JP2011133424A - 受信信号積算方法及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周期ずれを考慮した適切な受信信号積算手法を提案すること。
【解決手段】ＧＰＳ衛星信号の受信信号がサンプリング時間間隔である１クロック毎にサンプリングされて複数のサンプリングデータが取得される。そして、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号であるＣＡコードの想定周期で受信信号を時分割した場合のコード周期を異にするサンプリングデータ組を用いて、各コード周期それぞれについて、ＣＡコードの真の周期と想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数が算出される。そして、受信信号が周期ずれ係数を用いて積算される。
【選択図】図２

Description

本発明は、受信信号積算方法及び受信装置に関する。

測位用信号を利用した測位システムとしては、ＧＰＳ（Global Positioning System）が広く知られており、携帯型電話機やカーナビゲーション装置等に内蔵されたＧＰＳ受信装置に利用されている。ＧＰＳ受信装置は、複数のＧＰＳ衛星の位置や各ＧＰＳ衛星から受信装置までの擬似距離等の情報に基づいて受信装置の位置を示す３次元の座標値と時計誤差とを求める位置算出処理を行う。

ＧＰＳ衛星信号は、スペクトラム拡散変調方式として古くから知られるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式で拡散変調された通信信号の一種である。受信信号からＧＰＳ衛星信号を捕捉する際には、受信信号と、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号であるＣＡ（Coarse and Acquisition）コードのレプリカ信号との相関処理を、周波数及びコード位相を変化させながら行って（いわゆる周波数方向及び位相方向の相関演算。周波数サーチや位相サーチとも呼ばれる。）決定する手法が一般的である（例えば特許文献１）。

特開２００７−２５６１１１号公報

ＧＰＳ衛星信号の受信信号が弱電界となる環境（例えばインドア環境、以下「弱電界環境」と称す。）では受信信号が微弱であるため、相関処理を行うことで得られる相関値に差が現れず、相関値のピークが埋もれてしまう場合がある。そこで、弱電界環境等においては、受信信号を所定期間に亘って積算し、積算した信号に対する相関処理を行うことで、相関値のピークの判別を容易にする手法が用いられる。

ところで、ＧＰＳ衛星信号の搬送波周波数は１．５７５４２［ＧＨｚ］である。また、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号であるＣＡコードは、コード長１０２３チップを１ＰＮフレームとする繰返し周期１ｍｓの擬似ランダム雑音符号であり、チップレートは１．０２３［ＭＨｚ］である。従って、理論上は、１チップ当たりの搬送波の周期数は１５４０周期であり、ＣＡコードの１コード周期当たりでは１５４０×１０２３＝１，５７５，４２０周期である。

しかし、ＧＰＳ衛星信号を実際に受信した際の受信周波数には、いわゆるドップラー周波数や、ローカルクロックの誤差（時計誤差）に起因する周波数誤差が含まれる。これらの周波数誤差の存在により、本来繰り返し周期１ｍｓであるはずのＣＡコード１周期分を受信機側で推測したコード周期（以下、この周期を「想定周期」と称する。）は、真の周期からずれることとなる。搬送波が１，５７５，４２０周期する毎にＣＡコードは１コード周期となり、この周期が「真の周期」となる。しかし、受信機は搬送波の周期をカウントしてコード周期を決定しているわけではない。コード周期は、搬送波の周期をカウントせずに、想定して決定している。より詳細には、コード周期を直接想定するのではなく、周波数を決定することで、等価的にコード周期を想定している。

このため、想定周期で受信信号を時分割した場合、搬送波が１，５７５，４２０周期ちょうどで時分割されるとは限らず、いくらかの位相のずれが生じる。すなわち、コード周期を想定して時分割しているために、あるコード周期の開始時点における搬送波の位相と、次のコード周期の開始時点における搬送波の位相との間にはずれが生じる（以下、このずれのことを「周期ずれ」と称する。）。周期ずれは、ＣＡコードの真の周期と想定周期とのずれと等価である。上記のように、コード周期の想定とは、受信周波数を求めることとも言える。受信周波数に周波数誤差が含まれることにより、周期ずれが生じるのである。

弱電界環境において、相関値のピークの判別を容易にするために受信信号を積算しようとしても、周期ずれが生じた状態で受信信号を積算した場合には、受信信号の振幅が却って小さくなる場合がある。周期を正確に把握できずに積算していくと、積算する信号の位相がずれていき、振幅の正負が入れ替わった信号を積算してしまう可能性があるためである。また、周期ずれが生じた状態で受信信号を積算し、相関処理を行った場合、判別された相関値のピークが正しい結果でない可能性もある。

本発明は、上述した課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、周期ずれを考慮した適切な受信信号積算手法を提案することにある。

以上の課題を解決するための第１の形態は、衛星信号を受信する際に前記衛星信号の拡散符号の符号周期時間を推測した想定周期で前記衛星信号の受信信号を時分割した場合に、前記受信信号のうちの第１受信信号部分と前記第１受信信号部分とは想定周期が異なる第２受信信号部分とを用いて、前記拡散符号の真の周期と前記想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数を算出することと、前記受信信号を前記周期ずれ係数を用いて積算することと、を含む受信信号積算方法である。

この第１の形態によれば、衛星信号の拡散符号の想定周期で衛星信号の受信信号を時分割した場合に、受信信号のうちの第１受信信号部分と、想定周期が異なる第２受信信号部分とを用いて、拡散符号の真の周期と想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数を算出する。そして、受信信号を周期ずれ係数を用いて積算する。

周期ずれは、衛星信号の拡散符号の真の周期と想定周期との差である。詳細は後述するが、本願発明者は、拡散符号の想定周期で衛星信号の受信信号を時分割することで得られる受信信号部分のうち、想定周期が異なる受信信号部分を用いることで、周期ずれを表す係数（指数）が算出可能であることを発見した。この周期ずれ係数を用いて受信信号を積算することで、周期ずれを考慮した適切な積算受信信号を得ることができる。

また、第２の形態として、第１の形態の受信信号積算方法であって、前記受信信号を積算することは、前記第１受信信号部分及び前記第２受信信号部分と前記周期ずれ係数とを積和することで前記受信信号を積算した信号を生成することである、受信信号積算方法を構成してもよい。

この第２の形態によれば、第１受信信号部分及び第２受信信号部分と周期ずれ係数とを積和することで、受信信号を積算した信号を生成する。受信信号部分に周期ずれ係数を乗算することで、周期ずれに起因する誤差成分を除去することができる。そのため、受信信号を積算した信号は、周期ずれに起因する信号劣化の生じていない高品質な信号となる。

また、第３の形態として、第１又は第２の形態の受信信号積算方法であって、前記周期ずれ係数を算出することは、前記受信信号のうち、前記想定周期がｎ個分（ｎは自然数）異なる前記第２受信信号部分それぞれについての前記周期ずれ係数を算出することを含み、前記受信信号を積算することは、前記想定周期がｎ個分異なる前記第２受信信号部分それぞれを積算する際に、対応する前記周期ずれ係数を用いて積算することを含む受信信号積算方法を構成してもよい。

