JP2011041373A - Power converter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power converter configured to improve the efficiency thereof and a motor. <P>SOLUTION: The power converter includes a DC power source 2, a potential selector 3 which selects one of the plural potentials of the DC power source 2, a smoothing circuit 4 which smoothes the DC potential selected by the potential selector 3, a reactor L which is inserted into either of a line on the positive electrode side and a line on the negative electrode side that connect the potential selector 3 with the smoothing circuit 4, and a power converting section 5 which converts DC power into multiphase AC power and supplies it to a multiphase AC motor 6, being connected in parallel with the smoothing circuit 4. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、少なくともバッテリから供給される電力によって電動機を駆動する例えばハイブリッド電気自動車や電気自動車などに適用可能な電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power conversion apparatus that can be applied to, for example, a hybrid electric vehicle or an electric vehicle that drives an electric motor with at least electric power supplied from a battery.

ハイブリッド電気自動車や電気自動車などの電動機駆動装置として適用される電力変換装置としては、例えば、図１９に示す構成が知られている。
すなわち、所定の直流電圧を発生するバッテリ１００と、バッテリ１００の発生する直流電圧を昇圧し、この昇圧電圧に基づき電動機１０１を駆動するためのインバータ部１０２に供給する電流を得る双方向型昇圧チョッパ部１０３と、双方向型昇圧チョッパ部１０３と電動機１０１を駆動するためのインバータ部１０２との間に接続され、双方向型昇圧チョッパ部１０３の直流電圧を平滑する電解コンデンサなどの大容量コンデンサを有する平滑回路１０４からなる電動機制御装置が知られている(例えば、特許文献1参照)。ここで、バッテリ１００は通常、１ユニット／数Ｖのものを数十直列にすることで、高電圧の直流電源を構成している。 For example, a configuration shown in FIG. 19 is known as a power conversion device applied as an electric motor drive device such as a hybrid electric vehicle or an electric vehicle.
That is, battery 100 that generates a predetermined DC voltage, and a bidirectional boost chopper that boosts the DC voltage generated by battery 100 and obtains current supplied to inverter unit 102 for driving electric motor 101 based on this boosted voltage. A large-capacity capacitor such as an electrolytic capacitor connected between the unit 103 and the bidirectional boost chopper unit 103 and the inverter unit 102 for driving the motor 101 and smoothing the DC voltage of the bidirectional boost chopper unit 103. An electric motor control device including a smoothing circuit 104 is known (for example, see Patent Document 1). Here, the battery 100 normally constitutes a high-voltage DC power supply by connecting several units of 1 unit / several V in tens of series.

一般に、電動機１０１の回転数と電解コンデンサ１０４の両端の直流電圧Ｅｄとは、図２０に示すような関係に制御する。すなわち、電動機１０１の回転数が零から所定回転数ＮBまでの間は、直流電圧Ｅｄをバッテリ電圧Ｖｂと等しくし、インバータ部１０２を構成する各スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって電動機１０１の回転数を制御する。そして、電動機１０１の回転数が所定回転数Ｎ0を超えて所定回転数Ｎ0より大きな所定回数Ｎ1までの間では、双方向型昇圧チョッパ部１０３によってバッテリ電圧Ｖｂの昇圧率を１から回転数の増加に応じて徐々に増加させることにより、直流電圧Ｅｄをバッテリ電圧Ｖｂより徐々に増加させて、インバータ部１０２の各スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、電動機の回転数を制御する。 In general, the rotational speed of the electric motor 101 and the DC voltage Ed across the electrolytic capacitor 104 are controlled to have a relationship as shown in FIG. That is, during the rotation speed of the motor 101 is from zero to a predetermined rotational speed N B is the DC voltage Ed is equal to the battery voltage Vb, the rotation of the motor 101 by the switching elements constituting the inverter unit 102 for PWM control Control the number. And, between the rotational speed of the electric motor 101 is to a large predetermined number N 1 than a predetermined rotational speed N 0 exceeds a predetermined rotational speed N 0, rotating the boosting rate of the battery voltage Vb from 1 by a bidirectional step-up chopper 103 The DC voltage Ed is gradually increased from the battery voltage Vb by gradually increasing as the number increases, and the rotational speed of the electric motor is controlled by PWM control of each switching element of the inverter unit 102.

そして、直流電圧Ｅｄが最大値ＥｄMAXに達する所定回転数Ｎ1を超えると直流電圧Ｅｄを最大値ＥｄMAXに固定し、さらなる電動機１０１の回転数増加にはインバータ部１０２をＰＷＭ制御から１パルス制御への移行や、弱め界磁制御などを実行するようにしている。 When the DC voltage Ed exceeds a predetermined rotation speed N 1 that reaches the maximum value Ed MAX , the DC voltage Ed is fixed to the maximum value Ed MAX , and for further increase of the rotation speed of the electric motor 101, the inverter unit 102 is driven by one pulse from PWM control. Transition to control, field weakening control, etc. are executed.

特開２００１−２７５３６７号公報JP 2001-275367 A

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、ＤＣ−ＡＣ変換回路となるインバータ部１０２に入力される最低直流入力電圧値がバッテリ電圧値Ｖｂとなることから、電動機１０１を低速運転する場合は、インバータ部１０２でバッテリ電圧値ＶｂによるＰＷＭ制御を行うことになる。そのため、スイッチング素子（ＩＧＢＴおよびダイオード）のスイッチング損失が大きくなるとともに、電動機１０１側も、流れる電流のリップルが大きくなるため、キャリア周波数成分による高調波損失が増加し、電力変換装置及び電動機の効率低下を招くという未解決の課題がある。   However, in the conventional example described in Patent Document 1, since the lowest DC input voltage value input to the inverter unit 102 serving as a DC-AC conversion circuit is the battery voltage value Vb, the motor 101 is operated at a low speed. In this case, the inverter unit 102 performs PWM control based on the battery voltage value Vb. Therefore, the switching loss of the switching elements (IGBT and diode) increases, and the ripple of the flowing current also increases on the motor 101 side, so that the harmonic loss due to the carrier frequency component increases and the efficiency of the power converter and the motor decreases. There is an unsolved problem of inviting.

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電力変換装置及び電動機の高効率化を図ることができる電力変換装置を提供することを目的としている。   Then, this invention is made paying attention to the unsolved subject of the said prior art example, and it aims at providing the power converter device which can aim at the high efficiency of a power converter device and an electric motor.

