JP2011066570A - 半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】良好な高周波特性を維持しつつ、増幅器の使用周波数帯域切換えが可能な半導体集積回路を提供する。
【解決手段】結合係数ｋ１を有し、互いに並列に接続されるコイルＬ１１及びコイルＬ１２と、コイルＬ１１及びコイルＬ１２に直列に接続されるコイルＬ１３と、コイルＬ１１に並列に接続されるコンデンサＣ１１と、コイルＬ１２に並列に接続されるコンデンサＣ１２と、コイルＬ１１の一端と、コンデンサＣ１１の一端とに接続される入力端子ｐ１と、コイルＬ１２の一端と、コンデンサＣ１２の一端とに接続される入力端子ｎ１と、入力端子ｐ１と、入力端子ｎ１とにそれぞれ逆位相の入力信号を供給する入力信号供給部２００とから構成されることを特徴とする半導体集積回路。
【選択図】 図２

Description

本発明は、増幅器の周波数帯域を切り替える半導体集積回路に関する。

近年携帯端末のような無線通信システムにおいては、ＧＳＭ、ＧＰＳ、ＷＣＤＭＡなどのあらゆる通信システムに対応するために、送受信システムの広帯域化、マルチバンド化が盛んに行われている。

使用周波数帯域が数百ＭＨｚと、さほど帯域が広くない無線通信システムにおいて入出力が広帯域な特性を持つと、帯域内・帯域外妨害波などによる相互変調により所望帯域内に歪み成分を発生させることがある。

そのため狭帯域なシステムでは帯域をしぼって使用すること、つまり周波数帯域を切り替えて使用することが歪み特性、雑音特性などの劣化を抑制できるという観点からも望ましい。

無線通信システムは共振回路から構成される。共振回路は、インダクタ及びコンデンサから構成され、その共振周波数は１／｛２π√（ＬＣ）｝で表される。ここでＬはインダクタのインダクタ値（誘導係数）、Ｃはコンデンサの静電容量値である。このインダクタ値もしくは静電容量値を変えることにより、共振周波数を変化させることができる。つまり、周波数帯域を切り替えることができる。

この共振周波数を変化させる手法として、一般的には、抵抗などの受動素子を用いて周波数チューニングする手法が多く用いられている。

特に高周波においては、増幅器の負荷としてインダクタやコンデンサを使用し、帯域に応じて静電容量値を切り替える手法１、インダクタ値を切り替える手法２や、インダクタの結合係数を利用してインダクタ値を替える手法３などが用いられる。

しかし、手法１は、静電容量値を切り替えるため、広い可変周波数範囲をとりたい場合には大きな容量値が必要となり、低周波において高いＱ値を得るのが困難であるという課題がある。ここで、Ｑ値とは、インダクタの寄生抵抗をＲ、コイルのインダクタンスをＬ、コンデンサの静電容量をＣとしたときに、Ｑ＝１／Ｒ√（Ｌ／Ｃ）であらわされ、Ｑ値が高いほど周波数特性が急峻となり周波数選択性が高いことを意味する。

また、手法２はスイッチを利用してインダクタの値自体を切り替えるため、適用システム数に対応するインダクタ数が必要となり面積が大きくなる。また、更に広い可変周波数範囲をとりたい場合は大きなインダクタが必要となり寄生抵抗も大きくなりＱ値の劣化にもつながるという課題がある。

更に、手法３は、同相モード・差動モードの切り替えによりそのインダクタ値が結合係数ｋに応じて（１−ｋ）Ｌ〜（１＋ｋ）Ｌまで変化するため、その値に応じて周波数範囲を変化させることができるが、Ｑ値が（１／Ｒ）√｛（１−ｋ）Ｌ／Ｃ｝と低くなる同相モード時の方が共振周波数は高くなる。特に高周波においては低周波に比べて良好な特性を得るのが元々困難な上、低雑音増幅器（ＬＮＡ）、電力増幅器（ＰＡ）、電圧制御発振器（ＶＣＯ）などのアナログ回路ブロックにおいては負荷や縮退抵抗の替わりに使用するインダクタのＱ値が利得特性や最大出力電力、発振振幅などに大きな影響を与えるため、極力高いＱ値を持つ素子を使用したいが、手法３では高周波側になるとＱ値が劣化してしまい所望の利得、雑音特性を確保できないという課題がある。

