JP2011147205A - Converter and exhaust heat utilization system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ハイブリッド車、電気自動車及び燃料電池車等の車両に搭載された電動機を制御する電力変換器等に用いられ、電源電圧の昇圧又は降圧を行うコンバータ並びに、そのコンバータを用いた電力変換器により暖められた冷却冷媒の排熱を、熱交換器を介して暖房装置に適用するコンバータを用いた電力変換器の排熱利用システムに関する。 The present invention is used in a power converter or the like for controlling an electric motor mounted on a vehicle such as a hybrid vehicle, an electric vehicle, and a fuel cell vehicle, and a converter for increasing or decreasing a power supply voltage, and power conversion using the converter The present invention relates to an exhaust heat utilization system for a power converter using a converter that applies exhaust heat of a cooling refrigerant heated by a heater to a heating device via a heat exchanger.
従来、ハイブリッド車等に搭載された電動機を制御する電力変換器においては、通常、特許文献1に記載のように、エンジン始動時等の低負荷時には電力変換器のコンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数を下げて電力損失を減らし、これによってコンバータの電力変換効率を高めるようになっている。
Conventionally, in a power converter that controls an electric motor mounted on a hybrid vehicle or the like, normally, as described in
つまり、図1(a)に示すスイッチング素子のオン/オフ制御を行うゲート制御信号G1の周波数f(=1/T)を下げる。ゲート制御信号G1は、スイッチング素子をオンとする「H」レベル区間(オン区間)Ton1と、オフとする「L」レベル区間(オフ区間)Toff1とから1周期Tを成し、この1/Tがスイッチング周波数fとなっている。 That is, the frequency f (= 1 / T) of the gate control signal G1 for performing on / off control of the switching element shown in FIG. The gate control signal G1 forms one cycle T from an “H” level section (on section) Ton1 in which the switching element is turned on and an “L” level section (off section) Toff1 in which the switching element is turned off. Is the switching frequency f.
そのオン区間Ton1とオフ区間Toff1との切り替えタイミングで、(b)に示すようにスイッチング素子に流れる電流I1と、電圧V1との立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が(c)に示すようにスイッチング素子動作時の電力損失であるスイッチング損失L1となる。このスイッチング損失L1を減らしてコンバータの電力変換効率を高めている。 At the switching timing between the on section Ton1 and the off section Toff1, the rising and falling levels of the current I1 flowing through the switching element and the voltage V1 are switched as shown in FIG. This switching portion becomes a switching loss L1, which is a power loss during operation of the switching element, as shown in (c). This switching loss L1 is reduced to increase the power conversion efficiency of the converter.
このような構成のコンバータにおいては、スイッチング周波数fを上げるとスイッチング損失L1が増加してしまう。しかし、そのスイッチング損失L1を増加させて電力変換器の冷却冷媒である例えばLLC(Long Life Coolant:不凍結有機溶液)を暖め、この排熱を利用してバッテリを速やかに昇温可能な冷却システムが、特許文献2に記載されている。この冷却システムによれば低温によるバッテリの容量低下を、冷却冷媒の排熱で速やかにバッテリを昇温することにより、速やかに回復させることが出来る。 In the converter having such a configuration, when the switching frequency f is increased, the switching loss L1 increases. However, a cooling system that increases the switching loss L1 and warms the cooling refrigerant of the power converter, for example, LLC (Long Life Coolant: non-freezing organic solution), and uses the exhaust heat to quickly raise the battery temperature. Is described in Patent Document 2. According to this cooling system, a decrease in battery capacity due to a low temperature can be quickly recovered by rapidly heating the battery with exhaust heat of the cooling refrigerant.
ところで、上記の図1を参照して説明したコンバータにおいて、スイッチング周波数を上げスイッチング損失L1を増加させ冷媒を暖めた場合、スイッチング周波数を上げるためコンバータのリアクトルの鉄損も同時に増加する。この鉄損は発熱を誘起するので、鉄損の増加によってリアクトルの温度が上昇し、リアクトルの温度が、物質が磁力を失う境界温度であるキュリー温度を超えた場合、リアクトルの磁力が失われ、コンバータが電圧変換を適正に行えなくなるという問題がある。 By the way, in the converter described with reference to FIG. 1 above, when the switching frequency is increased and the switching loss L1 is increased to warm the refrigerant, the converter core iron loss also increases at the same time in order to increase the switching frequency. Since this iron loss induces heat generation, the temperature of the reactor rises due to an increase in iron loss, and when the reactor temperature exceeds the Curie temperature, which is the boundary temperature at which the material loses magnetic force, the magnetic force of the reactor is lost, There is a problem that the converter cannot properly perform voltage conversion.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、コンバータのスイッチング損失を増加させてもリアクトルの鉄損の増加を抑制することができ、これによってリアクトルの磁力が失われることを防止してコンバータが電圧変換を適正に行うことができるようにするコンバータ及び排熱利用システムを提供することを目的とする。 This invention is made in view of such a situation, and even if it increases the switching loss of a converter, it can suppress the increase in the iron loss of a reactor, and this prevents that the magnetic force of a reactor is lost. It is an object of the present invention to provide a converter and an exhaust heat utilization system that allow a converter to properly perform voltage conversion.
