JP2011109818A - Voltage generating circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電圧から別の直流電圧を生成する電圧生成回路に関し、特に、チャージポンプ方式による電圧生成回路に関する。 The present invention relates to a voltage generation circuit that generates another DC voltage from a DC voltage, and more particularly to a voltage generation circuit using a charge pump system.
従来からのチャージポンプ方式による電圧生成回路として、例えば図5に示すように、2倍昇圧のDC/DCコンバータが知られている。このDC/DCコンバータは、2倍昇圧のチャージポンプ回路101と、チャージポンプ回路101を駆動する駆動回路102と、出力コンデンサC5とを備えている。チャージポンプ回路101は、MOSトランジスタQ9〜Q12とコンデンサC6から構成されている。駆動回路102は、発振回路103の出力により規定されるタイミングで各MOSトランジスタQ9〜Q12のオンオフを制御する。
As a conventional voltage generation circuit using a charge pump system, for example, as shown in FIG. 5, a double boost DC / DC converter is known. This DC / DC converter includes a
図5に示す従来例の動作を説明する。MOSトランジスタQ9、Q10には寄生ダイオードがある。電源が投入されると、MOSトランジスタQ9、Q10の寄生ダイオードにより、入力直流電圧Vinが電荷のない出力コンデンサC5を急激に充電する。これにより、出力コンデンサC5に大きな充電電流が流れる。またこのとき、MOSトランジスタQ10、Q12のみをオンとするので、入力直流電圧Vinが電荷の殆どないコンデンサC6を充電する。 The operation of the conventional example shown in FIG. 5 will be described. MOS transistors Q9 and Q10 have parasitic diodes. When the power is turned on, the input DC voltage Vin suddenly charges the uncharged output capacitor C5 by the parasitic diodes of the MOS transistors Q9 and Q10. As a result, a large charging current flows through the output capacitor C5. At this time, since only the MOS transistors Q10 and Q12 are turned on, the input DC voltage Vin charges the capacitor C6 having almost no charge.
次に、駆動回路102が、MOSトランジスタQ9、Q11のみをオンとする。これにより、入力直流電圧VinにコンデンサC6の充電電圧を加算した電圧がコンデンサC5に印加され、コンデンサC5に更に大きな充電電流が流れる。
Next, the
さらに、駆動回路102は、MOSトランジスタQ9,Q11をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ10,Q12をオンにする。これにより、入力直流電圧VinがコンデンサC6に印加され、コンデンサC6に比較的大きな充電電流が流れる。
Further, the
次に、駆動回路102は、MOSトランジスタQ10、Q12をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ9,Q11をオンとする。これにより、入力直流電圧VinにコンデンサC6の充電電圧を加算した電圧がコンデンサC5に印加され、コンデンサC5に更に大きな充電電流が流れる。
Next, the
以後、これらの動作を繰り返すことにより、コンデンサC5の充電電流が徐々に減少していき、これに伴って、コンデンサC5の端子間電圧、すなわち、出力電圧Voutが徐々に増加し、最終的に入力直流電圧Vinの2倍の電圧になる。 Thereafter, by repeating these operations, the charging current of the capacitor C5 gradually decreases, and accordingly, the voltage between the terminals of the capacitor C5, that is, the output voltage Vout gradually increases, and finally input. The voltage becomes twice the DC voltage Vin.
その後、チャージポンプ回路102は、MOSトランジスタQ10,Q12のみをオンすることにより、コンデンサC6を入力直流電圧Vinまで充電する。さらに、MOSトランジスタQ10,Q12をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ9,Q11をオンにすることにより、コンデンサC6の充電電圧に入力直流電圧Vinを足した電圧でコンデンサC5を充電する。これを繰り返すことで、出力電圧Voutが、入力直流電圧Vinの2倍の電圧に維持される。
Thereafter, the
このように、従来のDC/DCコンバータでは、チャージポンプ回路の動作開始時に、コンデンサC6と出力コンデンサC5に大きな充電電流、すなわち突入電流が流れる。これが、機器に良くない影響を及ぼす。このような突入電流を低減する方法が、特許文献1に記載されている。DC/DCコンバータの非動作時に、コンデンサC6および出力コンデンサC5をそれぞれ予め充電しておく予備充電回路を設ける。具体的には、図6に示すように、チャージポンプ回路が非作動のときにも、コンデンサC5,C6をそれぞれ充電可能にするMOSトランジスタQ13,Q14を設ける。
As described above, in the conventional DC / DC converter, when the operation of the charge pump circuit is started, a large charging current, that is, an inrush current flows through the capacitor C6 and the output capacitor C5. This has a negative effect on the equipment. A method for reducing such inrush current is described in
特許文献1に記載されるDC/DCコンバータでは、突入電流を低減するための予備充電回路が機器のコストアップやサイズアップの要因となる。
In the DC / DC converter described in
本発明は、より簡易な構成で突入電流を低減した電圧生成回路を提示することを目的とする。 An object of this invention is to show the voltage generation circuit which reduced the inrush current by simpler structure.
