JP2011199985A - Dc-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。 The present invention relates to a DC-DC converter.
ＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯用電子装置などにおいて広い電圧範囲で安定して駆動させたい、電池の消耗等に伴う電圧変動の影響を受けずに駆動させたい、電池を最後まで使いきりエネルギー効率を高めたい、電源回路において入出力電力差を小さくしてエネルギー効率を高めたい、等という要求に応じて需要が高まっているが、回路が複雑で多くの部品を必要とするため、比較的高価で大型な部品とならざるを得ないのが現状である。軽薄短小や低価格が求められる電子装置においては、常に更なる小型化、低価格化が求められている。 DC-DC converters are intended to be driven stably over a wide voltage range in portable electronic devices, etc., or to be driven without being affected by voltage fluctuations due to battery consumption, etc. Demand is increasing in response to demands to increase the energy efficiency by reducing the input / output power difference in the power supply circuit, but the circuit is complex and requires many parts, so it is relatively expensive. The current situation is that it must be a large component. In electronic devices that are required to be light, thin, short, and low in price, further downsizing and reduction in price are always required.
これまでは、面実装部品で構成する、ＩＣ化するなどの方法で、低価格化・小型化を図ってきた。それに加えて、おおもとの回路が更に簡単で少ない部品で構成されるようになれば、更なる低価格化・小型化が可能である。 Up to now, the cost has been reduced and the size has been reduced by methods such as surface mounting parts and ICs. In addition, if the original circuit is configured with simpler and fewer parts, further cost reduction and downsizing can be achieved.
また、従来のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたくても、装置全体の価格を高くできないため、別の方法で対処せざるをえなかった場合があった。 Further, even if it is desired to use a conventional DC-DC converter, the price of the entire apparatus cannot be increased, and there has been a case where another method has to be dealt with.
たとえば、白色ＬＥＤ１個を、小型化のため、少ない本数の１．５Ｖの電池で駆動したい場合を想定してみたい。白色ＬＥＤは３．５Ｖ程度の印加電圧で十分な光量が得られるようになるため、３本以上の電池か、１本または２本の電池とＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。しかし、ただ１個の白色ＬＥＤに対して、従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、高価で大きすぎる装置であるため、用いられるようなことは希で、電池を３本にすることが、ほとんどの場合の現実的な選択肢であった。 For example, let's assume that one white LED is driven by a small number of 1.5V batteries for miniaturization. A white LED can obtain a sufficient amount of light with an applied voltage of about 3.5 V, and therefore requires three or more batteries, one or two batteries, and a DC-DC converter. However, for a single white LED, a conventional DC-DC converter is an expensive and too large device, so it is rarely used, and in most cases, three batteries are used. Was a realistic option.
図１２に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な回路図を示す。 FIG. 12 shows a basic circuit diagram of a conventional DC-DC converter.
同図は、直流電源の一端（Ｖ1）の＋極にインダクタ（Ｌ１）と整流素子（Ｄ１）が、インダクタ（Ｌ１）に整流素子（Ｄ１）のアノード側が接続されるように直列接続し、負荷（ＲＬ）を整流素子（Ｄ１）のカソードと直流電源の他端（ＧＮＤ）の間に置き、整流素子（Ｄ１）のアノードと直流電源の他端（ＧＮＤ）間にスイッチング素子（Ｑ１）を接続し、このスイッチング素子（Ｑ１）をパルス発生回路（Ｐ１）からのパルス信号で繰り返しスイッチングさせることにより、スイッチング素子（Ｑ１）がＯＮのときにインダクタ（Ｌ１）にエネルギーを蓄え、ＯＦＦのときにこのエネルギーを負荷（ＲＬ）に給電するＤＣ−ＤＣコンバータである。 In the figure, the inductor (L1) and the rectifier element (D1) are connected in series so that the anode side of the rectifier element (D1) is connected to the inductor (L1) and the anode side of the rectifier element (D1). (RL) is placed between the cathode of the rectifying element (D1) and the other end (GND) of the DC power supply, and the switching element (Q1) is connected between the anode of the rectifying element (D1) and the other end (GND) of the DC power supply. Then, by repeatedly switching the switching element (Q1) with a pulse signal from the pulse generation circuit (P1), energy is stored in the inductor (L1) when the switching element (Q1) is ON, and when the switching element (Q1) is OFF, this energy is stored. It is a DC-DC converter that supplies energy to a load (RL).
この回路に類似した回路としては、特開昭６１−２６３１７５の図１がある。 As a circuit similar to this circuit, there is FIG. 1 of JP-A-61-263175.
上記の駆動パルス発生回路（Ｐ１）の構成は、いくつかの種類がある。トランス（Ｔ１）を主な構成要素としたもの、三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などを主な構成要素としたもの、無安定マルチバイブレータ（Ｕ４）を主な構成要素としたものなどがある。 There are several types of configurations of the drive pulse generation circuit (P1). The main component is a transformer (T1), the main component is a triangular wave generation circuit, a PWM comparator, a drive circuit, the main component is an astable multivibrator (U4), etc. is there.
上記駆動パルス発生回路（Ｐ１）としてトランス（Ｔ１）を主な構成要素としたＤＣ−ＤＣコンバータを図１３に示す。同図は、ブロッキング発振回路とも呼ばれるもので、トランス（Ｔ１）はインダクタ（Ｌ１）と駆動パルス発生回路（Ｐ１）を兼ねる。ここで、トランス（Ｔ１）の１次側の巻線を通過してスイッチング素子（Ｑ１）のベースに流れ込んだ電流が、スイッチング素子（Ｑ１）のコレクタ電流を生じさせるが、この電流はトランス（Ｔ１）の２次側の巻線を通過して流れるため、誘導電流が発生し、トランス（Ｔ１）１次側の巻線の電流がスイッチング素子（Ｑ１）のベースに流れ込むのを妨げてしまい、トランス（Ｔ１）の２次側の巻線の電流も減少するが、そのときには再びトランス（Ｔ１）の１次側に電流が流れる。こうして一連の動作を繰り返すことが、この回路がパルスを発生する仕組みとなっており、駆動パルス発生回路（Ｐ１）として動作する。回路図上では、部品点数が少なくシンプルな構成になるが、実際のトランスは比較的大きい部品であり、また受注生産されることが多い高価な部品でもある。 FIG. 13 shows a DC-DC converter having a transformer (T1) as a main component as the drive pulse generation circuit (P1). This figure is also called a blocking oscillation circuit. The transformer (T1) serves as both an inductor (L1) and a drive pulse generation circuit (P1). Here, the current flowing through the primary winding of the transformer (T1) and flowing into the base of the switching element (Q1) generates the collector current of the switching element (Q1). ) Flows through the secondary winding of the coil, so that an induction current is generated, preventing the current of the primary winding of the transformer (T1) from flowing into the base of the switching element (Q1), and the transformer Although the current of the secondary winding of (T1) also decreases, current then flows again to the primary side of the transformer (T1). Repeating a series of operations in this way is a mechanism for generating a pulse by this circuit, and operates as a drive pulse generation circuit (P1). In the circuit diagram, the number of parts is small and the structure is simple, but an actual transformer is a relatively large part and is also an expensive part that is often produced on order.
この回路に類似した回路としては、特開２００２−１０９９０１の図１と特開平１−１４９０９３の図３がある。 As circuits similar to this circuit, there are FIG. 1 of Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-109901 and FIG. 3 of Japanese Patent Application Laid-Open No. 1-149093.
上記駆動パルス発生回路（Ｐ１）として三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などを主な構成要素としたＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特許第３４８０４４１号の図１０などがある。これは、三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などにより構成され、さらに電圧安定化機能や電流安定化機能がついたものであり、その複雑さゆえに高価になりＩＣ化されることも多い回路である。 As the drive pulse generation circuit (P1), as a DC-DC converter having a triangular wave generation circuit, a PWM comparator, a drive circuit and the like as main components, there is FIG. 10 of Japanese Patent No. 3480441. This circuit is composed of a triangular wave generator circuit, a PWM comparator, a drive circuit, etc., and has a voltage stabilizing function and a current stabilizing function, and because of its complexity, it is expensive and often becomes an IC. It is.
上記駆動パルス発生回路（Ｐ１）として無安定マルチバイブレータ（Ｕ４）を用いたＤＣ−ＤＣコンバータを図１４に示す。同図は、４個の抵抗、２個のコンデンサ、２個のトランジスタからなる回路である。この回路がパルスを発生する仕組みは、１個の抵抗と１個のコンデンサからなる時定数回路を２つ備え、片方の時定数回路が充電され時定数に達したときに、もう片方の時定数回路を放電させリセットするという動作を繰り返すことから成り立っている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、上記のトランス（Ｔ１）を用いたものや、三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などにより構成したものと比較して低価格化・小型化ができるが、入力電圧が変動すると出力電圧や出力電流が変動する欠点がある。 FIG. 14 shows a DC-DC converter using an astable multivibrator (U4) as the drive pulse generation circuit (P1). This figure is a circuit composed of four resistors, two capacitors, and two transistors. This circuit generates a pulse with two time constant circuits consisting of one resistor and one capacitor. When one of the time constant circuits is charged and the time constant is reached, the other time constant is reached. It consists of repeating the operation of discharging and resetting the circuit. This DC-DC converter can be reduced in price and size as compared with the one using the above transformer (T1) and the one constituted by a triangular wave generation circuit, a PWM comparator, a drive circuit, etc. When the voltage fluctuates, the output voltage and output current fluctuate.
