフーリエ余弦係数に対応する。

上記式(４)と式(５)を対応させると、未知係数ＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２，但しＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０)に関する連立方程式を得ることができる。但し、ｌ＝０およびｌ＝１の項は、上記式(４)のｆ_０，ｉに対応していることを考慮する必要がある。結果として、未知係数ＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２、但し、ＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０)に関する下記式(６)から式(１３)の連立方程式を得る。

素子電界誤差推定回路１２は、素子電界演算回路１１により求められた素子電界振幅ｋ_ｍおよび素子電界位相Ｘ_ｍと、高調波フーリエ係数演算回路１０により算出されるフーリエ余弦係数ａ_ｌ(ｌ＝２，・・・，Ｎ／２)およびフーリエ正弦係数ｂ_ｌ(ｌ＝２，・・・，Ｎ／２)により、上記式(６)から式(１３)の連立方程式を解くことにより未知係数ＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２、但し、ＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０)を算出する。但し、上記連立方程式の数はＮであるのに対して，未知数の数が２Ｎとなっているので、未知係数の算出は最急降下法、共役勾配法、線形計画法などの最適化手法を用いて算出する。未知係数ＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２、但し、ＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０)を算出できれば、上記式(１)および式(２)により、各移相状態の素子電界振幅および素子電界位相を求めることができる。

上記測定手順および演算手順は素子アンテナ１−ｍに対して説明したが、同様の手順を全ての素子に対して順次繰り返すことにより、全ての素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｍの各移相状態の素子電界振幅および素子電界位相を求めることができる。

以上のことから、この実施の形態では、アレー合成電力の位相測定なしに振幅測定により移相器の各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を測定できる効果がある。また、測定の手順は、上記特許文献３と同一であり、測定後の演算処理により各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を測定できるため、同様の目的を達成する従来のアンテナ測定装置と比べて測定時間を短縮できる効果がある。

実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。図において、１４は、ディジタル移相器２−１〜２−Ｍのビット毎の素子電界振幅誤差および素子電界位相誤差を算出する移相器ビット誤差演算回路である。１５は、移相器ビット誤差演算回路１４が算出したディジタル移相器のビット毎の素子電界振幅誤差および素子電界位相誤差により、各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を算出する素子電界誤差演算回路である。

この実施の形態において、移相器ビット誤差演算回路１４は、高調波フーリエ係数演算回路１０が算出した高調波成分のフーリエ正弦係数とフーリエ余弦係数、および素子電界演算回路１１が算出した素子電界の振幅と位相を用いて、ディジタル移相器２−１〜２−Ｍのビット毎の素子電界誤差を算出する。以下のその演算手順を説明する。

ディジタル移相器２−１〜２−Ｍは、各ビットに対応した位相変化量を組み合わせることにより０度から３６０度の移相状態を実現する。例えば、４ビットのディジタル移相器の場合、ビット１，２，３，４の位相変化量はそれぞれ１８０度、９０度、４５度、２２．５度の位相変化に対応し、これらの位相変化を組み合わせにより、０度から３６０度の移相状態を実現する。従って、各移相状態の素子電界振幅誤差および素子電界位相誤差も、ビット毎の振幅誤差と位相誤差の組み合わせで表すことができる。

例えば、上記４ビットディジタル移相器の場合には、移相状態に対応した各ビットの素子電界振幅誤差あるいは素子電界位相誤差は図４のようになる。図４において、横軸はディジタル移相器の移相状態であり０度から３６０度である。縦軸は、各移相状態に対応したビット毎の素子電界振幅誤差又は素子電界位相誤差であり、１６−ａ，１６−ｂ，１６−ｃ，１６−ｄは、それぞれビット１、２、３、４の素子電界振幅誤差あるいは素子電界位相誤差を表している。これより、各移相状態に対応したディジタル移相器としての素子電界振幅誤差又は素子電界位相誤差は、１６−ａ，１６−ｂ，１６−ｃ，１６−ｄを足し合わせた値になる。

このため、図４のように表される素子電界振幅誤差をフーリエ級数展開することにより、ビット毎の素子電界振幅誤差と、上記式(１)の右辺第２項の素子電界振幅誤差に対応させることができる。同様に、図４のように表される素子電界位相誤差をフーリエ級数展開することにより、ビット毎の素子電界位相誤差と、上記式(２)の右辺第３項の素子電界位相誤差に対応させることができる。