本発明に係る電圧生成回路は、直流電源から供給される直流電圧を別の電圧に変換するDC/DCコンバータであって、電圧出力開始からスロースタートを行うDC/DCコンバータと、前記DC/DCコンバータの出力を入力電源とし、複数のスイッチング素子をスイッチングすることにより前記入力電源の電圧を昇圧するチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の前記複数のスイッチング素子を制御する駆動回路と、前記駆動回路の動作開始と動作停止を制御する起動・停止制御回路とを備え、前記DC/DCコンバータの出力を前記駆動回路の電源に供給し、かつ、前記DC/DCコンバータの出力と前記駆動回路を並列に接続し、前記DC/DCコンバータのスロースタート期間に前記チャージポンプ回路を動作開始させることを特徴とする。 A voltage generation circuit according to the present invention is a DC / DC converter that converts a DC voltage supplied from a DC power source into another voltage, a DC / DC converter that performs a slow start from a voltage output start, and the DC / DC A charge pump circuit that boosts the voltage of the input power supply by switching a plurality of switching elements using an output of the converter as an input power supply, a drive circuit that controls the plurality of switching elements of the charge pump circuit, and the drive circuit A start / stop control circuit for controlling the start and stop of the operation, supplying the output of the DC / DC converter to the power supply of the drive circuit, and paralleling the output of the DC / DC converter and the drive circuit To start operation of the charge pump circuit during a slow start period of the DC / DC converter. And wherein the door.
本発明に係る電圧生成回路は、直流電源から供給される直流電圧を別の電圧に変換するDC/DCコンバータであって、電圧出力開始からスロースタートを行うDC/DCコンバータと、前記DC/DCコンバータの出力を入力電源とし、複数のスイッチング素子をスイッチングすることにより前記入力電源の電圧を昇圧するチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の前記複数のスイッチング素子を制御する駆動回路とを備え、前記DC/DCコンバータの出力を前記駆動回路の電源に供給し、前記DC/DCコンバータの出力を前記チャージポンプ回路の動作開始あるいは動作停止を制御する制御信号とし、前記DC/DCコンバータのスロースタート期間に前記チャージポンプ回路を動作開始させることを特徴とする。 A voltage generation circuit according to the present invention is a DC / DC converter that converts a DC voltage supplied from a DC power source into another voltage, a DC / DC converter that performs a slow start from a voltage output start, and the DC / DC A charge pump circuit that boosts the voltage of the input power supply by switching a plurality of switching elements using an output of the converter as an input power supply; and a drive circuit that controls the plurality of switching elements of the charge pump circuit, The output of the DC / DC converter is supplied to the power supply of the drive circuit, the output of the DC / DC converter is used as a control signal for controlling the start or stop of the operation of the charge pump circuit, and the slow start period of the DC / DC converter The operation of the charge pump circuit is started.
本発明では、DC/DCコンバータのスロースタート期間に、チャージポンプ回路を動作開始させるので、チャージポンプ回路の動作開始時における突入電流を従来よりも小さくすることができる。 In the present invention, since the operation of the charge pump circuit is started during the slow start period of the DC / DC converter, the inrush current at the start of the operation of the charge pump circuit can be made smaller than the conventional one.