上記無安定マルチバイブレータ回路（Ｕ４）に、出力電圧制御機能を加え、上記のＤＣ−ＤＣコンバータ専用ＩＣと比較して小型化と低価格化が実現することを提案した特許として、特許第３４８０４４１号がある。 Patent No. 3480441 is a patent that proposes that an output voltage control function is added to the astable multivibrator circuit (U4) to achieve downsizing and cost reduction as compared with the DC-DC converter dedicated IC. There is.
特許第３４８０４４１号は、パルス発生の時定数を変化させることによって、スイッチング素子（Ｑ１）のＯＮ・ＯＦＦのタイミングを変化させて出力電圧を制御する出力電圧制御回路を備えたことを特徴としている無安定マルチバイブレータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータである。 Japanese Patent No. 3480441 includes an output voltage control circuit that controls the output voltage by changing the ON / OFF timing of the switching element (Q1) by changing the time constant of pulse generation. This is a DC-DC converter using a stable multivibrator.
これらの従来の、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、次に示すような欠点があった。 These conventional DC-DC converters have the following drawbacks.
回路にトランスを含むＤＣ−ＤＣコンバータにおいては部品が大きく高価になること、回路にＩＣを用いたものにおいては高価になること、回路を個別部品で構成したものにおいては回路規模が大きくなることなどの欠点があった。 In a DC-DC converter including a transformer in a circuit, parts are large and expensive, in a case where an IC is used in the circuit, it is expensive, and in a case where a circuit is constituted by individual parts, the circuit scale is increased. There were drawbacks.
本発明は、これら従来技術の問題点を解決するためになされたもので、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve these problems of the prior art, and provides a simple circuit configuration with a small number of parts, and further a DC-DC converter that enables downsizing and cost reduction. Objective.
本発明の別の目的は、特許第３４８０４４１号に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータよりも、更なる小型化、低価格化、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さが求められる場合に対応することの可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。 Another object of the present invention is a case where further downsizing, cost reduction, expansion of voltage range, expansion of application range, and ease of customization are required as compared with the DC-DC converter disclosed in Japanese Patent No. 3480441. It is an object to provide a DC-DC converter that can cope with the above.
本発明の更に別の目的は、ＩＣ化された場合でも、更なる小型化、低価格化、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さを実現した製造しやすい簡単な回路を提供することである。 Still another object of the present invention is to provide a simple circuit that is easy to manufacture even if it is integrated into an IC, realizing further miniaturization, lower cost, expanded voltage range, expanded application range, and ease of customization. It is to be.
かかる目的を達成するために、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の一端（Ｖ1）と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に該直流電源の一端（Ｖ1）側から第１のコイル（Ｌ１）と、第１端子及び第２端子間に電流経路が形成され制御端子に該第１端子の電圧に対応した所定電圧が印加されたときに該第１端子及び該第２端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子が第１のコイル（Ｌ１）側に、その第１端子を直流電源の他端（ＧＮＤ）側にして直列接続され、前記第１のコイル（Ｌ１）と前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と第１の整流素子（Ｄ１）の一端が接続され、負荷（ＲＬ）が前記第１の整流素子（Ｄ１）の他端に接続され、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）が繰り返しスイッチングされることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに前記第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦのときにこのエネルギーが前記負荷部（ＲＬ）へ給電される、ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、前記負荷（ＲＬ）の他端が前記直流電源の一端（Ｖ1）へ接続され、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に第２端子が、前記直流電源の一端（Ｖ1）に第１端子が接続された前記第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子と前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子との間に第１のコンデンサ（Ｃ１）を具備し、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、前記負荷（ＲＬ）と直列に接続される検出抵抗（ＲＳ）を具備し、前記検出抵抗（ＲＳ）の一端に第１端子が、該検出抵抗（ＲＳ）の他端に制御端子が接続された第３のトランジスタ（Ｑ３）を具備し、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２端子が前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に接続され、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のスイッチング電流を制御することを特徴として構成される。 In order to achieve such an object, a DC-DC converter according to the present invention includes a first DC power supply from one end (V1) side between one end (V1) of the DC power supply and the other end (GND) of the DC power supply. When the current path is formed between the first terminal and the second terminal and a predetermined voltage corresponding to the voltage of the first terminal is applied to the control terminal, the first terminal and the second terminal The second terminal of the first transistor (Q1), which is a transistor that is in a conductive state, is connected in series with the first coil (L1) side and the first terminal as the other end (GND) side of the DC power supply. A connection point between the first coil (L1) and the first transistor (Q1) is connected to one end of the first rectifier element (D1), and a load (RL) is connected to the first rectifier element (D1). And the first transistor (Q1) is repeatedly connected to the other end. When the first transistor (Q1) is ON, energy is stored in the first coil (L1), and when the first transistor (Q1) is OFF, the energy is supplied to the load unit (RL). In the DC-DC converter, the other end of the load (RL) is connected to one end (V1) of the DC power source, and a second terminal is connected to one end (V1) of the first transistor (Q1). (V1) including the second transistor (Q2) connected to the first terminal, and between the second terminal of the first transistor (Q1) and the control terminal of the second transistor (Q2). Includes a first capacitor (C1), a first resistor (R1) between the control terminal of the second transistor (Q2) and the other end (GND) of the DC power supply, and the load ( RL) in series And a third transistor (Q3) having a first terminal connected to one end of the detection resistor (RS) and a control terminal connected to the other end of the detection resistor (RS). The second terminal of the third transistor (Q3) is connected to the control terminal of the second transistor (Q2) to control the switching current of the first transistor (Q1). .
上記負荷（ＲＬ）と検出抵抗（ＲＳ）の位置関係は、第１の整流素子（Ｄ１）側に検出抵抗（ＲＳ）が付く場合と、第１の整流素子（Ｄ１）側に負荷（ＲＬ）が付く場合の両方が含まれる。 The positional relationship between the load (RL) and the detection resistor (RS) is such that the detection resistor (RS) is attached to the first rectifier element (D1) side and the load (RL) to the first rectifier element (D1) side. Both are included.
このように構成されることで、各部品（Ｒ１、Ｒ２、ＲＳ、Ｃ１、Ｌ１、Ｄ１、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）の相互作用により、この第１のトランジスタ（Ｑ１）を繰り返しスイッチングされることで、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに当該第１のインダクタ（Ｌ１）にエネルギーを蓄え、ＯＦＦのときにこのエネルギーを整流素子（Ｄ１）を通して前記負荷部（ＲＬ）へ給電する。また、このとき、該負荷（ＲＬ）と直列接続された検出抵抗（ＲＳ）に一定以上の電流が流れている間は、第１のトランジスタ（Ｑ１）のスイッチング動作は一時停止するため、出力電流制御機能を付加した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。さらに、該負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）の側に接続するので該負荷（ＲＬ）の一端にかかる電圧は、常に電源電圧よりも高くなるため、電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなる場合でも、トランジスタ（Ｑ１）のスイッチング動作により該負荷（ＲＬ）にかかる電流を制御でき、電源電圧範囲が、負荷（ＲＬ）の電圧をまたぐことができる昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。 By being configured in this way, the first transistor (Q1) is repeatedly switched by the interaction of each component (R1, R2, RS, C1, L1, D1, Q1, Q2, Q3). When the first transistor (Q1) is ON, energy is stored in the first inductor (L1), and when the first transistor (Q1) is OFF, the energy is supplied to the load unit (RL) through the rectifier element (D1). At this time, the switching operation of the first transistor (Q1) is temporarily stopped while a current exceeding a certain value flows through the detection resistor (RS) connected in series with the load (RL). A step-up / step-down DC-DC converter to which a control function is added can be realized. Furthermore, since the other end of the load (RL) is connected to one end (V1) side of the DC power supply, the voltage applied to one end of the load (RL) is always higher than the power supply voltage. Even when the voltage across both ends of (RL) becomes larger, the current applied to the load (RL) can be controlled by the switching operation of the transistor (Q1), and the power supply voltage range can cross the voltage of the load (RL). A step-up / step-down DC-DC converter can be realized.
またさらに、部品点数が少ない簡単な回路構成と小型化と低価格化を提供することが可能となる。 Furthermore, it is possible to provide a simple circuit configuration with a small number of parts, a small size, and a low price.
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）に接続されることを特徴とするように構成しても良い。 The DC-DC converter may be configured such that the other end of the load (RL) is connected to the other end (GND) of the DC power supply.
このように構成することで、上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）側に接続するので出力電流制御機能を付加した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。また、上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）側に接続した場合よりも、電力効率の向上を実現できる。さらに、部品点数が少ない簡単な回路構成と小型化と低価格化を実現することが可能となる。 With this configuration, the other end of the load (RL) is connected to the other end (GND) side of the DC power supply, so that a boost DC-DC converter with an output current control function can be realized. Further, the power efficiency can be improved as compared with the case where the other end of the load (RL) is connected to one end (V1) of the DC power supply. Furthermore, it is possible to realize a simple circuit configuration with a small number of parts, a reduction in size, and a reduction in price.
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記負荷（ＲＬ）があった位置に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し、前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第２の抵抗（Ｒ２）とが直列に接続された部分に並列に前記負荷（ＲＬ）が接続されたことを特徴とするように構成しても良い。 Further, the DC-DC converter includes a second resistor (R2) at a position where the load (RL) is present, and the detection resistor (RS) and the second resistor (R2) are connected in series. The load (RL) may be connected in parallel to the formed portion.
このように構成することで、出力電圧制御機能を付加した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）の側に接続した昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも、上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）の側に接続した昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも応用ができるので、バリエーションをさらに２つ増やすことができる、また、部品点数が少ない簡単な回路構成と小型化と低価格化を実現することが可能となる。 By configuring in this way, a step-up DC-DC converter to which an output voltage control function is added can be realized. In the buck-boost DC-DC converter in which the other end of the load (RL) is connected to one end (V1) side of the DC power supply, the other end of the load (RL) is connected to the other end (GND) side of the DC power supply. Since it can also be applied to a connected step-up DC-DC converter, two variations can be further increased, and a simple circuit configuration with a small number of parts, a reduction in size and a reduction in price can be realized.