特許第３９５９３７１号

本発明は、良好な高周波特性を維持しつつ、増幅器の使用周波数帯域切換えが可能な半導体集積回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様の半導体集積回路は、第１の結合係数を有し、互いに並列に接続される第１のコイル及び第２のコイルと、前記第１のコイル及び前記第２のコイルに直列に接続される第３のコイルと、前記第１のコイルの一端と前記第３のコイルの一端に対し並列に接続される第１のコンデンサと、前記第２のコイルの一端と前記第３のコイルの一端に対し並列に接続される第２のコンデンサと、前記第１のコイルの一端と、前記第１のコンデンサの一端とに接続される第１の入力端子と、前記第２のコイルの一端と、前記第２のコンデンサの一端とに接続される第２の入力端子と、前記第１の入力端子と、前記第２の入力端子とにそれぞれ逆位相の入力信号を供給する入力信号供給部を具備することを特徴とする。

本発明によれば、良好な高周波特性を維持しつつ、増幅器の使用周波数帯域切換えが可能な半導体集積回路を提供することができる。

本発明の半導体集積回路のシステムブロック図である。 本発明の実施例１の回路図である。 本発明の実施例２の回路図である。 本発明の実施例３の回路図である。 本発明の実施例４の回路図である。 本発明の実施例５の回路図である。 本発明の実施例６の回路図である。 本発明の実施例７の回路図である。 本発明の実施例８の回路図である。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

図１は本発明に係る半導体集積回路のシステムブロック図である。本発明の半導体集積回路は、データを送受信するアンテナ１０、データの送信及び受信を切り替えるＴ／Ｒスイッチ部１１、ＬＮＡ１２（低雑音増幅器：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、ＰＡ１３（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：電力増幅器：）、ＭＩＸ１４（Ｍｉｘｅｒ：ミキサ）、ＶＣＯ１５（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：電圧制御増幅器）及びＬＰＦ１６（Ｌｏｗ Ｐａｔｈ Ｆｉｌｔｅｒ：低域フィルタ）から構成され、このうち、特にＬＮＡ１２及びＰＡ１３に特徴を有する。

図２は、図１におけるＬＮＡ１２（又はＰＡ１３）に含まれる、本発明の実施例１に係る半導体集積回路の共振回路部１００を示したものである。図２（ａ）の共振回路部１００は、結合係数ｋ１を持ち、互いに並列に接続されるインダクタンスＬ_１のコイルＬ１１及びインダクタンスＬ_１のコイルＬ１２と、コイルＬ１１及びコイルＬ１２に直列に接続されるインダクタンスＬ_２のコイルＬ１３と、コイルＬ１１に並列に接続される静電容量Ｃ_１のコンデンサＣ１１と、コイルＬ１２に並列に接続される静電容量Ｃ_１のコンデンサＣ１２とから構成される。

そして、入力端子ｐ１がコイルＬ１１の一端及びコンデンサＣ１１の一端に接続され、入力端子ｎ１がコイルＬ１２の一端及びコンデンサＣ１２の一端に接続され、入力端子ｐ１及び入力端子ｎ１には、入力信号供給部２００から信号が供給される。

ここでコイルＬ１１及びコイルＬ１２は、逆位相の信号が流れると磁束が強め合う向きに巻かれているものとする。

入力信号供給部２００は、入力端子ｐ１と入力端子ｎ１に互いに逆位相の信号を供給すると、コイルＬ１１及びコイルＬ１２で構成されるインダクタには、それぞれ互いに逆相の信号が流れ、磁束を強めあう方向に磁力が働くため、コイルＬ１１、コイルＬ１２及びコイルＬ１３から構成されるインダクタのインダクタンスは、コイルＬ１１とコイルＬ１２の結合係数をｋ_１とすると、Ｌ_Ｌ＝Ｌ_１（１＋ｋ_１）となる。また、Ｌ１２に流れる信号は逆相信号のため、Ｌ１３の影響は見えなくなる。したがって、共振周波数は、ｆ_Ｌ＝１／Ｒ｛（２π√（Ｌ_Ｌ×Ｃ_１））、Ｑ値はＱ_Ｌ＝（１／Ｒ）√（Ｌ_Ｌ／Ｃ_１）となり、Ｑ値を劣化させずに、共振回路部１００を低周波で共振させることが可能となる。なお、Ｒは各インダクタの寄生抵抗である（以降同様）。