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施例である電圧生成回路の概略構成図を示す。1は電池やアダプターなどの直流電源である。2は直流電源1から供給される直流電圧を所望の直流電圧に変換するDC/DCコンバータである。DC/DCコンバータ2は、電圧出力開始から所望の電圧まで予め定められた時間をかけて電圧出力を上げていくスロースタートを行う。3は2倍昇圧のチャージポンプ回路である。チャージポンプ回路3は、複数のスイッチング素子(MOSトランジスタQ1〜Q4)とスイッチトキャパシタC1と出力平滑キャパシタC2から構成されている。チャージポンプ回路3は、DC/DCコンバータ2の出力を入力とする。
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a voltage generation circuit according to an embodiment of the present invention.
4はチャージポンプ回路3のトランジスタQ1〜Q4を駆動する駆動回路である。5は駆動回路4に供給する信号を発振する発振回路である。6はDC/DCコンバータ2およびチャージポンプ回路3の動作開始と動作停止を制御する起動・停止制御回路である。7、8は電流制限抵抗である。
A
チャージポンプ回路3では、MOSトランジスタQ1〜Q4がチャージポンプ回路3の出力ラインとGNDとの間に直列に接続されており、並列に出力平滑キャパシタC2が接続されている。MOSトランジスタQ1〜Q4の各ゲートに、駆動回路4から所定の駆動信号(オンオフ制御信号)が印加される。MOSトランジスタQ1とMOSトランジスタQ2の共通接続部と、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4の共通接続部との間に、スイッチトキャパシタC1が接続されている。DC/DCコンバータ2の出力は、MOSトランジスタQ2とMOSトランジスタQ3との共通接続部に接続し、かつ、駆動回路4の電源端子に接続する。
In the
電流制限抵抗7、8は、チャージポンプ回路3の入力とGNDとの間に直列に接続されている。電流制限抵抗7と電流制限抵抗8の共通接続部が、駆動回路4の制御端子CTLに接続し、起動・停止制御回路6に接続する。起動・停止制御回路6の制御信号出力は、DC/DCコンバータ2の制御端子CTLに接続する。
The current limiting
図2は、図1に示すDC/DCコンバータのタイミングチャートを示す。S1は、DC/DCコンバータ2の起動あるいは停止を制御する制御信号を示す。S2はDC/DCコンバータ2の出力電圧を示し、チャージポンプ回路3および駆動回路4の入力電源電圧でもある。S3は、起動・停止制御回路6が駆動回路4の起動あるいは停止を制御する制御信号を示す。S4は駆動回路2の起動あるいは停止を制御する制御信号を示す。S5はMOSトランジスタQ2およびQ4の駆動信号を示す。S6はMOSトランジスタQ1およびQ3の駆動信号を示す。S7はスイッチトキャパシタC1の両極間の電圧を示す。S8はMOSトランジスタQ2およびQ4のオン抵抗を示す。S9はMOSトランジスタQ1およびQ3のオン抵抗を示す。S10はチャージポンプ回路3の出力電圧を示す。
FIG. 2 shows a timing chart of the DC / DC converter shown in FIG. S <b> 1 indicates a control signal for controlling the start or stop of the DC /
本実施例の動作を説明する。直流電源1が接続され、外部から起動操作が行われると、起動・停止制御回路6は、DC/DCコンバータ2に起動信号を送る(図2のT1)。DC/DCコンバータ2は、この起動信号に応じてスロースタートを行い、予め定められた時間をかけて出力電圧を所望の電圧値まで上げていく(図2のT1〜T7)。同時に、チャージポンプ回路3および駆動回路4の入力電圧はDC/DCコンバータ2の出力電圧と同電位で上昇する。駆動回路4にはDC/DCコンバータ2の出力を電流制限抵抗7,8で分圧された電圧が起動信号として入力される。ここで、外部から所望の動作が行われない場合、起動・停止制御回路6はチャージポンプ回路3を起動するための駆動回路4への接続ラインをオープンに制御する(図2のT1〜T11)。
The operation of this embodiment will be described. When the
DC/DCコンバータ2が電圧を出力すると、MOSトランジスタQ1,Q2の寄生ダイオードにより、出力平滑キャパシタC2が充電される。しかし、本実施例では、DC/DCコンバータ2の起動時にスロースタートを行うので、出力平滑キャパシタC2への突入電流を低減できる。