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子との間に挿入された定電圧素子（Ｄ２）を具備し、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と前記負荷（ＲＬ）の他端との間に第３の抵抗（Ｒ３）の一端が接続されたことを特徴とするように構成しても良い。 The DC-DC converter includes a constant voltage element (D2) inserted between the detection resistor (RS) and a control terminal of the third transistor (Q3), and the third transistor ( One end of the third resistor (R3) may be connected between the control terminal of Q3) and the other end of the load (RL).
第３の抵抗（Ｒ３）の他端は、第３の抵抗（Ｒ３）の一端よりも常に電位の低い箇所であれば、どこに接続しても良い。しかし、最適な場所としては、負荷（ＲＬ）の電位の低い側がある。 The other end of the third resistor (R3) may be connected anywhere as long as the potential is always lower than that of one end of the third resistor (R3). However, the optimal location is on the side with the lower potential of the load (RL).
このように構成することで、負荷に流れている電流または電圧検出のときのロスを少なくしたので、定電圧素子を挿入し検出電圧を下げたＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。上記ＤＣ−ＤＣコンバータの組み合わせで、さらに４種類のバリエーションのＤＣ−ＤＣコンバータを増やすことができる。また、電圧範囲の拡大と電力効率の向上を実現できる。 With this configuration, since the loss at the time of detecting the current or voltage flowing through the load is reduced, a DC-DC converter in which a constant voltage element is inserted and the detection voltage is lowered can be realized. The combination of the DC-DC converters can further increase four types of DC-DC converters. In addition, the voltage range can be expanded and the power efficiency can be improved.
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の抵抗（Ｒ１）と置換した電流制限回路（ＣＲ）とを具備したことを特徴とするように構成しても良い。 Furthermore, the DC-DC converter may include a current limiting circuit (CR) replaced with the first resistor (R1).
このように構成することで、上記第１の抵抗（Ｒ１）を電流制限回路にすることで、バイアス抵抗を電流制限回路に交換し、入力電源電圧が高くなったときにコイル（Ｌ１）に流れる電流の飽和を防ぐＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。また、電圧範囲の拡大と電力効率の向上も実現できる。 With this configuration, the first resistor (R1) is replaced with a current limiting circuit, whereby the bias resistor is exchanged with the current limiting circuit, and flows to the coil (L1) when the input power supply voltage becomes high. A DC-DC converter that prevents current saturation can be realized. In addition, the voltage range can be expanded and the power efficiency can be improved.
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記電流制限回路（ＣＲ）として、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に第２端子が接続された第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備し、前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子との間に挿入された第４の抵抗（Ｒ４）を具備し、前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子に第２端子が、該第４のトランジスタ（Ｑ４）の第１端子に制御端子が、直流電源の他端（ＧＮＤ）に第１端子が、それぞれ接続された第５のトランジスタ（Ｑ５）を具備し、前記第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子と該第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子との間に挿入された第５の抵抗（Ｒ５）を具備したことを特徴とするように構成しても良い。 The DC-DC converter includes a fourth transistor (Q4) having a second terminal connected to a control terminal of the second transistor (Q2) as the current limiting circuit (CR), and the direct current A fourth resistor (R4) inserted between one end (V1) of the power supply and the control terminal of the fourth transistor (Q4) is provided, and the second transistor (Q4) has a second terminal connected to the control terminal. A terminal having a fifth transistor (Q5) connected to a first terminal of the fourth transistor (Q4), a control terminal connected to the other end (GND) of the DC power supply, and a fifth terminal (Q5); A fifth resistor (R5) inserted between the control terminal of the fifth transistor (Q5) and the first terminal of the fifth transistor (Q5) is provided. Also good.
このように構成することで、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限回路の具体的構成を実現できる。 With this configuration, a specific configuration of the current limiting circuit of the DC-DC converter can be realized.
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第５のトランジスタ（Ｑ５）との制御端子の間に挿入された第６の抵抗（Ｒ６）を具備したことを特徴とするように構成しても良い。 Further, the DC-DC converter comprises a sixth resistor (R6) inserted between one end (V1) of the DC power source and a control terminal of the fifth transistor (Q5). You may comprise so that it may do.
このように構成することで、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限回路（ＣＲ）の制限する電流量を入力電圧に反比例させることができ、規定以上の電圧が入力された場合、回路の主要部の電流を止め、回路の動作を停止するシャットダウン機能を備えた回路を実現できる。 With this configuration, the amount of current limited by the current limiting circuit (CR) of the DC-DC converter can be made inversely proportional to the input voltage, and when a voltage exceeding a specified value is input, A circuit having a shutdown function for stopping current and stopping circuit operation can be realized.
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の第１端子を含み、前記第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子と前記第５の抵抗（Ｒ５）の一部または全部とが接続されるノードから、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）が切り離され、該ノードに第１端子、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）に第２端子が接続された第６のトランジスタを具備し、前記第１の整流素子（Ｑ１）の他端と前記第６のトランジスタ（Ｑ６）との制御端子の間に挿入された第７の抵抗（Ｒ７）を具備したことを特徴とするように構成しても良い。 The DC-DC converter includes a first terminal of the first transistor (Q1), and a part or all of the first terminal of the fifth transistor (Q5) and the fifth resistor (R5). The other end (GND) of the DC power supply is disconnected from the node to which the first and second terminals of the DC power supply are connected, and the second terminal is connected to the second terminal (GND) of the DC power supply. And a seventh resistor (R7) inserted between the other end of the first rectifier element (Q1) and a control terminal of the sixth transistor (Q6). You may comprise.
このように構成することで、第６のトランジスタ（Ｑ６）としてＦＥＴを挿入した場合には、付加機能である逆電圧からの保護回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。また、ダイオードなどで整流回路を構成した場合に比べ、回路の効率を向上させ、回路の動作開始電圧にほとんど影響を与えず、保護回路を構成することも実現できる。 With this configuration, when an FET is inserted as the sixth transistor (Q6), a DC-DC converter having a protection circuit against reverse voltage, which is an additional function, can be realized. In addition, compared to the case where the rectifier circuit is configured with a diode or the like, it is possible to improve the efficiency of the circuit and to configure the protection circuit with little influence on the operation start voltage of the circuit.
この構成によって、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。 With this configuration, it is possible to provide a simple circuit configuration with a small number of parts, and a DC-DC converter that can be reduced in size and price.
本発明によれば、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a simple circuit configuration with a small number of parts and a DC-DC converter that enables downsizing and cost reduction.
本発明は、軽薄短小や低価格が求められる電子装置においては、特許３４８０４４１号に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータよりも、更なる小型化、低価格化、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さを実現できる。 The present invention is an electronic device that is required to be light, thin, small, and low in price, and further reduced in size, reduced in price, expanded in voltage range, expanded in application range than the DC-DC converter disclosed in Japanese Patent No. 3480441, Easy customization.
本発明は、リード線付きの素子で構成した場合、面実装用の素子で構成した場合、いずれの場合においても、従来のＤＣ−ＤＣコンバータより少ない部品数で構成できるので、低価格化と小型化を実現可能である。 The present invention can be configured with a smaller number of parts than a conventional DC-DC converter in any case when configured with an element with a lead wire, or with an element for surface mounting. Can be realized.
また、ＩＣ化した場合も、回路が単純なため、従来のものより小型化が可能であるし、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さを実現し、製造しやすく歩留まりも向上するため、低価格化が可能である。 In addition, even when integrated into an IC, the circuit is simple, so it can be made smaller than the conventional one, and the voltage range, application range, and customization are realized, making it easier to manufacture and improving yield. Therefore, the price can be reduced.
これらの点を生かして、需要があったにもかかわらず、コストと折り合いが付かず使用されてこなかった用途に販路を拡大すれば、相乗効果によりさらなる低価格化が可能になる。 Taking advantage of these points, if the sales channel is expanded to applications that have not been used because they are in demand, despite the demand, it is possible to further reduce the price due to a synergistic effect.
以下、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。 The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
なお、以下各図において、同一または相当部分には、同一符号を付す。 In the following drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals.
図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。なお、以下各図において、同一または相当部分には、同一符号を付す。 FIG. 1 is a basic circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention. In the following drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals.
同図に示すように、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ１と接地ＧＮＤの間に直流電源Ｖ１側から第１のコイルＬ１と第１端子と第２端子間に電流経路が形成され、制御端子に該第１端子の電圧に対応した所定電圧が印加されたときに該第１端子及び該第２端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子が第１のコイル（Ｌ１）側に、その第１端子を直流電源の他端（ＧＮＤ）側にして直列接続されて構成される。第１のコイルＬ１と第１のトランジスタＱ１の接続点と第１の整流素子Ｄ１の一端を接続し、負荷ＲＬを第１の整流素子Ｄ１の他端に接続する。 As shown in the figure, the DC-DC converter according to this embodiment has a current path between the first coil L1, the first terminal, and the second terminal from the DC power supply V1 side between the DC power supply V1 and the ground GND. The first transistor (Q1) is a transistor that is formed and becomes conductive between the first terminal and the second terminal when a predetermined voltage corresponding to the voltage of the first terminal is applied to the control terminal. Two terminals are connected in series to the first coil (L1) side and the first terminal is connected to the other end (GND) side of the DC power supply. A connection point between the first coil L1 and the first transistor Q1 and one end of the first rectifier element D1 are connected, and a load RL is connected to the other end of the first rectifier element D1.