上記目的を達成するためになされた請求項1に記載の発明は、バッテリの直流電力を昇圧する複数のスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子同士のエミッタとコレクタの接続端と前記バッテリの両端間にコンデンサが並列に接続されると共にリアクトルが直列に接続されてなり、前記スイッチング素子が制御手段によりオンとオフを一定周期で繰り返すようにスイッチング制御されるコンバータにおいて、前記制御手段は、前記スイッチング素子の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子が複数回オフとなる間欠スイッチング制御を行い、この間欠スイッチング制御が、前記複数回オフとなる合計時間が当該オン区間の半分の時間よりも短くなるように行われることを特徴とする。
In order to achieve the above object, the invention according to
この構成によれば、スイッチング素子のオン区間においてスイッチング素子が複数回オフとされるので、これらオフ時にスイッチング素子に流れる電流と電圧との立ち上がり、立下りレベルが切り換わり、この切り換わり部分がスイッチング損失となる。従って、通常のスイッチング制御であればスイッチング素子はオンとオフ間の切り換わりでスイッチング損失が発生するが、本発明ではオン区間で複数回のスイッチング損失が発生するので、その分、スイッチング損失を増加させることが出来る。この際、通常スイッチング制御であれば、オンとオフを1周期とするスイッチング周波数を上げなければスイッチング損失は増加しない。しかし、本発明では、スイッチング素子を一定周期のオン区間で複数回オフとする場合に、この複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間よりも小さくなるように行うので、複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間以上とした際の実質的なスイッチング周波数を上げた状態とならない。 According to this configuration, since the switching element is turned off a plurality of times during the ON period of the switching element, the rising and falling levels of the current and voltage flowing through the switching element at the time of turning off are switched, and this switching portion is switched. Loss. Therefore, in the case of normal switching control, the switching element generates a switching loss by switching between on and off. However, in the present invention, a switching loss is generated a plurality of times in the on section, so the switching loss is increased accordingly. It can be made. At this time, in the case of normal switching control, the switching loss does not increase unless the switching frequency with ON and OFF as one cycle is increased. However, in the present invention, when the switching element is turned off a plurality of times in a fixed period of the ON section, the total time of the plurality of OFF times is set to be smaller than half the time of the ON section. The substantial switching frequency is not increased when the total time is more than half of the ON period.
この本発明のようにスイッチング損失を増加させた場合、リアクトルのB−H曲線(磁気ヒステリシス曲線)におけるオン時の磁束密度の上昇過程において、間欠オフの回数ループしながら立ち上がる曲線となる。つまり、スイッチング素子がN回間欠オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損の双方が共に小さくなり、この結果、ヒステリシス損及び渦電流損の合計であるリアクトルの鉄損も減少する。従って、スイッチング素子をオン区間で複数回オフしてスイッチング損失を増加させても、リアクトルの鉄損の増加を抑制することができる。これによってコンバータは電圧変換を適正に行うことができる。 When the switching loss is increased as in the present invention, in the process of increasing the magnetic flux density when the reactor is turned on in the BH curve (magnetic hysteresis curve) of the reactor, the curve rises while looping the number of intermittent off times. That is, when the switching element is intermittently turned off N times, both the hysteresis loss and the eddy current loss are reduced, and as a result, the reactor iron loss, which is the sum of the hysteresis loss and the eddy current loss, is also reduced. Therefore, even if the switching element is turned off a plurality of times in the ON section to increase the switching loss, it is possible to suppress an increase in the iron loss of the reactor. This allows the converter to properly perform voltage conversion.
請求項2に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御する際に、当該複数回オフが含まれるオン区間で当該スイッチング素子がオンとなっている時間が、前記複数回オフをしない場合のオン時間と同じとなるように制御することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, when the control means performs the intermittent switching control, the time during which the switching element is on in the on section including the plurality of off times does not turn off the plurality of times. Control is performed so as to be the same as the ON time in the case.
この構成によれば、スイッチング素子が一定周期のオン区間で複数回オフとなるように制御する際に、実質的にオンとオフとされる通電率を、複数回オフをしない場合のオンとオフとの通常スイッチング制御時と同じとすることができる。 According to this configuration, when the switching element is controlled to be turned off a plurality of times in an on section having a fixed period, the current supply rate that is substantially turned on and off is turned on and off when not turned off a plurality of times. It can be the same as during normal switching control.
請求項3に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を複数回オフとするタイミングを、前記リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度が低い位置で行うように制御することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, the control means controls the timing to turn off the switching element a plurality of times during the intermittent switching control so that the magnetic flux density in the magnetic hysteresis curve of the reactor is low. It is characterized by.
この構成によれば、スイッチング素子がオンしてから磁束密度が低い位置で複数回オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損が共により少なくなり、鉄損もより少なくなる。これによってリアクトルの鉄損をより抑制することが出来る。 According to this configuration, when the switching element is turned on and turned off a plurality of times at a position where the magnetic flux density is low, both the hysteresis loss and the eddy current loss are reduced, and the iron loss is also reduced. Thereby, the iron loss of the reactor can be further suppressed.
請求項4に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を複数回オフとする際に、当該オフ時間を短くして行き、当該スイッチング素子に流れる電流がゼロに落ち切らない内に再びオンする制御を行うことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, when the switching means turns off the switching element a plurality of times during the intermittent switching control, the off time is shortened, and the current flowing through the switching element drops to zero. It is characterized in that the control is turned on again without turning off.
この構成によれば、間欠スイッチ制御のオフの間に、ターンオフ損、ターンオン損がそれぞれ発生する。間欠スイッチ制御のオフ間隔を短くしていくと、それら損失が重なってしまうが、それでもスイッチング損失を増大させることが出来る。 According to this configuration, a turn-off loss and a turn-on loss are generated while the intermittent switch control is turned off. If the OFF interval of intermittent switch control is shortened, these losses will overlap, but switching loss can still be increased.