When the DC /
駆動回路4の電源端子VDDにDC/DCコンバータ2の出力電圧が印加され、制御端子CTLに駆動信号が印加されると、駆動回路4は、MOSトランジスタQ2,Q4を駆動する駆動信号(オンオフ制御信号)を出力する(図2のT2)。図7は、MOSトランジスタのゲート電圧とオン抵抗の関係を示す。図7で、v1はMOSトランジスタの最小駆動電圧を示す。RDS1はゲートに最小駆動電圧を印加した際のMOSトランジスタのオン抵抗を示す。一般的に、MOSトランジスタはゲートに印加する電圧を最小駆動電圧v1より高くすると、オン抵抗は小さくなる(図7中のv1〜v2)。駆動電圧v2より高いと、オン抵抗の変化は一定値となる。
When the output voltage of the DC /
駆動回路4の電源電圧がMOSトランジスタQ2,Q4の駆動電圧に達すると(図2のT4)、MOSトランジスタQ2,Q4がオンになる。すると、スイッチトキャパシタC1はチャージポンプ回路3の入力電源であるDC/DCコンバータ2の出力電圧まで充電される。この時、MOSトランジスタQ2,Q4は低いゲート電圧でオンするので、MOSトランジスタQ2,Q4のオン抵抗は大きく、従って、スイッチトキャパシタC1への突入電流は小さい。
When the power supply voltage of the
次に、駆動回路4は、MOSトランジスタQ2、Q4をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ1,Q3を駆動する駆動信号(オンオフ制御信号)を出力する(図2のT3)。駆動回路4の電源電圧がMOSトランジスタQ1,Q3の駆動電圧に達すると(図2のT5)、MOSトランジスタQ1,Q3がオンになる。これにより、DC/DCコンバータ2の出力電圧にスイッチトキャパシタC1の充電電圧を加算した電圧が、出力平滑キャパシタC2に印加される。すなわち、チャージポンプ回路3は、出力平滑キャパシタC2を入力電圧より高い電圧で充電する。この時、MOSトランジスタQ1,Q3は低いゲート電圧でオンするのでMOSトランジスタQ1,Q3のオン抵抗が大きく、出力平滑キャパシタC2への突入電流が小さくなる。
Next, the
続けて、駆動回路4がMOSトランジスタQ1,Q3をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ2,Q4をオンにする。これにより、スイッチトキャパシタC1は、DC/DCコンバータ2の出力電圧で充電される(図2のT6)。次に、駆動回路4は、MOSトランジスタQ2,Q4をオフすると同時に、MOSトランジスタQ1,Q3をオンにする(図2のT7)。これにより、再び、DC/DCコンバータ2の出力電圧にスイッチトキャパシタC1の充電電圧を加算した電圧が、出力平滑キャパシタC2に印加される。
Subsequently, the
2回目以降にMOSトランジスタQ2,Q4をオン又はMOSトランジスタQ1,Q3をオンにしたときにも、スイッチトキャパシタC1および出力平滑キャパシタC2に突入電流が流れうる。しかし、このときの突入電流は、スイッチトキャパシタC1および出力平滑キャパシタC2に1回目に充電された電荷が残っているので、小さい。 When the MOS transistors Q2 and Q4 are turned on or the MOS transistors Q1 and Q3 are turned on after the second time, an inrush current can flow through the switched capacitor C1 and the output smoothing capacitor C2. However, the inrush current at this time is small because the first charged charge remains in the switched capacitor C1 and the output smoothing capacitor C2.
以後、これらの動作を繰り返すことにより、出力平滑キャパシタC2の電圧が徐々に増加し、最終的にDC/DCコンバータ2の出力電圧の2倍の電圧になる(図2のT8)。 Thereafter, by repeating these operations, the voltage of the output smoothing capacitor C2 gradually increases and finally becomes twice the output voltage of the DC / DC converter 2 (T8 in FIG. 2).