上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電力変換装置は、直流電源と、該直流電源の複数の電位のうち一つを選択する電位選択部と、該電位選択部で選択された直流電位を平滑化する平滑回路と、前記電位選択部と前記平滑回路とを接続する正極側ライン及び負極側ラインの一方に介挿されたリアクトルと、前記平滑回路と並列に接続された直流電力を多相交流電力に変換して多相交流電動機に供給する電力変換部とを備えたことを特徴としている。   To achieve the above object, a power converter according to an aspect of the present invention includes a DC power supply, a potential selection unit that selects one of a plurality of potentials of the DC power supply, and a selection by the potential selection unit. A smoothing circuit for smoothing the direct current potential, a reactor inserted in one of a positive side line and a negative side line connecting the potential selection unit and the smoothing circuit, and a parallel connection with the smoothing circuit And a power conversion unit that converts DC power into multi-phase AC power and supplies it to the multi-phase AC motor.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電位選択部は、前記直流電源の正極側と前記リアクトルとの間に接続されたコレクタが当該直流電源の正極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に介挿された前記開閉制御部が遮断状態で、中間電位を前記リアクトルに与える中間電位点接続半導体素子とで構成されていることを特徴としている。   Further, in the power conversion device according to another aspect of the present invention, the potential selection unit includes an active switching element in which a collector connected between a positive electrode side of the DC power supply and the reactor is a positive electrode side of the DC power supply. And an open / close control unit composed of a diode connected in anti-parallel with the active switching element, and an intermediate potential point of the DC power source and the connection point of the open / close control unit and the reactor. The open / close control unit is configured to include an intermediate potential point connection semiconductor element that applies an intermediate potential to the reactor in an interrupted state.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流電源の複数の異なる中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に個別に前記中間電位点接続半導体素子が接続され、最も低い中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に接続された中間電位点接続半導体素子をダイオード及び逆耐圧を有する能動スイッチング素子の何れか一方で構成し、他の中間電位点接続半導体素子を、逆耐圧を有する能動スイッチング素子で構成したことを特徴としている。   Further, in the power conversion device according to another aspect of the present invention, the intermediate potential point connection semiconductor element is individually provided between a plurality of different intermediate potential points of the DC power source and connection points of the switching control unit and the reactor. An intermediate potential point connection semiconductor element connected between the lowest intermediate potential point and the switching control unit and the connection point of the reactor is configured by either a diode or an active switching element having a reverse breakdown voltage, Another intermediate potential point connection semiconductor element is constituted by an active switching element having a reverse breakdown voltage.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電位選択部は、前記直流電源の負極側と前記リアクトルとの間に接続されたエミッタが当該直流電源の負極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に介挿された前記開閉制御部が遮断状態で、中間電位点を前記リアクトルに接続する中間電位点接続半導体素子とで構成されていることを特徴としている。   In the power conversion device according to another aspect of the present invention, the potential selection unit includes an active switching element in which an emitter connected between a negative electrode side of the DC power supply and the reactor is a negative electrode side of the DC power supply. And an open / close control unit composed of a diode connected in anti-parallel with the active switching element, and an intermediate potential point of the DC power source and the connection point of the open / close control unit and the reactor. The open / close control unit is in a cut-off state, and is configured by an intermediate potential point connection semiconductor element that connects an intermediate potential point to the reactor.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流電源の複数の異なる中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に個別に前記中間電位点接続半導体素子が接続され、最も高い中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に接続された中間電位点接続半導体素子をダイオード及び逆耐圧を有する能動スイッチング素子の何れか一方で構成し、他の中間電位点接続半導体素子を、逆耐圧を有する能動スイッチング素子で構成したことを特徴としている。   Further, in the power conversion device according to another aspect of the present invention, the intermediate potential point connection semiconductor element is individually provided between a plurality of different intermediate potential points of the DC power source and connection points of the switching control unit and the reactor. An intermediate potential point connection semiconductor element connected between the highest intermediate potential point and the switching control unit and the connection point of the reactor is configured by either a diode or an active switching element having a reverse breakdown voltage, Another intermediate potential point connection semiconductor element is constituted by an active switching element having a reverse breakdown voltage.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電位選択部は、前記直流電源の正極側に接続されたコレクタが当該直流電源の正極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される正側開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記正側開閉制御部の前記直流電源とは反対側との間に介挿された中間電位を前記平滑回路に与える正側中間電位点接続半導体素子と、前記直流電源の負極側に接続されたエミッタが当該直流電源の負極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される負側開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記負側開閉制御部の前記直流電源とは反対側との間に介挿された中間電位点を前記平滑回路の負側に接続する負側中間電位点接続半導体素子とで構成され、前記正側開閉制御部及び正側中間電位点接続半導体素子の接続点と前記平滑回路の正極側との間及び前記負側開閉制御部及び負側中間電位点接続半導体素子の接続点と前記平滑回路の負極側との間の少なくとも一方にリアクトルが介挿されていることを特徴としている。   Further, in the power conversion device according to another aspect of the present invention, the potential selection unit includes an active switching element in which a collector connected to a positive electrode side of the DC power supply is a positive electrode side of the DC power supply, and the active switching element And a positive-side switching control unit composed of a diode connected in reverse parallel, and an intermediate potential point of the DC power source and the DC power source of the positive-side switching control unit is interposed between the opposite side A positive-side intermediate-potential-point-connected semiconductor element that applies an intermediate potential to the smoothing circuit, an active switching element in which an emitter connected to the negative electrode side of the DC power supply is the negative electrode side of the DC power supply, and an antiparallel connection to the active switching element An intermediate potential point interposed between a negative potential switching control unit composed of a diode connected to the DC power source, and an intermediate potential point of the DC power supply and a side opposite to the direct current power source of the negative power switching control unit The flat A negative intermediate potential point connecting semiconductor element connected to the negative side of the circuit, between the positive side switching control unit and the positive intermediate potential point connecting semiconductor element connection point and the positive side of the smoothing circuit; and A reactor is interposed between at least one of the connection point of the negative side open / close control unit and the negative side intermediate potential point connection semiconductor element and the negative side of the smoothing circuit.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記正側開閉制御部及び負側開閉制御部の能動スイッチング素子を時分割で交互にオンオフ制御することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記オンオフ制御を行う場合のデューティ比を、オンオフ時間を均等に設定する均等時間制御、分割された前記直流電源の各々の充放電時間の積分値を均等に設定する均等時間積分値制御、及び分割された前記直流電源の各々の入出力電力の積分値を均等に設定する均等電力積分値制御の少なくとも１つで制御することを特徴としている。 A power converter according to another embodiment of the present invention is characterized in that the active switching elements of the positive side opening / closing control unit and the negative side opening / closing control unit are alternately turned on / off in a time-sharing manner.
The power conversion device according to another embodiment of the present invention provides a duty ratio for performing the on / off control, equal time control for setting the on / off time evenly, and charge / discharge time of each of the divided DC power supplies. Control is performed by at least one of equal time integral value control for uniformly setting the integral value and equal power integral value control for uniformly setting the integral value of each input / output power of the divided DC power supply. Yes.

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記正側中間電位点接続半導体素子と前記負側中間電位点接続半導体素子とを直列に接続した直列回路を並列に複数設け、各直列回路の正側中間電位点接続半導体素子と前記負側中間電位点接続半導体素子の接続点を前記直流電源の異なる複数の中間電位点に接続したことを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記正側開閉制御部及び負側開閉制御部の能動スイッチング素子を時間管理で交互にオンオフ制御することを特徴としている。 A power conversion device according to another embodiment of the present invention is provided with a plurality of parallel series circuits in which the positive-side intermediate potential point connection semiconductor element and the negative-side intermediate potential point connection semiconductor element are connected in series. A connection point between the positive-side intermediate potential point connection semiconductor element and the negative-side intermediate potential point connection semiconductor element of the circuit is connected to a plurality of different intermediate potential points of the DC power supply.
Moreover, the power converter device which concerns on the other form of this invention is characterized by performing on-off control alternately by the time management of the active switching element of the said positive side switching control part and a negative side switching control part.

本発明によれば、電力変換装置及び電動機の高効率運転が可能となり、小型低コストで、且つ高信頼性の電力変換装置を提供することができるという効果を得ることができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the highly efficient driving | operation of a power converter device and an electric motor is attained, and the effect that a highly reliable power converter device with a small size and low cost can be provided can be acquired.

本発明の電力変換装置の第１の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 1st Embodiment of the power converter device of this invention. 図１の電力変換装置の制御部を含めたブロック図である。It is a block diagram including the control part of the power converter device of FIG. 電動機回転数と平滑回路の直流電圧との関係を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the relationship between a motor rotation speed and the DC voltage of a smoothing circuit. 本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the 3rd Embodiment of this invention. 制御装置の具体的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific structure of a control apparatus. 制御装置の具体的構成を示す他のブロック図である。It is another block diagram which shows the specific structure of a control apparatus. 制御装置の具体的構成を示すさらに他のブロック図である。It is another block diagram which shows the specific structure of a control apparatus. 本発明の第４の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the 4th Embodiment of this invention. 第４の実施形態における電動機回転数と平滑回路の直流電圧との関係を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the relationship between the motor rotation speed in 4th Embodiment, and the DC voltage of a smoothing circuit. 本発明の第５の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態に適用し得る逆耐圧を有する能動半導体素子を示す図である。It is a figure which shows the active semiconductor element which has a reverse proof pressure applicable to the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態の制御部を含めたブロック図である。It is a block diagram including the control part of the 5th Embodiment of this invention. 制御装置の制御部の具体的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific structure of the control part of a control apparatus. 本発明の第５の実施形態における電動機回転数と平滑回路の直流電圧との関係を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the relationship between the motor rotation speed in the 5th Embodiment of this invention, and the DC voltage of a smoothing circuit. 本発明の第５の実施形態の変形例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the modification of the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態の他の変形例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other modification of the 5th Embodiment of this invention. 本発明の電力変換装置を電気自動車に適用した場合の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows embodiment at the time of applying the power converter device of this invention to an electric vehicle. 従来の電動機駆動装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the conventional electric motor drive device. 従来例の電動機回転速度と平滑回路の直流電圧との関係を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the relationship between the motor rotational speed of a prior art example, and the DC voltage of a smoothing circuit.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示すブロック図であり、図中、１は電動機駆動装置としての電力変換装置である。この電力変換装置１は、例えばバッテリで構成される直流電源２と、この直流電源２の正極側及び負極側から導出された正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎにそれぞれ並列に接続された平滑回路４及び平滑回路４で平滑化された直流電力を交流電力に変換する電力変換部としてのＤＣ−ＡＣ変換回路５を備えている。そして、ＤＣ−ＡＣ変換回路５から出力される交流電力が交流電動機６に供給されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a power conversion device as a motor drive device. The power conversion apparatus 1 includes a DC power source 2 configured by, for example, a battery, and a smoothing circuit connected in parallel to the positive electrode side line Lp and the negative electrode side line Ln derived from the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power source 2, respectively. 4 and a DC-AC conversion circuit 5 as a power conversion unit that converts the DC power smoothed by the smoothing circuit 4 into AC power. Then, AC power output from the DC-AC conversion circuit 5 is supplied to the AC motor 6.

直流電源２は、１ユニットが数Ｖのバッテリユニットを数１０直列に接続することで、数百Ｖのバッテリ電圧Ｖｂを得るように構成されている。そして、直列に接続されたバッテリユニットを例えば２分割してバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂを構成している。そして、バッテリユニットＢＵａの正極側から正側開閉制御部１１ｐを介して正極側ラインＬｐが導出され、バッテリユニットＢＵｂの負極側から負極側ラインＬｎが導出されている。   The DC power supply 2 is configured to obtain a battery voltage Vb of several hundred volts by connecting battery units of several volts in series to several tens of units. The battery units connected in series are divided into, for example, two parts to form battery units BUa and BUb. Then, the positive electrode side line Lp is derived from the positive electrode side of the battery unit BUa via the positive side opening / closing control unit 11p, and the negative electrode side line Ln is derived from the negative electrode side of the battery unit BUb.

また、直流電源２には、複数の電位の一つを選択する電位選択部３が設けられている。この電位選択部３は、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂ間のＶｂ／２の中間電位点となる接続点Ｐｍと正側制御部１１ｐのバッテリユニットＢｕａの正極側とは反対側との間にカソードを接続点Ｐｍ側とする正側中間電位接続半導体素子としてのダイオード１２ｐが介挿されている。   The DC power source 2 is provided with a potential selection unit 3 that selects one of a plurality of potentials. The potential selection unit 3 connects a cathode between a connection point Pm, which is an intermediate potential point of Vb / 2 between the battery units BUa and BUb, and a side opposite to the positive side of the battery unit Bua of the positive side control unit 11p. A diode 12p is inserted as a positive-side intermediate potential connection semiconductor element on the point Pm side.

