JP2011188685A - Permanent magnet motor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、例えば車両の電動パワーステアリング装置用の電動機や、産業用のサーボ電動機等の永久磁石型電動機に関するものである The present invention relates to a permanent magnet type motor such as an electric motor for an electric power steering device of a vehicle or an industrial servo motor.
近年様々な用途にコギングトルクの小さい電動機が要求されている。
例えば、産業用のサーボ電動機や、エレベータ用巻き上げ機などがある。
車両用に着目すると、燃費向上、操舵性の向上のために電動パワーステアリング装置が普及している。
電動パワーステアリング装置に用いられる電動機には、そのコギングトルクがギヤを介して運転者に伝わるので、滑らかな操舵感覚を得るために、電動機のコギングトルク低減に対する強い要求がある。
これに対し、コギングトルクを低減する手法として、固定子の鉄心に補助溝を設ける手法が知られている。例えば、特許文献１、特許文献２及び特許文献３等にこれに関する記載がある。
In recent years, electric motors with small cogging torque are required for various applications.
For example, there are industrial servo motors and elevator hoisting machines.
Focusing on the vehicle, an electric power steering device is widely used for improving fuel efficiency and steering.
The electric motor used in the electric power steering apparatus has a strong demand for reducing the cogging torque of the electric motor in order to obtain a smooth steering feeling because the cogging torque is transmitted to the driver via the gear.
On the other hand, as a technique for reducing the cogging torque, a technique of providing an auxiliary groove in the iron core of the stator is known. For example,
特許文献１の永久磁石型電動機にあっては、固定子鉄心のティースの先端面であって回転子と対向した部位に補助溝が回転子の軸方向の全域に設けられているため、等価的なエアギャップ長が大きくなりトルクが低下するという問題点があった。
また、特許文献１、特許文献２及び特許文献３のものは、ともに極数とスロット数の最小公倍数の脈動数とその整数倍のコギングトルク低減には効果を奏するが、永久磁石の貼付位置誤差や形状誤差や磁気特性のばらつきといった回転子側のばらつきによって発生するコギングトルク成分（回転子１回転でスロット数に一致する回数脈動する成分）を十分抑制することはできないという問題点もあった。
さらに、固定子鉄心の全てのティースとヨークとが一体的に構成された場合には、固定子鉄心の形状精度がよいという利点があるが、電機子巻線を固定子鉄心のスロットを介して挿入する必要があり、電機子巻線の線径や巻線用ノズル等の制約から、スロット開口幅を大きくする必要があった。スロット開口幅が大きいと、回転子側のばらつきによって発生するコギングトルク成分（回転子１回転でスロット数に一致する回数脈動する成分）がますます増大してしまうという問題点もあった。
In the permanent magnet type electric motor of
Further, when all the teeth of the stator core and the yoke are integrally formed, there is an advantage that the shape accuracy of the stator core is good. However, the armature winding is passed through the slots of the stator core. The slot opening width has to be increased due to restrictions such as the diameter of the armature winding and the nozzle for winding. When the slot opening width is large, there is a problem that the cogging torque component (a component that pulsates the number of times corresponding to the number of slots in one rotation of the rotor) increases due to variations on the rotor side.
この発明は、上記のような問題点を解決することを課題とするものであって、コギングトルク低減と小型高トルクを両立した永久磁石型電動機を得ることを目的としている。 An object of the present invention is to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a permanent magnet type electric motor that achieves both cogging torque reduction and small high torque.
この発明に係る永久磁石型電動機は、永久磁石により構成された複数の磁極と回転子鉄心とを有する回転子と、この回転子の外周を囲って設けられ、周方向に沿って複数のスロットが形成された固定子鉄心及びこのスロットに巻装された電機子巻線とを有する固定子とを備え、前記固定子鉄心は、円環状のヨークと、このヨークから内径側に突出し、前記スロットを区画するティースとを有するとともに、前記回転子に対向した前記ティースの先端部の端面に軸方向に沿って補助溝が形成された永久磁石型電動機であって、
前記固定子鉄心は、前記ティースと前記ヨークとが一体的に形成され、
前記補助溝は、前記ティースの前記端面において部分的に形成されており、
また、隣接したティース間の最内径にあるスロット開口幅が前記電機子巻線の線径よりも大きい。
A permanent magnet type electric motor according to the present invention is provided with a rotor having a plurality of magnetic poles and a rotor core made of permanent magnets, and provided around the outer periphery of the rotor, and a plurality of slots along the circumferential direction. A stator having a formed stator core and an armature winding wound around the slot, and the stator core protrudes from the yoke to the inner diameter side, and the slot A permanent magnet type electric motor having an auxiliary groove formed along an axial direction on an end surface of a tip portion of the tooth facing the rotor.
The stator iron core is formed integrally with the teeth and the yoke,
The auxiliary groove is partially formed on the end surface of the tooth,
The slot opening width at the innermost diameter between adjacent teeth is larger than the wire diameter of the armature winding.
この発明に係る永久磁石型電動機によれば、永久磁石の貼付位置誤差や形状誤差や磁気特性のばらつきといった回転子側のばらつきによって発生するコギングトルク（回転子１回転でＭ回脈動する成分）が大きいという課題があるが、これを大幅に低減できるという顕著な効果を奏するものである。
さらに、固定子鉄心は全てのティースとヨークを一体的に形成されているので、分割固定子鉄心に比べて固定子鉄心の形状精度が向上し、固定子鉄心の形状誤差に起因するコギングトルク（回転子１回転でＮ回脈動する成分）を大幅に低減することができる。但し、ＭとＮは正の整数でそれぞれスロット数と極数を表す。
According to the permanent magnet type electric motor according to the present invention, cogging torque (component that pulsates M times with one rotation of the rotor) is generated due to variations on the rotor side such as a permanent magnet sticking position error, shape error, and variations in magnetic characteristics. Although there is a problem that it is large, it has a remarkable effect that it can be greatly reduced.
Furthermore, since all the teeth and yokes are integrally formed in the stator core, the shape accuracy of the stator core is improved compared to the split stator core, and the cogging torque due to the shape error of the stator core ( The component that pulsates N times with one rotation of the rotor) can be greatly reduced. However, M and N are positive integers and represent the number of slots and the number of poles, respectively.
以下、この発明の各実施の形態について、図に基づいて説明するが、各図において、同一、または相当部材、部位については、同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１の永久磁石型電動機２０（電動機と略称する。）が用いられた車両用電動パワーステアリング装置を示す全体図である。
この電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイール２２にステアリングホイール２２からの操舵力を伝えるためのコラムシャフト２３の一端部が接続されている。このコラムシャフト２３の他端部には、ウォームギヤ２４が接続されている。このウォームギヤ２４では、コントローラ２１によって駆動される、電動機２０の出力（トルク、回転数）を、回転方向を直角に変えながら伝達し、同時に減速し、アシストトルクを増加させる。ウォームギヤ２４は、ハンドルジョイント２５を介してステアリングギヤ２６と連結されている。ハンドルジョイント２５は、操舵力をステアリングギヤ２６に伝達すると共に、回転方向も変える。ステアリングギヤ２６は、コラムシャフト２３の回転を減速し、同時にラック２７を直線運動に変換し、所要の位置に移動させる。このラック２７の直線運動により車輪を動かし、車両の方向転換等を可能とする。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding members and parts will be described with the same reference numerals.
FIG. 1 is an overall view showing a vehicular electric power steering apparatus using a permanent magnet type electric motor 20 (abbreviated as an electric motor) according to
In this electric power steering apparatus, one end of a column shaft 23 for transmitting a steering force from the steering wheel 22 is connected to the steering wheel 22. A
従来の電動パワーステアリング装置では、電動機で発生するトルクの脈動がウォームギヤとコラムシャフトを介して、ステアリングホイールに伝達される。
したがって、電動機が大きなトルク脈動を発生した場合には、滑らかな操舵感覚を得ることができない。
この電動パワーステアリング装置に組み込まれた、この実施の形態１の電動機２０では
、コギングトルクとトルク脈動とを低減でき、電動パワーステアリング装置における操舵感覚を向上できる。
In the conventional electric power steering apparatus, torque pulsation generated by the electric motor is transmitted to the steering wheel via the worm gear and the column shaft.
Therefore, when the electric motor generates a large torque pulsation, a smooth steering feeling cannot be obtained.
In the
また、電動パワーステアリング装置用の電動機は大量生産されるため、製造ばらつきに対するコギングトルクのロバスト性を向上しなければならないという課題がある。
これに対しても、この実施の形態１の電動機２０を搭載することで、回転子のばらつきに起因するコギングトルク成分を大幅に低減できるため、ロバスト性が向上するという効果を奏する。
また、スロット開口幅を広くしても、コギングトルクのＭ次成分（電動機２０のスロット数をＭとすると、回転子１回転でＭ回脈動する成分）の増加を抑制することができるので、インダクタンス低減効果による出力向上とコギングトルク低減の両立を実現できるという効果もある。
Further, since the electric motor for the electric power steering apparatus is mass-produced, there is a problem that the robustness of the cogging torque against the manufacturing variation must be improved.