外部から停止操作が行われると、起動・停止制御回路6はDC/DCコンバータ2に停止信号を送る(図2のT9)。停止信号が入力されると、DC/DCコンバータ2は電圧出力をGNDレベルまで下げていく(図2のT9〜T10)。同時に、チャージポンプ回路3の入力電源電圧はDC/DCコンバータ2の出力電圧に連れて低下し、チャージポンプ回路3の出力電圧も低下する。
When a stop operation is performed from the outside, the start /
外部からの停止操作に対して、DC/DCコンバータ2の出力は停止せず、チャージポンプ回路3の出力電圧のみを下げたい場合がある。このような場合、起動・停止制御回路6はチャージポンプ回路3を起動するための駆動回路4への接続ラインをGNDレベルに制御する(図2のT11)。駆動回路4への接続ラインがGNDレベルに制御されると、駆動回路4は、MOSトランジスタQ1〜Q4の制御を停止する、すなわち、オフにする。これにより、チャージポンプ回路3の出力電圧はGNDレベルまで低下する(図2のT11〜T12)。
In some cases, the output of the DC /
本実施例では、DC/DCコンバータ2の出力をチャージポンプ回路3の駆動回路4の電源端子および制御端子に接続し、DC/DCコンバータ2のスロースタート期間中にチャージポンプ回路3を動作開始させる。これにより、チャージポンプ回路3の起動時におけるスイッチトキャパシタC1および前記出力平滑キャパシタC2への突入電流を低減できる。
In this embodiment, the output of the DC /
図3は、本発明の第2実施例の概略構成図を示す。11は電池やACアダプタなどの直流電源である。12は直流電源11から供給される直流電圧を所望の直流電圧に変換する2チャンネル出力のDC/DCコンバータである。DC/DCコンバータ12は、電圧出力開始から所望の電圧まで予め定められた時間をかけて出力電圧を上げていくスロースタートを行う。13は2倍昇圧のチャージポンプ回路である。チャージポンプ回路13は、MOSトランジスタQ5〜Q8とスイッチトキャパシタC3と出力平滑キャパシタC4からなり、DC/DCコンバータ12の第1チャンネル出力を入力電源として動作する。
FIG. 3 shows a schematic block diagram of the second embodiment of the present invention.
14はチャージポンプ回路13のトランジスタQ5〜Q8を駆動する駆動回路である。15は駆動回路14に供給する信号を発振する発振回路である。16はDC/DCコンバータ12およびチャージポンプ回路13の動作開始と動作停止を制御する起動・停止制御回路である。17、18は電流制限抵抗である。
A
チャージポンプ回路13では、MOSトランジスタQ5〜Q8がチャージポンプ回路13の出力ライン5とGNDとの間に直列に接続され、並列に出力平滑キャパシタC4が接続されている。各MOSトランジスタQ5〜Q8のゲートには、駆動回路14から所定の駆動信号(オンオフ制御信号)が印加される。
In the
MOSトランジスタQ5とMOSトランジスタQ6の共通接続部と、MOSトランジスタQ7とMOSトランジスタQ8の共通接続部との間にスイッチトキャパシタC3が接続されている。MOSトランジスタQ6とMOSトランジスタQ7との共通接続部と、駆動回路14の電源端子VDDに、DC/DCコンバータ12の第1チャンネル出力3が接続する。
A switched capacitor C3 is connected between the common connection portion of the MOS transistors Q5 and Q6 and the common connection portion of the MOS transistors Q7 and Q8. The
電流制限抵抗17,18はDC/DCコンバータ12の第2チャンネル出力ライン4とGNDとの間に直列に接続されている。電流制限抵抗17と電流制限抵抗18の共通接続部が、駆動回路14の制御端子CTLと、起動・停止制御回路16の制御信号出力に接続する。
The current limiting
起動・停止制御回路16は、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルおよび第2チャンネルの各制御端子CTLに接続する。
The start /
図4は、図3に示す実施例の動作例のタイミングチャートを示す。S101はDC/DCコンバータ12の第1チャンネルの起動及び停止を制御する制御信号を示す。S102はDC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧を示し、同時に、チャージポンプ回路3の入力電源電圧でもある。S103は、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの起動および停止を制御する制御信号を示す。S104はDC/DCコンバータ12の出力電圧を示し、駆動回路14の入力電源電圧でもある。S105は起動・停止制御回路16が出力する駆動回路14の起動及び停止を制御する制御信号を示す。S106は、駆動回路12の起動および停止を制御する制御信号を示す。S107は、MOSトランジスタQ6,Q8の駆動信号(オンオフ制御信号)を示す。S108は、MOSトランジスタQ5,Q7の駆動信号(オンオフ制御信号)を示す。S109は、スイッチトキャパシタC3の両極間の電圧を示す。S110は、MOSトランジスタQ6,Q8のオン抵抗を示す。S111は、MOSトランジスタQ5,Q7のオン抵抗を示す。S112は、チャージポンプ回路13の出力電圧を示す。
FIG. 4 shows a timing chart of an operation example of the embodiment shown in FIG. S101 indicates a control signal for controlling the start and stop of the first channel of the DC /
本実施例の動作を説明する。直流電源11がDC/DCコンバータ12に接続され、外部から起動操作が行われたとする。すると、起動・停止制御回路16は、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルに起動信号を送る(図4のT101)。起動信号の入力により、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルはスロースタートを行い、予め定められた時間をかけて出力電圧を所望の電圧値まで上げていく(図4のT101〜T102)。DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧の上昇に連れて、チャージポンプ回路13の入力電源電圧も上昇する。