請求項5に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を複数回オフとするタイミングを、前記スイッチング素子の一定周期のオン区間の内のオンとなった時間に近いタイミングで行うように制御することを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, the control means closes the timing at which the switching element is turned off a plurality of times during the intermittent switching control to a time when the switching element is turned on within a fixed period of the ON period. Control is performed at timing.
この構成によれば、スイッチング損失を安定的に増加させることが出来る。 According to this configuration, switching loss can be stably increased.
請求項6に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うように制御することを特徴とする。 The invention according to claim 6 is characterized in that the control means performs control so as to perform a cycle of turning off the switching element a plurality of times at the audible frequency or higher during the intermittent switching control.
この構成によれば、スイッチング素子の一定周期のオン区間において複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うようにしたので、その複数回のオフ、オン動作が聞こえない。従って、スイッチング損失増加時のオン/オフ動作の騒音を低減することが出来る。 According to this configuration, since the cycle of turning off a plurality of times in the ON section of the fixed cycle is performed at an audible region frequency or higher, the off and on operations of the plurality of times cannot be heard. Therefore, it is possible to reduce the noise of the on / off operation when the switching loss increases.
請求項7に記載の発明は、請求項1〜6のいずれか1項に記載のコンバータを有し、当該スイッチング素子の動作熱が冷媒で冷却される電力変換器と、前記電力変換器で冷媒が温められた高温化冷媒を熱交換する熱交換器と、前記熱交換器で熱交換された高温化冷媒を用いる暖房用ヒータと、前記暖房用ヒータに供給される熱源で温められる冷媒の温度を検出する温度センサとを備え、前記コンバータの制御手段は、前記温度センサでの検出温度が予め定められた閾値以下の場合に、前記スイッチング素子の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子を複数回オフとする制御を行うことを特徴とする。
The invention according to claim 7 includes the converter according to any one of
この構成によれば、例えば熱源からの発熱量が減少したり、暖房負荷が高まったりした際に熱源の冷却冷媒の温度が下がり、温度センサからの温度センサ信号が所定の閾値以下となった場合、制御手段は電力変換器のコンバータを間欠スイッチング制御する。これによって、コンバータのスイッチング損失が増加するので冷媒が暖められる。この温められた冷媒は、熱交換器から暖房用ヒータへ流れるので、暖房用ヒータではその温められた冷媒で即時暖房を行うことができる。また、コンバータでは、スイッチング損失が増加してもリアクトルの鉄損の増加は抑制される。従って、コンバータは電圧変換を適正に行うことができる。 According to this configuration, for example, when the amount of heat generated from the heat source decreases or the heating load increases, the temperature of the cooling refrigerant of the heat source decreases, and the temperature sensor signal from the temperature sensor falls below a predetermined threshold The control means performs intermittent switching control of the converter of the power converter. This increases the switching loss of the converter and warms the refrigerant. Since this warmed refrigerant flows from the heat exchanger to the heater for heating, the heater for heating can perform immediate heating with the warmed refrigerant. Further, in the converter, even if the switching loss increases, the increase in the iron loss of the reactor is suppressed. Therefore, the converter can appropriately perform voltage conversion.
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. However, parts corresponding to each other in all the drawings in this specification are denoted by the same reference numerals, and description of the overlapping parts will be omitted as appropriate.
図2は、本発明の実施形態に係るコンバータを用いた電力変換器の排熱利用システムの構成を示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the exhaust heat utilization system of the power converter using the converter according to the embodiment of the present invention.
図2に示す排熱利用システム10は、ハイブリッド車、電気自動車及び燃料電池車等の車両に搭載されるものであり、制御部(制御手段)11からの制御信号11aに応じて車両のモータジェネレータの駆動制御又はバッテリへの電力の回生制御を行う電力変換器12と、熱交換器13と、ラジエータ16と、暖房用ヒータ17と、温度センサ18と、図示せぬエンジンや廃棄熱排出部分等の熱源19とを備えて構成されている。
A waste
電力変換器12と熱交換器13とは、電力変換器12から発生する熱を冷却する冷却冷媒が流れる流路で接続され、更に熱交換器13とラジエータ16、ラジエータ16と電力変換器12も矢印方向に冷却冷媒が流れる流路で接続されている。
The
熱交換器13と暖房用ヒータ17とは互いを周回して接続する流路で接続され、暖房用ヒータ17には熱源19で暖められた冷却冷媒が流れる流路が貫通している。更に、熱源19からの冷却冷媒の流路には温度センサ18が配設されており、暖められた冷却冷媒の温度を検出し、この検出温度を示す温度センサ信号18aを制御部11へ出力するようになっている。
The