これは、第１のトランジスタ（Ｑ１）が繰り返しスイッチングされることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦのときにこのエネルギーが負荷部（ＲＬ）へ給電される、ＤＣ‐ＤＣコンバータである。このとき、負荷ＲＬの他端を直流電源Ｖ１へ接続し、第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２端子を第１のトランジスタＱ１の制御端子に、第２のトランジスタＱ２の第１端子を直流電源Ｖ１に接続する。第１のトランジスタＱ１の第２端子と第２のトランジスタＱ２の制御端子の間に第１のコンデンサＣ１を、第２のトランジスタＱ２の制御端子と接地ＧＮＤの間に第１の抵抗Ｒ１を接続する。負荷ＲＬと電流検出抵抗ＲＳを直列に、第３のトランジスタＱ３の第１端子を電流検出抵抗ＲＳの一端に、第３のトランジスタＱ３の制御端子を電流検出抵抗ＲＳの他端に、第３のトランジスタＱ３の第２端子を第２のトランジスタの制御端子に接続して構成される。 This is because, when the first transistor (Q1) is repeatedly switched, energy is stored in the first coil (L1) when the first transistor (Q1) is ON, and this energy is stored when the first transistor (Q1) is OFF. Is a DC-DC converter in which power is supplied to a load unit (RL). At this time, the other end of the load RL is connected to the DC power source V1, the second terminal of the second transistor (Q2) is the control terminal of the first transistor Q1, and the first terminal of the second transistor Q2 is the DC power source. Connect to V1. The first capacitor C1 is connected between the second terminal of the first transistor Q1 and the control terminal of the second transistor Q2, and the first resistor R1 is connected between the control terminal of the second transistor Q2 and the ground GND. . The load RL and the current detection resistor RS are connected in series, the first terminal of the third transistor Q3 is connected to one end of the current detection resistor RS, the control terminal of the third transistor Q3 is connected to the other end of the current detection resistor RS, The second terminal of the transistor Q3 is connected to the control terminal of the second transistor.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
まず、第１の抵抗（Ｒ１）を介して第２のトランジスタ（Ｑ２）のベースに所定の電圧が印加され電流が流れ始めると第２のトランジスタ（Ｑ２）がＯＮし、その第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタから出た電流が、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベースに所定の電圧を印加し電流が流れ始めると、第１のトランジスタ（Ｑ１）をＯＮさせる。 First, when a predetermined voltage is applied to the base of the second transistor (Q2) via the first resistor (R1) and current starts to flow, the second transistor (Q2) is turned on, and the second transistor ( When the current output from the collector of Q2 applies a predetermined voltage to the base of the first transistor (Q1) and the current starts to flow, the first transistor (Q1) is turned on.
それにより、コイル（Ｌ１）に電流が流れ始め、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース電流とｈＦＥ(直流電流増幅率)により決まる飽和電流値に達するまで増加する。このコイルに流れる電流が第１のトランジスタ（Ｑ１）の飽和電流値まで達すると、電流を流し続けようとするコイルの性質により、コイル（Ｌ１）とトランジスタ（Ｑ１）のコレクタとの接続点の電圧が、コイル（Ｌ１）と直流電源の＋極の接続点の電圧を基準として反転し、整流素子（Ｄ１）を介して負荷部（ＵＬ）へ電流が流れるまで上昇する。 As a result, a current starts to flow through the coil (L1) and increases until a saturation current value determined by the base current of the first transistor (Q1) and hFE (DC current amplification factor) is reached. When the current flowing through the coil reaches the saturation current value of the first transistor (Q1), the voltage at the connection point between the coil (L1) and the collector of the transistor (Q1) is determined due to the nature of the coil that continues to flow the current. However, it reverses on the basis of the voltage at the connection point between the coil (L1) and the positive pole of the DC power supply, and rises until a current flows to the load part (UL) via the rectifier element (D1).
コイル（Ｌ１）とトランジスタ（Ｑ１）のコレクタとの接続点の電圧の反転・上昇が、第１のコンデンサ（Ｃ１）を介して第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電圧を上昇させるため、第２のトランジスタ（Ｑ２）はＯＦＦとなり、つづいて第１のトランジスタ（Ｑ１）もＯＦＦとなる。 The inversion / rise of the voltage at the connection point between the coil (L1) and the collector of the transistor (Q1) raises the base voltage of the second transistor (Q2) via the first capacitor (C1). The transistor (Q2) is turned off, and the first transistor (Q1) is also turned off.
コイル（Ｌ１）の電流が、負荷部（ＵＬ）に入ると、まず第２のコンデンサ（Ｃ２）に蓄えられ、同時に負荷（ＲＬ）と検出抵抗（ＲＳ）にも電流を流し始める。 When the current of the coil (L1) enters the load section (UL), it is first stored in the second capacitor (C2), and at the same time, the current starts to flow through the load (RL) and the detection resistor (RS).
検出抵抗（ＲＳ）にあらかじめ設定した電流以上の電流が流れると、検出抵抗（ＲＳ）の両端の電圧が第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電圧を超えるため、第３のトランジスタ（Ｑ３）がＯＮになり、第３のトランジスタのコレクタから電流が流れ始め、第２のトランジスタのベース電位が上昇し、第２のトランジスタ（Ｑ２）がＯＦＦとなる条件を加える。 If a current greater than the preset current flows through the detection resistor (RS), the voltage across the detection resistor (RS) exceeds the base voltage of the third transistor (Q3), so the third transistor (Q3) is turned on. Then, a current starts to flow from the collector of the third transistor, the base potential of the second transistor rises, and the second transistor (Q2) is turned off.
コイル（Ｌ１）から負荷部（ＵＬ）に流れる電流は、時間と共に減衰し、しまいにゼロになり、コイル（Ｌ１）とトランジスタ（Ｑ１）のコレクタとの接続点の電圧は直流電源の＋極の電圧と同じまでになる。 The current flowing from the coil (L1) to the load unit (UL) attenuates with time and eventually becomes zero, and the voltage at the connection point between the coil (L1) and the collector of the transistor (Q1) is the positive pole of the DC power supply. It becomes the same as the voltage.
第２のコンデンサ（Ｃ２）に蓄えられていた電荷が、負荷（ＲＬ）に電流として流れるので、コイル（Ｌ１）に流れる電流がゼロになってから第３のトランジスタ（Ｑ３）がＯＦＦになるまで、時間差を生じることがあるが、この時間差により負荷（ＲＬ）に流れる電流が一定以下に保たれることになる。 Since the electric charge stored in the second capacitor (C2) flows as a current to the load (RL), the current flowing through the coil (L1) becomes zero until the third transistor (Q3) is turned off. Although a time difference may occur, the current flowing through the load (RL) is kept below a certain level due to this time difference.
検出抵抗（ＲＳ）に流れる電流が、あらかじめ設定した電流以下になると、検出抵抗（ＲＳ）の両端の電圧が第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電圧を下回り、第３のトランジスタ（Ｑ３）がＯＦＦになり、第３のトランジスタ（Ｑ３）のコレクタ電流が止まり、第１の抵抗（Ｒ１）の電流により第２のトランジスタのベース電位が下降し、再び第２のトランジスタ（Ｑ２）がＯＮとなり、次のサイクルが始まる。 When the current flowing through the detection resistor (RS) falls below a preset current, the voltage across the detection resistor (RS) falls below the base voltage of the third transistor (Q3), and the third transistor (Q3) is turned off. The collector current of the third transistor (Q3) is stopped, the current of the first resistor (R1) lowers the base potential of the second transistor, the second transistor (Q2) is turned on again, and the next The cycle begins.
さらに、該負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）の側に接続するので該負荷（ＲＬ）の一端にかかる電圧は、常に電源電圧よりも高くなるため、電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなる場合でも、トランジスタ（Ｑ１）のスイッチング動作により該負荷（ＲＬ）にかかる電流を制御でき、電源電圧範囲が、負荷（ＲＬ）の電圧をまたぐことができる昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。 Furthermore, since the other end of the load (RL) is connected to one end (V1) side of the DC power supply, the voltage applied to one end of the load (RL) is always higher than the power supply voltage. Even when the voltage across both ends of (RL) becomes larger, the current applied to the load (RL) can be controlled by the switching operation of the transistor (Q1), and the power supply voltage range can cross the voltage of the load (RL). A step-up / step-down DC-DC converter can be realized.
図２は、本発明に係る出力電流制御機能を付加し図１よりも電力効率を改善したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。 FIG. 2 is a basic circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter to which the output current control function according to the present invention is added and the power efficiency is improved as compared with FIG.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の負荷部（ＵＬ）の直流電源の＋極（Ｖ１）と接続されていたノードを直流電源の−極（ＧＮＤ）に接続しなおしたものである。 As shown in the figure, this DC-DC converter reconnects the node connected to the + pole (V1) of the DC power supply of the load unit (UL) in FIG. 1 to the -pole (GND) of the DC power supply. It is a thing.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなると、負荷（ＲＬ）に過電流が流れるため、電源電圧を負荷（ＲＬ）の電圧より大きくすることができない。そのかわり、入出力電圧差を小さくすることができるため、図１のものよりも高効率な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。 When the power supply voltage becomes larger than the voltage applied to both ends of the load (RL), an overcurrent flows through the load (RL), and thus the power supply voltage cannot be made larger than the voltage of the load (RL). Instead, since the input / output voltage difference can be reduced, a step-up DC-DC converter with higher efficiency than that of FIG. 1 can be realized.