Against this, by mounting the
Further, even if the slot opening width is widened, it is possible to suppress an increase in the M-order component of the cogging torque (a component that pulsates M times by one rotation of the rotor, where M is the number of slots of the motor 20). There is also an effect that it is possible to realize both the output improvement by the reduction effect and the cogging torque reduction.
以下、上記電動機２０の構成、作用及び効果について詳述する。
図２は図１の電動機２０の固定子鉄心１０を示す斜視図である。
固定子鉄心１０は、環状のヨーク１と、このヨーク１から周方向に等分間隔であって径方向の内側に突出したティース２とを備えている。隣り合うティース２間には、電機子巻線が納められるスロット５が複数個形成されている。各ティース２の先端部３は、周方向に拡大しており、隣接した先端部３間には、スロット５の中間部での周方向の幅寸法よりも幅寸法が狭いスロット開口部６が形成されている。
この固定子鉄心１０は、ティース２の数、即ちスロット５の数は１２であり、全てのティース２の先端部３では、回転子（図示せず）と対向する端面に補助溝４が形成されている。この補助溝４は、軸（電動機２０の中心軸線）方向に沿ってティース２の全領域に渡って形成されているのではなく、軸方向の中央部位にのみに形成されており、またその軸方向の長さが先端部３の軸方向の長さの約半分である。
Hereinafter, the configuration, operation, and effects of the
FIG. 2 is a perspective view showing the
The
In this
この固定子鉄心１０は、全てのティース２とヨーク１とが一体的に形成されている。
図３、図４は固定子鉄心１０の構成要素である、第１の素板１１ａ及び第２の素板１１ｂを示す斜視図である。
図３に示した第１の素板１１ａは、ヨーク１の構成要素であるヨーク部１ａと、ティース２の構成要素であるティース部２ａとから構成されており、各ティース部２ａの先端面には凹部２ａ１が形成されている。
図４に示した第２の素板１１ｂは、ヨーク１の構成要素であるヨーク部１ｂと、ティース２の構成要素であるティース部２ｂとから構成されており、各ティース部２ｂの先端面は、円弧状平面である。
この第１の素板１１ａ及び第２の素板１１ｂは、電磁鋼板を金型で打ち抜くことで製作される。
図２に示した固定子鉄心１０は、第２の素板１１ｂを所定の枚数だけ積層し、次に第１の素板１１ａを所定の枚数だけ積層し、最後に再び第２の素板１１ｂを所定の枚数だけ積層することで製造される。各素板１１ａ，１１ｂ間の固定は、カシメや溶接で行えばよい。ただし、図では簡単のためカシメや溶接は省略している。
In the
3 and 4 are perspective views showing the first base plate 11a and the second base plate 11b, which are components of the
The first base plate 11a shown in FIG. 3 is composed of a yoke part 1a that is a constituent element of the
The second base plate 11b shown in FIG. 4 is composed of a yoke portion 1b that is a component of the
The first base plate 11a and the second base plate 11b are manufactured by punching an electromagnetic steel plate with a die.
In the
図５は、図２の固定子鉄心１０の各スロット５に電機子巻線７を挿入するときの説明図である。
この実施の形態の固定子鉄心１０は、先に説明したように、ヨーク１とティース２とが一体である。
一方、図６に示した固定子鉄心１１０は、周知の分割固定子鉄心であり、ヨーク体１０１とティース体１０２とからなる、複数の隣接したブロック鉄心同士を連結して構成されている。
この固定子鉄心１１０の場合は、個々のティース体１０２に予め導線を巻回して電機子巻線１０７を装着した後、各ブロック同士を周方向に並べて構成することができる。
これに対して、この実施の形態の固定子鉄心１０では、図５に示すように、予め構成した電機子巻線７をスロット５に挿入するインサータ方式か、またはノズル巻線によりティース２に直巻する方式が採用される。
FIG. 5 is an explanatory view when the armature winding 7 is inserted into each
In the
On the other hand, the stator core 110 shown in FIG. 6 is a well-known split stator core, and is configured by connecting a plurality of adjacent block cores composed of a yoke body 101 and a tooth body 102.
In the case of this stator core 110, after winding a conducting wire around each tooth body 102 and mounting the armature winding 107 in advance, the blocks can be arranged in the circumferential direction.
On the other hand, in the
図５の固定子鉄心１０は、インサータ方式を説明するために一部を切断した状態として模式的に示しているが、無論、実際は全てのティース２とヨーク１を一体的に形成された構成となっている。
予め、環状に巻線された電機子巻線７をスロット開口部６を通じてスロット５内に納め、各ティース２に電機子巻線７を装着する。
図６の固定子鉄心１１０では、分割されたブロック鉄心の状態で、予め導線をティース部１０２に巻回すことができるので、スロット開口部の幅が巻線の線径よりも小さくても支障ない。
分割固定子鉄心に限らず、ヨークの一部が連結された鉄心（例：特開平１１−２２０８４４号公報、特開２０００−２０１４５８号公報）でも、鉄心を直線状に展開した状態で巻線を巻き回すことができるので、スロット開口部の幅が巻線の線径よりも小さくても支障ない。
The
The armature winding 7 wound in an annular shape in advance is placed in the
In the stator core 110 of FIG. 6, since the conducting wire can be wound around the tooth portion 102 in the state of the divided block core, there is no problem even if the width of the slot opening is smaller than the wire diameter of the winding. .
Not only in the split stator core, but also in an iron core in which a part of the yoke is connected (for example, JP-A-11-220844 and JP-A-2000-201458), the winding is performed in a state where the iron core is linearly expanded. Since it can be wound, there is no problem even if the width of the slot opening is smaller than the wire diameter of the winding.
これに対して、インサータ方式やノズル巻線による直巻の方式では、スロット開口部６の周方向の幅が巻線の線径よりも大きくする必要がある。
図７は、固定子鉄心１０において補助溝４が設けられている部位を示す部分断面図（３ティース分）である。
電機子巻線７がスロット５の中に納められており、ティース２の回りに集中的に導線が巻回されている。また、固定子鉄心１０と電機子巻線７との間には電気的絶縁のためのインシュレータ８が設けられている。
インサータ方式やノズル巻線による直巻の方式を採用する必要性のある、ヨーク１とティース２とが一体の固定子鉄心１０では、電機子巻線７の線径Ｄｃ（直径）よりもスロット開口幅Ｗ１が大きくなければならない。即ち、
Ｄｃ＜Ｗ１‥‥‥‥‥‥（１）
の制約がある。
On the other hand, in the direct winding method using the inserter method or the nozzle winding, it is necessary to make the circumferential width of the
FIG. 7 is a partial cross-sectional view (for 3 teeth) showing a portion where the
An armature winding 7 is accommodated in the
In the
Dc <W1 (1)
There are restrictions.
次に、この実施の形態の電動機２０のコギングトルクについて述べる。
コギングトルクは、永久磁石と固定子鉄心１０との相互作用により発生するトルクの脈動であるが、固定子鉄心１０の形状精度が悪化したり、永久磁石の貼付位置精度や磁気特性のばらつきによって発生する。
図６で示した分割固定子鉄心である固定子鉄心１１０では、個々の鉄心ブロックの位置がばらついたり、個々の鉄心ブロックの寸法精度にばらつきがあるので固定子鉄心１１０の内周側が理想的な真円とはならず歪みが生じ、結果として電動機のエアギャップが不均一となってしまう。
この場合、コギングトルクが発生し、その次数は、回転子１回転で極数と一致する回数脈動する成分となる。電動機の極数をＮとし、回転子１回転で１回脈動する成分を１次とすると、このコギングトルクはＮ次成分となる。
Next, the cogging torque of the
The cogging torque is a pulsation of torque generated by the interaction between the permanent magnet and the
In the stator core 110 that is the split stator core shown in FIG. 6, the positions of the individual core blocks vary and the dimensional accuracy of the individual core blocks varies, so the inner peripheral side of the stator core 110 is ideal. Distortion occurs instead of a perfect circle, and as a result, the air gap of the electric motor becomes non-uniform.
In this case, cogging torque is generated, and the order thereof is a component that pulsates the number of times corresponding to the number of poles in one rotation of the rotor. If the number of poles of the motor is N and the component that pulsates once in one rotation of the rotor is primary, this cogging torque becomes the N-order component.