このフーリエ級数展開の対応により、ｐ番目のビットの素子電界振幅誤差をＤＡ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)、素子電界位相誤差をＤＰ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)とすれば、上記実施の形態１の未知係数ＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２、但し、ＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０)との関係式として、下記式(１４)から式(１７)を導くことができる。

但し、ｌは、ｐと下記式(１８)の関係がある整数である。

上記式(１４)から式(１７)を、式(６)から式(１３)の連立方程式に代入することにより、未知変数ＤＡ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)、ＤＰ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)に関する連立方程式を得ることができる。未知係数をＡＣ_ｌ，ＡＳ_ｌ，ＰＣ_ｌ，ＰＳ_ｌ(ｌ＝０，・・・，Ｎ／２、但し、ＡＳ_０＝０，ＰＳ_０＝０，ＡＳ_Ｎ／２＝０，ＰＳ_Ｎ／２＝０)とした場合に変数の数は２Ｎであるのに対し、未知変数をＤＡ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)およびＤＰ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)とした場合の変数の数は２Ｎｂである。一方、連立方程式の数はＮである。従って、３ビット以上のディジタル移相器を用いた場合には、方程式の数が未知数以上となり、未知数を一意に決定することができる。

以上の演算手順に述べたように、移相器ビット誤差演算回路１４は、素子電界演算回路１１により求められた素子電界振幅ｋ_ｍおよび素子電界位相Ｘ_ｍと、高調波フーリエ係数演算回路１０により算出されるフーリエ余弦係数ａ_ｌ(ｌ＝２，・・・，Ｎ／２)およびフーリエ正弦係数ｂ_ｌ(ｌ＝２，・・・，Ｎ／２)により、式(６)から式(１３)および式(１４)から式(１７)の連立方程式を解くことにより未知変数ＤＡ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)およびＤＰ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)を一意に算出する。

次に、素子電界誤差演算回路１５は、移相器ビット誤差演算回路１４が算出したディジタル移相器のビット毎の素子電界振幅誤差ＤＡ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)および素子電界位相誤差ＤＰ_ｐ(ｐ＝１，・・・，Ｎｂ)により、各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を、式(１)、式(２)および式(１４)から式(１７)を用いて算出する。

以上のことから、この実施の形態では、アレー合成電力の位相測定なしに振幅測定により移相器の各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を測定できる効果がある。また、測定の手順は、上記特許文献３と同一であり、測定後の演算処理により各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を測定できるため、同様の目的を達成する従来のアンテナ測定装置と比べて測定時間を短縮できる効果がある。さらに、各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相を一意に決定することができるという効果がある。

実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。図において、６−ｂ，６−ｃは、それぞれ第２、第３の対向アンテナである。１７は、対向アンテナ６−ａ，６−ｂ，６−ｃが受信した信号を合成する電力合成回路である。これより、この実施の形態では、対向アンテナ６−ａ，６−ｂ，６−ｃおよび電力合成回路１７によりアレーアンテナ(測定アンテナ部)が形成されている。従って、受信信号の信号対雑音(Ｓ／Ｎ)比を向上させることができる。

以上のことから、この実施の形態では、上記実施の形態２記載の効果に加えて、受信信号の信号対雑音比を向上させることができるので、測定精度が向上する効果がある。

実施の形態４．
図６はこの発明の実施の形態４によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。この実施の形態では、対向アンテナ６−ａ〜６−ｄが、素子アンテナ１−１〜１−Ｍと同一開口面上に設置される。

以上のことから、この実施の形態では、上記実施の形態３記載の効果に加えて、当該アンテナ測定装置の小型化を実現する効果がある。

実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。図において、１８は、素子電界誤差演算回路１５が算出した各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相の情報を用いて所望の移相状態を選択する移相状態選択回路である。

この実施の形態では、移相状態選択回路１８は、上記式(２)で表される各素子アンテナ１−ｍの素子電界位相が、全ての素子アンテナで概ね同相又は同相となる移相状態を求める。次に、移相状態選択回路１８により選択された移相状態を移相器制御回路４に入力し、これを各移相器２−１〜２−Ｍに設定する。これにより、素子アンテナ１−１〜１−Ｍから送信された信号を概ね同相又は同相とすることができる。