図２（ｂ）の共振回路部１００は、入力端子ｎ１に供給される信号の位相以外は、図２（ａ）と同様である。図２（ｂ）では、入力信号供給部２００から入力端子ｎ１と入力端子ｐ１とに、互いに同位相の信号が供給される。入力端子ｐ１とｎ１に互いに同位相の信号が供給されると、コイルＬ１１及びコイルＬ１２で構成されるインダクタには、それぞれ同相信号が流れ、磁束を打ち消す方向に磁力が働くため、コイルＬ１１、コイルＬ１２から構成されるインダクタのインダクタンスは、コイル１１とコイル１２の結合係数ｋ_１とすると、Ｌ_１（１−ｋ_１）となる。また、Ｌ２１に流れる信号は同相信号のため、コイルＬ１１、コイルＬ１２、コイルＬ１３により構成されるインダクタのインダクタンスは、Ｌ_Ｈ＝２Ｌ_２＋Ｌ_１（１−ｋ_１）となり、共振周波数はｆ_Ｈ＝１／｛２π√(Ｌ_ＨＣ_１)｝、Ｑ値はＱ_Ｈ＝(１／Ｒ)√(Ｌ_Ｈ／Ｃ_１)となり、十分なアイソレーションを確保しつつ所望の周波数に周波数を変更することができ、更に、高周波動作モードにおけるＱ値を改善できるため、良好な利得特性、雑音特性を得ることができる。具体的には、同位相モードにより劣化したコイルL１１及びコイルL１２、コイルL２１及びコイルL２２のＱ値を、コイルL１３／L２３で補償することで高周波モード時にも高いＱ値を保つことができ、良好な利得特性、雑音特性を得ることができる。

図３は、本発明の実施例２に係る半導体集積回路の共振回路部１００を示したものである。図３（ａ）の共振回路部１００は、結合係数ｋ１を持ち、互いに並列に接続されるインダクタンスＬ_１のコイルＬ１１及びインダクタンスＬ_１のコイルＬ１２と、同様に、結合係数ｋ１を持ち、互いに並列に接続されるインダクタンスＬ_１のコイルＬ２１及びインダクタンスＬ_１のコイルＬ２２と、コイルＬ１１及びコイルＬ１２に直列に接続されるインダクタンスＬ_２のコイルＬ１３と、コイルＬ２１及びコイルＬ２２に直列に接続されるインダクタンスＬ_２のコイルＬ２３と、コイルＬ１１に並列に接続される静電容量Ｃ_１のコンデンサＣ１１及び、コイルＬ１２に並列に接続される静電容量Ｃ_１のコンデンサＣ１２と、コイルＬ２１に並列に接続される静電容量Ｃ_１のコンデンサＣ２１及び、コイルＬ２２に並列に接続される静電容量Ｃ_１のコンデンサＣ２２とから構成される。

ここで、コイルＬ１３とコイルＬ２３との結合係数はｋ_２とする。

また、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２、コイルＬ１３及びコイルＬ２３は、それぞれ逆位相の信号が流れると磁束が強め合う向きに巻かれているものとする。

そして、入力端子ｐ１がコイルＬ１１の一端及びコンデンサＣ１１の一端に接続され、入力端子ｎ１がコイルＬ１２の一端及びコンデンサＣ１２の一端に接続され、入力端子ｐ２がコイルＬ２１の一端及びコンデンサＣ２１の一端に接続され、入力端子ｎ２がコイルＬ２２の一端及びコンデンサＣ２２の一端に接続され、入力端子ｐ１、ｎ１、ｐ２、ｎ２には、入力信号供給部２００から信号が供給される。

入力端子ｐ１と入力端子ｎ１に互いに逆位相の信号が供給されると、コイルＬ１１及びコイルＬ１２で構成されるインダクタにはそれぞれ互いに逆相信号が流れ、磁束を強めあう方向に磁力が働くため、コイルＬ１１、コイルＬ１２及びコイルＬ１３から構成されるインダクタのインダクタンスは、コイルＬ１１とコイルＬ１２の結合係数をｋ_１とすると、Ｌ_Ｌ＝Ｌ_１（１＋ｋ_１）となる。コイルＬ２１及びコイルＬ２２についても同様に、コイルＬ２１とコイルＬ２２の結合係数をｋ_１とすると、Ｌ_Ｌ＝Ｌ_１（１＋ｋ_１）となる。

また、Ｌ１２とＬ２２に流れる信号は逆相信号のため、Ｌ１３とＬ２３の影響は見えなくなる。したがって、共振周波数は、ｆ_Ｌ＝１／Ｒ｛（２π√（Ｌ_Ｌ×Ｃ_１））、Ｑ値はＱ_Ｌ＝（１／Ｒ）√（Ｌ_Ｌ／Ｃ_１）となり、Ｑ値を劣化させずに、共振回路部１００を低周波で共振させることが可能となる。