これに対し、この実施の形態の固定子鉄心１０では、ティース２とヨーク１とを一体的に形成しており、形状精度が、第１の素板１１ａ、第２の素板１１ｂを打ち抜き加工する金型の精度でほぼ決まり、分割固定子鉄心に比べて形状精度が高くなる。
したがって、この実施の形態の固定子鉄心１０では、コギングトルクのＮ次成分を非常に小さくすることができるという効果がある。
On the other hand, in the
Therefore, in the
一方、永久磁石の貼付位置精度や磁気特性のばらつきによって発生するコギングトルクは、電動機２０のスロット数をＭとすると、回転子１回転でＭ回脈動する成分、すなわちＭ次成分となる。このＭ次成分は一般にスロット開口幅Ｗ１が大きいと、大きくなる。
インサータ方式やノズル巻線による直巻の方式を採用するには、上記（１）式の関係が成り立つ必要があるため、ティース２とヨーク１とを一体的に形成した固定子鉄心１０は、分割固定子鉄心と比較するとスロット開口幅Ｗ１を大きくしなければならず、コギングトルクのＭ次成分が大きくなってしまうという課題がある。
特に、車両用のこの電動機２０では、電源電圧がバッテリー電圧であり、電機子巻線７の線径が大きくなる傾向にある。
１２Ｖのバッテリーで駆動する必要のある電動機２０では、線径は１ｍｍを越える場合があり、ティース２とヨーク１とを一体的に形成した、この固定子鉄心１０では、スロット開口幅Ｗ１＞１ｍｍとする必要が生じるために、コギングトルクのＭ次成分が大きくなってしまうという問題点がある。
On the other hand, the cogging torque generated due to variations in the permanent magnet sticking position accuracy and magnetic characteristics is a component that pulsates M times by one rotation of the rotor, that is, an Mth order component, where M is the number of slots of the
In order to adopt the inserter method or the direct winding method using the nozzle winding, the relationship of the above formula (1) needs to be established. Therefore, the
In particular, in the
In the
この実施の形態の電動機２０は、この課題を解決するためになされたものであり、ティース２とヨーク１とを一体的に形成した固定子鉄心１０のティース２の先端面に、電動機２０の中心軸線である軸方向に沿って一部の領域に補助溝４を設けることで、コギングトルクのＭ次成分を大幅に低減できる。
The
以下、この補助溝４の作用、効果について詳述する。
図８は電動機２０のシャフト１３に対して垂直であって補助溝４の部位を切断したときの断面図である。但し、電機子巻線７は省略されている。
この電動機２０は、１０極１２スロットであり、即ちＮ＝１０、Ｍ＝１２である。
この電動機２０は、固定子鉄心１０の内側に、シャフト１３に固定された回転子１６が回転自在に設けられている。回転子１６は、回転子鉄心１２と、その表面に周方向にほぼ等間隔に配設された断面蒲鉾形状の永久磁石９とを備えている。回転子鉄心１２は、隣接した永久磁石９間に、表面から径方向に突出した突起部１４が設けられている。
また、図８では電機子巻線７は省略しているが、電動機２０の相数は３であり、それらをＵ相、Ｖ相、Ｗ相とすると巻線の配置は、図８において反時計方向に、Ｕ１＋、Ｕ１−、Ｖ１−、Ｖ１＋、Ｗ１＋、Ｗ１−、Ｕ２−、Ｕ２＋、Ｖ２＋、Ｖ２−、Ｗ２−、Ｗ２＋のように配置されている。ここで＋と−は巻き方向を示しており、＋と−では巻き方向は互いに逆方向であることを示している。
さらに、Ｕ１＋とＵ１−は直列接続され、Ｕ２−とＵ２＋も直列接続されている。これらの２つの直列回路は並列接続されていてもよいし、直列接続されていてもよい。
Ｖ相、Ｗ相も同様である。さらに、三相はＹ結線でもデルタ結線でもよい。
Hereinafter, the function and effect of the
FIG. 8 is a cross-sectional view of the
The
In the
Further, although the armature winding 7 is omitted in FIG. 8, the number of phases of the
Furthermore, U1 + and U1- are connected in series, and U2- and U2 + are also connected in series. These two series circuits may be connected in parallel or may be connected in series.
The same applies to the V phase and the W phase. Further, the three phases may be Y-connected or delta-connected.
図８の回転子１６における１０個の永久磁石９は、その貼付位置は等間隔であり、断面形状も１０個とも同一である。
しかしながら、実機においては製造ばらつきが発生する。
例えば、精度よく貼り付けても永久磁石９の貼付位置は等間隔にならず、周方向に数μｍ〜１００μｍ程度ずれることがある。
また、断面形状も理想的な左右対称な形状とならず、左右のいずれかの厚みが増し、もう一方の厚みが小さくなる場合が想定される。その一例を示したのが図９である。
図９においては、１０個ある永久磁石９の貼付位置が理想的な等間隔の位置から矢印で示す方向にずれていることを示している。
さらに、断面形状も左右対称とはならず矢印の方向に蒲鉾形の頂点の部分が移動して、左右対称とならないことを示している。
製造ばらつきがない理想的な状態であれば、コギングトルクは回転子１６の１回転あたり極数とスロット数の最小公倍数と同じ回数脈動する成分が主に発生する。
しかしながら、製造ばらつきによって、回転子１６が図９に示す状態になると、コギングトルクが増大し、回転子１６の１回転あたりスロット数Ｍと同じ回数だけ脈動する成分が現れる。
The ten
However, manufacturing variations occur in actual machines.
For example, even if it is applied with high accuracy, the application positions of the
In addition, it is assumed that the cross-sectional shape is not an ideal left-right symmetric shape, and the thickness of one of the left and right increases and the other thickness decreases. An example is shown in FIG.
In FIG. 9, it is shown that the pasting positions of the ten
Further, the cross-sectional shape is not left-right symmetric, and the apex portion of the saddle shape moves in the direction of the arrow, indicating that it is not left-right symmetric.
In an ideal state with no manufacturing variation, the cogging torque mainly includes a component that pulsates the same number of times as the least common multiple of the number of poles and the number of slots per rotation of the
However, when the
この実施の形態では、スロット数Ｍが１２であるので、回転子１６の１回転で１２回、即ち機械角で３６０度/１２＝３０度周期のコギングトルクが現れる。
図１０は３０度（機械角）分のコギングトルクの波形を示した図である。補助溝４が設けられていない場合は点線で示したコギングトルク波形となり、３０度周期のコギングトルクが大きく現れていることがわかる。
一方、軸方向に沿って全領域に延びた補助溝を１個形成した場合におけるコギングトルク波形においても３０度周期のコギングトルクが大きく現れていることがわかる。
ただし、その位相は補助溝が設けられていない場合と反転している。
これにより両者を合成するとコギングトルクが低減できることが理解できる。
したがって、固定子鉄心１０において軸方向の一部に補助溝４を１つのティース２当たりに１個設けた構成にすると、補助溝のない部分で発生するコギングトルクと補助溝のある部分で発生するコギングトルクの合計が電動機２０のコギングトルクとなるため、３０度周期のコギングトルクについてはキャンセルする効果が現れ、コギングトルクを大幅に低減できると予測される。
In this embodiment, since the number of slots M is 12, a cogging torque appears 12 times per rotation of the
FIG. 10 is a diagram showing a waveform of cogging torque for 30 degrees (mechanical angle). When the
On the other hand, it can be seen that even in the cogging torque waveform when one auxiliary groove extending in the entire region along the axial direction is formed, a cogging torque having a cycle of 30 degrees appears.
However, the phase is reversed from the case where the auxiliary groove is not provided.
Thus, it can be understood that the cogging torque can be reduced by combining both.
Therefore, if the
そこで、図２に示した、軸方向の一部に補助溝４を設けた場合の電動機２０のコギングトルク波形を図１０の実線の波形で示す。
このように３０度周期のコギングトルクが大幅に低減され、結果としてコギングトルクのp−p値が大幅に小さくなっていることがわかる。
回転子１６の１回転分（機械角３６０度分）のコギングトルク波形を、補助溝４が形成されていない従来例と比較したのが図１１である。従来例のコギングトルクｐ−ｐ値の１/２を１００％として規格化している。
回転子１６に製造ばらつきが発生すると、従来例では回転子１６の１回転で１２回脈動する成分が大きく発生しているが、この実施の形態の電動機２０では、その成分は大幅に低減されていることがわかる。そのp−p値は従来例のものと比較して僅か約３５％となっている。
Therefore, the cogging torque waveform of the
Thus, it can be seen that the cogging torque with a period of 30 degrees is greatly reduced, and as a result, the pp value of the cogging torque is greatly reduced.
FIG. 11 shows a comparison of a cogging torque waveform for one rotation of the rotor 16 (for a mechanical angle of 360 degrees) with a conventional example in which the
When manufacturing variation occurs in the
図１２には図１１のコギングトルクの周波数成分を示す。次数は回転子１６の１回転を１次としている。従来例の１２次成分を１００％として規格化している。１２次成分、即ち脈動数がスロット数と同じ成分が大幅に小さくなっていることが確認できる。
したがって、この実施の形態の電動機２０では、回転子１６側のばらつきに起因するコギングトルクを大幅に低減できることが示された。
FIG. 12 shows frequency components of the cogging torque of FIG. The order is one rotation of the
Therefore, in the
回転子１６側のばらつきのパターンは、図９に示したものであるが、この実施の形態１の電動機２０における効果を実証するため、１０個の永久磁石９にそれぞれランダムなばらつきが発生するとして、合計１００００台の電動機のコギングトルクについてヒストグラムを作成した。その結果が図１３である。
図１３(ａ)は従来例のヒストグラム、図１３(ｂ)はこの実施の形態のモータ２０でのヒストグラムである。
回転子１６側のばらつき条件は同じとして比較している。
図１３(a)ではコギングトルクは広く分布しており、ばらつきのパターンによってはコギングトルクが大きくなってしまうという課題があった。
しかしながら、この実施の形態のモータ２０では、回転子１６の永久磁石９のばらつきのパターンにかかわらずコギングトルクは小さいことがわかる。即ち、回転子１６側の製造ばらつきに対してロバスト性の高い電動機２０を得ることができたことになる。
The variation pattern on the
FIG. 13A is a histogram of the conventional example, and FIG. 13B is a histogram of the
Comparison is made assuming that the variation conditions on the
In FIG. 13A, the cogging torque is widely distributed, and there is a problem that the cogging torque becomes large depending on the variation pattern.