ここで、正側開閉制御部１１ｐは、コレクタをバッテリユニットＢＵａの正極側として接続された例えばＩＧＢＴで構成される能動スイッチング素子Ｑｐと、この能動スイッチング素子Ｑｐと逆並列に接続されたダイオードＤｐとの並列回路で構成されている。
そして、正側開閉制御部１１ｐ及びダイオードＤｐとの接続点と平滑回路４との間にリアクトルＬが介挿されている。ここで、リアクトルＬは正極側ラインＬｐの配線インダクタンスで構成することができる。 Here, the positive side open / close control unit 11p includes an active switching element Qp composed of, for example, an IGBT having a collector connected to the positive side of the battery unit BUa, and a diode Dp connected in antiparallel to the active switching element Qp. It is composed of parallel circuits.
A reactor L is interposed between a connection point between the positive side open / close control unit 11 p and the diode Dp and the smoothing circuit 4. Here, the reactor L can be comprised by the wiring inductance of the positive electrode side line Lp.

また、平滑回路４は、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に接続された平滑用コンデンサＣを備えており、この平滑用コンデンサＣによって電位選択部３で選択される直流電源２の電位を平滑化する。この平滑用コンデンサＣの両端の直流電圧ＥｄがＤＣ−ＡＣ変換回路５に供給される。
さらに、ＤＣ−ＡＣ変換回路５は、インバータ回路の構成を有し、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に並列に接続された３つのスイッチングアームＳＡ２１〜ＳＡ２３を有する。これらスイッチングアームＳＡ２１〜２３のそれぞれは、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直列に接続された例えばＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂ（ｊは２１〜２３）と、各スイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂに逆並列に接続されたダイオードＤｊａ及びＤｊｂとを有する。そして、各スイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂの接続点が交流出力点Ｐｕ，Ｐｖ及びＰｗとされて負荷としての交流電動機６の例えばスター結線されたコイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに接続されている。 Further, the smoothing circuit 4 includes a smoothing capacitor C connected between the positive electrode side line Lp and the negative electrode side line Ln, and the potential of the DC power source 2 selected by the potential selection unit 3 by the smoothing capacitor C is set. Smooth. The DC voltage Ed across the smoothing capacitor C is supplied to the DC-AC conversion circuit 5.
Furthermore, the DC-AC conversion circuit 5 has a configuration of an inverter circuit, and includes three switching arms SA21 to SA23 connected in parallel between the positive electrode side line Lp and the negative electrode side line Ln. Each of the switching arms SA21 to SA23 includes switching elements Qja and Qjb (j is 21 to 23) configured by, for example, IGBTs connected in series between the positive electrode side line Lp and the negative electrode side line Ln, and the switching elements Qja. And diodes Dja and Djb connected in antiparallel to Qjb. The connection points of the switching elements Qja and Qjb are AC output points Pu, Pv, and Pw, and are connected to, for example, the star-connected coils Lu, Lv, and Lw of the AC motor 6 as a load.

そして、上記正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐのオンオフ制御と、ＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング素子Ｑ２１ａ〜２３ｂのＰＷＭ（パルス幅変調）制御が、図２に示すように、制御装置１４によって行われる。ここで、制御装置１４には、交流電動機６の速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が入力され、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB未満であるときには、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオフ状態とする制御信号Ｃｓを出力し、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB以上であるときには、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオン状態とする制御信号Ｃｓを出力する。また、制御装置１４は、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*に応じて、ＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子のゲートに対するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子のゲートに供給する。 Then, on / off control of the active switching element Qp of the positive side control unit 11p and PWM (pulse width modulation) control of the switching elements Q21a to 23b of the DC-AC conversion circuit 5 are performed as shown in FIG. Is done by. Here, the control unit 14, is inputted speed command for the AC motor 6 (or frequency instruction) Nm *, a speed command (or frequency instruction) when Nm * is less than the predetermined set value N B is the positive side control unit the active switching element Qp of 11p outputs a control signal Cs to the oFF state, the speed command (or frequency instruction) when Nm * is a predetermined set value N B above, on the active switching element Qp of the positive control part 11p A control signal Cs for setting the state is output. Moreover, the control apparatus 14 produces | generates the PWM signal with respect to the gate of each switching element of the DC-AC conversion circuit 5 according to speed command (or frequency command) Nm *, and uses the produced | generated PWM signal for the DC-AC conversion circuit 5 To the gate of each switching element.

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、交流電動機６を所定回転速度ＮB以下の低回転速度で回転駆動するように、所定回転速度ＮB未満の速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が制御装置１４に入力されると、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐのゲートにこれをオフ状態とする制御信号Ｃｓが出力される。このため、能動スイッチング素子Ｑｐがオフ状態となることにより、バッテリユニットＢＵａの正極側とリアクトルＬとの間の通電路が遮断状態となる。したがって、リアクトルＬには、バッテリユニットＢＵｂの正極側がダイオード１２ｐを介して供給される。このとき、バッテリユニットＢＵｂの正極側の電位は、直流電源２の電圧Ｖｂの半分のＶｂ／２である。このため、平滑用コンデンサＣの両端の正極側電位部Ｖｐ及び負極側電位部Ｖｎ間の直流電圧Ｅｄは図３に示すようにＶｂ／２となる。 Next, the operation of the first embodiment will be described.
Now, as to rotate the AC motor 6 at a predetermined rotational speed N B following low rotational speed, the speed command is less than the predetermined rotational speed N B (or frequency instruction) when Nm * is input to the controller 14, a positive A control signal Cs for turning off the active switching element Qp of the side controller 11p is output. For this reason, when the active switching element Qp is turned off, the energization path between the positive electrode side of the battery unit BUa and the reactor L is cut off. Therefore, the positive side of the battery unit BUb is supplied to the reactor L via the diode 12p. At this time, the potential on the positive side of the battery unit BUb is Vb / 2 which is half of the voltage Vb of the DC power supply 2. Therefore, the DC voltage Ed between the positive electrode side potential portion Vp and the negative electrode side potential portion Vn at both ends of the smoothing capacitor C becomes Vb / 2 as shown in FIG.

この平滑回路４の直流電圧Ｅｄ（＝Ｖｂ／２）がＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチングアームＳＡ１〜ＳＡ３に供給されるので、これらスイッチングアームＳＡ１〜ＳＡ３の各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａ及びＱ２１ｂ〜Ｑ２３ｂを制御装置１４で、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*に基づくデューティ比でＰＷＭ制御することにより、交流電動機６を低速回転駆動することができる。このとき、スイッチングアームＳＡ１〜ＳＡ３に供給される直流電圧Ｅｄが直流電源２の電源電圧Ｖｂの半分であるＶｂ／２であるので、ＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失を低減することが可能となる。 Since the DC voltage Ed (= Vb / 2) of the smoothing circuit 4 is supplied to the switching arms SA1 to SA3 of the DC-AC conversion circuit 5, the switching elements Q21a to Q23a and Q21b to the switching arms SA1 to SA3 are supplied. The AC motor 6 can be driven to rotate at a low speed by PWM control of Q23b with the control device 14 at a duty ratio based on the speed command (or frequency command) Nm * . At this time, since the DC voltage Ed supplied to the switching arms SA1 to SA3 is Vb / 2, which is half of the power supply voltage Vb of the DC power supply 2, the switching loss of the DC-AC conversion circuit 5 and the harmonics of the AC motor 6 are increased. Wave loss can be reduced.

この交流電動機６の低速回転駆動状態から、制御装置１４に入力される速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が設定回転速度ＮB以上となると、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオン状態とする制御信号Ｃｓが能動スイッチング素子Ｑｐのゲートに供給される。これにより、能動スイッチング素子Ｑｐがオン状態となって、バッテリユニットＢＵａの正極側がリアクトルＬを介して平滑用コンデンサＣの正極側に接続される。 From low speed driving state of the AC motor 6, the speed command input to the controller 14 (or frequency instruction) Nm * is set rotational speed N B above, the ON state of the active switching elements Qp of the positive control part 11p Is supplied to the gate of the active switching element Qp. Thereby, active switching element Qp is turned on, and the positive side of battery unit BUa is connected to the positive side of smoothing capacitor C through reactor L.

一方、バッテリユニットＢＵｂの負極側が負極側ラインＬｎを介して平滑用コンデンサＣの負極側に接続される。このため、図３に示すように、平滑用コンデンサＣの両端の直流電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂとなり、前述した低速回転駆動状態の２倍の電圧がＤＣ−ＡＣ変換回路５に供給される。このため、ＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａ及びＱ２１ｂ〜Ｑ２３ｂをＰＷＭ制御することにより、交流電動機６を高電圧で高速回転駆動することができる。   On the other hand, the negative side of the battery unit BUb is connected to the negative side of the smoothing capacitor C via the negative side line Ln. For this reason, as shown in FIG. 3, the DC voltage Ed across the smoothing capacitor C becomes the battery voltage Vb, and a voltage twice that of the low-speed rotation driving state described above is supplied to the DC-AC conversion circuit 5. For this reason, the AC motor 6 can be driven to rotate at high speed at a high voltage by PWM control of the switching elements Q21a to Q23a and Q21b to Q23b of the DC-AC conversion circuit 5.