この第３の形態によれば、拡散符号の想定周期がｎ個分異なる第２受信信号部分それぞれについての周期ずれ係数を算出する。そして、想定周期がｎ個分異なる第２受信信号部分それぞれを積算する際に、対応する周期ずれ係数を用いて積算する。複数の受信信号部分を周期ずれ係数を用いて積算することで、より品質の高い積算信号を得ることができる。

また、第４の形態として、第１〜第３の何れかの形態の受信信号積算方法であって、前記周期ずれ係数を算出することは、前記第１及び前記第２受信信号部分において、前記想定周期内で同一タイミングとなる信号部分を用いて、前記周期ずれ係数を算出することを含む、受信信号積算方法を構成してもよい。

この第４の形態によれば、第１及び第２受信信号部分において、想定周期内で同一タイミングとなる信号部分を用いて、周期ずれ係数を算出する。想定周期内でタイミングが一致する信号部分を用いることで、周期ずれ係数を適切に算出することができる。

また、第５の形態として、第１〜第４の何れかの形態の受信信号積算方法であって、前記周期ずれ係数を算出することは、前記第１受信信号部分と、前記第２受信信号部分の複素共役とを乗算することで前記周期ずれ係数を算出することを含む、受信信号積算方法を構成してもよい。

この第５の形態によれば、第１受信信号部分と、第２受信信号部分の複素共役とを乗算するといった簡易な演算により、周期ずれ係数を算出することができる。

また、第６の形態として、第４の形態の受信信号積算方法であって、前記周期ずれ係数を算出することは、前記第１受信信号部分のうちの前記想定周期内で異なるタイミングとなる信号部分と、第ｎ番目（ｎは自然数）の前記第２受信信号部分のうちの対応する同一タイミングとなる信号部分の複素共役とを乗算することと、第ｎ番目の前記第２受信信号部分に関して得られた前記各タイミングの前記乗算結果の平均を、前記第１受信信号部分と第ｎ番目の前記第２受信信号部分との周期ずれ係数とすることと、を含む、受信信号積算方法を構成してもよい。

この第６の形態によれば、第１受信信号部分のうちの想定周期内で異なるタイミングとなる信号部分と、第ｎ番目の第２受信信号部分のうちの対応する同一タイミングとなる信号部分の複素共役とを乗算する。そして、第ｎ番目の第２受信信号部分に関して得られた各タイミングの乗算結果の平均を、第１受信信号部分と第ｎ番目の第２受信信号部分との周期ずれ係数とする。このような処理を行うことで、より正確な周期ずれ係数を算出することができる。

また、第７の形態として、第１〜第６の何れかの形態の受信信号積算方法であって、前記受信信号を積算することは、前記衛星信号の搬送波が除去されていない状態の受信信号を前記周期ずれ係数を用いて積算することである、受信信号積算方法を構成してもよい。

この第７の形態によれば、衛星信号の搬送波が除去されていない状態の受信信号を周期ずれ係数を用いて積算する。受信信号から衛星信号の搬送波を除去する必要がないため、衛星信号の受信回路の簡素化が実現される。

また、第８の形態として、衛星信号を受信する際に前記衛星信号の拡散符号の符号周期時間を推測した想定周期で前記衛星信号の受信信号を時分割した場合に、前記受信信号のうちの第１受信信号部分と前記第１受信信号部分とは前記想定周期が異なる第２受信信号部分とを用いて、前記拡散符号の真の周期と前記想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数を算出する周期ずれ係数算出部と、前記受信信号を前記周期ずれ係数を用いて積算する受信信号積算部と、前記受信信号積算部により積算された信号に対する相関処理を行う相関処理部と、前記相関処理の結果に基づいて前記衛星信号を捕捉する捕捉部と、を備えた受信装置を構成してもよい。

この第８の形態によれば、周期ずれ係数算出部により、拡散符号の真の周期と想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数が算出される。そして、受信信号積算部により周期ずれ係数を用いて受信信号が積算され、積算された信号に対する相関処理が、相関処理部により行われる。そして、捕捉部により、相関処理の結果に基づいて衛星信号が捕捉される。かかる構成により、第１の形態と同様の効果が発揮されるとともに、周期ずれを考慮した積算受信信号に対する相関処理を行うことで、衛星信号を捕捉するための相関値を適切に求めることができる。

受信信号積算の原理の説明図。 受信信号積算処理の流れを示すフローチャート。 周期ずれ係数算出の原理の説明図。 受信信号積算の原理の説明図。 携帯型電話機の機能構成を示すブロック図。 ベースバンド処理回路部の回路構成の一例を示す図。 周期ずれ係数算出処理の流れを示すフローチャート。 受信信号積算処理の流れを示すフローチャート。 ベースバンド処理の流れを示すフローチャート。 コード位相検出処理の流れを示すフローチャート。

以下、図面を参照して、本発明の好適な実施形態について説明する。以下では、ＧＰＳ（Global Positioning System）衛星から発信されているＧＰＳ衛星信号を受信・捕捉するＧＰＳ受信装置に本発明を適用した場合について説明する。尚、本発明を適用可能な実施形態が以下説明する実施形態に限定されるわけでないことは勿論である。

１．原理
先ず、本実施形態における受信信号積算の原理について説明する。
ＧＰＳ衛星は、測位用衛星の一種であり、６つの地球周回軌道面それぞれに４機以上ずつ配置され、原則、地球上のどこからでも常時４機以上の衛星が幾何学的配置のもとで観測できるように運用されている。

ＧＰＳ衛星は、アルマナックやエフェメリス等の航法メッセージを、測位用信号の一種であるＧＰＳ衛星信号に含めて発信している。ＧＰＳ衛星信号は、拡散符号の一種であるＣＡ（Coarse and Acquisition）コードによって、スペクトラム拡散方式として知られるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式によって変調された１．５７５４２［ＧＨｚ］の通信信号である。ＣＡコードは、コード長１０２３チップを１ＰＮフレームとする繰返し周期１ｍｓの擬似ランダム雑音符号であり、ＧＰＳ衛星毎に異なるものである。

ＧＰＳ衛星がＧＰＳ衛星信号を発信する際の周波数（搬送波周波数）は、１．５７５４２［ＧＨｚ］と予め規定されているが、ＧＰＳ衛星やＧＰＳ受信装置の移動により生ずるドップラーの影響等により、ＧＰＳ受信装置がＧＰＳ衛星信号を受信する際の周波数は、必ずしも搬送波周波数とは一致しない。そのため、従来のＧＰＳ受信装置は、受信信号の中からＧＰＳ衛星信号を捕捉するための周波数方向の相関演算である周波数サーチ及び位相方向の相関演算である位相サーチを行ってＧＰＳ衛星信号を捕捉する。