このような流路構成において、熱交換器13からラジエータ16へ流れた高温の冷却冷媒はラジエータ16で冷却され、この冷却された冷却冷媒は電力変換器12へ流れ、電力変換器12を冷却する。この冷却によって高温となった冷却冷媒は、熱交換器13へ流れる。但し、暖房用ヒータ17は、熱源19からの廃熱を用いて暖房を行い、暖房時の排熱によって冷却冷媒の熱が奪われる。
In such a flow path configuration, the high-temperature cooling refrigerant that flows from the
一方、熱源19からの発熱が低下したり、暖房負荷が高まったりした際に熱源19の冷却冷媒の温度が下がった場合、暖房用ヒータ17が用いる熱源19からの水の温度は低くなるので、この際、熱交換器13で熱交換される。また、熱交換器13と暖房用ヒータ17は常に熱交換している。
On the other hand, when the temperature of the cooling refrigerant of the
次に、電力変換器12は、図3に示すように、コンバータ20及びモータジェネレータMGを駆動制御するインバータ30を備え、制御部11により制御されるように構成されている。但し、制御部11はコンバータ20及びインバータ30の双方を制御するが、図にはコンバータ20を制御する後述の制御信号11aが記載してある。
Next, as shown in FIG. 3, the
コンバータ20には、バッテリ40が接続されており、バッテリ40はコンバータ20に直流電力を供給すると共に、コンバータ20から回生される直流電力を蓄電する。また、コンバータ20は、バッテリ40から供給された直流電力を昇圧してインバータ30へ出力し、またインバータ30から出力された直流電力を降圧してバッテリ40へ出力する。更に、コンバータ20は、コンデンサ23と、リアクトル24と、高圧側の半導体素子である上アーム用のスイッチング素子(電力変換用スイッチング素子)21と、高圧GND(グランド)側の半導体素子である下アーム用のスイッチング素子(電力変換用スイッチング素子)22と、ダイオードD1,D2を含んで構成されている。
A
これら構成要素は、バッテリ40の正極側にコンデンサ23及びリアクトル24の一端が接続され、負極側にコンデンサ23の他端とスイッチング素子22のエミッタ端子が接続されている。スイッチング素子21とスイッチング素子22とは直列に接続されており、リアクトル24の他端は、その間、つまりスイッチング素子21のエミッタ端子及びスイッチング素子22のコレクタ端子に接続されている。
In these components, one end of the
上アーム用のスイッチング素子21のコレクタ端子は、後述するインバータ30の一端側に接続されている。下アーム用のスイッチング素子22のエミッタ端子は、インバータ30の他端側に接続されている。スイッチング素子21のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードD1が接続され、同様にスイッチング素子22のコレクタ−エミッタ間にもダイオードD2が接続されている。
The collector terminal of the switching
モータジェネレータMGは、インバータ30に接続されており、バッテリ40から供給される電力により駆動する。発電機として働く場合は、交流電力をインバータ30に出力する。
Motor generator MG is connected to inverter 30 and is driven by electric power supplied from
インバータ30は、U相、V相及びW相からなり、U相、V相及びW相はコンバータ20に並列に接続され、このコンバータ20によって昇圧された直流電力を三相交流に変換して、モータジェネレータMGに出力する。また、モータジェネレータMGが発電機として働く場合は、モータジェネレータMGから出力される交流電力を直流に変換してコンバータ20に出力する。更に、インバータ30は、コンバータ20との接続側に、蓄電の役割も有するサージ電圧吸収用のコンデンサ31を備えている。
The inverter 30 includes a U phase, a V phase, and a W phase, and the U phase, the V phase, and the W phase are connected in parallel to the converter 20, and converts the DC power boosted by the converter 20 into a three-phase AC, Output to motor generator MG. When motor generator MG functions as a generator, AC power output from motor generator MG is converted to DC and output to converter 20. Furthermore, the inverter 30 includes a
インバータ30のU相は、高圧側の半導体素子の上アーム用のスイッチング素子34と高圧GND側の半導体素子の下アーム用のスイッチング素子35とが直列に接続されてなる。同様に、V相は上アーム用のスイッチング素子36と下アーム用のスイッチング素子37、W相は上アーム用のスイッチング素子38と下アーム用のスイッチング素子39が直列に接続されてなる。
The U phase of the inverter 30 is formed by connecting a switching
各スイッチング素子34〜39のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。UVW各相の中間点は、モータジェネレータMGの各相コイル(図示略)の各相端に接続されている。ここで、コンバータ20及びインバータ30にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等のパワーデバイスが用いられているとする。
Between the collectors and emitters of the
更に、コンバータ20の各スイッチング素子21,22及びインバータ30の各スイッチング素子34〜39は、上アーム用のスイッチング素子がオンの場合は下アーム用のスイッチング素子がオフ、上アーム用のスイッチング素子がオフの場合は下アーム用のスイッチング素子がオンとなるように、制御部11でスイッチング制御(オン/オフ制御)される。
Further, each of the switching
このような構成の電力変換器12によれば、制御部11によるコンバータ20の各スイッチング素子21,22及びインバータ30の各スイッチング素子34〜39のスイッチング制御によって、バッテリ40の直流電力がコンバータ20で昇圧されてインバータ30で三相交流に変換され、この三相交流でモータジェネレータMGが駆動される。一方、モータジェネレータMGが発電機として働く場合は、モータジェネレータMGから出力される交流電力がインバータ30で直流電力に変換され、更にコンバータ20で降圧されてバッテリ40に回生される。
According to the
次に、本実施形態の特徴要素であるコンバータ20及び制御部11について説明する。制御部11は、上述したコンバータ20及びインバータ30のスイッチング制御の他に、温度センサ信号18aに応じた制御信号11aによりコンバータ20の各スイッチング素子21,22を本実施形態の特徴である間欠スイッチング制御する。
Next, the converter 20 and the
この間欠スイッチング制御について説明する。まず、温度センサ信号18aは温度センサ18で検出された熱源19の冷却冷媒の温度(検出温度)を示すものなので、制御部11は、温度センサ信号18aが予め定められた閾値を超える検出温度、即ち熱源19の冷却冷媒が暖房用に適した高温である場合は、コンバータ20に対して通常のスイッチング制御を行う。
This intermittent switching control will be described. First, since the temperature sensor signal 18a indicates the temperature (detection temperature) of the cooling refrigerant of the
この通常のスイッチング制御を図4を参照して説明する。図4(a)はコンバータ20の下アーム用のスイッチング素子22に供給されるゲート制御信号G22の波形を示し、(b)は上アーム用のスイッチング素子21に供給されるゲート制御信号G21の波形を示す。これら(a)及び(b)に示すように、1周期T2においてオン区間Ton2とオフ区間Toff2とが交互に切り換わるゲート制御信号G22,G21によってコンバータ20の各スイッチング素子22,21のオン/オフを相反して制御する。但し、DTはデッドタイムである。