However, in the
上記特許文献１〜３の電動機では、回転子１回転当たりの脈動数が極数とスロット数の最小公倍数に一致する成分について低減効果を狙ったものであり、回転子側のばらつきによって発生する成分（脈動数がスロット数と一致する成分）に対しては低減効果を十分得ることはできない。
In the electric motors of
以上により、この実施の形態の電動機２０によれば、スロット開口幅Ｗ１が電機子巻線７の線径よりも大きな値となった場合においても、回転子１６側のばらつきによって発生するコギングトルクＭ次成分（Ｍはスロット数）を大幅に低減することができる。
さらに、全てのティース２とヨーク１を一体的に形成された構成としたので、分割固定子鉄心に比べて固定子鉄心１０の形状精度が良くなり、コギングトルクのＮ次成分（Ｎは極数）がほとんど発生しないという効果を奏することができる。
したがって、固定子鉄心１０の製造ばらつきに起因するコギングトルクＮ次成分と、回転子１６の製造ばらつきに起因するＭ次成分を同時に低減できることになる。
As described above, according to the
Furthermore, since all the
Therefore, the cogging torque Nth order component due to manufacturing variation of the
次に、補助溝４の幅について述べる。
図７では補助溝４の周方向の幅をＷ２として定義しているが、スロット開口幅Ｗ１との比についてＷ２/Ｗ１≧１．０とすると、固定子鉄心１０のスロット５によるパーミアンスの脈動成分を変化させコギングトルクの脈動数がスロット数と一致する成分の位相を反転させることができるため、補助溝４のない部分でのコギングトルクと互いにキャンセルすることができる。
各ティース２に補助溝４を１つ設ける場合には、Ｗ２/Ｗ１≧１．０とすればよく、２個以上設ける場合には該ティース２に設けられた全ての補助溝４の幅の合計をＷ２と定義してＷ２/Ｗ１≧１．０となるようにすれば同様の効果が得られる。
Next, the width of the
In FIG. 7, the circumferential width of the
When one
次に、スロット開口幅Ｗ１の大きさと電動機特性との関係を述べる。
スロット開口幅Ｗ１を大きくすると、電流値が大きくなった状態においても隣合うティース２間の漏れ磁束が低減されるため、ティース２の磁気飽和を緩和でき負荷時のトルク脈動の電気角６次成分を低減できるという効果がある。
図１４は従来例として、コギングトルクのＭ次成分を低減するためスロット開口幅Ｗ１を小さくし、補助溝を有しない電動機としたときの負荷時のトルク脈動の波形を示す。また、この実施の形態の電動機２０として、スロット開口幅Ｗ１を大きくし、補助溝４を軸方向の一部に設けコギングトルクのＭ次成分を低減した構成の場合の負荷時のトルク脈動の波形を示す。
この実施の形態の電動機２０は、負荷時のトルク脈動の電気角６次成分を低減できている。即ち、スロット開口幅Ｗ１を広げてもコギングトルクＭ次成分が大きくならないため、コギングトルク低減と負荷時のトルク脈動低減の両立が実現できるという効果が得られる。
また、スロット開口幅Ｗ１を大きくすると、インダクタンスを低減できるため、電動機２０の回転数を大きくでき、結果として出力を大きくできるという効果もある。
Next, the relationship between the size of the slot opening width W1 and the motor characteristics will be described.
When the slot opening width W1 is increased, the leakage magnetic flux between the
FIG. 14 shows, as a conventional example, a waveform of torque pulsation under load when the slot opening width W1 is reduced to reduce the M-order component of the cogging torque and the motor does not have an auxiliary groove. Further, as the
The
Further, when the slot opening width W1 is increased, the inductance can be reduced, so that the number of rotations of the
図１５は電動機２０の回転数とトルクとの関係を示す特性図である。
横軸は回転数（r/ｍｉｎ）、縦軸はトルク（Ｎｍ）である。
従来例ではコギングトルクＭ次成分（Ｍ：スロット数）を低減するために、スロット開口幅を小さく設計する必要があったため、Ｃ１のカーブのように回転数Ｎ１までしか定格トルクＴ１で駆動することができなかった、
しかしながら、この実施の形態の電動機２０では、コギングトルクＭ次成分を増大させることなくスロット開口幅Ｗ１を拡大することができるので、インダクタンスを低減でき、Ｃ２のカーブのように、回転数Ｎ２まで定格トルクＴ１での駆動が可能となる。
従って、この実施の形態の電動機２０では、出力を大きくできという効果が得られる。 特に、この実施の形態の電動機２０のように、電動パワーステアリング装置に搭載された場合には、電源電圧はバッテリー電圧に限られており、限られた電圧の範囲内で高出力とすることは大変重要となる。
FIG. 15 is a characteristic diagram showing the relationship between the rotational speed and torque of the
The horizontal axis is the rotation speed (r / min), and the vertical axis is the torque (Nm).
In the conventional example, in order to reduce the cogging torque M-order component (M: the number of slots), it is necessary to design the slot opening width to be small. I could n’t
However, in the
Therefore, in the
この実施の形態では、補助溝４を固定子鉄心１０の軸方向の中心付近に形成したが、以下、このことによって得られる特別な効果について説明する。
この実施の形態では、図２に示すように、固定子鉄心１０の軸方向端部には補助溝が設けられていないので、軸方向端部に補助溝４Ａが設けられている図１６に示した固定子鉄心１０Ａと比較して、補助溝４内に異物が堆積されにくい。
即ち、異物は、軸線方向に沿って侵入することが多いが、固定子鉄心１０Ａの場合には、補助溝４Ａは軸方向端部に形成されているので、補助溝４Ａ内で捕獲され、堆積されることが多いが、この固定子鉄心１０では、補助溝４を固定子鉄心１０の軸方向の中心付近に形成されているので、異物の補助溝４内での堆積量は抑制される。
また、異物侵入防止効果以外に以下に述べるような磁気回路上有利な効果がある。
In this embodiment, the
In this embodiment, as shown in FIG. 2, since no auxiliary groove is provided at the axial end of the
That is, foreign matter often intrudes along the axial direction, but in the case of the stator core 10A, the
In addition to the effect of preventing foreign matter from entering, there are advantageous effects on the magnetic circuit as described below.
また、永久磁石９の貼付位置誤差が発生し、その誤差、即ちずれ方が回転子１６の軸方向に一様である場合と一様でない場合が想定される。
図２に示した固定子鉄心１０において、永久磁石９の位置ずれの状態と補助溝４との位置関係について図１７に示す。
図１７(ａ)，（ｂ），(ｃ)は１つの永久磁石９とその両側に設けられた突起部１４を示す。この場合回転子１６の磁極は１つの磁極について１つのセグメント型磁石で構成している。
紙面に向って上下が軸方向、左右が周方向となる。図１７（ｄ）は固定子鉄心１２のティース２の先端部３を回転子１６側から見た図であり、補助溝４が設けられている部分と設けられてない部分がある。
Further, it is assumed that a pasting position error of the
FIG. 17 shows the positional relationship between the position of the
17 (a), (b), and (c) show one
The upper and lower sides are axial directions and the left and right sides are circumferential directions. FIG. 17D is a view of the
図１７（ａ）の場合、永久磁石９は理想的な配置となっているので、コギングトルクのＭ次成分が現れない。
しかし、図１７（ｂ）のように位置がずれるとＭ次成分が発生する。
しかしながら、図１７（ｄ）に示した長さＬ１の領域と長さＬ４の領域（補助溝４のない領域）と長さ(Ｌ２+Ｌ３)の領域（補助溝４のある領域）のコギングトルクのＭ次成分は互いにキャンセルするため合計のコギングトルクにはＭ次成分はほとんど現れない。
In the case of FIG. 17A, since the
However, when the position is shifted as shown in FIG. 17B, an M-order component is generated.
However, the cogging torque of the region of length L1, the region of length L4 (region without the auxiliary groove 4) and the region of length (L2 + L3) (region with the auxiliary groove 4) shown in FIG. Since the M-th order components cancel each other, the M-th order component hardly appears in the total cogging torque.
図１８には、図１６に示した固定子鉄心１０Ａにおいて、永久磁石９の位置ずれの状態と補助溝４Ａとの位置関係について示す。
図１８（ａ）も図１７（ａ）に示したものと同様にコギングトルクのＭ次成分が発生せず、図１８（ｂ）では長さＬ５の領域（補助溝４Ａのある領域）と長さＬ６の領域（補助溝４Ａのない領域）のコギングトルクのＭ次成分が互いにキャンセルするため合計のコギングトルクにはＭ次成分はほとんど現れない。
これは位置のずれが軸方向に沿って一様であった場合である。
FIG. 18 shows the positional relationship between the state of displacement of the
18A does not generate the M-order component of the cogging torque similarly to that shown in FIG. 17A, and FIG. 18B shows a length L5 region (region having the
This is a case where the positional deviation is uniform along the axial direction.