周波数サーチ及び位相サーチでは、受信信号とＧＰＳ衛星信号の拡散符号のレプリカであるレプリカコードの発生信号との相関処理を行って相関値を取得し、相関値が最大となった周波数及び位相を検出する。ＧＰＳ衛星信号の受信信号が強電界の信号となる環境（例えば屋外環境、以下「強電界環境」と称す。）では、受信信号に対して相関処理を行った場合に相関値に明確な差が現れやすいため、相関値のピーク検出は比較的容易である。

しかし、ＧＰＳ衛星信号の受信信号が弱電界の信号となる環境（例えば屋内環境、以下「弱電界環境」と称す。）では、受信信号に対して相関処理を行った場合に相関値に明確な差が現れず、相関値のピークの判別が容易ではない場合が多い。そのため、弱電界環境等では、受信信号を所定期間に亘って積算し、積算した受信信号（以下、「積算受信信号」と称す。）に対して相関処理を行って相関値を取得する手法が用いられる。

図１は、従来における受信信号積算の概念の説明図である。ＧＰＳ衛星信号の拡散符号であるＣＡコードは周期性を有している。具体的には、コード長１０２３チップを１ＰＮフレームとし、繰返し周期を１ｍｓとして、ＧＰＳ衛星から繰り返し送信されている。そのため、ＧＰＳ衛星信号の受信信号をＣＡコードの周期時間間隔で足し上げていけば、振幅（パワー）が大きな積算信号が得られるはずである。

具体的に説明すると、ＧＰＳ衛星信号の受信信号を所定のサンプリング時間間隔でサンプリングすることで、受信信号のサンプリングデータを取得する。本実施形態では、受信信号のサンプリング単位を「クロック」と称し、１クロックの経過時間を「Ｔ」で表す。サンプリングの時間間隔（すなわち時間Ｔ）は、ＣＡコードの１チップ分の時間間隔としてもよいし、１チップをより細かく細分化した時間間隔としてもよい。

ここで、時刻「ｔ」における受信信号「ｒ（ｔ）」は、次式（１）のように表現することができる。

式（１）において、「Ｉ（ｔ）」と「Ｑ（ｔ）」はそれぞれ受信信号「ｒ（ｔ）」のＩＱ成分を示している。すなわち「Ｉ（ｔ）」は受信信号「ｒ（ｔ）」の同相成分（実部）を示し、「Ｑ（ｔ）」は「ｒ（ｔ）」の直交成分（虚部）を示す。「ＣＡ（ｔ）」はＧＰＳ衛星信号のＣＡコードを示しており、「＋１」と「−１」の何れかの値である。また、「ｅｘｐ（ｉωｔ）」は、ＧＰＳ衛星信号の搬送波を表す項である。

式（１）において「ω」は受信信号の周波数であり、次式（２）で表される。

但し、「ω_c」はＧＰＳ衛星信号の搬送波周波数であり、「ω_d」は周波数誤差（例えば、ドップラー周波数やローカルクロックの誤差（時計誤差））である。

受信信号「ｒ（ｔ）」を１クロック毎にサンプリングしていき、１つのＣＡコードの周期につき、例えばＭ＋１（ｍ＝０，１，２，・・・，Ｍ）個のサンプリングデータを取得する。そして、例えばＮ＋１（ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ）周期分サンプリングを行うと、全部で（Ｍ＋１）×（Ｎ＋１）個のサンプリングデータが得られる。

注意しなければならないのは、ここで言うＣＡコードの周期は、ＧＰＳ受信装置がＣＡコードの周期時間を推測した周期（想定周期）であって、ＣＡコードの真の周期とは異なることである。前述したように、ＧＰＳ受信装置は、ＧＰＳ衛星信号の周波数を決定することで、等価的にＣＡコードの周期を決定している。しかし、ドップラーの影響によりＧＰＳ受信装置がＧＰＳ衛星信号を受信する際の周波数は搬送波周波数とは完全に一致しない。そのため、見かけ上のＣＡコードの周期はＣＡコードの真の周期と乖離する場合がある。

また、ＧＰＳ受信装置内のローカルクロックの誤差（時計誤差）により、ＧＰＳ受信装置が内部で計測した１ｍｓの周期が正確ではなく、想定周期と真の周期とが乖離する場合もある。そのため、通常は、真の周期と想定周期との間には「周期ずれ」が生ずる。この周期ずれは、前述したように、あるコード周期の開始時点における搬送波の位相と、別のコード周期の開始時点における搬送波の位相とのずれと等価である。

本実施形態では、ＣＡコードの想定周期「Ｔ_CA」でＧＰＳ衛星信号の受信信号「ｒ（ｔ）」を時分割した場合における各想定周期の番号「ｎ」を「コード周期番号」と称し、各コード周期における受信信号のサンプリングの番号「ｍ」を「サンプリング番号」と称する。但し、「ｎ」と「ｍ」は共に自然数である。

そして、コード周期番号「ｎ」におけるサンプリング番号「ｍ」のサンプリングデータを「ｒ_n,m（ｔ）」と表記する。すなわち、コード周期番号及びサンプリング番号をこの順で下付きの添え字で表し、対応する時刻を括弧書きで表す。また、対応するＣＡコードを「ＣＡ_n,m（ｔ）」と表記する。

図１では、第０コード周期（ｎ＝０）については｛ｒ_0,0（ｔ），ｒ_0,1（ｔ＋Ｔ），ｒ_0,2（ｔ＋２Ｔ），・・・，ｒ_0,M（ｔ＋ＭＴ）｝の「Ｍ＋１個」のサンプリングデータが得られる。同様に、第１コード周期（ｎ＝１）については｛ｒ_1,0（ｔ＋Ｔ_CA），ｒ_1,1（ｔ＋Ｔ＋Ｔ_CA），ｒ_1,2（ｔ＋２Ｔ＋Ｔ_CA），・・・，ｒ_1,M（ｔ＋ＭＴ＋Ｔ_CA）｝が，・・・，第Ｎコード周期（ｎ＝Ｎ）については｛ｒ_N,0（ｔ＋ＮＴ_CA），ｒ_N,1（ｔ＋Ｔ＋ＮＴ_CA），ｒ_N,2（ｔ＋２Ｔ＋ＮＴ_CA），・・・，ｒ_N,M（ｔ＋ＭＴ＋ＮＴ_CA）｝のサンプリングデータが得られる。すなわち、各コード周期「ｎ」について「Ｍ＋１個」のサンプリングデータが得られる。

次いで、各サンプリング番号「ｍ」それぞれについて、各コード周期（ｎ＝０〜Ｎ）のサンプリングデータを合算して、積算サンプリングデータ「Ｒ_m」を取得する。具体的には、次式（３）に従って積算サンプリングデータ「Ｒ_m（ｔ）」を算出する。

但し、ＣＡコードの周期性から「ＣＡ_n,m（ｔ）＝ＣＡ_n,m（ｔ＋ｎＴ_CA）」となる性質を利用している。

例えば、サンプリング番号「ｍ＝１」に着目して説明する。図１に示すように、第０コード周期のサンプリングデータ「ｒ_0,1（ｔ＋Ｔ）」と、第１コード周期のサンプリングデータ「ｒ_1,1（ｔ＋Ｔ＋Ｔ_CA）」と、第２コード周期のサンプリングデータ「ｒ_2,1（ｔ＋Ｔ＋２Ｔ_CA）」と，・・・，第Ｎコード周期のサンプリングデータ「ｒ_N,1（ｔ＋Ｔ＋ＮＴ_CA）」とを合算して、積算サンプリングデータ「Ｒ₁（ｔ＋Ｔ）」を算出する。