さらに、交流電動機６が発電機として動作する回生動作時には、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオン状態に制御することにより、発電電力がＤＣ−ＡＣ変換回路５で直流電力に変換されて正側制御部１１ｐのダイオードＤｐを介してバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂに充電電流として供給される。
このように、第１の実施形態では、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定回転速度ＮB未満であるときには、直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂの半分の電圧Ｖｂ／２がＤＣ−ＡＣ変換回路５に供給され、このＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６に供給される。このため、ＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失を低減することが可能となる。また、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定回転速度ＮB以上であるときには、直流電源２のバッテリ電圧ＶｂがそのままＤＣ−ＡＣ変換回路５に供給され、このＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６を高速回転駆動することができる。 Further, during the regenerative operation in which the AC motor 6 operates as a generator, the generated power is converted into DC power by the DC-AC conversion circuit 5 by controlling the active switching element Qp of the positive control unit 11p to the on state. It is supplied as a charging current to the battery units BUa and BUb via the diode Dp of the positive control unit 11p.
Thus, in the first embodiment, the speed command (or frequency instruction) Nm * is at less than the predetermined rotational speed N B is half the voltage Vb / 2 of the battery voltage Vb of the DC power source 2 is DC-AC converter It is supplied to the circuit 5, converted into AC power by the DC-AC conversion circuit 5, and supplied to the AC motor 6. For this reason, it becomes possible to reduce the switching loss of the DC-AC conversion circuit 5 and the harmonic loss of the AC motor 6. Further, when the speed command (or frequency instruction) Nm * is the predetermined rotational speed N B above, the battery voltage Vb of the DC power supply 2 is supplied to the DC-AC converter circuit 5 as it is, the AC in the DC-AC converter 5 The AC motor 6 can be driven to rotate at high speed by being converted into electric power.

次に、本発明の第２の実施形態を図４について説明する。
この第２の実施形態では、直流電源２の正極側に正側制御部１１ｐ及びダイオード１２ｐを設ける場合に代えて負極側に負側開閉制御部１１ｎ及びダイオード１２ｎを設けるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図４に示すように、バッテリユニットＢＵａの正極側を直接平滑回路４の正極側に接続し、且つバッテリユニットＢＵｂの負極側を、負側開閉制御部１１ｎ及びリアクトルＬを介して平滑回路４の負極側に接続するとともに、直流電源２の接続点Ｐｍと負側開閉制御部１１ｎ及びリアクトルＬの接続点との間に、カソードを接続点Ｐｍ側とするダイオード１２ｎを介挿したことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。ここで、負側開閉制御部１１ｎはエミッタをバッテリユニットＢＵｂの負極側とする例えばＩＧＢＴで構成される能動スイッチング素子Ｑｎとこの能動スイッチング素子Ｑｎと逆並列に接続されたダイオードＤｎとの並列回路で構成されている。 Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the second embodiment, instead of providing the positive control unit 11p and the diode 12p on the positive electrode side of the DC power supply 2, the negative switch control unit 11n and the diode 12n are provided on the negative electrode side.
That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 4, the positive side of the battery unit BUa is directly connected to the positive side of the smoothing circuit 4, and the negative side of the battery unit BUb is connected to the negative side opening / closing control unit 11n and A diode that is connected to the negative side of the smoothing circuit 4 via the reactor L and that has a cathode between the connection point Pm of the DC power source 2 and the connection point of the negative-side opening / closing control unit 11n and the reactor L to the connection point Pm side. Except that 12n is inserted, it has the same configuration as that of the first embodiment described above, the same reference numerals are given to the corresponding parts to FIG. 1, and the detailed description thereof is omitted. Here, the negative side open / close control unit 11n is a parallel circuit of an active switching element Qn made of, for example, an IGBT whose emitter is the negative side of the battery unit BUb and a diode Dn connected in antiparallel to the active switching element Qn. It is configured.

また、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定回転速度ＮB未満であるときに、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオフ状態に制御し、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定回転速度ＮB以上であるときに，負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオン状態に制御する。
この第２の実施形態によると、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定回転速度ＮB未満であるときには、バッテリユニットＢＵａの正極側が直接平滑回路４の正極側に接続され、且つバッテリユニットＢＵａの接続点Ｐｍがダイオード１２ｎ及びリアクトルＬを介して平滑回路４の負極側に接続される。このため、平滑回路４の平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂの半分のＶｂ／２となる。この結果、前述した第１の実施形態と同様に、ＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失を低減させた状態で交流電動機６を低速回転駆動することができる。 Further, when the speed command (or frequency instruction) Nm * is less than the predetermined rotational speed N B, and the control turns off the active switching element Qn negative side switching control unit 11n, the speed command (or frequency instruction) Nm * There when the predetermined rotational speed N B above, controls the active switching element Qn negative side switching control unit 11n in the oN state.
According to this second embodiment, when the speed command (or frequency instruction) Nm * is less than the predetermined rotational speed N B, the positive electrode side of the battery unit BUa is connected to the positive electrode side of the direct smoothing circuit 4, and the battery unit BUa Is connected to the negative side of the smoothing circuit 4 via the diode 12n and the reactor L. For this reason, the both-ends voltage Ed of the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 becomes Vb / 2 which is half of the battery voltage Vb. As a result, similarly to the first embodiment described above, the AC motor 6 can be driven to rotate at a low speed while the switching loss of the DC-AC conversion circuit 5 and the harmonic loss of the AC motor 6 are reduced.

速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定回転速度ＮB以上であるときには、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオン状態として、平滑回路４の平滑用コンデンサＣの端子電圧Ｅｄをバッテリ電圧Ｖｂとして交流電動機６を高速回転駆動することができる。
なお、上記第１及び第２の実施形態においては、直流電源２の接続点Ｐｍの中間電位をＶｂ／２とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、任意の中間電位とすることができる。 When the speed command (or frequency command) Nm * is the predetermined rotational speed N B above, the active switching element Qn negative side switching control section 11n is turned on to the battery terminal voltage Ed of the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 The AC motor 6 can be driven to rotate at a high speed as the voltage Vb.
In the first and second embodiments, the case where the intermediate potential at the connection point Pm of the DC power supply 2 is Vb / 2 has been described. However, the present invention is not limited to this, and any intermediate potential and can do.

次に、本発明の第３の実施形態を図５について説明する。
この第３の実施形態では、上述した第１の実施形態及び第２の実施形態を組み合わせたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図５に示すように、直流電源２のバッテリユニットＢＵａの正極側が正側制御部１１ｐ及びリアクトルＬを介して平滑回路４の正極側に接続され、バッテリユニットＢＵｂの負極側が負側開閉制御部１１ｎを介して平滑回路４の負極側に接続されている。さらに、正側制御部１１ｐのバッテリユニットＢＵａとは反対側及び負側開閉制御部１１ｎのバッテリユニットＢＵｂとは反対側との間にカソードを正側制御部１１ｐ側とするダイオード１２ｐ及びアノードを負側開閉制御部１１ｎ側とするダイオード１２ｎとが直列に接続されている。そして、両ダイオード１２ｐ及び１２ｎの接続点がバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂ間の接続点Ｐｍに接続されている。 Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the third embodiment, the above-described first embodiment and second embodiment are combined.
That is, in the third embodiment, as shown in FIG. 5, the positive side of the battery unit BUa of the DC power supply 2 is connected to the positive side of the smoothing circuit 4 via the positive control unit 11p and the reactor L, and the battery unit BUb. Is connected to the negative side of the smoothing circuit 4 via the negative side opening / closing control unit 11n. Further, the diode 12p with the cathode on the positive side control unit 11p side and the anode on the negative side between the side opposite to the battery unit BUa of the positive side control unit 11p and the side opposite to the battery unit BUb of the negative side opening / closing control unit 11n. A diode 12n on the side opening / closing controller 11n side is connected in series. A connection point between both diodes 12p and 12n is connected to a connection point Pm between the battery units BUa and BUb.

さらに、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐ及び負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎが、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB未満であるときに、制御装置１４から出力されるデューティ比５０％で、一方がオン状態であるときに他方がオフ状態となるパルス列の制御信号Ｃｓ１によって交互にオンオフ制御される。また、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB以上であるときには、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐ及び負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎがそれぞれ例えば高レベルを維持する制御信号Ｃｓ２によってオン状態に制御される。 Furthermore, an active switching element Qn of active switching elements Qp, and the negative side switching control unit 11n of the positive control section 11p is, when the speed command (or frequency instruction) Nm * is less than the predetermined set value N B, the controller 14 On / off control is alternately performed by a pulse train control signal Cs1 in which the duty ratio is 50% and the other is turned off when one is turned on. Further, when the speed command (or frequency instruction) Nm * is a predetermined set value N B above, each active switching element Qn of active switching elements Qp, and the negative side switching control unit 11n of the positive control section 11p, for example, high level The on state is controlled by the control signal Cs2 to be maintained.