図３（ｂ）の共振回路部１００は、入力端子ｎ１及びｐ２に供給される信号の位相以外は、図３（ａ）と同様である。図３（ｂ）では、入力端子ｐ１と入力端子ｎ１に、及び入力端子ｐ２と入力端子ｎ２に、互いに同位相の信号が供給される。また、入力端子ｐ１及び入力端子ｎ１に入力される信号の位相と、入力端子ｐ２及び入力端子ｎ２に入力される信号の位相とは、互いに逆位相である。

入力端子ｐ１及びｎ１、ｐ２及びｎ２に、それぞれ同位相の信号が供給されると、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２には、それぞれ互いに同位相の信号が流れ、磁束を打ち消す方向に磁力が働くため、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２から構成されるインダクタのインダクタンスは、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２の結合係数をそれぞれｋ_１とすると、それぞれＬ_１（１−ｋ_１）となる。

また、コイルＬ１３とコイルＬ２３に流れる信号は逆位相の信号が流れるので、コイルＬ１３とコイルＬ２３には磁束を強め合う方向に磁力が働くため、コイルＬ１３とコイルＬ２３とで構成されるインダクタのインダクタンスは、コイルＬ１３とコイルＬ２３の結合係数をｋ_２とすると、Ｌ_２(１+ｋ_２)となる。

以上より、コイルＬ１１、コイルＬ１２及びコイルＬ１３から構成されるインダクタのインダクタンスは、Ｌ_Ｈ＝２Ｌ_２（１+ｋ_２）+Ｌ_１（１-ｋ_１）となり、共振周波数はｆ_Ｈ＝１／｛２π√(Ｌ_ＨＣ)｝、Ｑ値はＱ_Ｈ＝（１／Ｒ）√（Ｌ_Ｈ／Ｃ）となり、Ｑ値を劣化させずに共振回路部１００を高周波で共振させることが可能となる。

ここで、結合係数ｋ_２を持つコイルＬ１３及びコイルＬ２３がない場合は、同インダクタンスはＬ_Ｈ´＝Ｌ_１（１−ｋ_１）となり、本実施例におけるＱ値の方が、√（Ｌ_Ｈ／Ｌ_Ｈ´）倍高くなることが分かる。つまり、Ｑ値を劣化させずに共振回路部１００を高周波で共振させることが可能となる。

図４は、本発明の実施例３に係る半導体集積回路を示したものである。本実施例は、実施例２の共振回路部１００と、コイルＬ１１、コイルＬ１２及び、コイルＬ２１、コイルＬ２２にそれぞれ流れる信号を、選択的に同位相／逆位相に切り替えるスイッチＭ２１〜Ｍ２６から構成される入力信号供給部２００とで構成されたカスコード構成の差動増幅回路である。

上記の共振回路部１００を低周波で共振させたい場合は、Ｍ２１及びＭ２３、Ｍ２４及びＭ２６をＯＮ(Ｈ)、Ｍ２２及びＭ２５をＯＦＦ(Ｌ)にして逆相の信号を共振器に供給する。

インダクタンスＬ_Ｌ、共振周波数ｆ_Ｌ、Ｑ値については、実施例２と同様に、Ｌ_Ｌ＝Ｌ_１(１+ｋ_１)、ｆ_Ｌ＝１／｛２π√(Ｌ_ＬＣ)｝、Ｑ_Ｌ＝(１／Ｒ)√(Ｌ_Ｌ／Ｃ)となる。

また上記の共振回路部１００を高周波で共振させたい場合、Ｍ２１及びＭ２２、Ｍ２４及びＭ２５をＯＮ(Ｈ)、Ｍ２３及びＭ２６をＯＦＦ(Ｌ)にして同相の信号を共振器に供給する。

インダクタンスＬ_Ｈ、共振周波数ｆ_Ｈ、Ｑ値については、実施例２と同様に、Ｌ_Ｈ＝２Ｌ_２（１+ｋ_２）+Ｌ_１（１-ｋ_１）、ｆ_Ｈ＝１／｛２π√(Ｌ_ＨＣ)｝、Ｑ_Ｈ＝（１／Ｒ）√（Ｌ_Ｈ／Ｃ）となる。