以上のことから、この実施の形態では、上記実施の形態２記載の効果に加えて、当該フェーズドアレーアンテナの利得を最大にできる効果がある。

なお上記では、この実施の形態を図３，５，６に示した実施の形態２〜４のアンテナ測定装置(方法)の構成に適用した例について説明したが、図１に示した実施の形態１のアンテナ測定装置(方法)の構成にも適用可能であり、この場合、移相状態選択回路１８は図１の素子電界誤差推定回路１２が算出した各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相の情報を用いて同様な処理を行い、相当する効果を得る。

実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６によるアンテナ測定装置の素子アンテナ構成の一例を示す図である。図において、１９はアンテナ開口外形、１−ｍは素子アンテナを示す。２１−ａは、アンテナ開口中心軸に対して左側の素子アンテナグループ、２１−ｂは右側の素子アンテナグループである。

この実施の形態では、上述の移相状態選択回路１８は、素子電界誤差演算回路１５が算出した各移相状態での素子電界振幅および素子電界位相の情報を用いて、素子アンテナグループ２１−ａ内の素子アンテナと素子アンテナグループ２１−ｂの素子アンテナとの位相差を概ね１８０度又は１８０度とし、かつ全ての素子電界の和が概ね零又は零となる移相状態を各素子アンテナ１−Ｍに対して独立に選択する。ここで、素子電界の和を求める際の素子電界とは複素数の値であり、例えば上記式(１)，式(２)で表される素子アンテナ１−ｍの素子電界振幅ｋ_ｍ，ｉ、素子電界位相Ｘ_ｍ，ｉを用いると下記式(１９)で表される。

次に、上記のように選択された移相状態を移相器制御回路４に入力し、これを各移相器２−１，２−２，・・・，２−Ｍに設定する。これにより、深度の深いヌル点を有する差パターンを形成することができる。

以上のことから、この実施の形態では、上記実施の形態２記載の効果に加えて、当該フェーズドアレーアンテナにおいて深度の深いヌル点を有する差パターン形成が可能になる効果がある。

なおこの実施の形態においても、実施の形態２〜４のアンテナ測定装置(方法)の構成のみならず、実施の形態１のアンテナ測定装置(方法)の構成にも適用可能であり、相当する効果が得られる。

実施の形態７．
図９はこの発明の実施の形態７によるアンテナ測定装置の構成を示す図である。図に示すアンテナ装置構成は、測定アンテナ部を構成する対向アンテナ６−ａに送信機５が接続され、フェーズドアレーアンテナ側の電力分配回路３に受信機７が接続され、上記実施の形態２のアンテナ測定装置の送信と受信を入れ替えた構成となっている。

以上のことから、この実施の形態では、上記実施の形態２と同様の効果がある。

なお、この発明は上記の各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。

１−１〜１−Ｍ 素子アンテナ、２−１〜２−Ｍ 移相器(ディジタル移相器)、３ 電力分配回路、４ 移相器制御回路、５ 送信機、６−ａ〜６−ｃ 対向アンテナ、７ 受信機、８ 平均値演算回路、９ 基本波フーリエ係数演算回路、１０ 高調波フーリエ係数演算回路、１１ 素子電界演算回路、１２ 素子電界誤差推定回路、１４ 移相器ビット誤差演算回路、１５ 素子電界誤差演算回路、１７ 電力合成回路、１８ 移相状態選択回路、２１−ａ，２１−ｂ 素子アンテナグループ。

Claims (14)