ここで、制御装置１４でのパルス列制御信号Ｃｓ１の形成は、図６に示すように、制御信号形成回路２０で行う。この制御信号形成回路２０には、交流電動機６の電動機回転数Ｎｍを図示しない回転数センサで検出した電動機回転数Ｎｍと予め設定した所定設定値ＮBとが入力されている。これら電動機回転数Ｎｍ及び所定設定値ＮBは比較器２１に供給され、この比較器２１から出力される電動機回転数Ｎｍが所定設定値ＮB未満であるときに例えば高レベルとなる比較信号Ｓｃをパルス列発生器２２に供給する。このパルス列発生器２２で高レベルの比較信号Ｓｃが入力されると、デューティ比５０％のパルス列制御信号Ｃｓ１を発生し、発生したパルス列制御信号Ｃｓ１を正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐに対してはそのまま供給し、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎに対しては論理反転回路２３で論理反転してパルス列制御信号Ｃｓ１′として供給する。 Here, the formation of the pulse train control signal Cs1 in the control device 14 is performed by the control signal forming circuit 20, as shown in FIG. This control signal formation circuit 20, and a predetermined set value N B set in advance as the motor rotation speed Nm detected by the rotational speed sensor (not shown) the motor rotation speed Nm of AC motor 6 is input. These motor rotation speed Nm and a predetermined set value N B are supplied to the comparator 21, the comparison signal Sc of the motor rotational speed Nm that is output from the comparator 21 is, for example, a high level when it is less than a predetermined set value N B Is supplied to the pulse train generator 22. When a high-level comparison signal Sc is input by the pulse train generator 22, a pulse train control signal Cs1 having a duty ratio of 50% is generated, and the generated pulse train control signal Cs1 is sent to the active switching element Qp of the positive control unit 11p. The active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n is logically inverted by the logic inversion circuit 23 and supplied as the pulse train control signal Cs1 ′.

この第３の実施形態によると、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB未満であるときに、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐと負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎとが所定デューティ比で時分割に交互にオンオフ制御される。このため、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオフ状態であるときには、バッテリユニットＢＵｂが平滑回路４の正極側及び負極側に接続される。このため、平滑回路４の平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂの半分の電圧Ｖｂ／２に充電される。 According to the third embodiment, the speed command (or frequency instruction) when Nm * is less than the predetermined set value N B, active switching of the active switching elements Qp and the negative switching control section 11n of the positive control part 11p The element Qn is alternately turned on and off in a time division manner at a predetermined duty ratio. For this reason, when the active switching element Qp of the positive control unit 11p is in the OFF state, the battery unit BUb is connected to the positive electrode side and the negative electrode side of the smoothing circuit 4. For this reason, the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 is charged to a voltage Vb / 2 that is half of the battery voltage Vb.

同様に、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎがオフ状態であるときには、バッテリユニットＢＵａが平滑回路４の正極側及び負極側に接続される。このため、平滑回路４の平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄはバッテリ電圧Ｖｂの半分の電圧Ｖｂ／２に維持される。
この結果、前述した第１及び第２の実施形態と同様に、ＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失を低減させた状態で交流電動機６を低速回転駆動することができる。 Similarly, when the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n is in the OFF state, the battery unit BUa is connected to the positive side and the negative side of the smoothing circuit 4. For this reason, the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 is maintained at a voltage Vb / 2 that is half of the battery voltage Vb.
As a result, as in the first and second embodiments described above, the AC motor 6 is driven to rotate at a low speed while the switching loss of the DC-AC conversion circuit 5 and the harmonic loss of the AC motor 6 are reduced. Can do.

また、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB以上であるときに、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐ及び負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎがともにオン状態に制御されて、直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂがそのまま平滑回路４の平滑用コンデンサＣに充電され、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂとなる。このため、交流電動機６を高速回転駆動することができる。 Further, when the speed command (or frequency instruction) Nm * is a predetermined set value N B above, active switching elements Qp, and active switching element Qn negative side switching control unit 11n of the positive control section 11p is in both turned As a result, the battery voltage Vb of the DC power supply 2 is charged as it is to the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4, and the voltage Ed across the smoothing capacitor C becomes the battery voltage Vb. For this reason, the AC motor 6 can be driven to rotate at high speed.

この第３の実施形態によると、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐ及び負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎが交互にオンオフ制御されるので、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの供給電力を等しくして、両者の負担を同等にすることが可能となり、バッテリの長寿命化を図ることができる。
因みに、上述した第１及び第２の実施形態では、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの供給電力が異なるため、バッテリ寿命に差が生じることになり、直流電源２全体のバッテリ寿命が短くなるが、上記第３の実施形態では、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの負担を同等にすることが可能となる。 According to the third embodiment, since the active switching element Qp of the positive side control unit 11p and the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n are alternately turned on / off, the power supplied to the battery units BUa and BUb is equal. Thus, the burden on both can be made equal, and the battery life can be extended.
Incidentally, in the first and second embodiments described above, since the power supplied to the battery units BUa and BUb is different, a difference in battery life occurs, and the battery life of the entire DC power supply 2 is shortened. In the third embodiment, it is possible to equalize the burden on the battery units BUa and BUb.

なお、上記第３の実施形態においては、制御装置１４の制御信号形成回路２０でデューティ比５０％のパルス列制御信号ＣＳ１及びＣｓ１′を形成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図７に示すように、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂのバッテリユニット出力電流ｉａ及びｉｂをそれぞれ図示しない電流センサで検出し、検出したバッテリユニット出力電流ｉａ及びｉｂを、制御信号形成回路２０を構成し、比較器２１の比較信号Ｓｃが高レベルであるときに動作する制御部選択回路３０に供給するようにしてもよい。この制御部選択回路３０は、バッテリユニット出力電流ｉａ及びｉｂを個別に積分する積分回路３１ａ及び３１ｂを有し、これらの積分出力を比較器３２に供給して比較し、この比較器３２から電流積分値Ｉｉａに対して電流積分値Ｉｉｂが小さいときに高レベルとなる選択信号ＳＬを出力する。この選択信号ＳＬはそのまま負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎに供給され、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐには論理反転回路３３を介して供給される。   In the third embodiment, the case where the control signal forming circuit 20 of the control device 14 forms the pulse train control signals CS1 and Cs1 ′ having a duty ratio of 50% has been described. However, the present invention is not limited to this. 7, the battery unit output currents ia and ib of the battery units BUa and BUb are detected by current sensors (not shown), respectively, and the detected battery unit output currents ia and ib constitute the control signal forming circuit 20. The control unit selection circuit 30 that operates when the comparison signal Sc of the comparator 21 is at a high level may be supplied. The control unit selection circuit 30 includes integration circuits 31a and 31b that individually integrate the battery unit output currents ia and ib, and supplies the integration outputs to the comparator 32 for comparison. When the current integration value Iib is smaller than the integration value Iia, a selection signal SL that is at a high level is output. This selection signal SL is supplied as it is to the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n, and is supplied to the active switching element Qp of the positive side control unit 11p via the logic inverting circuit 33.

したがって、電動機回転数Ｎｍが所定設定値ＮB未満であるときに、バッテリユニットＢＵｂから出力されるバッテリユニット出力電流ｉａの積分値Ｉｉａに対してバッテリユニットＢＵｂから出力されるバッテリユニット出力電流ｉｂの積分値Ｉｉｂが小さいときには、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎがオン状態に制御されて、バッテリユニットＢＵｂが平滑回路４に接続される。逆に、バッテリユニット出力電流ｉａの積分値Ｉｉａがバッテリユニット出力電流ｉｂの積分値Ｉｉｂより小さいときには、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオン状態に制御されて、バッテリユニットＢＵａが平滑回路４に接続される。したがって、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの充放電電流の積分値に応じてバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの一方が選択されることになり、バッテリユニット出力電流ｉａ及びｉｂの積分値Ｉｉａ及びＩｉｂが均等化されて、直流電源２全体の寿命を長期化することができる。 Therefore, when the motor rotation speed Nm is less than a predetermined set value N B, the battery unit output current ib that is output to the integral value Iia battery unit output current ia output from the battery unit BUb from the battery unit BUb When the integral value Iib is small, the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n is controlled to be in an on state, and the battery unit BUb is connected to the smoothing circuit 4. Conversely, when the integral value Iia of the battery unit output current ia is smaller than the integral value Iib of the battery unit output current ib, the active switching element Qp of the positive side control unit 11p is controlled to be in an ON state, and the battery unit BUa is smoothed. 4 is connected. Therefore, one of the battery units BUa and BUb is selected according to the integrated value of the charge / discharge currents of the battery units BUa and BUb, and the integrated values Iia and Iib of the battery unit output currents ia and ib are equalized. The life of the entire DC power source 2 can be extended.

さらには、図８に示すように、制御部選択回路３０にバッテリユニット電流ｉａ及びｉｂに加えて、図示しない電圧センサで検出したバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂのバッテリユニット電圧ｖａ及びｖｂも入力し、バッテリユニット電流ｉａ及びバッテリユニット電圧ｖａを乗算回路４１ａで乗算して充放電電力ｐａを算出するとともに、バッテリユニット電流ｉｂ及びバッテリユニット電圧ｖｂを乗算回路４１ｂで乗算して充放電電力ｐｂを算出し、これら充放電電力ｐａ及びｐｂをそれぞれ積分回路４２ａ及び４２ｂで積分し、これらの電力積分値Ｉｐａ及びＩｐｂを比較器４３で比較し、この比較器４３からＩｐａに対してＩｐｂが小さいときに高レベルの選択信号ＳＬを出力し、この選択信号ＳＬをそのまま負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎに出力し、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐには論理反転回路４４で論理反転して出力するようにしてもよい。   Furthermore, as shown in FIG. 8, in addition to the battery unit currents ia and ib, the battery unit voltages va and vb of the battery units BUa and BUb detected by a voltage sensor (not shown) are also input to the control unit selection circuit 30. The charge / discharge power pa is calculated by multiplying the unit current ia and the battery unit voltage va by the multiplication circuit 41a, and the charge / discharge power pb is calculated by multiplying the battery unit current ib and the battery unit voltage vb by the multiplication circuit 41b. These charge / discharge powers pa and pb are integrated by integrating circuits 42a and 42b, respectively, and these power integration values Ipa and Ipb are compared by a comparator 43. When the Ipb is smaller than Ipa from the comparator 43, the high level is obtained. The selection signal SL is output, and this selection signal SL is directly used as the negative side opening / closing control unit 11 Outputs of the active switching element Qn, the active switching element Qp of the positive control section 11p may be output by logically inverted by the logic inversion circuit 44.