図３は、本発明に係る出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。 FIG. 3 is a basic circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter with an output voltage control function according to the present invention.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の負荷（ＲＬ）があった位置に第２の抵抗（Ｒ２）を置き換え、さきの検出抵抗（ＲＳ）とこの第２の抵抗（Ｒ２）が直列に接続された部分に並列に負荷（ＲＬ）を接続したものである。 As shown in the figure, this DC-DC converter replaces the second resistor (R2) at the position where the load (RL) in FIG. 1 was present, and the previous detection resistor (RS) and this second resistor ( A load (RL) is connected in parallel to the portion where R2) is connected in series.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
第１の実施形態で説明したように、検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧は第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶＦにほぼ等しい。第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電流は小さいので無視して説明する。検出用抵抗（ＲＳ）を流れた電流は、そのまま第２の抵抗（Ｒ２）を流れる。従って、負荷ＲＬの両端の出力電圧ＶＬは次のようになる。
ＶＬ＝ＶＦ・（ＲＳ＋Ｒ２）／ＲＳ
即ち、出力電圧ＶＬは一定となり、負荷ＲＬは定電圧で駆動される。当然ながら、負荷はＬＥＤに限定されるものではない。
As described in the first embodiment, the voltage across the detection resistor (RS) is substantially equal to the forward voltage VF at the base-emitter junction of the third transistor (Q3). Since the base current of the third transistor (Q3) is small, it will be ignored. The current flowing through the detection resistor (RS) flows through the second resistor (R2) as it is. Accordingly, the output voltage VL across the load RL is as follows.
VL = VF · (RS + R2) / RS
That is, the output voltage VL is constant, and the load RL is driven with a constant voltage. Of course, the load is not limited to LEDs.
この出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which this output voltage control function is added is also characterized in that a circuit can be configured with a small number of parts. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
図４は、本発明に係る出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。 FIG. 4 is a basic circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter with an output voltage control function according to the present invention.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図３の負荷部（ＵＬ）の直流電源の＋極（Ｖ１）と接続されていたノードを直流電源の−極（ＧＮＤ）に接続しなおしたものである。 As shown in the figure, this DC-DC converter reconnects the node connected to the + pole (V1) of the DC power supply of the load unit (UL) in FIG. 3 to the -pole (GND) of the DC power supply. It is a thing.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
図３と図４の関係は、図１と図２の関係と同一である。 The relationship between FIG. 3 and FIG. 4 is the same as the relationship between FIG. 1 and FIG.
電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなると、負荷（ＲＬ）に過電流が流れるため、電源電圧を負荷（ＲＬ）の電圧より大きくすることができない。そのかわり、入出力電圧差を小さくすることができるため、図３のものよりも高効率な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。 When the power supply voltage becomes larger than the voltage applied to both ends of the load (RL), an overcurrent flows through the load (RL), and thus the power supply voltage cannot be made larger than the voltage of the load (RL). Instead, since the input / output voltage difference can be reduced, a step-up DC-DC converter with higher efficiency than that of FIG. 3 can be realized.
図５は、本発明に係る出力電流制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷部の電流検出の際のロスを少なくする回路の一実施形態を示す回路図である。 FIG. 5 is a circuit diagram showing an embodiment of a circuit for reducing a loss at the time of current detection of a load portion of a DC-DC converter to which an output current control function according to the present invention is added.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータの負荷部は、図１および図２の負荷部の当該検出抵抗（ＲＳ）と当該第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子との間に挿入した定電圧素子（Ｄ２）を具備し、この第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と当該負荷（ＲＬ）の他端との間に第３の抵抗（Ｒ３）を接続して構成されるものである。 As shown in the figure, the load part of the DC-DC converter is inserted between the detection resistor (RS) of the load part of FIGS. 1 and 2 and the control terminal of the third transistor (Q3). A constant voltage element (D2) is provided, and a third resistor (R3) is connected between the control terminal of the third transistor (Q3) and the other end of the load (RL). is there.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
第１の実施形態で説明したように、図１や図２の場合、検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧は第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶＦにほぼ等しい。同図は、電流制御機能を付加しながらも検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧を低くし、検出用抵抗（ＲＳ）による電力ロスを抑えるための回路である。 As described in the first embodiment, in FIGS. 1 and 2, the voltage across the detection resistor (RS) is substantially equal to the forward voltage VF at the base-emitter junction of the third transistor (Q3). This figure is a circuit for reducing the voltage across the detection resistor (RS) while suppressing the power loss due to the detection resistor (RS) while adding a current control function.
第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶＦは、ほぼ一定なので、定電圧回路（Ｄ２）の両端電圧分だけ、検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧が低くなる。第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電流は、第３の抵抗（Ｒ３）を通って流れる。 Since the forward voltage VF at the base-emitter junction of the third transistor (Q3) is substantially constant, the voltage across the detection resistor (RS) is reduced by the voltage across the constant voltage circuit (D2). The base current of the third transistor (Q3) flows through the third resistor (R3).
検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧は次のようになる。
ＲＳ＝ＶＦ−Ｄ２
負荷電流をＩＬとした場合、検出用抵抗（ＲＳ）にかかる電力は、
ＲＳ・ＩＬ＝ＶＦ・ＩＬ−Ｄ２・ＩＬ
となり、図１や図２に回路に比べ、Ｄ２・ＩＬ分だけ節約できる。
The voltage across the detection resistor (RS) is as follows.
RS = VF-D2
When the load current is IL, the power applied to the detection resistor (RS) is
RS · IL = VF · IL-D2 · IL
Thus, as compared with the circuit in FIG. 1 or FIG.
この出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which this output voltage control function is added is also characterized in that a circuit can be configured with a small number of parts. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
図６は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す応用回路図である。これは、負荷部の電流検出の際のロスを少なくする回路の一実施形態を示す回路図である。 FIG. 6 is an application circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention. This is a circuit diagram showing an embodiment of a circuit for reducing the loss in detecting the current of the load section.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の第１の抵抗（Ｒ１）を電流制限回路（ＣＲ）に変更したものである。 As shown in the figure, the DC-DC converter is obtained by changing the first resistor (R1) of FIG. 1 to a current limiting circuit (CR).
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
第１の実施形態で説明したように、第１の抵抗（Ｒ１）を流れる電流が、第２のトランジスタのベース電流となり、第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ電流が第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース電流となり、第１のトランジスタのコレクタ電流がコイル（Ｌ１）を流れる電流となる。即ち、第１の抵抗（Ｒ１）を流れる電流の大きさとコイル（Ｌ１）を流れる電流の大きさは比例関係にある。
ＩＬ１＝ＩＲ１・Ｑ２のｈＦＥ・Ｑ１のｈＦＥ
ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を維持するためには、コイルが飽和するほど過大な電流を流さないことが求められる。しかし、第１の抵抗（Ｒ１）を流れる電流は、電源電圧に比例する。（このままでは、電源電圧の変動により、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が大きく変動してしまう。）
ＩＲ１＝（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒ１
そこで、第１の抵抗（Ｒ１）を定電流回路（ＣＲ）に変更することにより、コイル（Ｌ１）に流れる電流を制御した回路としたものである。
As described in the first embodiment, the current flowing through the first resistor (R1) becomes the base current of the second transistor, and the collector current of the second transistor (Q2) becomes the first transistor (Q1). And the collector current of the first transistor becomes the current flowing through the coil (L1). That is, the magnitude of the current flowing through the first resistor (R1) and the magnitude of the current flowing through the coil (L1) are in a proportional relationship.
IL1 = hFE of IR1 · Q2 · hFE of Q1
In order to maintain the efficiency of the DC-DC converter, it is required not to flow an excessive current so that the coil is saturated. However, the current flowing through the first resistor (R1) is proportional to the power supply voltage. (In this state, the efficiency of the DC-DC converter greatly fluctuates due to fluctuations in the power supply voltage.)
IR1 = (V1-VF) / R1
In view of this, the first resistor (R1) is changed to a constant current circuit (CR) to control the current flowing in the coil (L1).
この出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which this output voltage control function is added is also characterized in that a circuit can be configured with a small number of parts. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
図７は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限回路の一実施形態を示す回路図である。 FIG. 7 is a circuit diagram showing an embodiment of a current limiting circuit of a DC-DC converter according to the present invention.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図６の電流制限回路（ＣＲ）を第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に第２端子を接続した第４のトランジスタ（Ｑ４）と、直流電源の一端（Ｖ1）と当該第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子の間に挿入した第４の抵抗（Ｒ４）と、第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子に第２端子を、第４のトランジスタ（Ｑ４）の第１端子に制御端子を、直流電源の他端（ＧＮＤ）に第１端子を接続した第５のトランジスタ（Ｑ５）と、第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子と該第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子の間に挿入した第５の抵抗（Ｒ５）により構成したものである。 As shown in the figure, this DC-DC converter includes a current limiting circuit (CR) of FIG. 6 and a fourth transistor (Q4) in which the second terminal is connected to the control terminal of the second transistor (Q2); A fourth resistor (R4) inserted between one end (V1) of the DC power source and the control terminal of the fourth transistor (Q4), a second terminal connected to the control terminal of the fourth transistor (Q4), A fifth transistor (Q5) having a control terminal connected to the first terminal of the fourth transistor (Q4) and a first terminal connected to the other end (GND) of the DC power supply; and a control terminal of the fifth transistor (Q5); This is constituted by a fifth resistor (R5) inserted between the first terminals of the fifth transistor (Q5).