ここで、式（３）を見ると、積算サンプリングデータ「Ｒ_m（ｔ）」には、「Σｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」で表される項が含まれている。この項の絶対値は、次式（４）で表されるように、最大で「Ｎ＋１」、最小で「０」となる項である。

従って、「Σｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」で表される項の値が「１」よりも小さければ、積算サンプリングデータ「Ｒ_m（ｔ）」は、元のサンプリングデータ「ｒ_n,m（ｔ）」と比べて値が小さくなる。

この意味を考察する。式（４）の「ｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」は、第０コード周期の開始時点における搬送波の位相と、第ｎコード周期の開始時点における搬送波の位相とのずれ、すなわち第ｎコード周期における周期ずれを表していると考えられる。従って、各コード周期における周期ずれの大きさによっては、受信信号を積算した場合に積算した信号の振幅（パワー）が小さくなる場合があることを意味している。

上記の計算式からわかるように、このような問題が生ずる原因は、搬送波「ｅｘｐ（ｉωｔ）」の存在によるものである。すなわち、受信信号「ｒ（ｔ）」から搬送波「ｅｘｐ（ｉωｔ）」を除去せずに受信信号を積算していくと、周期ずれの存在により、信号が強め合うどころか逆に弱め合う場合があるということである。

この問題を解決するため、本願発明者は、各コード周期における周期ずれを表す指数として「周期ずれ係数」と呼ぶ係数を算出し、この周期ずれ係数を用いて受信信号を積算する全く新しい受信信号の積算手法を考案した。

図２は、本実施形態における受信信号積算処理を示すフローチャートである。
最初に、受信信号のサンプリング処理及び蓄積処理を行う（ステップＡ１）。具体的には、受信信号を所定のサンプリング時間間隔（１クロック毎のタイミング）でサンプリングし、そのサンプリングデータ「ｒ_n,m（ｔ）」を記憶部に蓄積する。

次いで、周期ずれ係数算出処理を行う（ステップＡ３）。周期ずれ係数算出処理では、各コード周期（ｎ＝０〜Ｎ）それぞれについて、異なるコード周期の受信信号部分を用いて、周期ずれを表す周期ずれ係数を算出する。具体的には、例えば第０コード周期（ｎ＝０）を基準コード周期とした場合に、他のコード周期（ｎ＝１〜Ｎ）の周期ずれ係数「Ｓ_n」を、次式（５）に従って算出する。

但し、「ＣＡ_0,m（ｔ）×ＣＡ_n,m（ｔ＋ｎＴ_CA）＝１」となる性質を利用している。また、上付きの添え字の「＊」は複素共役を示している。

図３は、周期ずれ係数算出の原理の説明図である。基準コード周期（第０コード周期）のサンプリングデータ（第１受信信号部分）と、他のコード周期（第ｎコード周期）のサンプリングデータ（第２受信信号部分）とを用いて周期ずれ係数を算出する。具体的には、図３に示すように、第０コード周期で異なるタイミングとなる信号部分、すなわち各サンプリング番号「ｍ」（ｍ＝０〜Ｍ）のサンプリングデータ「ｒ_0,m」と、第ｎコード周期内で対応する同一タイミングとなる信号部分、すなわち対応するサンプリング番号「ｍ」（ｍ＝０〜Ｍ）のサンプリングデータの複素共役「｛ｒ_n,m｝^＊」とを、サンプリング番号「ｍ」を揃えてそれぞれ乗算する。

そして、Ｍ＋１個のサンプリングデータそれぞれについて得られた乗算結果「ｒ_0,m・｛ｒ_n,m｝^＊」の平均を、基準コード周期（第０コード周期）と第ｎコード周期との周期ずれ係数「Ｓ_n」とする。すなわち、受信信号のうち、各コード周期における受信信号部分としてのサンプリングデータの組のうち、コード周期内で同一タイミングとなるサンプリングデータを用いて、各コード周期それぞれについて周期ずれ係数を算出する。

図２の受信信号積算処理に戻って、周期ずれ係数算出処理を行った後、受信信号積算処理を行う（ステップＡ５）。受信信号積算処理では、受信信号のサンプリングデータ「ｒ_n,m」と、周期ずれ係数算出処理で算出された周期ずれ係数「Ｓ_n」とを用いて、次式（６）に従って積算サンプリングデータ「Ｒ_m」を算出する。

但し、「ＣＡ_n,m（ｔ＋ｎＴ_CA）＝ＣＡ_n,m（ｔ）」となる性質を利用している。

図４は、受信信号積算の原理の説明図である。各コード周期それぞれにおけるサンプリングデータ「ｒ_n,m」と、対応するコード周期の周期ずれ係数「Ｓ_n」とを積和することで積算サンプリングデータ「Ｒ_m」を算出する。具体的には、図４に示すように、各サンプリング番号「ｍ」（ｍ＝０〜Ｍ）それぞれについて、第ｎコード周期のサンプリングデータ「ｒ_n,m」と、第ｎコード周期の周期ずれ係数「Ｓ_n」とを乗算して、乗算値「ｒ_n,m・Ｓ_n」を算出する。そして、Ｎ＋１個のコード周期それぞれについて得られた乗算値「ｒ_n,m・Ｓ_n」を合算することで、各サンプリング番号「ｍ」それぞれについて積算サンプリングデータ「Ｒ_m」を算出する。最終的に、各サンプリング番号「ｍ」それぞれについて得られた１周期分の積算サンプリングデータ「Ｒ_m」の組が、積算された受信信号（以下、「積算受信信号」と称す。）となる。

式（５）からわかるように、周期ずれ係数「Ｓ_n」は、第０コード周期のサンプリングデータ「ｒ_0,m（ｔ）」と、第ｎコード周期のサンプリングデータの複素共役（複素数の虚部の符号を反転させたもの）「｛ｒ_n,m（ｔ＋ｎＴ）｝^＊」とを乗算することで算出され、「Ｓ_n＝ｅｘｐ（−ｉωｎＴ_CA）」で表される。これを見ると、周期ずれ係数「Ｓ_n」は、式（３）及び（４）で問題となった「ｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」の部分の複素共役となっていることがわかる。従って、サンプリングデータ「ｒ_n,m」に周期ずれ係数「Ｓ_n」を乗算することで「ｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」の部分を消去することができる。

このようにして、各コード周期「ｎ」について「ｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」の部分を消去し、その上で、各コード周期ｎについて得られた乗算値「ｒ_n,m・Ｓ_n」を足し上げることで、「Σｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」の項を含まない積算受信信号を得ることができる。