以上により、実施例２の効果に加え、各コイルに流れる信号を、選択的に同位相／逆位相に切り替えること可能になる。

図５は本発明の実施例４の回路を示したものである。本実施例の回路は、実施例３の入力信号供給部２００に、コイルＬ３１に並列に可変容量コンデンサＣ３１を、コイルＬ３２に並列に可変容量コンデンサＣ３２を更に設けることで、入力信号供給部２００にＬＣ共振回路を構成している。

この可変容量コンデンサＣ３１及び可変容量コンデンサＣ３２の容量を変えることで、実施例１乃至３の効果に加え、高周波動作モードや低周波動作モードに適宜変更することができるという効果が得られる。なお、ＬＣ共振回路のインピーダンスは所望の動作周波数において十分に高くなるように構成する。

図６は本発明の実施例５の回路を示したものである。本実施例の回路は、実施例２の共振回路１００を２つ備え、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びＬ２２に流れる信号を選択的に同位相／逆位相に切り替えるスイッチＭＮ２１〜ＭＮ２６、ＭＰ２１〜ＭＰ２６から構成される入力信号供給部２００を備えた相補型のカスコード接続のゲート接地型差動増幅回路である。共振回路部１００は実施例３と同様な制御を行うものとし、スイッチＭＮ２１〜ＭＮ２６の制御信号に対してスイッチＭＰ２１〜ＭＰ２６の制御信号はその反転信号で制御する。出力信号ＶＯＵＴ＿Ｐ１とＶＯＵＴ＿Ｐ２は同位相の信号であるため電流加算して出力する。

図７は本発明の実施例６の回路を示したものである。本実施例の回路は、実施例２と同様の共振回路部１００を備え、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２に流れる信号を選択的に同位相／逆位相に切り替えるスイッチＭ２１〜Ｍ２６から構成される入力信号供給部２００を備え、Ｍ１１及びＭ１２はソース接地型増幅器、Ｍ３１及びＭ３２はゲート接地型増幅器として動作する増幅回路である。ソース接地回路とゲート接地回路はそれぞれ反転増幅、非反転増幅であるためＭ１１及びＭ１２、Ｍ３１及びＭ３２のトランスコンダクタンスＧｍを揃えることで共振回路部１００には同じ振幅で逆位相の信号が流れる。またＭ３１及びＭ３２のＤＣ電流源としてＩ１及びＩ２を付加している。

上記の共振器回路部１００を低周波で共振させたい場合、Ｍ２１／Ｍ２２、Ｍ２４／Ｍ２５をＯＮ(Ｈ)、Ｍ２３／Ｍ２６をＯＦＦ(Ｌ)にして逆相の信号を共振器に供給する。コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２で構成されるインダクタにはそれぞれ逆相信号が流れ、磁束を強め合う方向に働くため低周波で共振する。

また上記の共振回路部１００を高周波で共振させたい場合、Ｍ２１／Ｍ２３、Ｍ２４／Ｍ２６をＯＮ（Ｈ）、Ｍ２２／Ｍ２５をＯＦＦ（Ｌ）にして同相の信号を共振器に供給する。Ｌ１１／Ｌ１２及びＬ１３／Ｌ１４で構成されるインダクタにはそれぞれ同相信号が流れ、磁束を打ち消す方向に働くため高周波で共振する。

図８の回路は、本発明の実施例７の回路を示したものである。実施例２と同様の共振回路部１００を備え、コイルＬ１１及びコイルＬ１２、コイルＬ２１及びコイルＬ２２に流れる信号を選択的に同位相／逆位相に切り替えるスイッチＭ２１〜Ｍ２６を備え、Ｍ１１／Ｍ１２はドレイン接地型増幅回路として動作する増幅回路である。上記のＬＣ共振器は実施例１と同様な制御を行うものとし、主にバッファ回路として使用する。

図９の回路は本発明の実施例８の回路を示したものである。実施例２と同様の共振回路部１００を備え、入力信号供給部２００は、コイルＬ１１／Ｌ１２およびＬ１３／Ｌ１４に流れる信号を選択的に同位相／逆位相に切り替える電流源I２／I３およびバッファ素子Ｍ２１〜Ｍ２４を備え、I１がＭ１１／Ｍ１２に電流を供給する電流源として動作する。

Ｍ２１〜２４のゲートに入力された電圧信号はそれぞれのトランジスタのドレインに反転信号として現れるため、電流源I２及びI３を選択的にＯＮ／ＯＦＦすることによりＭ２２及びＭ２３、Ｍ２１及びＭ２４のゲートに入力される信号がＭ１１及びＭ１２のドレインにおける電圧信号を同位相／逆位相に切り替えることができる。これにより実施例２と同様に出力信号の周波数を変化させることができる。
（その他の実施例）