This normal switching control will be described with reference to FIG. 4A shows the waveform of the gate control signal G22 supplied to the switching
この際、リアクトル24には、(c)に示すように、オン区間Ton2で徐々に立ち上がり、オフ区間Toff2で徐々に立ち下がるリアクトル電流IL2が流れる。また、ゲート制御信号G22のオン区間Ton2とオフ区間Toff2との切り替えタイミングで、(d)に示すように各スイッチング素子22に流れる電流I22と、電圧V22との立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が(e)に示す下アーム用のスイッチング素子22動作時の電力損失であるスイッチング損失L22となる。
At this time, as shown in (c), a reactor current IL2 that gradually rises in the on section Ton2 and gradually falls in the off section Toff2 flows through the
同様に、ゲート制御信号G21のオン区間とオフ区間との切り替えタイミングで、(f)に示すように各スイッチング素子21に流れる電流I21と、電圧V21との立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が(g)に示す上アーム用のスイッチング素子21動作時の電力損失であるスイッチング損失L21となる。
Similarly, the rising and falling levels of the current I21 flowing through each switching
次に、温度センサ信号18aが閾値以下の検出温度、即ち熱源19の冷却冷媒が暖房用に適しない低温である場合、制御部11は、制御信号11aによって各スイッチング素子21,22に対して間欠スイッチング制御を行う。この間欠スイッチング制御は、図5(a)に示すように、ゲート制御信号G22aのオン区間Ton3において、各スイッチング素子22を、当該オン区間Ton3よりも十分短い時間Tsだけ所定間隔でN回(複数回)オフとする制御を行う。同様に、図5(b)に示すように、ゲート制御信号G21aのオン区間Ton4において、各スイッチング素子21を、当該オン区間Ton4よりも十分短い時間Tsだけ所定間隔でN回(複数回)オフとする制御を行う。
Next, when the temperature sensor signal 18a is a detected temperature that is equal to or lower than the threshold, that is, when the cooling refrigerant of the
但し、時間Tsは以降、短オフ時間Tsとも言う。また、ゲート制御信号G22aを例に取ると、ゲート制御信号G22aのオン区間Ton3においてN回生成される短オフ時間Tsは、Ton3×1/2>N×Tsとなる関係とする。つまり、短オフ時間TsのN回分の合計時間が、オン区間Ton3の半分の時間よりも小さくなる関係とする。これは、ゲート制御信号G22a側で説明すると、N×Tsの時間を、Ton3×1/2以上とした場合、1周期T3におけるオフ区間Toff3の長さがオン区間Ton3の長さと同等以上となるため、実質的にスイッチング周波数を上げたと同等となってしまい、リアクトルの鉄損が増加してしまうからである。 However, the time Ts is hereinafter also referred to as a short off time Ts. Taking the gate control signal G22a as an example, the short off time Ts generated N times in the on period Ton3 of the gate control signal G22a has a relationship of Ton3 × 1/2> N × Ts. That is, the total time of N times of the short off time Ts is set to be smaller than half the time of the on section Ton3. This will be explained on the side of the gate control signal G22a. When the time of N × Ts is set to Ton3 × 1/2 or more, the length of the off section Toff3 in one cycle T3 is equal to or longer than the length of the on section Ton3. For this reason, it is substantially equivalent to raising the switching frequency, and the iron loss of the reactor is increased.
更に、図5(a)に示すようにゲート制御信号G22aにおける複数回の短オフ時間Tsは、オン区間Ton3の前半のタイミングで行うのが望ましい。これは、間欠スイッチングをするタイミングにおける、前記リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度B、及び磁場Hが低いタイミングで間欠スイッチング制御を実行したほうが、リアクトルの鉄損を抑制できるためである。 Further, as shown in FIG. 5A, it is desirable that the plurality of short off times Ts in the gate control signal G22a be performed at the timing of the first half of the on period Ton3. This is because the iron loss of the reactor can be suppressed by performing the intermittent switching control at a timing when the magnetic flux density B and the magnetic field H in the magnetic hysteresis curve of the reactor are low at the timing of intermittent switching.
また、間欠スイッチング制御実行時のオン期間Ton3は、N×Ts間だけオフしても、通常のスイッチング制御でリアクトルに蓄えられるエネルギーが一致、すなわちIL2リアクトル電流のピーク値電流が一致するように、Ton3−N×Ts=Ton2の関係から決定される。すなわちTon3>Ton2。また間欠スイッチング制御しても通電率が通常のスイッチング制御と変化しないように、Ton3/T3=Ton2/T2の関係からT3を決定する。つまり間欠スイッチング制御を実行したときのスイッチング周期T3は通常のスイッチング周期T2よりも長くなる。 Further, the ON period Ton3 at the time of intermittent switching control execution is such that even if it is OFF for N × Ts, the energy stored in the reactor in the normal switching control matches, that is, the peak value current of the IL2 reactor current matches. It is determined from the relationship Ton3−N × Ts = Ton2. That is, Ton3> Ton2. Further, T3 is determined from the relationship of Ton3 / T3 = Ton2 / T2 so that the energization rate does not change from the normal switching control even if intermittent switching control is performed. That is, the switching cycle T3 when the intermittent switching control is executed is longer than the normal switching cycle T2.