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
回路に電源が入ると、第４の抵抗（Ｒ４）と第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース−エミッタ間と第５の抵抗（Ｒ５）を通って電流が流れ始める。第４のトランジスタにベース電流が流れるため、第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流が流れ始め、これが第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流となる。第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流と第５の抵抗（Ｒ５）に流れる電流は、ほぼ同じである。このとき、第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース電流は小さいので無視する。第５の抵抗（Ｒ５）に流れる電流が一定値を超えると、第５の抵抗（Ｒ５）の両端の電圧が、第５のトランジスタ（Ｑ５）の閾値電圧をこえ、第５のトランジスタ（Ｑ５）がコレクタ電流を流し始める。第５のトランジスタ（Ｑ５）のコレクタ電流が、第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース電流を減少させるので、これがネガティブフィードバックとなり、これが第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流と第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流と第５の抵抗（Ｒ５）に流れる電流も減少させ、一定の量に保たせようとする。 When the circuit is turned on, current begins to flow through the fourth resistor (R4), the base-emitter of the fourth transistor (Q4), and the fifth resistor (R5). Since the base current flows through the fourth transistor, the collector current of the fourth transistor (Q4) starts to flow, and this becomes the base current of the second transistor (Q2). The base current of the second transistor (Q2) and the current flowing through the fifth resistor (R5) are substantially the same. At this time, since the base current of the fourth transistor (Q4) is small, it is ignored. When the current flowing through the fifth resistor (R5) exceeds a certain value, the voltage across the fifth resistor (R5) exceeds the threshold voltage of the fifth transistor (Q5), and the fifth transistor (Q5) Begins to flow collector current. Since the collector current of the fifth transistor (Q5) decreases the base current of the fourth transistor (Q4), this becomes negative feedback, and this becomes the collector current of the fourth transistor (Q4) and the second transistor (Q2). ) And the current flowing through the fifth resistor (R5) are also reduced to maintain a constant amount.
すなわち、第４のトランジスタ（Ｑ４）と第４の抵抗（Ｒ４）と第５のトランジスタ（Ｑ５）と第５の抵抗（Ｒ５）により構成された電流制限回路（ＣＲ）は、第二のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流を一定に保とうとし、この結果としてコイル（Ｌ１）の電流を異なる電源電圧のもとで一定以下に保つことができる。 That is, the current limiting circuit (CR) constituted by the fourth transistor (Q4), the fourth resistor (R4), the fifth transistor (Q5), and the fifth resistor (R5) is connected to the second transistor ( An attempt is made to keep the base current of Q2) constant, and as a result, the current of the coil (L1) can be kept below a certain level under different power supply voltages.
このコイル電流制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which this coil current control function is added is also characterized in that a circuit can be configured with a small number of parts. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
図８は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータのシャットダウン機能を付加した一実施形態を示す回路図である。 FIG. 8 is a circuit diagram showing an embodiment to which a shutdown function of the DC-DC converter according to the present invention is added.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図７の直流電源の＋極（Ｖ1）と第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子の間に第６の抵抗（Ｒ６）を挿入したものである。 As shown in the figure, this DC-DC converter has a sixth resistor (R6) inserted between the positive pole (V1) of the DC power source of FIG. 7 and the control terminal of the fifth transistor (Q5). It is.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
図７で説明したように、第５の抵抗（Ｒ５）の電流は一定に保たれる。図８において、第６の抵抗（Ｒ６）の電流は第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流と第６の抵抗（Ｒ６）の電流の和にほぼ等しい。このとき、第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース電流は小さいので無視する。 As described in FIG. 7, the current of the fifth resistor (R5) is kept constant. In FIG. 8, the current of the sixth resistor (R6) is substantially equal to the sum of the collector current of the fourth transistor (Q4) and the current of the sixth resistor (R6). At this time, since the base current of the fourth transistor (Q4) is small, it is ignored.
第６の抵抗（Ｒ６）に流れる電流は、電源電圧の大きさに比例する。
ＩＲ６＝（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒ６
第５の抵抗（Ｒ５）の電流は一定であるので、第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流は、電源電圧の上昇と共に小さくなり、ついにはゼロになり、回路の発振動作が停止する。この状態になることをシャットダウンという。
ＩＣＱ４≒（Ｒ５／ＶＦ）−（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒ６
第６の抵抗（Ｒ６）の値を調整することで、シャットダウン電圧を任意の値に設定することができる。
The current flowing through the sixth resistor (R6) is proportional to the magnitude of the power supply voltage.
IR6 = (V1-VF) / R6
Since the current of the fifth resistor (R5) is constant, the collector current of the fourth transistor (Q4) decreases with the rise of the power supply voltage and finally becomes zero, and the oscillation operation of the circuit stops. This state is called shutdown.
ICQ4≈ (R5 / VF)-(V1-VF) / R6
The shutdown voltage can be set to an arbitrary value by adjusting the value of the sixth resistor (R6).
このシャットダウン機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which the shutdown function is added has a great feature in that a circuit can be configured with a small number of components. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
図９は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの逆電圧保護機能を付加した一実施形態を示す回路図である。 FIG. 9 is a circuit diagram showing an embodiment to which a reverse voltage protection function of the DC-DC converter according to the present invention is added.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１ないし図８において、第１のトランジスタ（Ｑ１）のエミッタが接続されているノードから直流電源の−極（ＧＮＤ）を切り離し、該ノードにソース、直流電源の他端（ＧＮＤ）にドレインを接続したＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）と、第１の整流素子（Ｄ１）のカソードとＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートの間に第７の抵抗（Ｒ７）を挿入したものである。なお、下記の説明に使用しない構成要素は、抽象化するために省略してある。 As shown in the figure, this DC-DC converter is configured such that the negative pole (GND) of the DC power supply is disconnected from the node to which the emitter of the first transistor (Q1) is connected in FIGS. And a seventh resistor between the cathode of the first rectifying element (D1) and the gate of the N-type MOSFET (Q6), with the source and the other end (GND) of the DC power supply connected to the drain. (R7) is inserted. Note that components not used in the following description are omitted for abstraction.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
直流電源の＋極（Ｖ１）に正電圧、直流電源の−極（ＧＮＤ）に負電圧が印加されたときに、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のソース−ドレイン間の寄生ダイオードを電流が流れ、ＤＣ−ＤＣコンバータの発振動作が開始される。いったん発振動作が開始されると、整流素子（Ｄ１）のカソードの電圧が上昇し、第７の抵抗（Ｒ７）を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートにバイアス電圧が印加される。このバイアス電圧がＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）の動作電圧を超えると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のソース−ドレイン間電圧がほぼゼロになり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）を付加しない図１ないし図４、図６ないし図８の回路とほぼ同様の効率のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。 When a positive voltage is applied to the positive pole (V1) of the DC power supply and a negative voltage is applied to the negative pole (GND) of the DC power supply, a current flows through the parasitic diode between the source and drain of the N-type MOSFET (Q6), and the DC -The oscillation operation of the DC converter is started. Once the oscillation operation is started, the voltage of the cathode of the rectifying element (D1) rises, and a bias voltage is applied to the gate of the N-type MOSFET (Q6) through the seventh resistor (R7). When this bias voltage exceeds the operating voltage of the N-type MOSFET (Q6), the source-drain voltage of the N-type MOSFET (Q6) becomes almost zero, and the N-type MOSFET (Q6) is not added, as shown in FIGS. The circuit operates as a DC-DC converter having substantially the same efficiency as the circuits of FIGS.
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）の動作電圧は、少なくても２Ｖ程度は必要であるが、直流電源の電圧が０．８Ｖ程度からＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のソース−ドレイン間の寄生ダイオードに電流が流れはじめ、昇圧された電圧が第７の抵抗（Ｒ７）を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートに印加されるので、電源電圧が０．８Ｖ程度から動作するＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。 The operating voltage of the N-type MOSFET (Q6) needs to be at least about 2V, but current flows through the parasitic diode between the source and drain of the N-type MOSFET (Q6) when the voltage of the DC power supply is about 0.8V. First, since the boosted voltage is applied to the gate of the N-type MOSFET (Q6) through the seventh resistor (R7), a DC-DC converter that operates from a power supply voltage of about 0.8 V can be configured.
直流電源の＋極（Ｖ１）に負電圧、直流電源の−極（ＧＮＤ）に正電圧が印加されたときには、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のドレイン−ソース間には電流が流れない。第７の抵抗（Ｒ７）を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートにかかるバイアス電圧も、逆バイアスとなり、逆電圧がＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）の逆耐圧電圧を超えて回路が破壊されるまで、ＤＣ−ＤＣコンバータはＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）によって逆電圧から保護される。 When a negative voltage is applied to the positive pole (V1) of the DC power supply and a positive voltage is applied to the negative pole (GND) of the DC power supply, no current flows between the drain and source of the N-type MOSFET (Q6). The bias voltage applied to the gate of the N-type MOSFET (Q6) through the seventh resistor (R7) is also reverse-biased until the reverse voltage exceeds the reverse withstand voltage of the N-type MOSFET (Q6) and the circuit is destroyed. -The DC converter is protected from reverse voltage by an N-type MOSFET (Q6).
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）は、逆耐圧電圧が少なくても−１０Ｖから−２０Ｖ程度あるものを選択可能なため、乾電池や自動車用バッテリーなどを用途としたＤＣ−ＤＣコンバータであれば、十分な保護回路として動作する。さらに逆耐圧電圧を高くしたい場合は、相応のＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）を選択することにより対応可能である。 The N-type MOSFET (Q6) can be selected from about -10V to -20V even if the reverse withstand voltage is small, so if it is a DC-DC converter for applications such as dry batteries or automobile batteries, sufficient protection is provided. Operates as a circuit. If it is desired to further increase the reverse withstand voltage, it can be handled by selecting an appropriate N-type MOSFET (Q6).