したがって、電動機回転数Ｎｍが所定設定値ＮB未満であるときに、バッテリユニットＢＵｂの充放電電力ｐａの積分値Ｉｐａに対してバッテリユニットＢＵｂの充放電電力ｐｂの積分値Ｉｐｂが小さいときには、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎがオン状態に制御されて、バッテリユニットＢＵｂが平滑回路４に接続される。逆に、バッテリユニットＢＵａの充放電電力Ｐａの積分値ＩｐａがバッテリユニットＢＵｂの充放電電力ｐａの積分値Ｉｐｂより小さいときには、正側制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオン状態に制御されて、バッテリユニットＢＵａが平滑回路４に接続される。したがって、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの充放電電力の積分値に応じてバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの一方が選択されることになり、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの充放電電力ｐａ及びｐｂの積分値Ｉｐａ及びＩｐｂが均等化されて、直流電源２全体の寿命を長期化することができる。 Therefore, when the motor rotation speed Nm is less than a predetermined set value N B, when the integral value Ipb of the charge and discharge power pb of the battery unit BUb relative integral values Ipa of the charge and discharge power pa of the battery unit BUb is small, negative The active switching element Qn of the side opening / closing control unit 11n is controlled to be in an on state, and the battery unit BUb is connected to the smoothing circuit 4. Conversely, when the integrated value Ipa of the charging / discharging power Pa of the battery unit BUa is smaller than the integrated value Ipb of the charging / discharging power pa of the battery unit BUb, the active switching element Qp of the positive side control unit 11p is controlled to be in the ON state. The battery unit BUa is connected to the smoothing circuit 4. Therefore, one of the battery units BUa and BUb is selected according to the integrated value of the charge / discharge power of the battery units BUa and BUb, and the integrated values Ipa and Ipb of the charge / discharge powers pa and pb of the battery units BUa and BUb are selected. Are equalized, and the lifetime of the entire DC power supply 2 can be extended.

次に、本発明の第４の実施形態を図９及び図１０について説明する。
この第４の実施形態では、バッテリ電圧を昇圧して平滑回路４に供給するようにしたものである。
すなわち、第４の実施形態では、図９に示すように、前述した第１の実施形態における図１の構成において、電位選択部３と平滑回路４との間にリアクトルＬを含む双方向昇圧チョッパ部５１が介挿されたことを除いては図１と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the fourth embodiment, the battery voltage is boosted and supplied to the smoothing circuit 4.
That is, in the fourth embodiment, as shown in FIG. 9, in the configuration of FIG. 1 in the first embodiment described above, the bidirectional boost chopper including the reactor L between the potential selection unit 3 and the smoothing circuit 4. Except that the part 51 is inserted, it has the same configuration as that of FIG. 1, the same reference numerals are given to the corresponding parts to FIG. 1, and the detailed description thereof is omitted.

ここで、双方向昇圧チョッパ部５１は、電位選択部３の正側開閉制御部１１ｐ及びダイオード１２ｐとの接続点に一端が接続された昇圧用リアクトルＬと、平滑回路４の平滑用コンデンサＣと並列に接続された例えばＩＧＢＴで構成される能動スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の直列回路とで構成されている。そして、昇圧用リアクトルＬの他端が能動スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続点に接続され、各能動スイッチング素子Ｑ１及びＱ２には逆並列にダイオードＤ１及びＤ２が接続されている。   Here, the bidirectional step-up chopper unit 51 includes a step-up reactor L having one end connected to a connection point between the positive side open / close control unit 11p and the diode 12p of the potential selection unit 3, and a smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4. It is comprised with the series circuit of the active switching elements Q1 and Q2 comprised, for example by IGBT connected in parallel. The other end of the boosting reactor L is connected to a connection point between the active switching elements Q1 and Q2, and diodes D1 and D2 are connected in antiparallel to each active switching element Q1 and Q2.

この第４の実施形態によると、例えば、図１０に示すように、電動機回転数Ｎｍが所定回転数ＮB未満であるときには、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオフ状態とするとともに、双方向昇圧チョッパ部５１の能動スイッチング素子Ｑ１及びＱ２を昇圧比が“１”となるようにオンオフ制御する。これにより、バッテリユニットＢＵｂのバッテリ電圧Ｖｂの半分の電圧Ｖｂ／２が平滑回路４の平滑用コンデンサＣに充電されることになる。このため、この平滑回路４の両端電圧Ｅｄ（＝Ｖｂ／２）がＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６に供給され、交流電動機６が低速回転駆動される。このとき、前述した第１〜第３の実施形態と同様に、バッテリ電圧Ｖｂの半分の低電圧Ｖｂ／２がＤＣ−ＡＣ変換回路５に供給されるので、ＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失を低減することが可能となる。 According to the fourth embodiment, for example, as shown in FIG. 10, when the motor rotation speed Nm is less than the predetermined rotational speed N B, together with the off-state active switching element Qp of the positive switching control section 11p The active switching elements Q1 and Q2 of the bidirectional step-up chopper unit 51 are on / off controlled so that the step-up ratio becomes “1”. As a result, the voltage Vb / 2 that is half the battery voltage Vb of the battery unit BUb is charged in the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4. Therefore, the voltage Ed (= Vb / 2) across the smoothing circuit 4 is converted into AC power by the DC-AC conversion circuit 5 and supplied to the AC motor 6, and the AC motor 6 is driven to rotate at a low speed. At this time, as in the first to third embodiments described above, a low voltage Vb / 2 that is half the battery voltage Vb is supplied to the DC-AC conversion circuit 5, so that the switching loss of the DC-AC conversion circuit 5 is reduced. In addition, the harmonic loss of the AC motor 6 can be reduced.

その後、電動機回転数Ｎｍが所定設定値ＮB以上となると、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオン状態に制御されることにより、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂによるバッテリ電圧Ｖｂが双方向昇圧チョッパ部５１に供給され、この双方向昇圧チョッパ部５１で“１”の昇圧比を継続することにより、平滑回路４の平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄを図１０に示すようにバッテリ電圧Ｖｂまで増加する。この両端電圧ＥｄをＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換して交流電動機６に供給することにより、交流電動機６を中速回転駆動することができる。 Thereafter, when the motor rotation speed Nm becomes a predetermined set value N B above, by active switching elements Qp of the positive switching control section 11p is controlled to the ON state, the battery voltage Vb from the battery unit BUa and BUb is bi-directional boost By being supplied to the chopper unit 51 and continuing the step-up ratio of “1” in the bidirectional step-up chopper unit 51, the voltage Ed across the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 is reduced to the battery voltage Vb as shown in FIG. To increase. By converting this both-end voltage Ed into AC power by the DC-AC conversion circuit 5 and supplying it to the AC motor 6, the AC motor 6 can be driven to rotate at medium speed.

さらに、電動機回転数Ｎｍが所定設定値ＮBより大きい所定設定値Ｎ0以上となると、電動機回転数Ｎｍの増加に応じて双方向昇圧チョッパ部５１の昇圧比を“１”から徐々に増加させることにより、バッテリ電圧Ｖｂを徐々に昇圧する。このため、平滑回路４の平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄが、図１０に示すように、バッテリ電圧Ｖｂより電動機回転数Ｎｍの増加に応じて徐々に増加し、この両端電圧ＥｄがＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されることにより、交流電動機６が高速回転駆動される。 Further, when the motor rotation speed Nm becomes equal to or greater than a predetermined set value N 0 that is greater than the predetermined set value N B , the boost ratio of the bidirectional boost chopper unit 51 is gradually increased from “1” in accordance with the increase in the motor rotation speed Nm. As a result, the battery voltage Vb is gradually increased. Therefore, as shown in FIG. 10, the voltage Ed across the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 gradually increases as the motor rotation speed Nm increases from the battery voltage Vb, and the voltage Ed across the DC-AC The AC motor 6 is driven to rotate at high speed by being converted into AC power by the conversion circuit 5.

次に、本発明の第５の実施形態を図１１〜図１５について説明する。
この第５の実施形態では、直流電源２の電位選択を多段階にしたものである。
すなわち、第５の実施形態では、図１１に示すように、前述した第１の実施形態における図１の構成において、直流電源２を４分割したバッテリユニットＢＵ１〜ＢＵ４で構成するとともに、電位選択部３を以下のように構成したことを除いては図１と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。 Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the fifth embodiment, the selection of the potential of the DC power supply 2 is performed in multiple stages.
That is, in the fifth embodiment, as shown in FIG. 11, in the configuration of FIG. 1 in the first embodiment described above, the DC power source 2 is constituted by battery units BU1 to BU4 divided into four parts, and a potential selection unit. 1 has the same configuration as that in FIG. 1 except that it is configured as follows, and the same reference numerals are given to the corresponding parts to those in FIG. 1, and the detailed description thereof will be omitted.