The operation of this embodiment will be described. It is assumed that the
DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧が所望の電圧値まで上昇すると、起動・停止制御回路16は、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルに起動信号を送る(図4のT102)。起動信号の入力により、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルは、スロースタートを行い、ある一定の時間をかけて出力電圧を所望の電圧値まで上げていく(図4の中T102〜T107)。
When the output voltage of the first channel of the DC /
DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力電圧の上昇に連れて、駆動回路14の電源端子VDDの入力電圧が上昇する。また、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力電圧を電流制限抵抗7,8で分圧した電圧が起動信号として、駆動回路14の制御端子CTLに印加される。
As the output voltage of the second channel of the DC /
ここで、外部から所望の動作が行われない場合、起動・停止制御回路16はチャージポンプ回路13を起動するための駆動回路14への接続ラインをオープンに制御する(図4のT101〜)。DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力電圧は、MOSトランジスタQ5,Q6の寄生ダイオードを介して出力平滑キャパシタC4を充電する。本実施例では、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルが起動時にスロースタートを行うので、出力平滑キャパシタC4への突入電流を低減できる。
Here, when a desired operation is not performed from the outside, the start /
駆動回路14の電源端子VDDにDC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力電圧が供給され、制御端子CTLに起動信号(DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力電圧を電流制限抵抗17,18で分圧した電圧)が印加される。すると、駆動回路14は、MOSトランジスタQ6,Q8に駆動信号(オンオフ制御信号)を出力する(図2のT103)。駆動回路14の電源電圧がMOSトランジスタQ6,Q8の駆動電圧に達すると(図2のT105)、MOSトランジスタQ6,Q8がオンになる。この状態では、スイッチトキャパシタC3は、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧により充電される。MOSトランジスタQ6,Q8は低いゲート電圧でオンするので、MOSトランジスタQ6,Q8のオン抵抗が大きく、スイッチトキャパシタC3への突入電流が小さくなる。
The output voltage of the second channel of the DC /
次に、駆動回路14は、MOSトランジスタQ6、Q8をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ5,Q7をオンにする(図4のT104)。駆動回路14の電源電圧がMOSトランジスタQ5,Q7の駆動電圧に達すると(図4のT106)、MOSトランジスタQ5,Q7がオンになる。この状態では、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧にスイッチトキャパシタC3の充電電圧を加算した電圧が、出力平滑キャパシタC4に印加され、出力平滑キャパシタC4を充電する。MOSトランジスタQ5,Q7は低いゲート電圧でオンするので、MOSトランジスタQ5,Q7のオン抵抗が大きくなり、出力平滑キャパシタC4への突入電流が小さくなる。
Next, the
駆動回路14は次に、MOSトランジスタQ5、Q7をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ6,Q8をオンにする。これにより、スイッチトキャパシタC3は、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧で充電される(図4のT108)。
Next, the
駆動回路14は、MOSトランジスタQ6,Q8をオフにすると同時に、MOSトランジスタQ5,Q7をオンにする(図4のT107)。この状態では、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧にスイッチトキャパシタC3の充電電圧を加算した電圧が、出力平滑キャパシタC4に印加され、出力平滑キャパシタC4を充電する。
The
2回目以降にMOSトランジスタQ5,Q7をオン(又はMOSトランジスタQ6,Q8をオン)にしたときには、スイッチトキャパシタC3および出力平滑キャパシタC4に電荷が残っている。従って,スイッチトキャパシタC3および出力平滑キャパシタC4への突入電流は、従来例よりも少なくなる。 When the MOS transistors Q5 and Q7 are turned on after the second time (or the MOS transistors Q6 and Q8 are turned on), charges remain in the switched capacitor C3 and the output smoothing capacitor C4. Therefore, the inrush current to the switched capacitor C3 and the output smoothing capacitor C4 is smaller than that in the conventional example.