しかしながら、図１７（ｃ）、図１８（ｃ）のように軸方向に一様でない位置ずれが生じた場合は少し異なる。
図１７（ｄ）の長さＬ１の領域と長さＬ４の領域（補助溝４のない領域）において、矢印で示した位置ずれの方向が互いに逆方向であるため、平均化すると位置ずれが生じていない場合とほぼ同じとなる。
また、長さ（Ｌ２＋Ｌ３）の領域（補助溝４のある領域）についても上半分のＬ２の領域と下半分のＬ３の領域では矢印で示した位置ずれの方向が互いに逆方向であるため平均化すると位置ずれが生じていない場合とほぼ同じとなる。
したがって、コギングトルクのＭ次成分のキャンセル効果が十分得られるため、合計のコギングトルクにはＭ次成分は殆ど現れない。
However, when there is a non-uniform positional shift in the axial direction as shown in FIGS.
In the region with the length L1 and the region with the length L4 (the region without the auxiliary groove 4) in FIG. 17D, the displacement directions indicated by the arrows are opposite to each other. It will be almost the same as if not.
Also, the length (L2 + L3) region (the region where the
Therefore, since the canceling effect of the Mth order component of the cogging torque is sufficiently obtained, the Mth order component hardly appears in the total cogging torque.
一方、図１８（ｄ）の長さＬ５の領域（補助溝４Ａのある領域）では位置ずれの方向が、長さＬ６の領域とは逆方向となっており、コギングトルクＭ次成分のキャンセル効果が図１７の場合に比べて小さくなってしまう。
したがって、合計のコギングトルクも図１７のものと比較してＭ次成分が大きくなってしまう。
On the other hand, in the region of length L5 (region where the
Therefore, the total cogging torque also has an M-order component larger than that in FIG.
以上により、図２に示した固定子鉄心１０の方が、永久磁石９の位置ずれが軸方向で一様でない場合でもコギングトルクのＭ次成分の低減効果を十分に発揮することができるという効果がある。
なお、ここでは永久磁石９の位置ずれについてのみ述べたが、形状のばらつきが軸方向で不均一な場合や、磁気特性が軸方向で不均一な場合であっても同様の効果が得られることは言うまでもない。
As described above, the
Although only the positional deviation of the
上記特許文献１〜３では補助溝は、各ティースに２個あるいは２個以上の例が記載されているが、この実施の形態では補助溝４は各ティース２に１個としている。
回転子１６側のばらつきによって発生するコギングトルクのＭ次成分は、固定子鉄心１０のスロット５によるパーミアンスの脈動のＭ次成分が大きく関与しているが、補助溝４を１個設けることでそのパーミアンスの脈動のＭ次成分の振幅や位相を変化させるのが容易であるという効果がある。
また、補助溝４は少ない方が、平均的なギャップ長が小さくなるため、補助溝４を１個とし、さらに軸方向の一部にしか設けないということで負荷時のトルクの低下を最小限度に抑えることができるという効果もある。
In
The M-th order component of cogging torque generated due to the variation on the
In addition, since the average gap length is smaller when the number of
この実施の形態では補助溝４は、固定子鉄心１０のティース２の先端面を図７のように直線と曲線で略四角形状に切り抜いた形状としているが、この形状に限定されない。
例えば、円弧状にティースの先端面を切り抜いた形状や、三角形に切り抜いた形状などでも同様の効果が得られることは言うまでもない。
また、この実施の形態では固定子鉄心１０は、電磁鋼板で構成した、第１の素板１１ａ及び第２の素板１１ｂを積層したが、第１の素板及び第２の素板を粉体鉄心としてもよい。
さらに、この実施の形態では、ティース２に導線を集中的に巻回する集中巻で電機子巻線７をティース２に装着した電動機２０について説明したが、複数のティースに跨って導体を巻回する分布巻でも同様の効果が得られる。
In this embodiment, the
For example, it goes without saying that the same effect can be obtained with a shape in which the tip end surface of the tooth is cut out in an arc shape or a shape cut out in a triangular shape.
Further, in this embodiment, the
Further, in this embodiment, the
実施の形態２．
実施の形態１では、固定子鉄心１０（図２参照）のティース２の先端部３に軸方向の中央付近の一部に補助溝４を形成した場合と、固定子鉄心１０Ａ（図１６参照）のティース２の先端部３に軸方向の中央で分割して上半分のみに補助溝４Ａを形成した場合（下半分のみに補助溝を設ける場合と等価）を示したが、以下では、異なる形態の補助溝の固定子鉄心を備えた電動機２０について説明する。
図１９は実施の形態２の固定子鉄心１０Ｂを示す斜視図であり、ティース２の先端部３に軸方向の両端部にそれぞれ補助溝４ａ，４ｂが形成されている。
また、図２０は固定子鉄心１０Ｂの変形例を示す、固定子鉄心１０Ｃの斜視図であり、ティース２の先端部３には、軸方向に沿って補助溝４ｃ、平面部３ａ、補助溝４ｄ及び平面部３ｂがそれぞれ形成されている。即ち、固定子鉄心１０Ｃは、軸方向に沿って補助溝４ｃ，４ｄの有無による合計４層で構成されている。
In the first embodiment, when the
FIG. 19 is a perspective view showing the
FIG. 20 is a perspective view of a stator core 10C showing a modification of the
なお、勿論、固定子鉄心１０Ｃは４層構造に限定されない。
一般にＮ層構造（Ｎは２以上の整数）とした場合でも同様の効果が得られる。
例えば、８層とした場合でもよいし、図３で示した第１の素板１１ａと、図４に示した第２の素板１１ｂとを１枚ずつあるいは２枚ずつ交互に積層して、８層以上の多層構造でもよい。
Of course, the stator core 10C is not limited to a four-layer structure.
In general, the same effect can be obtained even when an N-layer structure (N is an integer of 2 or more) is used.
For example, eight layers may be used, or the first base plate 11a shown in FIG. 3 and the second base plate 11b shown in FIG. It may be a multi-layer structure of 8 layers or more.
これらの固定子鉄心１０Ｂ，１０Ｃでも、実施の形態１の固定子鉄心１０，１０Ａと同様の効果を得ることができる。
即ち、回転子１６側におけるばらつきが発生したときに生じるコギングトルクのＭ次成分（Ｍはスロット数）を補助溝の無い従来のものと比較して大幅に抑制することができる。
また、永久磁石９の位置ずれが軸方向で一様でない場合でもコギングトルクのＭ次成分の低減効果を十分に発揮することができる。
なお、ここでは、永久磁石９の位置ずれについてのみ述べたが、形状のばらつきが軸方向で不均一な場合や、磁気特性が軸方向で不均一な場合であっても同様の効果が得られることは言うまでもない
Even with these
That is, the M-th order component (M is the number of slots) of the cogging torque generated when variations occur on the
Further, even when the positional deviation of the
Although only the positional deviation of the
実施の形態３．
図２１は、実施の形態３の固定子鉄心１０Ｄを示す斜視図である。
このスキューを設けた固定子鉄心１０Ｄは、図３で示した第１の素板１１ａと、図４に示した第２の素板１１ｂとを周方向に所定の角度だけずらしながら積層することで得られる。
この固定子鉄心１０Ｄでは、スキューの無い実施の形態１，２の固定子鉄心１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃと比較してコギングトルクをさらに低減することができる。
FIG. 21 is a perspective view showing a stator core 10D of the third embodiment.
The stator core 10D provided with this skew is formed by laminating the first base plate 11a shown in FIG. 3 and the second base plate 11b shown in FIG. 4 while shifting them by a predetermined angle in the circumferential direction. can get.
In this stator core 10D, the cogging torque can be further reduced as compared with the
コギングトルクには様々な次数成分が含まれている。
実施の形態１，２の示した固定子鉄心１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃでは、補助溝４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄを軸方向の一部分に設けることによって、コギングトルクのＭ次成分（Ｍはスロット数）を低減することができることは既に説明した。
コギングトルクの他の次数として代表的なものとして、極数Ｎとスロット数Ｍとの最小公倍数の次数の成分がある。
そこで、スキュー角をこの成分を打ち消す角度とすることで、コギングトルクのＭ次成分と、極数Ｎとスロット数Ｍとの最小公倍数の次数の成分とを同時に低減することができる。
例えば、ＭとＮの最小公倍数をＸとおいたとき、スキュー角θｓ(度)を
θs＝３６０/Ｘ‥‥‥‥‥‥（２）
とすればよい。ただし、θｓは機械角である。
さらに、この実施の形態３の固定子鉄心１０Ｄも、ティース２とヨーク１とを一体的に形成されており、形状精度は金型の精度でほぼ決まり、分割固定子鉄心に対して形状精度が高くなる。
したがって、この実施の形態３の固定子鉄心１０Ｄでも、コギングトルクのＮ次成分を非常に小さくすることができるという効果も得られることは言うまでもない。
The cogging torque includes various order components.
In the
As a typical other order of the cogging torque, there is a component of the order of the least common multiple of the pole number N and the slot number M.
Therefore, by setting the skew angle to an angle that cancels this component, it is possible to simultaneously reduce the Mth order component of the cogging torque and the order component of the least common multiple of the pole number N and the slot number M.