逆耐圧保護回路は、ダイオードをＤＣ−ＤＣコンバータと直列に接続することでも構成可能であるが、この場合は、電源電圧を０．８Ｖまで下げることはできず、また、ダイオードが順方向電圧と電流の積の分だけ電力を消費するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を低下させる。ダイオードの順方向電圧は、シリコンダイオードで０．６〜０．８Ｖ程度、ショットキーバリアダイオードで０．３〜０．６Ｖ程度であり、無視できる大きさではない。効率の低下は、電源電圧が低いときほど顕著である。 The reverse voltage protection circuit can also be configured by connecting a diode in series with a DC-DC converter. In this case, however, the power supply voltage cannot be lowered to 0.8 V, and the diode has a forward voltage. Since power is consumed by the product of the current, the efficiency of the DC-DC converter is lowered. The forward voltage of the diode is about 0.6 to 0.8 V for a silicon diode and about 0.3 to 0.6 V for a Schottky barrier diode, and is not a negligible magnitude. The decrease in efficiency is more remarkable as the power supply voltage is lower.
逆耐圧保護回路は、バイポーラトランジスタを図９のＮ型ＭＯＳＦＥＴと同様に接続しても構成可能であるが、バイポーラトランジスタの逆耐圧電圧は５Ｖから７Ｖの範囲にとどまるため、逆耐圧保護回路としては十分でない場合があり、実用性が低い。 The reverse withstand voltage protection circuit can be configured by connecting a bipolar transistor similarly to the N-type MOSFET of FIG. 9, but the reverse withstand voltage of the bipolar transistor remains in the range of 5V to 7V. It may not be enough and is not practical.
この逆耐圧保護回路を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which this reverse withstand voltage protection circuit is added also has a great feature in that the circuit can be configured with a small number of parts. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
図１０は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。 FIG. 10 is a circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention.
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図８の回路図に図９の逆耐圧保護回路を付加し、さらに第１のトランジスタのベースとエミッタの間に挿入された第８の抵抗（Ｒ８）と、直流電源の＋極（Ｖ１）とＮ型ＭＯＳＦＥＴのソースの間に挿入された第３のコンデンサ（Ｃ３）を追加したものである。 As shown in the figure, this DC-DC converter has the reverse breakdown voltage protection circuit of FIG. 9 added to the circuit diagram of FIG. 8, and an eighth resistor inserted between the base and emitter of the first transistor. (R8) and a third capacitor (C3) inserted between the positive pole (V1) of the DC power source and the source of the N-type MOSFET.
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。 Next, the function of the DC-DC converter according to the present invention configured as described above will be described.
第８の抵抗（Ｒ８）は、主トランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース−エミッタ間抵抗として機能し、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース電流が遮断されたとき、速やかに寄生コンデンサの電荷を放電しベース電圧を下げる働きがある。この働きにより、主トランジスタのスイッチング効果を高め、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を上げることができる。 The eighth resistor (R8) functions as a base-emitter resistor of the first transistor (Q1), which is the main transistor. When the base current of the first transistor (Q1) is cut off, the parasitic capacitor is quickly It discharges the charge and lowers the base voltage. With this function, the switching effect of the main transistor can be enhanced and the efficiency of the DC-DC converter can be increased.
第３のコンデンサ（Ｃ３）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力コンデンサとして機能する。ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電流は、のこぎり波状に１〜３Ａ以上にもなるピークを繰り返す。直流電源の内部抵抗や電線の抵抗が大きい場合は、このような電流消費のピークがあると１〜３Ｖ以上もの電圧降下を生じ、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を低下させる。入力コンデンサは、十分な容量を持ったものを用意すれば、ピーク時に大きな電流を消費しても入力電圧の低下を防ぐ効果があり、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下を防ぐことができる。 The third capacitor (C3) functions as an input capacitor of the DC-DC converter. The consumption current of the DC-DC converter repeats a peak of 1 to 3 A or more in a sawtooth waveform. When the internal resistance of the DC power supply or the resistance of the electric wire is large, such a current consumption peak causes a voltage drop of 1 to 3 V or more, which lowers the efficiency of the DC-DC converter. If an input capacitor having a sufficient capacity is prepared, there is an effect of preventing a decrease in input voltage even if a large current is consumed at the peak, and a decrease in efficiency of the DC-DC converter can be prevented.
この主トランジスタのベース抵抗と入力コンデンサを付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。 The DC-DC converter to which the base resistance of the main transistor and the input capacitor are added also has a great feature in that a circuit can be configured with a small number of components. Since there are few parts, there is an advantage that it can be manufactured at low cost.
以上、詳細に説明したように、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを可能にすることができる。 As described above in detail, according to the DC-DC converter of the present invention, a simple circuit configuration with a small number of parts, and a DC-DC converter that enables downsizing and cost reduction are possible. be able to.
なお、本願発明は、上述した実施形態に限定されるものでなく、その技術思想の同一及び等価に及ぶ範囲において上述した実施形態への様々な変形、追加、置換、拡大、縮小等を許容するものである。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications, additions, substitutions, expansions, reductions, etc. to the above-described embodiment are allowed within the scope of the same and equivalent technical idea. Is.
たとえば、本発明を実施した基板製造後でも昇降圧型と昇圧型を１本の配線の半田付け位置で容易に切り替えることや、本発明を実施した基板製造後でも電流制御型と電圧制御型を負荷の半田付け位置と検出抵抗の変更と第２の抵抗（Ｒ２）の追加により容易に切り替えることができる。 For example, the step-up / step-down type and the step-up type can be easily switched at the soldering position of one wiring even after the board is manufactured according to the present invention, and the current control type and the voltage control type are loaded even after the board is manufactured according to the present invention. Can be easily switched by changing the soldering position and the detection resistor and adding the second resistor (R2).
これらの切り替え方法を具体的に示した回路図を図１１に示す。回路構成を切り替える為の端子を第１ないし第９の端子（Ｐ１ないしＰ９）として示してある。 A circuit diagram specifically showing these switching methods is shown in FIG. Terminals for switching the circuit configuration are shown as first to ninth terminals (P1 to P9).
第１の端子（Ｐ１）を第２の端子（Ｐ２）に接続すると、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。第１の端子（Ｐ１）を第３の端子（Ｐ２）に接続すると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。 When the first terminal (P1) is connected to the second terminal (P2), a step-up / step-down DC-DC converter is obtained. When the first terminal (P1) is connected to the third terminal (P2), a step-up DC-DC converter is obtained.
第４の端子（Ｐ４）と第５の端子（Ｐ５）との間に負荷（ＲＬ）を接続すると、電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。第６の端子（Ｐ６）と第７の端子（Ｐ７）との間に負荷（ＲＬ）を接続し、第４の端子（Ｐ４）と第５の端子（Ｐ５）との間に第２の抵抗（Ｐ２）を接続し、第８の端子（Ｐ８）と第９の端子（Ｐ９）との間の検出抵抗（ＲＳ）を必要に応じて変更すると電圧制御型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。 When a load (RL) is connected between the fourth terminal (P4) and the fifth terminal (P5), a current-controlled DC-DC converter is obtained. A load (RL) is connected between the sixth terminal (P6) and the seventh terminal (P7), and a second resistor is connected between the fourth terminal (P4) and the fifth terminal (P5). When (P2) is connected and the detection resistance (RS) between the eighth terminal (P8) and the ninth terminal (P9) is changed as necessary, a voltage-controlled DC-DC converter is obtained.
さらに、上述したものは本願に係る技術思想を具現化するための実施形態の一例を示したにすぎないものであり、他の実施形態でも本願に係る技術思想を適用することが可能である。 Further, what has been described above is merely an example of an embodiment for realizing the technical idea of the present application, and the technical idea of the present application can be applied to other embodiments.
ＬＥＤ駆動用のＤＣ−ＤＣコンバータとして用いると、電圧１Ｖ程度からＬＥＤの順方向電圧よりも高い電圧までの範囲の電源でＬＥＤを駆動させる回路ができる。 When used as a DC-DC converter for LED driving, a circuit for driving an LED with a power source ranging from about 1 V to a voltage higher than the forward voltage of the LED can be formed.
これまでは、ＬＥＤに対してＤＣ−ＤＣコンバータが高価であったので、ＬＥＤを低電圧で駆動させる用途や電圧に関わらず駆動させる用途には、あまり用いられてこなかった。まして、小型ＬＥＤ１個を駆動させるためにＤＣ−ＤＣコンバータを使用する例は皆無に等しかったが、本発明を利用すれば、現実的な選択肢となる。 Until now, since the DC-DC converter was expensive with respect to the LED, it has not been used so much for the purpose of driving the LED at a low voltage or the purpose of driving regardless of the voltage. In addition, there are no examples of using a DC-DC converter to drive one small LED, but if the present invention is used, it becomes a realistic option.
ＬＥＤの樹脂パッケージ内にＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵させることができるので、従来のＬＥＤと同様の外観を持った、入力電圧範囲が広いＬＥＤを作ることができる。 Since the DC-DC converter can be built in the resin package of the LED, an LED having the same appearance as that of a conventional LED and a wide input voltage range can be manufactured.
また、電流制御機能を備えた本発明を用いたＬＥＤの場合、入力電圧範囲が広い上に電池が新しい状態から消耗した状態まで、安定した光量の得られるＬＥＤを製造可能である。 In addition, in the case of an LED using the present invention having a current control function, an LED that has a wide input voltage range and can obtain a stable light amount from a new state to a consumed state can be manufactured.
本発明とＬＥＤを組み合わせ、入力電圧範囲が広いＬＥＤ発光装置を作り、これを電球に内蔵させると、ＬＥＤの特徴である高い発光効率・長寿命・演色性をもちながら、幅広い入力電圧範囲に対応した理想的な電球を安価につくることができる。 Combining the present invention and LED to create an LED light-emitting device with a wide input voltage range, and incorporating this into a light bulb, it supports the wide input voltage range while maintaining the high luminous efficiency, long life, and color rendering properties that are characteristic of LEDs. The ideal bulb can be made at low cost.