式（３）と式（６）とを比較すると、積算サンプリングデータ「Ｒ_m」の式中の「Σｅｘｐ（ｉωｎＴ_CA）」の項が、コード周期の総数である「Ｎ＋１」に置き換わっていることがわかる。「Ｎ＋１」は定数であり、値が変化することはない。従って、式（６）に従って算出される積算サンプリングデータ「Ｒ_m」は、利得が増した強い信号となる。

以上により、周期ずれ係数「Ｓ」を用いて受信信号「ｒ（ｔ）」を積算することで、ＧＰＳ衛星信号の受信信号から搬送波「ｅｘｐ（ｉωｔ）」を除去することなく、利得が増した高品質な積算受信信号を得ることができる。

尚、式（２）の「ω_d」をドップラー周波数及びＧＰＳ受信装置内のローカルクロックの誤差（時計誤差）に起因する周波数誤差としたが、その他の周波数誤差を更に含めて考えることができる。「ω_d」がいかなる値であっても、上記の受信信号積算手法により相関処理に適した信号を得ることができる。

２．実施例
次に、上述した原理を適用したＧＰＳ受信装置の実施例について説明する。ここでは、ＧＰＳ受信装置を搭載した電子機器の一種である携帯型電話機１を具体例として説明する。

２−１．構成
図５は、携帯型電話機１の機能構成を示すブロック図である。携帯型電話機１は、ＧＰＳアンテナ９と、ＧＰＳ受信部１０と、ホストＣＰＵ（Central Processing Unit）３０と、操作部４０と、表示部５０と、携帯電話用アンテナ６０と、携帯電話用無線通信回路部７０と、記憶部８０とを備えて構成される。

ＧＰＳアンテナ９は、ＧＰＳ衛星から発信されているＧＰＳ衛星信号を含むＲＦ（Radio Frequency）信号を受信するアンテナであり、受信信号をＧＰＳ受信部１０に出力する。

ＧＰＳ受信部１０は、ＧＰＳアンテナ９から出力された信号に基づいて携帯型電話機１の位置を計測する位置算出回路であり、いわゆるＧＰＳ受信装置に相当する機能ブロックである。ＧＰＳ受信部１０は、ＲＦ（Radio Frequency）受信回路部１１と、ベースバンド処理回路部２０とを備えて構成される。尚、ＲＦ受信回路部１１と、ベースバンド処理回路部２０とは、それぞれ別のＬＳＩ（Large Scale Integration）として製造することも、１チップとして製造することも可能である。

ＲＦ受信回路部１１は、ＲＦ信号の処理回路ブロックであり、所定の発振信号を分周或いは逓倍することで、ＲＦ信号乗算用の発振信号を生成する。そして、生成した発振信号を、ＧＰＳアンテナ９から出力されたＲＦ信号に乗算することで、ＲＦ信号を中間周波数の信号（以下、「ＩＦ（Intermediate Frequency）信号」と称す。）にダウンコンバートし、ＩＦ信号を増幅等した後、Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換して、ベースバンド処理回路部２０に出力する。

ベースバンド処理回路部２０は、ＲＦ受信回路部１１から出力されたＩＦ信号に対して相関演算処理等を行ってＧＰＳ衛星信号を捕捉・抽出し、データを復号して航法メッセージや時刻情報等を取り出す回路部である。

図６は、ベースバンド処理回路部２０の回路構成の一例を示す図である。ベースバンド処理回路部２０は、衛星信号捕捉部２１と、ＣＰＵ２５と、記憶部２７とを備えて構成される。

衛星信号捕捉部２１は、ＲＦ受信回路部１１から出力されたＩＦ信号である受信信号からＧＰＳ衛星信号を捕捉する回路部であり、受信信号積算処理回路部２１１と、レプリカ信号発生部２１３と、相関処理部２１５とを備えて構成される。

受信信号積算処理回路部２１１は、ＲＦ受信回路部１１から出力されたＩＦ信号である受信信号「ｒ（ｔ）」を積算する処理を行う回路部であり、積算受信信号「Ｒ（ｔ）」を相関処理部２１５に出力する。本実施形態では、受信信号積算処理回路部２１１は、デジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰ（Digital Signal Processor））等のプロセッサーとメモリとを備え、図２で説明したフローチャートに従って、受信信号積算処理をデジタル信号処理として実行することとして説明する。

受信信号積算処理回路部２１１は、各種のデータを格納するメモリとしての記憶部２１２を備えている。記憶部２１２には、例えば、受信信号をサンプリングすることで得られる受信信号のサンプリングデータ２１２１と、各コード周期について算出された周期ずれ係数のデータである周期ずれ係数データ２１２２と、積算された受信信号のデータである積算受信信号データ２１２３とが格納される。

受信信号積算処理回路部２１１は、受信信号のサンプリングデータ２１２１を用いて周期ずれ係数を算出する周期ずれ係数算出部として機能するとともに、受信信号のサンプリングデータ２１２１を周期ずれ係数を用いて積算する受信信号積算部として機能する。

従来のＧＰＳ受信装置では、受信信号「ｒ（ｔ）」から搬送波「ｅｘｐ（ｉωｔ）」を除去してから受信信号「ｒ（ｔ）」を積算する必要があったため、例えば受信信号積算処理回路部２１１に搬送波を除去するための検波部（キャリア再生部）を設ける必要があった。しかし、本実施形態では、原理で説明したように周期ずれ係数を用いて受信信号を積算するため、受信信号積算処理回路部２１１に検波部を設ける必要がない。

レプリカ信号発生部２１３は、ＧＰＳ衛星信号のＣＡコードの拡散符号レプリカの発生信号であるレプリカ信号を生成する回路部である。レプリカ信号発生部２１３は、ＣＰＵ２５から出力されるＣＡコード指示信号（捕捉対象衛星の指示信号）に従ったレプリカ信号「ＣＡ_R（ｔ）」を生成して、相関処理部２１５に出力する。

相関処理部２１５は、受信信号積算処理回路部２１１から入力した積算受信信号「Ｒ（ｔ）」と、レプリカ信号発生部２１３から入力したレプリカ信号「ＣＡ_R（ｔ）」との相関処理を行う回路部である。相関処理部２１５は、ＣＰＵ２５から入力した位相指示信号に従って、レプリカ信号の位相「Δｔ」を変化させながら「Ｒ（ｔ）」と「ＣＡ_R（ｔ＋Δｔ）」との相関を計算し、その相関値「Ｐ（Δｔ）」をＣＰＵ２５に出力する。

ＣＰＵ２５は、記憶部２７に記憶されているシステムプログラム等の各種プログラムに従ってベースバンド処理回路部２０の各部を統括的に制御するプロセッサーである。ＣＰＵ２５は、各捕捉対象衛星について、相関処理部２１５から出力される相関値「Ｐ（Δｔ）」に基づいてコード位相を検出する処理を行う。そして、検出したコード位相を用いて当該捕捉対象衛星と携帯型電話機１間の擬似距離を算出し、算出した擬似距離を利用した位置算出計算を行って、携帯型電話機１の位置を算出する。