For example, when the least common multiple of M and N is X, the skew angle θs (degrees) is θs = 360 / X (2)
And it is sufficient. However, θs is a mechanical angle.
Further, the stator core 10D of the third embodiment is also formed integrally with the
Therefore, it goes without saying that the stator core 10D of the third embodiment can also achieve the effect that the N-order component of the cogging torque can be made extremely small.
実施の形態４．
実施の形態１〜３では、回転子鉄心１２の表面に永久磁石９が設けられた回転子１６を有する永久磁石型電動機２０について説明したがこれに限らない。
図２２は、実施の形態４の電動機２０の要部断面図であり、この実施の形態の回転子１６Ａでは、回転子鉄心１２Ａの内部に設けられた窓部に断面矩形状の永久磁石９Ａが埋め込まれている。
また、極数は１０、スロット数は１２である。
この実施の形態４の電動機２０では、回転子鉄心１２Ａに設けられた窓部において永久磁石９Ａの位置がずれてもコギングトルクが大幅に増加しない。
即ち、回転子１６Ａ側のばらつきに対してロバスト性が高く、コギングトルクのＭ次成分を小さくすることができる（Ｍは固定子鉄心１０のスロット数）。
また、回転子鉄心１２Ａの窓部の形状が、永久磁石９Ａの挿入方向の左右の両側が大きく設計されていて、永久磁石９Ａを挿入したときに永久磁石９Ａの左右に空隙部ができる場合には、隣り合う永久磁石９Ａ間に設けられた回転子鉄心１２Ａの磁路部分すなわち磁極間の鉄心部を細くできるため、漏れ磁束が小さくでき、小型高トルクの電動機を得ることができる。
しかしながら、永久磁石９Ａの左右に空隙部あるために永久磁石９Ａの位置ずれが生じ、コギングトルクのＭ次成分が増大するという課題があった。
In the first to third embodiments, the permanent magnet type
FIG. 22 is a cross-sectional view of a main part of the
The number of poles is 10 and the number of slots is 12.
In the
That is, the robustness is high with respect to the variation on the
In addition, when the shape of the window portion of the rotor core 12A is designed to be large on both the left and right sides in the insertion direction of the
However, since there are gaps on the left and right sides of the
これに対しては、実施の形態１〜３に示した固定子鉄心１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄを用いることで、回転子１６Ａ側のばらつきに対してロバスト性が高く、コギングトルクＭ次成分を小さくすることができるという効果を奏する。
また、極数とスロット数はこれに限らず、図２３のような極数が８、スロット数が１２の構造でも同じ効果が得られる。
この図２３の例では、各ティース２に補助溝４ｅ，４ｅを２つずつ設けた。
For this, by using the
Further, the number of poles and the number of slots are not limited to this, and the same effect can be obtained with a structure having 8 poles and 12 slots as shown in FIG.
In the example of FIG. 23, each of the
実施の形態５．
図２４は実施の形態５の電動機２０を示す断面図であり、この実施の形態では、永久磁石９Ｂは、リング形状となっている。このリング形状の永久磁石９Ｂは、ラジアル異方性の磁石でもよいし、極異方性でもよい。この実施の形態では、極数が１４、スロット数が１２の例である。
この電動機２０の場合も、実施の形態１〜４の電動機２０と同様の効果が得られる。
１０極１２スロットや１４極１２スロットで、従来の構造のように、補助溝を軸方向の一部に設けない構造をしている場合は、コギングトルクのＭ次成分を低減するにはスキューを設ける必要がある。
１スロットピッチスキューにより、Ｍ次成分を低減できるが、１スロットピッチを電気角に換算すると、１０極１２スロットであれば１５０度、１４極１２スロットであれば、２１０度となる。
このようなスキュー角は大きくなり、トルク低下が著しい。スキューがない場合に比べて、１５０度スキューでは、トルクが０．７３８倍、２１０度スキューでは、０．５２７倍となってしまう。
FIG. 24 is a sectional view showing the
Also in the case of this
If the 10-pole 12-slot or 14-pole 12-slot structure is not provided with an auxiliary groove in the axial direction as in the conventional structure, the skew can be reduced to reduce the M-order component of the cogging torque. It is necessary to provide it.
The M-th order component can be reduced by the 1-slot pitch skew, but when the 1-slot pitch is converted into an electrical angle, it is 150 degrees for 10 poles and 12 slots and 210 degrees for 14 poles and 12 slots.
Such a skew angle becomes large and a torque reduction is remarkable. Compared to the case without skew, the torque is 0.738 times when the skew is 150 degrees and 0.527 times when the skew is 210 degrees.
しかしながら、この実施の形態に示すように、補助溝４を軸方向の一部に設けることで、スキューを施すことなく、コギングトルクのＭ次成分を低減することが可能となる。
したがって、従来よりも小型高出力の永久磁石型電動機２０を得ることができる。
一般化すると１０極１２スロット、１４極１２スロットの整数倍の極数とスロット数の組み合わせでも同じ効果が得られる。
即ち、Ｎを正の整数とし、極数が１２Ｎ±２Ｎ、スロット数が１２Ｎの永久磁石型電動機２０の場合、同様の効果が得られる。
However, as shown in this embodiment, by providing the
Therefore, it is possible to obtain a permanent magnet type
In general, the same effect can be obtained by combining the number of poles and the number of slots which are integral multiples of 10 poles and 12 slots and 14 poles and 12 slots.
That is, the same effect can be obtained in the case of the permanent
また、極数をＮ、スロット数をＭとしたとき、
Ｍ／Ｎ＜１．５
なる組み合わせのとき、１スロットピッチが大きくなってしまうため、スキューによってコギングトルクを低減しようとするとトルクが大幅に低下するという課題があった。
When the number of poles is N and the number of slots is M,
M / N <1.5
In such a combination, the 1-slot pitch becomes large, and thus there is a problem that when the cogging torque is reduced by the skew, the torque is greatly reduced.
しかしながら、この実施の形態によれば、スキューを施すことなく、コギングトルクのＭ次成分を低減することが可能となる。
したがって、従来のものよりも小型高出力の永久磁石型電動機を得ることができる。
また、０．７５＜Ｍ／Ｎ＜１．５となる組み合わせの永久磁石型電動機は、極数Ｎ：スロット数Ｍ＝２：３や４：３の組み合わせ、即ちＭ／Ｎ＝１．５やＭ／Ｎ＝０．７５の永久磁石型電動機と比べて、巻線係数が大きく小型高トルクの回転電機となる。さらに、極数とスロット数の最小公倍数が大きく、コギングトルクのうち回転子１回転あたり最小公倍数と一致する回数脈動する成分が小さい傾向にあるが、永久磁石の貼付位置誤差や形状誤差、磁気特性のばらつき等の回転子側のばらつきによって発生するコギングトルクＭ次成分が顕在するという課題がある。
しかしながら、この実施の形態によれば、小型高出力化とコギングトルクのＭ次成分の低減とを両立することが可能となる。
However, according to this embodiment, it is possible to reduce the Mth order component of the cogging torque without applying a skew.
Therefore, it is possible to obtain a permanent magnet type electric motor that is smaller and has a higher output than conventional ones.
Further, a permanent magnet type motor having a combination of 0.75 <M / N <1.5 is a combination of the number of poles N: the number of slots M = 2: 3 or 4: 3, that is, M / N = 1.5 or Compared with a permanent magnet type motor with M / N = 0.75, the rotating electrical machine has a large winding coefficient and a small high torque. Further, the least common multiple of the number of poles and the number of slots is large, and the cogging torque tends to have a small pulsating component that matches the least common multiple per rotation of the rotor, but the permanent magnet sticking position error, shape error, magnetic characteristics There is a problem that a cogging torque M-order component generated due to variations on the rotor side, such as variations in the number, appears.
However, according to this embodiment, it is possible to achieve both reduction in size and increase in output and reduction of the M-order component of cogging torque.
実施の形態６．
これまでの実施の形態１〜５では、固定子鉄心１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄを構成する素板１１ａ，１１ｂの積層方法については述べなかったが、この実施の形態では、素板１１ａ，１１ｂの積層方法を工夫して、さらにコギングトルクの小さい電動機を得る方法について述べる。
図２５は固定子鉄心１０を構成する電磁鋼板で構成された第１の素板１１ａを示す。
第１の素板１１ａの圧延方向１５は矢印で示す向きとし、この方向を基準とするため０°とする。
また、理解を助けるために圧延方向はハッチングで示し、その方向を圧延方向１５と一致させて示している。
図２６は圧延方向が３０°とした第１の素板１１ａを示し、図２７は圧延方向が９０°とした第１の素板１１ａを示している。また、図２５，２６，２７は凹部２ａ１が設けられている。
図示しないが、同様に凹部２ａ１がない第２の素板１１ｂについても圧延方向を変化させた場合を考える。凹部２ａ１の有無と圧延方向を区別するため、便宜的に記号を使って表すこととする。
下表のように、凹部２ａ１なし、圧延方向θ°の第２の素板１１ｂを１−ＲＤθと表し、凹部２ａ１あり、圧延方向θ°の第１の素板１１ａを２−ＲＤθと表す。
したがって、図２５は２−ＲＤ０、図２６は２−ＲＤ３０、図２７は２−ＲＤ９０となる。
In the first to fifth embodiments so far, the method of laminating the base plates 11a and 11b constituting the
FIG. 25 shows a first base plate 11 a made of an electromagnetic steel plate that constitutes the
The rolling
Further, in order to help understanding, the rolling direction is indicated by hatching, and the direction is shown to coincide with the rolling
FIG. 26 shows the first base plate 11a whose rolling direction is 30 °, and FIG. 27 shows the first base plate 11a whose rolling direction is 90 °. 25, 26 and 27 are provided with a recess 2a1.