実施例１乃至７のコンデンサＣ１１及びコンデンサＣ１２、コンデンサＣ２１及びコンデンサＣ２２を可変容量のコンデンサにしてもよい。これにより、周波数を変更することができ、同位相モードにより劣化したコイルL１１及びコイルL１２、コイルL２１及びコイルL２２のＱ値を、コイルL１３及びコイルL２３、可変容量コンデンサＣ１１及び可変容量コンデンサＣ１２、可変容量コンデンサＣ２１及び可変容量コンデンサＣ２２で補償することで、広い可変周波数範囲を確保しつつ周波数帯を微調整できる上、高周波モード時にも高いＱ値を保つことができ、良好な利得特性、雑音特性を得ることができる。

なお、上述した各実施例において、Ｌ１１／Ｌ１２及びＬ１３／Ｌ１４で構成されるインダクタを同位相で使用する場合、出力信号を足し合わせることで片側出力よりも信号レベルを大きくすることは可能である。

また、上記共振回路部１００を含む増幅器はＦＥＴ以外にもバイポーラでも構成することが可能であり、また極性を逆にしたＰＭＯＳにおいても実現可能である。

１０ アンテナ
１１ Ｔ／Ｒスイッチ部
１２ ＬＮＡ
１３ ＰＡ
１４ ＭＩＸ
１５ ＶＣＯ
１６ ＬＰＦ
１００ 共振回路部
２００ 入力信号供給部
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌ３１、Ｌ３２ コイル
Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３ コンデンサ
Ｃ３１、Ｃ３２ 可変容量コンデンサ
Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ２１〜Ｍ２６、ＭＮ２１〜ＭＮ２６、ＭＰ２１〜ＭＰ２６ スイッチ

Claims (5)

1. 第１の結合係数を有し、互いに並列に接続される第１のコイル及び第２のコイルと、
   前記第１のコイル及び前記第２のコイルに直列に接続される第３のコイルと、
   前記第１のコイルの一端と前記第３のコイルの一端に対し並列に接続される第１のコンデンサと、
   前記第２のコイルの一端と前記第３のコイルの一端に対し並列に接続される第２のコンデンサと、
   前記第１のコイルの一端と、前記第１のコンデンサの一端とに接続される第１の入力端子と、
   前記第２のコイルの一端と、前記第２のコンデンサの一端とに接続される第２の入力端子と、
   前記第１の入力端子と、前記第２の入力端子とにそれぞれ逆位相の入力信号を供給する入力信号供給部と
   から構成されることを特徴とする半導体集積回路。
2. 前記入力信号供給部は、前記第１の入力端子と、前記第２の入力端子とにそれぞれ同位相の入力信号を供給することを特徴とする半導体集積回路。
3. 前記第１の結合係数を有し、互いに並列に接続される第４のコイル及び第５のコイルと、
   前記第４のコイル及び前記第５のコイルに直列に接続され、前記第３のコイルと第２の結合係数を有する第６のコイルと、
   前記第４のコイルの一端と前記第６のコイルの一端に対し並列に接続される第３のコンデンサと、
   前記第５のコイルの一端と前記第６のコイルの一端に対し並列に接続される第４のコンデンサと、
   前記第４のコイルの一端と、前記第３のコンデンサの一端とに接続される第３の入力端子と、
   前記第５のコイルの一端と、前記第４のコンデンサの一端とに接続される第４の入力端子と、
   前記第１の入力端子と前記第２の入力端子とにそれぞれ逆位相の入力信号を供給し、前記第３の入力端子と前記第４の入力端子とにそれぞれ逆位相の入力信号を供給する入力信号供給部と
   を更に有することを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
4. 前記入力信号供給部は、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子とに、それぞれ同位相の入力信号を供給し、
   前記入力信号供給部は、前記第３の入力端子と前記第４の入力端子とに、それぞれ同位相の入力信号を供給し、
   前記第１の入力端子及び前記第２の入力端子と、前記第３の入力端子及び前記第４の入力端子との入力信号は、それぞれ逆位相であることを特徴とする請求項３に記載の半導体集積回路。
5. 前記入力信号供給部は、前記第１乃至第４の入力端子に入力する入力信号を、選択的に、同位相もしくは逆位相に切り替えるスイッチから構成されることを特徴とする請求項３に記載の半導体集積回路。

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