但し、図5(b)に示すゲート制御信号G21aにおける複数回の短オフ時間Tsのタイミングはオン区間Ton4の何れでも良い。 However, the timing of the plurality of short off times Ts in the gate control signal G21a shown in FIG. 5B may be any of the on sections Ton4.
このようなゲート制御信号G22a,G21aによってコンバータ20の各スイッチング素子22,21を間欠スイッチング制御した場合、リアクトル24には、図5(c)に示すリアクトル電流ILaが流れる。このリアクトル電流ILaは、図5(a)のオン区間Ton3における先頭のオン時間Tonの時刻t1〜t2間において所定の時定数の傾斜で立ち上がり、次の短オフ時間Tsの時刻t2〜t3間において所定の時定数の傾斜で立下り、次のオン時間Tonの時刻t3〜t4間において所定の時定数の傾斜で立ち上がり、次の短オフ時間Tsの時刻t4〜t5間において所定の時定数の傾斜で立下り、次のオン時間Tonの時刻t5〜t6間において所定の時定数の傾斜で立ち上がり、次のオフ区間Toff3の時刻t6〜t7間において所定の時定数の傾斜で立ち下がる。以降同様に立ち上がり、立下りを繰り返す。
When the switching
このようなオン時間Tonと短オフ時間Tsとの切り替えタイミング並びに、オン区間Ton3とオフ区間Toff3との切り替えタイミングで、図5(d)に示すように各スイッチング素子22に流れる電流I22aと、電圧V22aとの立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が図5(e)に示すスイッチング損失L22aとなる。このスイッチング損失L22aは、1オン区間Ton3においてN倍増加させることが出来る。従って、従来のように、オン区間Ton1(又はTon2)及びオフ区間Toff1(Toff2)を1周期T1とするスイッチング周波数を上げなくても良い。同様に、スイッチング素子21においても、図5(f)に示すように各スイッチング素子21に流れる電流I21aと、電圧V21aとの立ち上がり、立下りレベルが切り換わり、この切り換わり部分が図5(g)に示すスイッチング損失L21aとなる。
At the switching timing between the on-time Ton and the short off-time Ts and the switching timing between the on-section Ton3 and the off-section Toff3, as shown in FIG. 5D, the current I22a flowing through each switching
このようにコンバータ20のスイッチング損失L22a,L21aを増加させた場合、リアクトル24の鉄損の増加を抑制することが出来る。この理由を下アームスイッチング素子22側で説明する。図6(a)に示すB−H曲線(磁気ヒステリシス曲線)53は、図5(a)に示した時刻t1で矢印Y1方向に時刻t6まで立ち上がって、時刻t6から矢印Y2方向に時刻t7まで立ち下がる曲線となる。
Thus, when the switching losses L22a and L21a of the converter 20 are increased, an increase in the iron loss of the
一方、間欠スイッチング制御においては、図6(b)に実線で示すようにB−H曲線55は、矢印Y1で示すように間欠オフの回数ループしながら立ち上がる曲線となる。即ち、時刻t1で矢印Y1方向に時刻t2まで立ち上がって時刻t2〜t3でループして時刻t4まで立上がり、時刻t4〜t5でループして時刻t6まで立ち上がり、更に、時刻t6から矢印Y2方向に時刻t7まで立ち下がる曲線となる。
On the other hand, in the intermittent switching control, as shown by a solid line in FIG. 6B, the
ここで、リアクトル24の鉄損=ヒステリシス損+渦電流損である。また、各スイッチング素子22がオフ時の磁束密度BをBm、スイッチング周波数をfとすると、ヒステリシス損はf×Bm2に比例し、渦電流損はf2×Bm2に比例する。従って、図6(b)に示すように、1オン区間Ton3のB−H曲線55の磁束密度をB1とすると、N回の短オフ時間Tsは、1オン区間Ton3内の時刻t2,t4の位置、即ち磁束密度が低いB1a,B1bの位置で行なわれている。
Here, iron loss of
このように磁束密度B1a,B1bが低い場合に短オフ時間Tsでスイッチング素子22がオフされると、Bmが小さくなるため、ヒステリシス損及び渦電流損が共に少なくなり、鉄損も少なくなる。つまり、N回の短オフ時間Tsでスイッチング損失L22aを増加させても、リアクトル24の鉄損の増加は抑制されることになる。
In this way, when the magnetic flux densities B1a and B1b are low, when the switching
更には、磁束密度B1a,B1bがより低くなるように、短オフ時間Tsでスイッチング素子22をオフすると、つまり、スイッチング素子22がオンしてから直ぐにN回の短オフ時間Tsでスイッチング素子22をN回オフすると、Bmがより小さくなる。このため、ヒステリシス損及び渦電流損が共により少なくなり、鉄損もより少なくなる。つまり、N回の短オフ時間Tsでスイッチング損失L22aを増加させても、リアクトル24の鉄損の増加はより抑制されることになる。
Furthermore, when the switching
このリアクトル24の鉄損の増加の抑制を、図7及び図8を参照して説明する。図7は横軸に負荷電力、縦軸にスイッチング損失を表したグラフ、図8は横軸に負荷電力、縦軸にリアクトルの鉄損を表したグラフである。例えば、図7に、通常のスイッチング制御時のスイッチング損失を実線L22で示し、間欠スイッチング制御時のスイッチング損失を実線L22aで示し、更に、通常のスイッチング制御において、スイッチング損失L22aと同等となるようにスイッチング周波数を上げた場合のスイッチング損失を破線L22bで示した。
The suppression of the increase in the iron loss of the
通常のスイッチング制御時にスイッチング損失L22が得られる場合、図8に示すように、リアクトル24の鉄損は実線L22−1となる。また、通常のスイッチング制御時にスイッチング損失L22aと同等となるようにスイッチング周波数を上げた際にスイッチング損失L22bが得られる場合、リアクトル24の鉄損は、実線L22a−1よりも大きく増加を示す実線L22b−1となる。しかし、間欠スイッチング制御時にスイッチング損失L22aが得られる場合、リアクトル24の鉄損は実線L22a−1で示すように、通常のスイッチング制御時のリアクトル24の鉄損L22−1よりもやや増加する状態となる。つまり、リアクトル24の鉄損の増加は抑制されることになる。
When the switching loss L22 is obtained during normal switching control, the iron loss of the
このような本実施形態のコンバータ20は、バッテリ40の直流電力を昇圧する複数のスイッチング素子21,22を有し、これらスイッチング素子21,22同士のエミッタとコレクタの接続端とバッテリ40の両端間にコンデンサが並列に接続されると共にリアクトルが直列に接続されてなり、スイッチング素子21,22が制御部11によりオンとオフを一定周期で繰り返すようにスイッチング制御される構成を有する。
The converter 20 according to this embodiment includes a plurality of switching