以後、これらの動作を繰り返すことにより、出力ライン5の出力電圧が徐々に増加していき、最終的に、DC/DCコンバータ12の第1チャンネルの出力電圧の2倍の電圧になる(図4のT107)。
Thereafter, by repeating these operations, the output voltage of the
外部からチャージポンプ回路13の停止操作が行われると、起動・停止制御回路16は、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルに停止信号を送る(図4のT109)。この停止信号により、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルは、出力電圧をGNDレベルまで下げていく(図4のT109〜T110)。DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力電圧の低下に連動して、駆動信号S107,S108の電圧が低下し、チャージポンプ回路13の出力電圧(S112)も低下する。
When the stop operation of the
外部からチャージポンプ回路13の停止操作が行われるが、DC/DCコンバータ12の第2チャンネルの出力4を停止せず、チャージポンプ回路13の出力電圧5のみを停止したい場合は、次のようにする。すなわち、起動・停止制御回路16は、チャージポンプ回路13を起動するための駆動回路14への接続ラインをGNDレベルに制御する(図4のT111〜T112)。これにより、駆動回路14は、チャージポンプ回路13の動作を停止させる。別の方法として、DC/DCコンバータ12の第1のチャンネルを停止させることで、チャージポンプ回路13の出力電圧5を停止してもよい(図2中T113)。
第2実施例では、DC/DCコンバータ12の第2のチャンネルの出力をチャージポンプ回路13の駆動回路14の起動信号に接続した。DC/DCコンバータ12の、チャージポンプ回路13の電圧出力開始タイミングより前に電圧出力を開始する複数のチャンネルのうち、最も遅いチャンネルの出力をチャージポンプ回路3の電源とする。そして、DC/DCコンバータ12のスロースタート期間中にチャージポンプ回路13を動作開始させる。これにより、チャージポンプ回路3の起動時におけるスイッチトキャパシタC1および前記出力平滑キャパシタC2への突入電流を低減できる。チャージポンプ回路13の電圧出力開始タイミングの直前に駆動回路14を起動することで、チャージポンプ回路13の待機電流を低減できる。
When the
In the second embodiment, the output of the second channel of the DC /
Claims (9)
前記DC/DCコンバータの出力を入力電源とし、複数のスイッチング素子をスイッチングすることにより前記入力電源の電圧を昇圧するチャージポンプ回路と、
前記チャージポンプ回路の前記複数のスイッチング素子を制御する駆動回路と、
前記駆動回路の動作開始と動作停止を制御する起動・停止制御回路
とを備え、
前記DC/DCコンバータの出力を前記駆動回路の電源に供給し、かつ、前記DC/DCコンバータの出力と前記駆動回路を並列に接続し、前記DC/DCコンバータのスロースタート期間に前記チャージポンプ回路を動作開始させることを特徴とする電圧生成回路。 A DC / DC converter that converts a DC voltage supplied from a DC power source into another voltage, a DC / DC converter that performs a slow start from a voltage output start; and
A charge pump circuit that uses the output of the DC / DC converter as an input power supply and boosts the voltage of the input power supply by switching a plurality of switching elements;
A drive circuit for controlling the plurality of switching elements of the charge pump circuit;
A start / stop control circuit for controlling operation start and operation stop of the drive circuit;
The output of the DC / DC converter is supplied to the power supply of the drive circuit, and the output of the DC / DC converter and the drive circuit are connected in parallel, and the charge pump circuit is in a slow start period of the DC / DC converter. A voltage generation circuit characterized by starting operation.