Although not shown, the case where the rolling direction is similarly changed also about the 2nd base plate 11b without the recessed part 2a1 is considered. In order to distinguish the presence / absence of the recess 2a1 and the rolling direction, symbols are used for convenience.
As shown in the table below, the second base plate 11b without the recess 2a1 and in the rolling direction θ ° is represented as 1-RDθ, and the first base plate 11a with the recess 2a1 and in the rolling direction θ ° is represented as 2-RDθ.
Therefore, FIG. 25 is 2-RD0, FIG. 26 is 2-RD30, and FIG. 27 is 2-RD90.
図２８は素板１１ａ，１１ｂを積層して実施の形態１の固定子鉄心１０を製造する際の積層方法を示している。
図２８（ａ）は、積層された素板１１ａ，１１ｂを側面から見た図、図２８（ｂ）はティース２の先端面を内径側から見た図であり、補助溝４が軸方向の中央部付近に設けられている。
図２８（ａ）に示すように、下から順に、凹部２ａ１のない第２の素板１１ｂである１−ＲＤ０を所定の厚み積層し、次に圧延方向を９０°ずらした１−ＲＤ９０を所定の厚み積層する。さらに、凹部２ａ１のある第１の素板１１ａである２−ＲＤ０、２−ＲＤ９０、２−ＲＤ０、２−ＲＤ９０の順にそれぞれ所定の厚み積層する。さらに、第２の素板１１ｂである１−ＲＤ９０、１−ＲＤ０の順にそれぞれ所定の厚み積層する。
FIG. 28 shows a lamination method when the
FIG. 28A is a view of the laminated base plates 11a and 11b as viewed from the side surface, and FIG. 28B is a view of the distal end surface of the
As shown in FIG. 28 (a), in order from the bottom, 1-RD0, which is the second base plate 11b having no recess 2a1, is laminated with a predetermined thickness, and then 1-RD90 having a rolling direction shifted by 90 ° is predetermined. Laminate thickness. Further, the first base plate 11a having the recess 2a1 is laminated in the order of 2-RD0, 2-RD90, 2-RD0, 2-RD90, respectively. Further, a predetermined thickness is laminated in the order of 1-RD90 and 1-RD0 as the second base plate 11b.
このように、積層すると素板１１ａ、１１ｂの圧延方向とその直交方向で磁気特性が異なる、所謂磁気異方性をキャンセルすることができるため、コギングトルクを低減することが可能である。
ここで、低減できるコギングトルクは電動機２０の極数をＮとしたとき、一回転あたりＮ回脈動するＮ次成分とその整数倍の次数のコギングトルクである。
さらに、電磁鋼板で構成された、素板１１ａ，１１ｂを金型で打ち抜く場合は、形状誤差が生じるため、全てのティース２の寸法が同一とならず、コギングトルクの原因となる。
しかし、図２８(a)のような積層方法を採用し、圧延方向を互いに９０°ずらせた素板１１ａ，１１ｂを順次積層することで、形状誤差の影響をキャンセルすることができ、コギングトルクのＮ次成分とその整数倍成分の低減が可能となる。
As described above, since the so-called magnetic anisotropy, which is different in magnetic characteristics between the rolling direction of the base plates 11a and 11b and the direction orthogonal thereto, can be canceled when laminated, the cogging torque can be reduced.
Here, the cogging torque that can be reduced is an N-order component that pulsates N times per rotation and an integer multiple of the cogging torque, where N is the number of poles of the
Furthermore, when the base plates 11a and 11b made of electromagnetic steel plates are punched out with a mold, a shape error occurs, so that the dimensions of all the
However, by adopting the laminating method as shown in FIG. 28 (a) and sequentially laminating the base plates 11a and 11b whose rolling directions are shifted from each other by 90 °, the influence of the shape error can be canceled and the cogging torque is reduced. The Nth order component and its integral multiple components can be reduced.
図２９は素板１１ａ，１１ｂを積層して実施の形態２の固定子鉄心１０Ｂを製造する際の積層方法を示している。
図２９（ａ）は積層された素板１１ａ，１１ｂを側面から見た図である。
一方、図２９（ｂ）はティース２の先端面を内径側から見た図であり、補助溝４ａと補助溝４ｂが設けられている。
図２９（ａ）に示すように、下から順に、凹部２ａ１のある第１の素板１１ａである２−ＲＤ０を所定の厚み積層し、次に圧延方向を９０°ずらした２−ＲＤ９０を所定の厚み積層する。さらに、凹部２ａ１のない第２の素板１１ｂである１−ＲＤ０、１−ＲＤ９０、１−ＲＤ０、１−ＲＤ９０の順にそれぞれ所定の厚み積層する。さらに、凹部２ａ１のある第２の素板１１ｂである２−ＲＤ０、２−ＲＤ９０の順にそれぞれ所定の厚み積層する。
このものも、図２８のものと同様の効果を得ることができる。
FIG. 29 shows a stacking method when the base plates 11a and 11b are stacked to manufacture the
FIG. 29A is a view of the laminated base plates 11a and 11b as viewed from the side.
On the other hand, FIG. 29B is a view of the distal end surface of the
As shown in FIG. 29 (a), in order from the bottom, 2-RD0 which is the first base plate 11a having the recess 2a1 is laminated with a predetermined thickness, and then 2-RD90 in which the rolling direction is shifted by 90 ° is predetermined. Laminate thickness. Furthermore, 1-RD0, 1-RD90, 1-RD0, 1-RD90 which are the 2nd base plates 11b without the recessed part 2a1 are each laminated | stacked by predetermined thickness in order. Further, a predetermined thickness is laminated in the order of 2-RD0 and 2-RD90 which are the second base plate 11b having the recess 2a1.
This can also obtain the same effect as that of FIG.
図３０は素板１１ａ，１１ｂを積層して実施の形態１の固定子鉄心１０を製造する際の積層方法を示している。
図３０（ａ）は積層された電磁鋼板を側面から見た図である。一方、図３０（ｂ）はティース先端部を内径側から見た図である。
下から順に、凹部２ａ１のない第２の素板１１ｂを所定の厚み積層するが、圧延方向を３０度ずつずらして積層していく。例えば第２の素板１１ｂを１枚積層するごとに、圧延方向を３０度ずらす。即ち、１−ＲＤ０、１−ＲＤ３０、１−ＲＤ６０、１−ＲＤ９０、１−ＲＤ１２０、・・・、１−ＲＤ１８０（圧延方向は１−ＲＤ０と一致）、・・・、１−ＲＤ３６０（１−ＲＤ０と等価）（以下同様）と順次積層していく。
次に、凹部２ａ１のある第１素体１１ａを所定の厚み積層するが、圧延方向を３０度ずつずらして積層していく。例えば、第１の素板１１ａを１枚積層するごとに、圧延方向を３０度ずらす。即ち、２−ＲＤ０、２−ＲＤ３０、２−ＲＤ６０、２−ＲＤ９０、２−ＲＤ１２０、・・・、２−ＲＤ１８０（圧延方向は２−ＲＤ０と一致）、・・・、２−ＲＤ３６０（２−ＲＤ０と等価）（以下同様）と順次積層していく。
さらに、凹部２ａ１のない第２の素板１１ｂを所定の厚み積層するが、圧延方向を３０度ずつずらして積層していく。例えば第２の素板１１ｂを１枚積層するごとに、圧延方向を３０度ずらす。即ち、１−ＲＤ０、１−ＲＤ３０、１−ＲＤ６０、１−ＲＤ９０、１−ＲＤ１２０、・・・、１−ＲＤ１８０（圧延方向は１−ＲＤ０と一致）、・・・、１−ＲＤ３６０（１−ＲＤ０と等価）（以下同様）と順次積層していく。
FIG. 30 shows a stacking method when the base plates 11a and 11b are stacked to manufacture the
FIG. 30 (a) is a view of laminated electromagnetic steel sheets as viewed from the side. On the other hand, FIG.30 (b) is the figure which looked at the front-end | tip part of the teeth from the inner diameter side.
In order from the bottom, the second base plate 11b without the recess 2a1 is stacked with a predetermined thickness, but the rolling direction is shifted by 30 degrees and stacked. For example, every time the second base plate 11b is laminated, the rolling direction is shifted by 30 degrees. That is, 1-RD0, 1-RD30, 1-RD60, 1-RD90, 1-RD120, ..., 1-RD180 (the rolling direction coincides with 1-RD0), ..., 1-RD360 (1- (Same as RD0) (same below).