この構成において本実施形態の特徴として、制御部11が、スイッチング素子21,22の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子21,22が複数回オフとなる間欠スイッチング制御を行う。この間欠スイッチング制御が、スイッチング素子22においては、複数回オフとなる合計時間が当該オン区間の半分の時間よりも短くなるように行われるようにした。
In this configuration, as a feature of the present embodiment, the
これによって、スイッチング素子21,22のオン区間においてスイッチング素子21,22が複数回オフとされるので、これらオフ時にスイッチング素子21,22に流れる電流と電圧との立ち上がり、立下りレベルが切り換わり、この切り換わり部分がスイッチング損失となる。従って、通常のスイッチング制御であればスイッチング素子21,22はオンとオフ間の切り換わりでスイッチング損失が発生するが、本実施形態ではオン区間で複数回のスイッチング損失が発生するので、その分、スイッチング損失を増加させることが出来る。この際、通常スイッチング制御であれば、オンとオフを1周期とするスイッチング周波数を上げなければスイッチング損失は増加しない。しかし、本発明では、スイッチング素子22を一定周期のオン区間で複数回オフとする場合に、この複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間よりも小さくなるように行うので、複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間以上とした際の実質的なスイッチング周波数を上げた状態とならない。
Thereby, since the switching
この本実施形態のようにスイッチング損失を増加させた場合、リアクトルのB−H曲線(磁気ヒステリシス曲線)におけるオン時の磁束密度の上昇過程において、間欠オフの回数ループしながら立ち上がる曲線となる。つまり、スイッチング素子がN回間欠オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損の双方が共に小さくなり、この結果、ヒステリシス損及び渦電流損の合計であるリアクトルの鉄損も減少する。従って、スイッチング素子21,22をオン区間で複数回オフしてスイッチング損失を増加させても、リアクトルの鉄損の増加を抑制することができる。これによってコンバータ20は電圧変換を適正に行うことができる。
When the switching loss is increased as in this embodiment, in the process of increasing the magnetic flux density at the time of ON in the reactor BH curve (magnetic hysteresis curve), the curve rises while looping the number of intermittent OFF times. That is, when the switching element is intermittently turned off N times, both the hysteresis loss and the eddy current loss are reduced, and as a result, the reactor iron loss, which is the sum of the hysteresis loss and the eddy current loss, is also reduced. Therefore, even if the switching
また、制御部11は、間欠スイッチング制御する際に、当該複数回オフが含まれるオン区間で当該スイッチング素子22がオンとなっている時間が、複数回オフをしない場合のオン時間と同じとなるように制御するようにした。
In addition, when the
これによって、スイッチング素子21,22が一定周期のオン区間で複数回オフとなるように制御する際に、実質的にオンとオフとされる通電率を、複数回オフをしない場合のオンとオフとの通常スイッチング制御時と同じとすることができる。
As a result, when the switching
また、制御部11は、間欠スイッチング制御時にスイッチング素子21,22を複数回オフとするタイミングを、リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度が低い位置で行うように制御するようにした。
Moreover, the
これによって、スイッチング素子21,22がオンしてから磁束密度が位置で複数回オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損が共により少なくなり、鉄損もより少なくなる。これによってリアクトルの鉄損をより抑制することが出来る。
Accordingly, when the magnetic flux density is turned off a plurality of times after the
また、制御部11は、間欠スイッチング制御時にスイッチング素子21,22を複数回オフとする際に、当該オフ時間を短くして行き、スイッチング素子21,22に流れる電流がゼロに落ち切らない内に再びオンする制御を行うようにした。この制御では、オフ時間を短くして行き電流がゼロに落ち切らない内に再びオンすると、ターンオン損失、ターンオフ損失が一部重なることになる。このように重なってもリアクトルの鉄損の増加を抑制することができる。
In addition, when the switching
また、制御部11は、間欠スイッチング制御時にスイッチング素子21,22を複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うように制御するようにした。
Moreover, the
これによって、スイッチング素子21,22の一定周期のオン区間において複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うようにしたので、その複数回のオフ、オン動作が聞こえない。従って、スイッチング損失増加時のオン/オフ動作の騒音を低減することが出来る。
As a result, the cycle of turning off a plurality of times in the ON section of the constant cycle of the switching
更に、上記のコンバータ20及び当該コンバータ20での昇圧電圧を交流電圧に変換する複数のスイッチング素子34〜39を有するインバータ30を有し、当該スイッチング素子21,22,34〜39の動作熱が冷媒で冷却される電力変換器12と、電力変換器12で冷媒が温められた高温化冷媒を熱交換する熱交換器13と、熱交換器13で熱交換された高温化冷媒を用いる暖房用ヒータ17と、暖房用ヒータ17に供給される熱源19で温められる冷媒の温度を検出する温度センサ18とを備え、コンバータ20の制御部11は、温度センサでの検出温度が予め定められた閾値以下の場合に、スイッチング素子21,22の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子21,22を複数回オフとする制御を行うようにした。
Furthermore, it has an inverter 30 having a plurality of switching
これによって、例えば熱源19からの発熱量が低下したり、暖房負荷が高まったりした際に熱源19の冷却冷媒の温度が下がり、温度センサ18からの温度センサ信号18aが所定の閾値以下となった場合、制御部11は制御信号11aによって電力変換器12のコンバータ20を間欠スイッチング制御する。この制御によって、コンバータ20のスイッチング損失が増加するので冷媒が暖められる。この温められた冷媒は、熱交換器13から暖房用ヒータ17へ流れるので、暖房用ヒータ17ではその温められた冷媒で即時暖房を行うことができる。この際、コンバータ20では、スイッチング損失が増加してもリアクトル24の鉄損の増加は抑制される。従って、コンバータ20は電圧変換を適正に行うことができる。