前記チャージポンプ回路の入力電源は、前記複数のチャンネルのうちで電圧出力開始タイミングの遅いチャンネルである
ことを特徴とする請求項1に記載の電圧生成回路。 The DC / DC converter includes a plurality of channels that start voltage output before the voltage output start timing of the charge pump circuit,
2. The voltage generation circuit according to claim 1, wherein an input power source of the charge pump circuit is a channel having a later voltage output start timing among the plurality of channels.
前記駆動回路の電源は、前記複数のチャンネルのうちで電圧出力開始タイミングの遅いチャンネルである
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の電圧生成回路。 The DC / DC converter includes a plurality of channels that start voltage output before the voltage output start timing of the charge pump circuit,
3. The voltage generation circuit according to claim 1, wherein a power source of the driving circuit is a channel having a late voltage output start timing among the plurality of channels. 4.
前記駆動回路と並列に接続する前記DC/DCコンバータの出力は、前記複数のチャンネルのうちで電圧出力開始タイミングの遅いチャンネルである
ことを特徴とする請求項1ないし3の何れか1項に記載の電圧生成回路。 The DC / DC converter includes a plurality of channels that start voltage output before the voltage output start timing of the charge pump circuit,
4. The output of the DC / DC converter connected in parallel with the drive circuit is a channel with a late voltage output start timing among the plurality of channels. Voltage generator circuit.
ことを特徴とする請求項1ないし4の何れか1項に記載の電圧生成回路。 5. The voltage generation according to claim 1, wherein the drive circuit does not control operation start or operation stop of the drive circuit during a slow start period of the DC / DC converter. circuit.
前記DC/DCコンバータの出力を入力電源とし、複数のスイッチング素子をスイッチングすることにより前記入力電源の電圧を昇圧するチャージポンプ回路と、
前記チャージポンプ回路の前記複数のスイッチング素子を制御する駆動回路
とを備え、
前記DC/DCコンバータの出力を前記駆動回路の電源に供給し、前記DC/DCコンバータの出力を前記チャージポンプ回路の動作開始あるいは動作停止を制御する制御信号とし、前記DC/DCコンバータのスロースタート期間に前記チャージポンプ回路を動作開始させる
ことを特徴とする電圧生成回路。 A DC / DC converter that converts a DC voltage supplied from a DC power source into another voltage, a DC / DC converter that performs a slow start from a voltage output start; and
A charge pump circuit that uses the output of the DC / DC converter as an input power supply and boosts the voltage of the input power supply by switching a plurality of switching elements;
A drive circuit for controlling the plurality of switching elements of the charge pump circuit,
The output of the DC / DC converter is supplied to the power supply of the drive circuit, and the output of the DC / DC converter is used as a control signal for controlling the start or stop of the operation of the charge pump circuit. A voltage generation circuit which starts operation of the charge pump circuit during a period.
前記チャージポンプ回路の入力電源は、前記複数のチャンネルのうちで電圧出力開始タイミングの遅いチャンネルである
ことを特徴とする請求項6に記載の電圧生成回路。 The DC / DC converter includes a plurality of channels that start voltage output before the voltage output start timing of the charge pump circuit,
The voltage generation circuit according to claim 6, wherein an input power source of the charge pump circuit is a channel with a late voltage output start timing among the plurality of channels.
前記駆動回路の電源は、前記複数のチャンネルのうちで電圧出力開始タイミングの遅いチャンネルである
ことを特徴とする請求項6又は7に記載の電圧生成回路。 The DC / DC converter includes a plurality of channels that start voltage output before the voltage output start timing of the charge pump circuit,
8. The voltage generation circuit according to claim 6, wherein a power source of the drive circuit is a channel having a late voltage output start timing among the plurality of channels. 9.
前記駆動回路は、前記複数のチャンネルのうちで電圧出力開始タイミングの遅いチャンネルの出力から、前記チャージポンプ回路の前記複数のスイッチング素子を制御する制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項6ないし8の何れか1項に記載の電圧生成回路。 The DC / DC converter includes a plurality of channels that start voltage output before the voltage output start timing of the charge pump circuit,
7. The drive circuit generates a control signal for controlling the plurality of switching elements of the charge pump circuit from an output of a channel having a later voltage output start timing among the plurality of channels. 9. The voltage generation circuit according to claim 1.
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