電位選択部３は、バッテリユニットＢＵ１及びＢＵ２間の接続点Ｐｍ１（最も低い中間電位点）と正側開閉制御部１１ｐ及びリアクトルＬの接続点との間にアノードを接続点Ｐｍ１側とする中間電位点接続半導体素子としてのダイオードＤ１１を介挿し、バッテリユニットＢＵ２及びＢＵ３間の接続点Ｐｍ２と正側開閉制御部１１ｐ及びリアクトルＬの接続点との間にアノードを接続点Ｐｍ２側とする逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１を介挿し、バッテリユニットＢＵ３及びＢＵ４間の接続点Ｐｍ３と正側開閉制御部１１ｐ及びリアクトルＬの接続点との間にアノードを接続点Ｐｍ２側とする逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ２を介挿した構成を有する。   The potential selection unit 3 has an intermediate potential between the connection point Pm1 (the lowest intermediate potential point) between the battery units BU1 and BU2 and the connection point of the positive side switching control unit 11p and the reactor L with the anode at the connection point Pm1 side. A diode D11 as a point connection semiconductor element is inserted, and a reverse breakdown voltage is set between the connection point Pm2 between the battery units BU2 and BU3 and the connection point of the positive side open / close control unit 11p and the reactor L with the anode at the connection point Pm2 side. An active semiconductor having a reverse breakdown voltage with the anode serving as the connection point Pm2 between the connection point Pm3 between the battery units BU3 and BU4 and the connection point between the positive side switching controller 11p and the reactor L. It has a configuration in which the element S2 is interposed.

ここで、逆耐圧を有する半導体素子Ｓ２としては、図１２（ａ）に示すサイリスタ５５、図１２（ｂ）に示す逆耐圧を有さないＩＧＢＴ５６とダイオード５７との直列回路、図１２（ｃ）に示す逆耐圧を有するＩＧＢＴ５８等を適用することができる。
そして、電位選択部３の正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐ、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１及びＳ２、ＤＣ−ＡＣ変換回路５の各能動スイッチング素子が、図１３に示すように、制御装置１４の制御部１５によって駆動制御される。この制御部１５の具体的構成は、図１４に示すように、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が非反転入力側に、反転入力側にそれぞれ所定回転数ＮA、ＮB及びＮC（ＮA＜ＮB＜ＮC）が入力された３つの比較器６１ａ、６１ｂ及び６１ｃと、これら比較器６１ａ〜６１ｃの比較出力がそれぞれ反転して入力されるアンド回路６２ａと、比較器６１ａの比較出力がそのまま入力され、比較器６１ｂ及び６１ｃの比較出力が反転されて入力されるアンド回路６２ｂと、比較器６１ａ及び６１ｂの比較出力がそのまま入力され、比較器６１ｃの比較出力が反転して入力されるアンド回路６２ｃと、比較器６１ａ〜６１ｃの比較出力がそのまま入力されるアンド回路６２ｄと、アンド回路６２ａ、６２ｂ、６２ｃ及び６２ｄのアンド出力が個別に入力される低速制御部６３ａ、中下速制御部６３ｂ、中上速制御部６３ｃ及び高速制御部６３ｄとを備えている。 Here, as the semiconductor element S2 having the reverse withstand voltage, the thyristor 55 shown in FIG. 12A, the series circuit of the IGBT 56 and the diode 57 having no reverse withstand voltage shown in FIG. 12B, and FIG. An IGBT 58 having a reverse breakdown voltage shown in FIG.
Then, as shown in FIG. 13, the active switching element Qp of the positive side switching controller 11p of the potential selection unit 3, the active semiconductor elements S1 and S2 having reverse breakdown voltage, and the active switching elements of the DC-AC conversion circuit 5 are as shown in FIG. Drive control is performed by the control unit 15 of the control device 14. As shown in FIG. 14, the specific configuration of the control unit 15 is such that the speed command (or frequency command) Nm * is on the non-inversion input side and the predetermined rotation speeds N A , N B and N C ( Three comparators 61a, 61b and 61c to which N A <N B <N C ) are input, an AND circuit 62a to which the comparison outputs of the comparators 61a to 61c are respectively inverted and input, and a comparator 61a The comparison output is input as it is, the comparison output of the comparators 61b and 61c is inverted and input, and the comparison output of the comparators 61a and 61b is input as it is, and the comparison output of the comparator 61c is inverted. The AND circuit 62c to be input, the AND circuit 62d to which the comparison outputs of the comparators 61a to 61c are input as they are, and the AND outputs of the AND circuits 62a, 62b, 62c and 62d are individually input. A low speed controller 63a, a middle lower speed controller 63b, a middle upper speed controller 63c, and a high speed controller 63d are provided.

低速制御部６３ａは、アンド回路６２ａのアンド出力が論理値“１”であるときに、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオフ状態に制御する制御信号Ｃｓを出力するとともに、逆耐圧を有する能動半導体Ｓ１及びＳ２をオフ状態に制御する選択信号ＳＬ１及びＳＬ２を出力し、さらにＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子のゲートに対するＰＷＭ信号を生成して出力する。   The low speed control unit 63a outputs a control signal Cs for controlling the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p to an OFF state and has a reverse breakdown voltage when the AND output of the AND circuit 62a is a logical value “1”. The selection signals SL1 and SL2 for controlling the active semiconductors S1 and S2 having OFF to be turned off are output, and PWM signals for the gates of the switching elements of the DC-AC conversion circuit 5 are generated and output.

中下速制御部６３ｂは、アンド回路６２ｂのアンド出力が論理値“１”であるときに、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオフ状態に制御する制御信号Ｃｓを出力するとともに、逆耐圧を有する能動半導体Ｓ１をオン状態に制御し、能動半導体Ｓ２をオフ状態に制御する選択信号ＳＬ１及びＳＬ２を出力し、さらにＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子のゲートに対するＰＷＭ信号を生成して出力する。   The middle / lower speed control unit 63b outputs a control signal Cs for controlling the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p to an off state when the AND output of the AND circuit 62b is a logical value “1”. The active semiconductor S1 having a reverse breakdown voltage is controlled to be in an on state, the selection signals SL1 and SL2 for controlling the active semiconductor S2 to be in an off state are output, and a PWM signal is generated for the gate of each switching element of the DC-AC conversion circuit 5 And output.

中上速制御部６３ｃは、アンド回路６２ｃのアンド出力が論理値“１”であるときに、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオフ状態に制御する制御信号Ｃｓを出力するとともに、逆耐圧を有する能動半導体Ｓ１をオフ状態に制御し、能動半導体Ｓ２をオン状態に制御する選択信号ＳＬ１及びＳＬ２を出力し、さらにＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子のゲートに対するＰＷＭ信号を生成して出力する。   The middle / upper speed control unit 63c outputs a control signal Cs for controlling the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p to an off state when the AND output of the AND circuit 62c is a logical value “1”. The active semiconductor S1 having a reverse breakdown voltage is controlled to be turned off, the selection signals SL1 and SL2 for controlling the active semiconductor S2 to be turned on are output, and a PWM signal is generated for the gate of each switching element of the DC-AC conversion circuit 5 And output.

高速制御部６３ｄは、アンド回路６２ｄのアンド出力が論理値“１”であるときに、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐをオン状態に制御する制御信号Ｃｓを出力するとともに、逆耐圧を有する能動半導体Ｓ１及びＳ２をオフ状態に制御する選択信号ＳＬ１及びＳＬ２を出力し、さらにＤＣ−ＡＣ変換回路５の各スイッチング素子のゲートに対するＰＷＭ信号を生成して出力する。   The high speed control unit 63d outputs a control signal Cs for controlling the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p to the on state when the AND output of the AND circuit 62d is a logical value “1”, and has a reverse breakdown voltage. The selection signals SL1 and SL2 for controlling the active semiconductors S1 and S2 having OFF to be turned off are output, and PWM signals for the gates of the switching elements of the DC-AC conversion circuit 5 are generated and output.

次に、上記第５の実施形態の動作を説明する。
今、制御装置１４に入力される速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が最小設定値ＮA未満であるときには、比較器６１ａ〜６１ｃから出力される比較出力が何れも低レベルとなる。このため、アンド回路６２ａのアンド出力のみが論理値“１”となるので、低速制御部６３ａのみが動作状態となる。このため、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオフ状態に制御され、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１及びＳ２がオフ状態に制御されるので、バッテリユニットＢＵ１のみがリアクトルＬを介して平滑回路４の平滑用コンデンサＣに接続される。このため、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄは、図１５に示すように、バッテリユニットＢＵ１のバッテリ電圧Ｖｂの１／４となるユニット電圧Ｖｂ／４となり、最小バッテリ電圧となる。この平滑用コンデンサＣの両端電圧ＥｄがＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６に供給されるので、交流電動機６が低速回転駆動される。このとき、ＤＣ−ＡＣ変換回路５に入力される直流電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂの１／４であるので、前述した第１〜第４の実施形態に比較してＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失をより低減することが可能となる。 Next, the operation of the fifth embodiment will be described.
Now, when the speed command input to the controller 14 (or frequency instruction) Nm * is less than the minimum set value N A, any comparison output outputted from the comparator 61a~61c goes low. For this reason, only the AND output of the AND circuit 62a becomes the logical value “1”, so that only the low speed control unit 63a is in the operating state. For this reason, the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p is controlled to be in the off state, and the active semiconductor elements S1 and S2 having the reverse breakdown voltage are controlled to be in the off state, so that only the battery unit BU1 is passed through the reactor L. Connected to the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4. For this reason, as shown in FIG. 15, the voltage Ed across the smoothing capacitor C becomes a unit voltage Vb / 4 that is 1/4 of the battery voltage Vb of the battery unit BU1, and becomes the minimum battery voltage. Since the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C is converted into AC power by the DC-AC conversion circuit 5 and supplied to the AC motor 6, the AC motor 6 is driven to rotate at a low speed. At this time, since the DC voltage Ed input to the DC-AC conversion circuit 5 is ¼ of the battery voltage Vb, the switching of the DC-AC conversion circuit 5 is compared with the first to fourth embodiments described above. Loss and harmonic loss of the AC motor 6 can be further reduced.