本発明とＬＥＤを組み合わせ、電池１本で駆動するＬＥＤ発光装置を作り、これをワイヤレスリモコンに内蔵させると、電池１本で駆動しつつ、電池を最後まで使い切ることで電池寿命を延ばした、理想的なワイヤレスリモコンを安価につくることができる。 Combining the present invention with an LED to create an LED light-emitting device that can be driven by a single battery and incorporating it in a wireless remote control, it can be driven by a single battery while extending the battery life by using the battery to the end. A simple wireless remote control.
３端子レギュレータなどの既存の電圧制御素子と形状的な互換性を持ったＤＣ−ＣＤコンバータを提供すれば、既成の電子回路や基板を変更することなく、あるいは僅かな変更で、入力電圧範囲が広く安定した動作をする電子装置を制作可能になる。 By providing a DC-CD converter that is compatible with existing voltage control elements such as a three-terminal regulator, the input voltage range can be changed without changing the existing electronic circuit or board. Electronic devices that can operate widely and stably can be produced.
テレビチューナー、不揮発性半導体メモリ書き換え装置など、高い電圧を必要とするが、電流はそれほど必要としない装置がある。現状ではそういった装置のために、従来の高電圧発生回路や従来のＤＣ−ＤＣコンバータ組み込んでいる。そういった装置に本発明を組み込むと、コスト面で有利になる。 Some devices, such as TV tuners and non-volatile semiconductor memory rewrite devices, require a high voltage but do not require much current. At present, a conventional high voltage generation circuit and a conventional DC-DC converter are incorporated for such a device. Incorporation of the present invention in such a device is advantageous in terms of cost.
また、本願発明を用いて生産される装置、方法、ソフトウェア、システムが、その２次的生産品に登載されて商品化された場合であっても、本願発明の価値は何ら減ずるものではない。 In addition, even if an apparatus, a method, software, and a system that are produced using the invention of the present application are listed as a secondary product and commercialized, the value of the invention of the present application is not reduced at all.
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるので、電子部品、各種装置、機械等に関わるあらゆる産業において利用することが可能である。 According to the DC-DC converter according to the present invention, a simple circuit configuration with a small number of components and a DC-DC converter that enables downsizing and cost reduction can be realized. It can be used in all industries related to.
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１ 整流素子
Ｄ２ 定電圧素子
ＧＮＤ 直流電源の他端
Ｌ１ コイル
Ｑ１ トランジスタ
Ｑ２ トランジスタ
Ｑ３ トランジスタ
Ｑ４ トランジスタ
Ｑ５ トランジスタ
Ｑ６ トランジスタ
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒ６ 抵抗
Ｒ７ 抵抗
Ｒ８ 抵抗
ＲＬ 負荷
ＲＳ 検出用抵抗
ＵＬ 負荷部
Ｖ１ 直流電源の一端
C1 Capacitor C2 Capacitor C3 Capacitor D1 Rectifier D2 Constant voltage element GND The other end of the DC power source L1 Coil Q1 Transistor Q2 Transistor Q3 Transistor Q4 Transistor Q5 Transistor Q6 Transistor R1 Resistor R2 Resistor R3 Resistor R4 Resistor R5 Resistor R7 Resistor R8 Resistor RL Load RS Detection resistor UL Load V1 One end of DC power supply
Claims (8)
前記第１のコイル（Ｌ１）と前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と第１の整流素子（Ｄ１）の一端が接続され、
負荷（ＲＬ）が前記第１の整流素子（Ｄ１）の他端に接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）が繰り返しスイッチングされることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに前記第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦのときにこのエネルギーが前記負荷部（ＲＬ）へ給電される、ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、
前記負荷（ＲＬ）の他端が前記直流電源の一端（Ｖ1）へ接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に第２端子が、前記直流電源の一端（Ｖ1）に第１端子が接続された前記第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子と前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子との間に第１のコンデンサ（Ｃ１）を具備し、
前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、
前記負荷（ＲＬ）と直列に接続される検出抵抗（ＲＳ）を具備し、
前記検出抵抗（ＲＳ）の一端に第１端子が、該検出抵抗（ＲＳ）の他端に制御端子が接続された第３のトランジスタ（Ｑ３）を具備し、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２端子が前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のスイッチング電流を制御することを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ。 A current path between one end (V1) of the DC power supply and the other end (GND) of the DC power supply from one end (V1) side of the DC power supply to the first coil (L1) and the first terminal and the second terminal. Of the first transistor (Q1), which is a transistor that becomes conductive between the first terminal and the second terminal when a predetermined voltage corresponding to the voltage of the first terminal is applied to the control terminal. Two terminals are connected in series with the first coil (L1) side, with the first terminal as the other end (GND) side of the DC power supply,
A connection point between the first coil (L1) and the first transistor (Q1) and one end of the first rectifier element (D1) are connected,
A load (RL) is connected to the other end of the first rectifying element (D1),
When the first transistor (Q1) is repeatedly switched, energy is stored in the first coil (L1) when the first transistor (Q1) is ON, and this energy is stored when the first transistor (Q1) is OFF. In the DC-DC converter that is fed to the load unit (RL),
The other end of the load (RL) is connected to one end (V1) of the DC power source,
The second transistor (Q2) having a second terminal connected to a control terminal of the first transistor (Q1) and a first terminal connected to one end (V1) of the DC power supply;
A first capacitor (C1) is provided between a second terminal of the first transistor (Q1) and a control terminal of the second transistor (Q2);
A first resistor (R1) is provided between the control terminal of the second transistor (Q2) and the other end (GND) of the DC power supply;
A detection resistor (RS) connected in series with the load (RL);
A third transistor (Q3) having a first terminal connected to one end of the detection resistor (RS) and a control terminal connected to the other end of the detection resistor (RS);
A second terminal of the third transistor (Q3) is connected to a control terminal of the second transistor (Q2);
A DC-DC converter that controls a switching current of the first transistor (Q1).
前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第２の抵抗（Ｒ２）とが直列に接続された部分に並列に前記負荷（ＲＬ）が接続されたことを特徴とする請求項１ないし２のうち1項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。 A second resistor (R2) is provided at a position where the load (RL) is present, and the load (RL) is connected in parallel to a portion where the detection resistor (RS) and the second resistor (R2) are connected in series. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the DC-DC converter is connected.
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子に第３の抵抗（Ｒ３）が接続されたことを特徴とする請求項１ないし３のうち１項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。 A constant voltage element (D2) inserted between the detection resistor (RS) and the control terminal of the third transistor (Q3);
4. The DC-DC converter according to claim 1, wherein a third resistor (R3) is connected to a control terminal of the third transistor (Q3).
前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に第２端子に接続された第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備し、
前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子との間に挿入された第４の抵抗（Ｒ４）を具備し、
前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子に第２端子が、該第４のトランジスタ（Ｑ４）の第１端子に制御端子が、直流電源の他端（ＧＮＤ）に第１端子が、それぞれ接続された第５のトランジスタ（Ｑ５）を具備し、
前記第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子と該第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子との間に挿入された第５の抵抗（Ｒ５）を具備したことを特徴とする請求項５記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。 As the current limiting circuit (CR),
A control terminal of the second transistor (Q2) includes a fourth transistor (Q4) connected to the second terminal;
A fourth resistor (R4) inserted between one end (V1) of the DC power supply and a control terminal of the fourth transistor (Q4);
The second terminal is connected to the control terminal of the fourth transistor (Q4), the control terminal is connected to the first terminal of the fourth transistor (Q4), and the first terminal is connected to the other end (GND) of the DC power supply. A fifth transistor (Q5) connected,
6. A fifth resistor (R5) inserted between a control terminal of the fifth transistor (Q5) and a first terminal of the fifth transistor (Q5). DC-DC converter.
前記第１のコイル（Ｌ１）と前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と第１の整流素子（Ｄ１）の一端が接続され、
負荷（ＲＬ）が前記第１の整流素子（Ｄ１）の他端に接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）を繰り返しスイッチングさせることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに前記第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーを蓄え、ＯＦＦのときにこのエネルギーを前記負荷部（ＲＬ）へ給電する、ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、
第１のトランジスタ（Ｑ１）の第１端子が接続されるノードから、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）が切り離され、該ノードに第１端子が、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）に第２端子がそれぞれ接続された第６のトランジスタを具備し、
前記第１の整流素子（Ｑ１）の他端と前記第６のトランジスタ（Ｑ６）の制御端子との間に挿入された第７の抵抗（Ｒ７）を具備したことを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ。 Between the one end (V1) of the DC power supply and the other end (GND) of the DC power supply, there is a current path between the first coil (L1) and the first terminal and the second terminal from the one end (V1) side of the DC power supply. The second of the first transistor (Q1), which is a transistor that is formed and becomes conductive between the first terminal and the second terminal when a predetermined voltage corresponding to the voltage of the first terminal is applied to the control terminal. The terminal is connected in series with the first coil (L1) side and the first terminal is connected to the other end (GND) side of the DC power supply,
A connection point between the first coil (L1) and the first transistor (Q1) and one end of the first rectifier element (D1) are connected,
A load (RL) is connected to the other end of the first rectifying element (D1),
By repeatedly switching the first transistor (Q1), energy is stored in the first coil (L1) when the first transistor (Q1) is ON, and this energy is stored in the load when it is OFF. In the DC-DC converter that supplies power to the unit (RL),
The other end (GND) of the DC power supply is disconnected from the node to which the first terminal of the first transistor (Q1) is connected, and the first terminal is connected to the other end (GND) of the DC power supply. A sixth transistor having two terminals connected to each other;
A DC-DC converter comprising a seventh resistor (R7) inserted between the other end of the first rectifier element (Q1) and a control terminal of the sixth transistor (Q6) .
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