1. 複数個の素子アンテナにそれぞれ移相器が接続されたフェーズドアレーアンテナと、
   前記移相器の通過位相を制御し着目する１つの素子アンテナの励振位相を０度から３６０度まで変化させる移相器制御手段と、
   前記フェーズドアレーアンテナに対し所定の位置に設置された測定アンテナ部と、
   前記フェーズドアレーアンテナおよび前記測定アンテナ部の一方に接続され高周波信号を送信する送信機と、
   前記フェーズドアレーアンテナおよび前記測定アンテナ部の他方に接続され前記移相器制御手段が移相器の励振位相を変化させている間の受信電力を測定する受信機と、
   前記受信機が測定した電力変化の平均値とフーリエ級数展開して得られる基本波成分のフーリエ係数より励振位相を変化させた素子アンテナの素子電界を算出する第１の演算手段と、
   前記受信機が測定した電力変化をフーリエ級数展開し高調波成分のフーリエ係数を算出する第２の演算手段と、
   前記第１の演算手段の素子電界と前記第２の演算手段の高調波成分のフーリエ係数に基づき励振位相を変化させた前記素子アンテナの前記移相器の各移相状態での素子電界を推定する第３の演算手段と、
   を備えたことを特徴とするアンテナ測定装置。
2. 前記移相器がディジタル移相器からなることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ測定装置。
3. 前記第３の演算手段が、前記第１の演算手段の素子電界と前記第２の演算手段の高調波成分のフーリエ係数に基づき前記ディジタル移相器の各ビットの通過振幅位相誤差を算出する移相器ビット誤差演算手段と、前記移相器ビット誤差演算手段により算出されたビット毎の通過振幅位相誤差から各移相状態の素子電界を算出する素子電界誤差演算手段と、を含むことを特徴とする請求項２に記載のアンテナ測定装置。
4. 前記第３の演算手段で推定された各移相状態の素子電界に基づき素子電界が概ね同相となる移相状態になるように前記移相器制御手段に各移相器を制御させる位相状態選択手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。
5. 前記フェーズドアレーアンテナの開口中心軸に対し左右いずれか半分の素子アンテナの移相状態を概ね１８０度反転し、かつ前記第３の演算手段で推定された素子電界の和が概ね零となる移相状態になるように前記移相器制御手段に移相器を制御させる位相状態選択手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。
6. 前記測定アンテナ部が、複数個の素子アンテナから構成されるアレーアンテナからなることを特徴とする請求項１から５までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。
7. 前記測定アンテナ部が、前記フェーズドアレーアンテナの開口と同一面に設置されていることを特徴とする請求項１から６までのいずれか１項に記載のアンテナ測定装置。
8. 複数個の素子アンテナにそれぞれ移相器が接続されたフェーズドアレーアンテナと、前記移相器の通過位相を制御し着目する１つの素子アンテナの励振位相を０度から３６０度まで変化させる移相器制御手段と、前記フェーズドアレーアンテナに対し所定の位置に設置された測定アンテナ部と、前記フェーズドアレーアンテナおよび前記測定アンテナ部の一方に接続され高周波信号を送信する送信機と、前記フェーズドアレーアンテナおよび前記測定アンテナ部の他方に接続され前記移相器制御手段が移相器の励振位相を変化させている間の受信電力を測定する受信機と、を設け、
   前記受信機が測定した電力変化の平均値とフーリエ級数展開して得られる基本波成分のフーリエ係数より励振位相を変化させた素子アンテナの素子電界を算出する第１の工程と、
   前記受信機が測定した電力変化をフーリエ級数展開し高調波成分のフーリエ係数を算出する第２の工程と、
   前記第１の工程の素子電界と前記第２の工程の高調波成分のフーリエ係数に基づき励振位相を変化させた前記素子アンテナの前記移相器の各移相状態の素子電界を推定する第３の工程と、
   を備えたことを特徴とするアンテナ測定方法。
9. 前記移相器としてディジタル移相器を使用することを特徴とする請求項８に記載のアンテナ測定方法。
10. 前記第３の工程が、前記第１の工程の素子電界と前記第２の工程の高調波成分のフーリエ係数に基づき前記ディジタル移相器の各ビットの通過振幅位相誤差を算出する移相器ビット誤差演算工程と、前記移相器ビット誤差演算手段により算出されたビット毎の通過振幅位相誤差から各移相状態の素子電界を算出する素子電界誤差演算工程と、を含むことを特徴とする請求項９に記載のアンテナ測定方法。
11. 前記第３の工程で推定された各移相状態の素子電界に基づき素子電界が概ね同相となる移相状態になるように前記移相器制御手段により各移相器を制御させる位相状態選択工程をさらに備えたことを特徴とする請求項８から１０までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。
12. 前記フェーズドアレーアンテナの開口中心軸に対し左右いずれか半分の素子アンテナの移相状態を概ね１８０度反転し、かつ前記第３の演算手段で推定された素子電界の和が概ね零となる移相状態になるように前記移相器制御手段により各移相器を制御させる位相状態選択工程をさらに備えたことを特徴とする請求項８から１０までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。
13. 前記測定アンテナ部として、複数個の素子アンテナから構成されるアレーアンテナを使用することを特徴とする請求項８から１２までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。
14. 前記測定アンテナ部を、前記フェーズドアレーアンテナの開口と同一面に設置したことを特徴とする請求項８から１３までのいずれか１項に記載のアンテナ測定方法。

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