Next, the first element body 11a having the concave portion 2a1 is laminated with a predetermined thickness, but the rolling direction is shifted by 30 degrees and laminated. For example, every time the first base plate 11a is laminated, the rolling direction is shifted by 30 degrees. That is, 2-RD0, 2-RD30, 2-RD60, 2-RD90, 2-RD120, ..., 2-RD180 (the rolling direction coincides with 2-RD0), ..., 2-RD360 (2- (Same as RD0) (same below).
Further, the second base plate 11b without the recess 2a1 is laminated with a predetermined thickness, but the rolling direction is shifted by 30 degrees and laminated. For example, every time the second base plate 11b is laminated, the rolling direction is shifted by 30 degrees. That is, 1-RD0, 1-RD30, 1-RD60, 1-RD90, 1-RD120, ..., 1-RD180 (the rolling direction coincides with 1-RD0), ..., 1-RD360 (1- (Same as RD0) (same below).
このようにして、第１の素板１１ａ、第２の素板１１ｂを積層することで、磁気異方性と形状誤差の影響をキャンセルすることができ、コギングトルクＮ次成分とその整数倍成分の低減が可能となる。
ここで、圧延方向を変えるのは電磁鋼板１枚積層するごととしたが、２倍ごとでも３枚ごとでも４枚以上ごとであっても同じ効果が得られる。
また、今回は３０°ずらす例を挙げたが、これはスロット数が１２の場合を想定し、１スロットピッチの３０°とした。
２倍の６０°ごとでも同様の効果が得られることは言うまでもない。
さらに、スロット数が異なる場合は、スロット数をＭとしたとき、機械角で３６０／Ｍ（度）ごと、あるいはその整数倍の角度だけ圧延方向をずらすとしても同様の効果が得られる。
Thus, by laminating the first element plate 11a and the second element plate 11b, the influence of magnetic anisotropy and shape error can be canceled, and the cogging torque Nth order component and its integral multiple component Can be reduced.
Here, the rolling direction is changed every time one electromagnetic steel sheet is laminated, but the same effect can be obtained regardless of whether it is doubled, every three, or every four or more.
In addition, an example of shifting by 30 ° has been given this time, but assuming that the number of slots is 12, this is set to 30 ° of 1 slot pitch.
It goes without saying that the same effect can be obtained even when the angle is doubled by 60 °.
Further, when the number of slots is different, when the number of slots is M, the same effect can be obtained even if the rolling direction is shifted by 360 / M (degrees) in mechanical angle or an integral multiple of the mechanical angle.
電磁鋼板から構成された素板１１ａ，１１ｂの磁気異方性の影響は、１０極１２スロットや１４極１２スロットの電動機２０で顕著となる。
一般的には、極数Ｎとスロット数Ｍとしたとき、
｜Ｎ±Ｍ｜＝２‥‥‥‥‥‥（３）（｜｜は絶対値を表す記号）
となる組み合わせのとき磁気異方性の影響が顕著となるという課題があった。
さらに、式（３）となる電動機２０では、永久磁石９，９Ａ，９Ｂのばらつきに起因するコギングトルクＭ次成分も大きくなるという課題もあったが、この実施の形態１〜５の電動機２０では、両方の課題を解決することができる。
従来の永久磁石型電動機では、極数Ｎとスロット数Ｍを式（３）の関係をみたす場合、固定子鉄心の全てのティースとヨークを一体的に形成された構成とすると、電機子巻線をスロットに納めるため、スロット開口部を電機子巻線の線径より大きくする必要があり、その結果、コギングトルクのＭ次成分が大きくなってしまうという課題があった。
さらに、電磁鋼板の磁気異方性の影響によってコギングトルクのＮ次成分も大きくなってしまうという課題があった。即ち、固定子鉄心の全てのティース部とヨーク部を一体的に形成した構造は、｜Ｎ±Ｍ｜＝２の関係のある永久磁石型電動機と組み合わせるのが非常に困難であり、永久磁石の貼付精度や寸法精度を過度に向上する必要があり、磁気特性のばらつきも大きく低減する必要があったため製造コストが過大となっていた。
The influence of the magnetic anisotropy of the base plates 11a and 11b made of electromagnetic steel sheets becomes significant in the 10-pole 12-slot or 14-pole 12-
In general, when the number of poles is N and the number of slots is M,
| N ± M | = 2 (3) (|| is a symbol representing an absolute value)
There is a problem that the influence of magnetic anisotropy becomes remarkable when the combination becomes.
Furthermore, in the
In the conventional permanent magnet type motor, when the number of poles N and the number of slots M satisfy the relationship of the formula (3), if all the teeth and the yoke of the stator core are formed integrally, the armature winding Therefore, there is a problem that the slot opening portion needs to be larger than the wire diameter of the armature winding, and as a result, the M-order component of the cogging torque becomes large.
Further, there is a problem that the N-order component of the cogging torque is increased due to the magnetic anisotropy of the electromagnetic steel sheet. That is, the structure in which all teeth and yokes of the stator core are integrally formed is very difficult to combine with a permanent magnet type motor having a relationship of | N ± M | = 2. Since it is necessary to improve the pasting accuracy and dimensional accuracy excessively, and it is necessary to greatly reduce the variation in magnetic characteristics, the manufacturing cost is excessive.
しかしながら、この実施の形態１〜５による電動機２０にすれば、スロット開口幅Ｗ１が電機子巻線７の線径より大きくても、補助溝４，４Ａ，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの作用により、コギングトルクＭ次成分を抑制することができ、同時に、圧延方向をずらしながら電磁鋼板を積層することで、コギングトルクＮ次成分を抑制することができる。
However, in the
なお、上記各実施の形態では、電動パワーステアリング装置に用いられた永久磁石型電動機について説明したが、勿論、このものに限定されるものではなく、例えば産業用のサーボ電動機にも適用できる。 In each of the above embodiments, the permanent magnet type electric motor used in the electric power steering apparatus has been described. However, the present invention is not limited to this, and can be applied to, for example, an industrial servo motor.
１ ヨーク、１ａ，１ｂ ヨーク部、２ ティース、２ａ，２ｂ ティース部、２ａ１ 凹部、３ 先端部、３ａ，３ｂ 平面部、４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ 補助溝、５ スロット、６ スロット開口部、７ 電機子巻線、８ インシュレータ、９，９Ａ，９Ｂ 永久磁石、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ 固定子鉄心、１１ａ 第１の素板、１１ｂ 第２の素板、１２，１２Ａ 回転子鉄心、１３ シャフト、１４ 突起部、１５ 圧延方向、１６，１６Ａ 回転子、２０ 電動機、２１ コントローラ、２２ ステアリングホイール、２３ コラムシャフト、２４ ウォームギヤ、２５ ハンドルジョイント、２６ ステアリングギヤ、２７ ラック、１０１ ヨーク体、１０２ ティース体、１０７ 電機子巻線。 1 Yoke, 1a, 1b Yoke part, 2 teeth, 2a, 2b teeth part, 2a1 recess, 3 tip part, 3a, 3b flat part, 4, 4a, 4b, 4c, 4d, 4e Auxiliary groove, 5 slots, 6 slots Opening, 7 Armature winding, 8 Insulator, 9, 9A, 9B Permanent magnet, 10, 10A, 10B, 10C, 10D Stator core, 11a First element plate, 11b Second element plate, 12, 12A Rotor core, 13 shaft, 14 protrusion, 15 rolling direction, 16, 16A rotor, 20 motor, 21 controller, 22 steering wheel, 23 column shaft, 24 worm gear, 25 handle joint, 26 steering gear, 27 rack, 101 Yoke body, 102 teeth body, 107 armature winding.
Claims (14)
この回転子の外周を囲って設けられ、周方向に沿って複数のスロットが形成された固定子鉄心及びこのスロットに巻装された電機子巻線とを有する固定子とを備え、
前記固定子鉄心は、円環状のヨークと、このヨークから内径側に突出し、前記スロットを区画するティースとを有するとともに、前記回転子に対向した前記ティースの先端部の端面に軸方向に沿って補助溝が形成された永久磁石型電動機であって、
前記固定子鉄心は、前記ティースと前記ヨークとが一体的に形成され、
前記補助溝は、前記ティースの前記先端部の前記端面において部分的に形成されており、
また、隣接したティース間の最内径にあるスロット開口幅が前記電機子巻線の線径よりも大きいことを特徴とする永久磁石型電動機。 A rotor having a plurality of magnetic poles composed of permanent magnets and a rotor core;
A stator having a stator core provided around the outer periphery of the rotor and having a plurality of slots formed in the circumferential direction and an armature winding wound around the slots,
The stator iron core has an annular yoke, teeth projecting from the yoke to the inner diameter side, and defining the slot, and along the axial direction on the end surface of the tip of the teeth facing the rotor. A permanent magnet type electric motor having an auxiliary groove,
The stator iron core is formed integrally with the teeth and the yoke,
The auxiliary groove is partially formed on the end surface of the tip of the tooth,
A permanent magnet type electric motor characterized in that a slot opening width at an innermost diameter between adjacent teeth is larger than a wire diameter of the armature winding.
の関係が成立することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の永久磁石型電動機。 When the number of poles of the magnetic pole is N and the number of slots is M, 0.75 <M / N <1.5
The permanent magnet type electric motor according to claim 1, wherein the relationship is established.
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