ＣＰＵ２５は、捕捉対象衛星のＣＡコード（捕捉対象衛星のＰＲＮ番号）を指示するためのＣＡコード指示信号をレプリカ信号発生部２１３に出力し、捕捉対象衛星のレプリカ信号「ＣＡ_R（ｔ）」をレプリカ信号発生部２１３に生成させる。また、レプリカ信号「ＣＡ_R（ｔ）」の位相「Δｔ」を指示するための位相指示信号を相関処理部２１５に出力し、相関処理部２１５に、レプリカ信号「ＣＡ_R（ｔ）」の位相「Δｔ」を変化させながら相関処理を実行させる。

記憶部２７は、ＲＯＭ（Read Only Memory）やフラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory）等の記憶装置によって構成され、ＣＰＵ２５がベースバンド処理回路部２０を制御するためのシステムプログラムや、位置算出機能を実現するための各種プログラムやデータ等を記憶している。また、ＣＰＵ２５により実行されるシステムプログラム、各種処理プログラム、各種処理の処理中データ、処理結果などを一時的に記憶するワークエリアを形成している。

ホストＣＰＵ３０は、記憶部８０に記憶されているシステムプログラム等の各種プログラムに従って携帯型電話機１の各部を統括的に制御するプロセッサーである。ホストＣＰＵ３０は、ベースバンド処理回路部２０から入力した位置情報を表示部５０に表示させる処理を行ったり、当該位置情報を利用した各種のアプリケーション処理を行う。

操作部４０は、例えばタッチパネルやボタンスイッチ等により構成される入力装置であり、押下されたキーやボタンの信号をホストＣＰＵ３０に出力する。この操作部４０の操作により、通話要求やメール送受信要求、位置算出要求等の各種指示入力がなされる。

表示部５０は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）等により構成され、ホストＣＰＵ３０から入力される表示信号に基づいた各種表示を行う表示装置である。表示部５０には、位置表示画面や時刻情報等が表示される。

携帯電話用アンテナ６０は、携帯型電話機１の通信サービス事業者が設置した無線基地局との間で携帯電話用無線信号の送受信を行うアンテナである。

携帯電話用無線通信回路部７０は、ＲＦ変換回路、ベースバンド処理回路等によって構成される携帯電話の通信回路部であり、携帯電話用無線信号の変調・復調等を行うことで、通話やメールの送受信等を実現する。

記憶部８０は、ホストＣＰＵ３０が携帯型電話機１を制御するためのシステムプログラムや、位置算出機能を実現するための各種プログラムやデータ等を記憶する記憶装置である。

２−２．処理の流れ
（１）受信信号積算処理回路部２１１の処理
図７は、受信信号積算処理回路部２１１が、図２の受信信号積算処理のステップＡ３において実行する周期ずれ係数算出処理の流れを示すフローチャートである。特に説明しないが、受信信号積算処理の実行中は、ＧＰＳアンテナ９によるＲＦ信号の受信や、ＲＦ受信回路部１１によるＲＦ信号のＩＦ信号へのダウンコンバージョンが行われ、ＩＦ信号に変換された受信信号「ｒ（ｔ）」がベースバンド処理回路部２０に随時出力される状態にあるものとする。

先ず、受信信号積算処理回路部２１１は、ＲＦ受信回路部１１から出力された受信信号「ｒ（ｔ）」を所定のサンプリング時間間隔でサンプリングして受信信号のサンプリングデータ「ｒ_n,m」を取得し、記憶部２１２にサンプリングデータ２１２１として記憶させる（ステップＢ１）。

次いで、受信信号積算処理回路部２１１は、基準コード周期である第０コード周期（ｎ＝０）の周期ずれ係数「Ｓ₀」を「１」に設定して、記憶部２１２の周期ずれ係数データ２１２２に記憶させる（ステップＢ３）。

その後、受信信号積算処理回路部２１１は、基準コード周期を除く他のコード周期番号（ｎ＝１〜Ｎ）それぞれについてループＡの処理を実行する（ステップＢ５〜Ｂ１９）。また、ループＡの処理では、各サンプリング番号「ｍ」（ｍ＝０〜Ｍ）それぞれについてループＢの処理を実行する（ステップＢ７〜Ｂ１３）。

ループＢの処理では、受信信号積算処理回路部２１１は、サンプリングデータ「ｒ_n,m」の複素共役「｛ｒ_n,m｝^＊」を演算する（ステップＢ９）。そして、基準コード周期のサンプリングデータ「ｒ_0,m」と、演算した複素共役「｛ｒ_n,m｝^＊」とを乗算する（ステップＢ１１）。そして、次のサンプリング番号へと処理を移行する。

全てのサンプリング番号「ｍ」についてステップＢ９及びＢ１１の処理を行った後、受信信号積算処理回路部２１１は、ループＢの処理を終了する（ステップＢ１３）。そして、各サンプリング番号「ｍ」それぞれについて得られた乗算値「ｒ_0,m・｛ｒ_n,m｝^＊」を合算する（ステップＢ１５）。

そして、受信信号積算処理回路部２１１は、その合算値をサンプリング番号の総数Ｍ＋１で除算することで第ｎコード周期の周期ずれ係数「Ｓ_n」を算出し、記憶部２１２の周期ずれ係数データ２１２２に記憶させる（ステップＢ１７）。そして、次のコード周期番号へと処理を移行する。

全てのコード周期番号「ｎ」についてステップＢ７〜Ｂ１７の処理を行って周期ずれ係数「Ｓ_n」を算出したら、受信信号積算処理回路部２１１は、ループＡの処理を終了して（ステップＢ１９）、周期ずれ係数算出処理を終了する。

図８は、受信信号積算処理回路部２１１が、図２の受信信号積算処理のステップＡ５において実行する受信信号積算処理の流れを示すフローチャートである。

先ず、受信信号積算処理回路部２１１は、各サンプリング番号（ｍ＝０〜Ｍ）それぞれについてループＣの処理を実行する（ステップＣ１〜Ｃ１１）。また、ループＣの処理では、各コード周期番号（ｎ＝０〜Ｎ）それぞれについてループＤの処理を実行する（ステップＣ３〜Ｃ７）。

ループＤの処理では、受信信号積算処理回路部２１１は、サンプリングデータ「ｒ_n,m」と周期ずれ係数「Ｓ_n」とを乗算する（ステップＣ５）。そして、次のコード周期番号へと処理を移行する。

全てのコード周期番号「ｎ」についてステップＣ５の処理を行った後、受信信号積算処理回路部２１１は、ループＤの処理を終了する（ステップＣ７）。その後、各コード周期番号「ｎ」それぞれについて得られた乗算結果「ｒ_n,m・Ｓ_n」を合算することで、積算受信信号「Ｒ」のうちのサンプリング番号「ｍ」の部分を算出し、記憶部２１２の積算受信信号データ２１２３に記憶させる（ステップＣ９）。そして、次のサンプリング番号へと処理を移行する。

全てのサンプリング番号「ｍ」についてステップＣ３〜Ｃ９の処理を行うことで積算受信信号「Ｒ（ｔ）」を算出した後、受信信号積算処理回路部２１１は、ループＣの処理を終了して（ステップＣ１１）、受信信号積算処理を終了する。