As a result, for example, when the amount of heat generated from the
10 コンバータを用いた電力変換器の排熱利用システム
11 制御部
11a 制御信号
12 電力変換器
13 熱交換器
16 ラジエータ
17 暖房用ヒータ
18 温度センサ
19 熱源
20 コンバータ
21,22 スイッチング素子
23 コンデンサ
24 リアクトル
30 インバータ
34〜39 スイッチング素子
D1〜D8 ダイオード
MG モータジェネレータ
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記制御手段は、前記スイッチング素子の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子が複数回オフとなる間欠スイッチング制御を行い、この間欠スイッチング制御が、前記複数回オフとなる合計時間が当該オン区間の半分の時間よりも短くなるように行われることを特徴とするコンバータ。 It has a plurality of switching elements that boost the direct current power of the battery, a capacitor is connected in parallel between the connection ends of the emitter and collector of these switching elements and both ends of the battery, and a reactor is connected in series, In the converter in which the switching element is controlled to be switched on and off at a constant cycle by the control means,
The control means performs intermittent switching control in which the switching element is turned off a plurality of times in an on section having a fixed period of the switching element, and the total time for which the intermittent switching control is turned off the plurality of times is half of the on section. A converter characterized in that it is performed so as to be shorter than the time.
前記電力変換器で冷媒が温められた高温化冷媒を熱交換する熱交換器と、
前記熱交換器で熱交換された高温化冷媒を用いる暖房用ヒータと、
前記暖房用ヒータに供給される熱源で温められる冷媒の温度を検出する温度センサとを備え、
前記コンバータの制御手段は、前記温度センサでの検出温度が予め定められた閾値以下の場合に、前記スイッチング素子の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子を複数回オフとする制御を行うことを特徴とする排熱利用システム。 A power converter comprising the converter according to any one of claims 1 to 6, wherein operating heat of a switching element of the converter is cooled by a refrigerant,
A heat exchanger for exchanging heat with the high-temperature refrigerant in which the refrigerant is warmed by the power converter;
A heater for heating using the high-temperature refrigerant heat-exchanged in the heat exchanger;
A temperature sensor for detecting a temperature of a refrigerant heated by a heat source supplied to the heater for heating,
When the temperature detected by the temperature sensor is equal to or lower than a predetermined threshold, the converter control means performs control to turn off the switching element a plurality of times during an on period of the constant period of the switching element. Waste heat utilization system.
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Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008109778A (en) * | 2006-10-25 | 2008-05-08 | Toyota Motor Corp | Apparatus and method for controlling power supply unit, program for making computer implement method, and recording medium with program recorded thereon |
JP2008288149A (en) * | 2007-05-21 | 2008-11-27 | Toyota Motor Corp | Fuel cell system |
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Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008109778A (en) * | 2006-10-25 | 2008-05-08 | Toyota Motor Corp | Apparatus and method for controlling power supply unit, program for making computer implement method, and recording medium with program recorded thereon |
JP2008288149A (en) * | 2007-05-21 | 2008-11-27 | Toyota Motor Corp | Fuel cell system |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2020108204A (en) * | 2018-12-26 | 2020-07-09 | トヨタ自動車株式会社 | Warm-up control device for vehicle |
JP7044055B2 (en) | 2018-12-26 | 2022-03-30 | トヨタ自動車株式会社 | Vehicle warm-up control device |
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