（２）ＣＰＵ２５の処理
図９は、ベースバンド処理回路部２０のＣＰＵ２５が実行するベースバンド処理の流れを示すフローチャートである。

先ず、ＣＰＵ２５は、捕捉対象衛星判定処理を行う（ステップＤ１）。具体的には、不図示の時計部で計時されている現在時刻において、所与の基準位置の天空に位置するＧＰＳ衛星を、アルマナックやエフェメリス等の衛星軌道データを用いて判定して、捕捉対象衛星とする。基準位置は、例えば、電源投入後の初回の位置算出の場合は、いわゆるサーバーアシストによって携帯型電話機１の基地局から取得した位置とし、２回目以降の位置算出の場合は、前回の位置算出で求めた最新のＧＰＳ算出位置とする等の方法で設定できる。

次いで、ＣＰＵ２５は、ステップＤ１で判定した各捕捉対象衛星について、ループＥの処理を実行する（ステップＤ３〜Ｄ１１）。ループＥの処理では、ＣＰＵ２５は、当該ＧＰＳ衛星信号に含まれる航法メッセージに基づいて、当該捕捉対象衛星の衛星位置、衛星移動速度及び衛星移動方向等の衛星情報を算出する（ステップＤ５）。そして、ＣＰＵ２５は、コード位相検出処理を行う（ステップＤ７）。

図１０は、コード位相検出処理の流れを示すフローチャートである。
先ず、ＣＰＵ２５は、当該捕捉対象衛星のＣＡコードの指示信号をレプリカ信号発生部２１３に出力する（ステップＥ１）。そして、ＣＰＵ２５は、位相のサーチ範囲及びサーチ間隔を設定して、位相サーチに使用するサーチ位相を決定する（ステップＥ３）。

次いで、ＣＰＵ２５は、ステップＥ３で設定した各サーチ位相について、ループＦの処理を実行する（ステップＥ５〜Ｅ１１）。ループＦの処理では、ＣＰＵ２５は、当該サーチ位相「Δｔ」の指示信号を相関処理部２１５に出力する（ステップＥ７）。

ステップＥ７が実行されると、前述したように相関処理部２１５は、受信信号積算処理回路部２１１が図１〜図４で説明した原理に基づいて算出した積算受信信号「Ｒ（ｔ）」と、レプリカ信号発生部２１３から入力したレプリカ信号「ＣＡ_R（ｔ）」との相関処理を行う。相関処理部２１５は、ＣＰＵ２５から入力した位相指示信号に従って、レプリカ信号の位相「Δｔ」を変化させながら「Ｒ（ｔ）」と「ＣＡ_R（ｔ＋Δｔ）」との相関を計算し、その相関値「Ｐ（Δｔ）」をＣＰＵ２５に出力する。

ＣＰＵ２５は、相関処理部２１５から相関値「Ｐ（Δｔ）」を入力すると、当該相関値「Ｐ（Δｔ）」を記憶部２７に記憶させる（ステップＥ９）。そして、ＣＰＵ２５は、次のサーチ位相へと処理を移行する。

全てのサーチ位相についてステップＥ７及びＥ９の処理を行った後、ＣＰＵ２５は、ループＦの処理を終了する（ステップＥ１１）。そして、ＣＰＵ２５は、記憶部２７に記憶されている相関値「Ｐ（Δｔ）」が最大となったサーチ位相「Δｔ」をコード位相に決定する（ステップＥ１３）。そして、ＣＰＵ２５は、コード位相検出処理を終了する。

図９のベースバンド処理に戻って、コード位相検出処理を終了した後、ＣＰＵ２５は、ステップＤ５で算出した衛星情報と、ステップＤ７で検出したコード位相とを用いて、当該捕捉対象衛星と携帯型電話機１間の擬似距離を算出する（ステップＤ９）。擬似距離の整数部分は、例えば最新のＧＰＳ算出位置と衛星位置とを用いて算出することができ、擬似距離の端数部分は、コード位相を用いて算出することができる。擬似距離を算出した後、ＣＰＵ２５は、次の捕捉対象衛星へと処理を移行する。

全ての捕捉対象衛星についてステップＤ５〜Ｄ９の処理を行った後、ＣＰＵ２５は、ループＥの処理を終了する（ステップＤ１１）。その後、ＣＰＵ２５は、ステップＤ９で各捕捉対象衛星について算出された擬似距離を利用したＧＰＳ位置算出処理を行って携帯型電話機１の位置を算出する（ステップＤ１３）。尚、擬似距離を利用した位置算出計算の詳細については従来公知であるため、詳細な説明を省略する。

次いで、ＣＰＵ２５は、ＧＰＳ位置算出処理で算出した位置をホストＣＰＵ３０に出力する（ステップＤ１５）。そして、ＣＰＵ２５は、位置算出を終了するか否かを判定し（ステップＤ１７）、まだ終了しないと判定した場合は（ステップＤ１７；Ｎｏ）、ステップＤ１に戻る。また、位置算出を終了すると判定した場合は（ステップＤ１７；Ｙｅｓ）、ベースバンド処理を終了する。

２−３．作用効果
ベースバンド処理回路部２０の衛星信号捕捉部２１において、ＲＦ受信回路部１１から出力された受信信号が受信信号積算処理回路部２１１により積算される。すなわち、受信信号がサンプリング時間間隔である１クロック毎にサンプリングされて複数のサンプリングデータが取得される。そして、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号であるＣＡコードの想定周期で受信信号を時分割した場合のコード周期を異にするサンプリングデータ組を用いて、ＣＡコードの真の周期と想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数が算出される。そして、受信信号が周期ずれ係数を用いて積算される。

周期ずれは、ＣＡコードの真の周期と想定周期との差である。ＣＡコードの想定周期でＧＰＳ衛星信号の受信信号を時分割することで得られるサンプリングデータの組のうち、想定周期を異にするサンプリングデータの組を用いることで、周期ずれを表す係数を算出することができる。そして、この周期ずれ係数を用いて受信信号を積算することで、周期ずれを考慮した適切な積算受信信号を得ることができる。

すなわち、受信信号をサンプリング時間間隔である１クロック毎にサンプリングして、１つのコード周期につきＭ＋１個のサンプリングデータを取得する。そして、例えば第０コード周期を基準コード周期として、基準コード周期のサンプリングデータ（第１受信信号部分）と、他のＮ個のコード周期のサンプリングデータ（第２受信信号部分）とを用いて、各コード周期それぞれについて周期ずれ係数を算出する。そして、基準コード周期及び他コード周期のＮ＋１個のコード周期のサンプリングデータを積算する際に、対応するコード周期の周期ずれ係数を用いて積算する。

サンプリングデータを積算する際に、予めサンプリングデータに周期ずれ係数を乗算することで、周期ずれによる誤差成分を除去することができる。そして、周期ずれによる誤差成分が除去された信号を積算することで、振幅（パワー）が定数倍された相関処理に適した信号を得ることができる。これは言い換えるならば、搬送波が除去されていない状態のＧＰＳ衛星信号の受信信号を周期ずれ係数を用いて積算することで、周期ずれに起因する誤差成分を含まない高品質な積算受信信号を得ることができることを意味する。搬送波の除去が不用であるため、ベースバンド処理回路部２０にキャリア再生部を設ける必要がなく、ＧＰＳ受信回路の簡素化が実現される。

３．変形例
３−１．適用システム
上述した実施形態では、ＧＰＳ衛星信号の捕捉を例に挙げて説明したが、ＧＰＳ衛星信号以外の信号を受信する受信装置についても、本発明を同様に適用可能である。すなわち、拡散符号で拡散変調された衛星信号の受信信号を積算し、積算した信号に対する相関処理を行って衛星信号を捕捉する受信装置であれば本発明を適用可能である。

３−２．電子機器
また、上述した実施形態では、電子機器の一種である携帯型電話機に本発明を適用した場合を例に挙げて説明したが、本発明を適用可能な電子機器はこれに限られるわけではない。例えば、カーナビゲーション装置や携帯型ナビゲーション装置、パソコン、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、腕時計といった他の電子機器についても同様に適用することが可能である。

３−３．衛星位置算出システム
上述した実施形態では、衛星位置算出システムとしてＧＰＳを例に挙げて説明したが、ＷＡＡＳ（Wide Area Augmentation System）、ＱＺＳＳ（Quasi Zenith Satellite System）、ＧＬＯＮＡＳＳ（GLObal NAvigation Satellite System）、ＧＡＬＩＬＥＯ等の他の衛星位置算出システムであってもよい。

３−４．周期ずれ係数算出処理
上述した実施形態では、サンプリングデータ「ｒ_0,m」とサンプリングデータの複素共役「｛ｒ_n,m｝^＊」とをサンプリング番号「ｍ＝０〜Ｍ」を揃えてそれぞれ乗算することでＭ＋１個の乗算結果「ｒ_0,m・｛ｒ_n,m｝^＊」を取得し、それらを平均して第ｎコード周期の周期ずれ係数「Ｓ_n」とするものとして説明したが、次のようにして周期ずれ係数を算出してもよい。すなわち、各コード周期の全てのサンプリングデータの組を用いるのではなく、各コード周期について任意に選択した１又は２以上の受信信号部分としてのサンプリングデータを用いて周期ずれ係数「Ｓ_n」を算出する。

任意に選択したＬ個（１≦Ｌ≦Ｍ＋１）のサンプリング番号のサンプリングデータを用いる場合は、選択したサンプリング番号それぞれについての乗算結果をＬ個で平均することで、周期ずれ係数「Ｓ_n」を同様に算出することができる。例えば、任意に選択した１個のサンプリング番号「ｍ」のサンプリングデータを用いる場合は、次式（７）に従って周期ずれ係数「Ｓ_n」を算出すればよい。

３−５．受信信号積算処理
上述した実施例では、受信信号積算処理回路部２１１が受信信号の積算をデジタル信号処理としてソフトウェア的に行うものとして説明した。しかし、ソフトウェア的に行うのではなく、論理回路等の回路素子を用いたデジタル回路で構成することも可能である。

１ 携帯型電話機、 １０ ＧＰＳ受信部、 １１ ＲＦ受信回路部、
２０ ベースバンド処理回路部、 ２１ 衛星信号捕捉部、 ２５ ＣＰＵ、
２７ 記憶部、 ３０ ホストＣＰＵ、 ４０ 操作部、 ５０ 表示部、
６０ 携帯電話用アンテナ、 ７０ 携帯電話用無線通信回路部、 ８０ 記憶部、
２１１ 受信信号積算処理回路部、 ２１３ レプリカ信号発生部、
２１５ 相関処理部

Claims (8)

1. 衛星信号を受信する際に前記衛星信号の拡散符号の符号周期時間を推測した想定周期で前記衛星信号の受信信号を時分割した場合に、前記受信信号のうちの第１受信信号部分と前記第１受信信号部分とは前記想定周期が異なる第２受信信号部分とを用いて、前記拡散符号の真の周期と前記想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数を算出することと、
   前記受信信号を前記周期ずれ係数を用いて積算することと、
   を含む受信信号積算方法。
2. 前記受信信号を積算することは、前記第１受信信号部分及び前記第２受信信号部分と前記周期ずれ係数とを積和することで前記受信信号を積算した信号を生成することである、
   請求項１に記載の受信信号積算方法。
3. 前記周期ずれ係数を算出することは、前記受信信号のうち、前記想定周期がｎ個分（ｎは自然数）異なる前記第２受信信号部分それぞれについての前記周期ずれ係数を算出することを含み、
   前記受信信号を積算することは、前記想定周期がｎ個分異なる前記第２受信信号部分それぞれを積算する際に、対応する前記周期ずれ係数を用いて積算することを含む、
   請求項１又は２に記載の受信信号積算方法。
4. 前記周期ずれ係数を算出することは、前記第１及び前記第２受信信号部分において、前記想定周期内で同一タイミングとなる信号部分を用いて、前記周期ずれ係数を算出することを含む、
   請求項１〜３の何れか一項に記載の受信信号積算方法。
5. 前記周期ずれ係数を算出することは、前記第１受信信号部分と、前記第２受信信号部分の複素共役とを乗算することで前記周期ずれ係数を算出することを含む、
   請求項１〜４の何れか一項に記載の受信信号積算方法。
6. 前記周期ずれ係数を算出することは、
   前記第１受信信号部分のうちの前記想定周期内で異なるタイミングとなる信号部分と、第ｎ番目（ｎは自然数）の前記第２受信信号部分のうちの対応する同一タイミングとなる信号部分の複素共役とを乗算することと、
   第ｎ番目の前記第２受信信号部分に関して得られた前記各タイミングの前記乗算結果の平均を、前記第１受信信号部分と第ｎ番目の前記第２受信信号部分との周期ずれ係数とすることと、
   を含む、
   請求項４に記載の受信信号積算方法。
7. 前記受信信号を積算することは、前記衛星信号の搬送波が除去されていない状態の受信信号を前記周期ずれ係数を用いて積算することである、
   請求項１〜６の何れか一項に記載の受信信号積算方法。
8. 衛星信号を受信する際に前記衛星信号の拡散符号の符号周期時間を推測した想定周期で前記衛星信号の受信信号を時分割した場合に、前記受信信号のうちの第１受信信号部分と前記第１受信信号部分とは前記想定周期が異なる第２受信信号部分とを用いて、前記拡散符号の真の周期と前記想定周期との周期ずれを表す周期ずれ係数を算出する周期ずれ係数算出部と、
   前記受信信号を前記周期ずれ係数を用いて積算する受信信号積算部と、
   前記受信信号積算部により積算された信号に対する相関処理を行う相関処理部と、
   前記相関処理の結果に基づいて前記衛星信号を捕捉する捕捉部と、
   を備えた受信装置。

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