その後、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮA以上となると、比較器６１ａの比較出力が高レベルとなることにより、アンド回路６２ａのアンド出力が論理値“０”に復帰し、これに代えてアンド回路６２ｂのアンド出力が論理値“１”に反転する。
このため、中下速制御部６３ｂが作動状態となって、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオフ状態に制御され、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１がオン状態、能動半導体素子Ｓ２がオフ状態に制御される。したがって、バッテリユニットＢＵ１及びＢＵ２の直列回路がリアクトルＬを介して平滑回路４の平滑用コンデンサＣに接続される。このため、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄは、図１５に示すように、バッテリユニットＢＵ１のバッテリ電圧Ｖｂの１／２となるユニット電圧Ｖｂ／２に増加する。この平滑用コンデンサＣの両端電圧ＥｄがＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６に供給されるので、交流電動機６が低速寄りの中速回転で駆動される。このとき、ＤＣ−ＡＣ変換回路５に入力される直流電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂの１／２であるので、前述した第１〜第４の実施形態と同様にＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失をより低減することが可能となる。 Thereafter, when the speed command (or frequency command) Nm * becomes equal to or greater than the predetermined set value N A , the comparison output of the comparator 61a becomes high level, and the AND output of the AND circuit 62a returns to the logical value “0”. Instead, the AND output of the AND circuit 62b is inverted to the logical value “1”.
For this reason, the middle / lower speed control unit 63b is activated, the active switching element Qp of the forward side opening / closing control unit 11p is controlled to be in the off state, the active semiconductor element S1 having the reverse breakdown voltage is in the on state, and the active semiconductor element S2 Is controlled to the off state. Therefore, the series circuit of the battery units BU1 and BU2 is connected to the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 via the reactor L. For this reason, the both-ends voltage Ed of the smoothing capacitor C increases to a unit voltage Vb / 2 that is ½ of the battery voltage Vb of the battery unit BU1, as shown in FIG. Since the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C is converted into AC power by the DC-AC conversion circuit 5 and supplied to the AC motor 6, the AC motor 6 is driven at a medium speed rotation close to a low speed. At this time, since the DC voltage Ed input to the DC-AC conversion circuit 5 is ½ of the battery voltage Vb, the switching loss of the DC-AC conversion circuit 5 is the same as in the first to fourth embodiments described above. In addition, the harmonic loss of the AC motor 6 can be further reduced.

その後、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮB以上となると、比較器６１ｂの比較出力も高レベルとなることにより、アンド回路６２ｂのアンド出力が論理値“０”に復帰し、これに代えてアンド回路６２ｃのアンド出力が論理値“１”に反転する。
このため、中上速制御部６３ｃが作動状態となって、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオフ状態に制御され、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１がオフ状態、能動半導体素子Ｓ２がオン状態に制御される。したがって、バッテリユニットＢＵ１〜ＢＵ３の直列回路がリアクトルＬを介して平滑回路４の平滑用コンデンサＣに接続される。このため、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄは、図１５に示すように、バッテリユニットＢＵ１のバッテリ電圧Ｖｂの３／４となるユニット電圧３Ｖｂ／４に増加する。この平滑用コンデンサＣの両端電圧ＥｄがＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６に供給されるので、交流電動機６が高速寄りの中速回転で駆動される。このとき、ＤＣ−ＡＣ変換回路５に入力される直流電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂの３／４であるので、直流電圧Ｅｄがバッテリ電圧Ｖｂである場合に比較してＤＣ−ＡＣ変換回路５のスイッチング損失や、交流電動機６の高調波損失を低減することが可能となる。 Thereafter, when the speed command (or frequency command) Nm * becomes equal to or greater than the predetermined set value N B , the comparison output of the comparator 61b also becomes a high level, and the AND output of the AND circuit 62b returns to the logical value “0”. Instead, the AND output of the AND circuit 62c is inverted to the logical value “1”.
Therefore, the middle / upper speed control unit 63c is activated, the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p is controlled to the off state, the active semiconductor element S1 having the reverse breakdown voltage is turned off, and the active semiconductor element S2 Is controlled to be on. Therefore, the series circuit of the battery units BU1 to BU3 is connected to the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 via the reactor L. Therefore, the both-ends voltage Ed of the smoothing capacitor C increases to a unit voltage 3Vb / 4 that is 3/4 of the battery voltage Vb of the battery unit BU1, as shown in FIG. Since the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C is converted into AC power by the DC-AC conversion circuit 5 and supplied to the AC motor 6, the AC motor 6 is driven at a medium speed rotation close to a high speed. At this time, since the DC voltage Ed input to the DC-AC conversion circuit 5 is 3/4 of the battery voltage Vb, the switching of the DC-AC conversion circuit 5 is performed as compared with the case where the DC voltage Ed is the battery voltage Vb. Loss and harmonic loss of the AC motor 6 can be reduced.

なおさらに、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が所定設定値ＮC以上となると、比較器６１ｃの比較出力も高レベルとなることにより、アンド回路６２ｃのアンド出力が論理値“０”に復帰し、これに代えてアンド回路６２ｄのアンド出力が論理値“１”に反転する。このため、高速制御部６３ｄが作動状態となって、正側開閉制御部１１ｐの能動スイッチング素子Ｑｐがオン状態に制御され、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１及びＳ２がオフ状態に制御される。したがって、バッテリユニットＢＵ１〜ＢＵ４の直列回路がリアクトルＬを介して平滑回路４の平滑用コンデンサＣに接続される。このため、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄは、図１５に示すように、直流電源２のバッテリ電圧Ｖｂに増加する。この平滑用コンデンサＣの両端電圧ＥｄがＤＣ−ＡＣ変換回路５で交流電力に変換されて交流電動機６に供給されるので、交流電動機６が高速回転駆動される。 Furthermore, when the speed command (or frequency command) Nm * becomes equal to or higher than the predetermined set value N C , the comparison output of the comparator 61c also becomes a high level, so that the AND output of the AND circuit 62c returns to the logical value “0”. Instead, the AND output of the AND circuit 62d is inverted to the logical value “1”. For this reason, the high speed control unit 63d is activated, the active switching element Qp of the positive side opening / closing control unit 11p is controlled to be on, and the active semiconductor elements S1 and S2 having reverse breakdown voltage are controlled to be off. Therefore, the series circuit of the battery units BU1 to BU4 is connected to the smoothing capacitor C of the smoothing circuit 4 via the reactor L. For this reason, the voltage Ed across the smoothing capacitor C increases to the battery voltage Vb of the DC power supply 2 as shown in FIG. Since the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C is converted into AC power by the DC-AC conversion circuit 5 and supplied to the AC motor 6, the AC motor 6 is driven to rotate at high speed.

このように、上記第５の実施形態においては、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*に応じて、直流電源２の電位をきめ細かく設定することができる。
なお、上記第５の実施形態においては、正側開閉制御部１１ｐ及び直流電源２の複数の中間電位点と正側開閉制御部１１ｐ及びリアクトルＬ間にダイオードＤ１１、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１及びＳ２を介挿した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１６に示すように、前述した第２の実施形態と同様に、直流電源２の負極側に負側開閉制御部１１ｎ及びリアクトルＬを接続し、これら負側開閉制御部１１ｎ及びリアクトルＬ間と、直流電源２の中間電位点Ｐｍ１、Ｐｍ２及びＰｍ３との間に、それぞれ逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ３、Ｓ４及びダイオードＤ１２を介挿するようにしてもよい。 Thus, in the fifth embodiment, the potential of the DC power supply 2 can be finely set according to the speed command (or frequency command) Nm * .
In the fifth embodiment, the diode D11 and the active semiconductor element S1 having a reverse breakdown voltage between the positive side switching control unit 11p and the plurality of intermediate potential points of the DC power source 2 and the positive side switching control unit 11p and the reactor L. However, the present invention is not limited to this, and as shown in FIG. 16, as in the second embodiment described above, the negative side open / close control is performed on the negative side of the DC power supply 2. Active semiconductor elements S3, S4 having a reverse breakdown voltage between the negative side switching control unit 11n and the reactor L and between the intermediate potential points Pm1, Pm2, and Pm3 of the DC power source 2, respectively. In addition, a diode D12 may be inserted.

この場合には、交流電動機６を低速回転駆動する場合には、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオフ状態とし、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ３及びＳ４をオフ状態に制御することにより、平滑用コンデンサＣの両端電圧ＥｄをＶｂ／４とすることができる。また、交流電動機６を低速寄りの中速回転駆動する場合には、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオフ状態として、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ４をオン状態、能動半導体素子Ｓ３をオフ状態とすることにより、平滑用コンデンサＣの両端電圧ＥｄをＶｂ／２とすることができる。さらに、交流電動機６を高速寄りの中速回転駆動する場合には、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオフ状態として、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ４をオフ状態、脳とを半導体素子Ｓ３をオン状態とすることにより、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄを３Ｖｂ／４とすることができる。さらにまた、交流電動機６を高速回転駆動する場合には、負側開閉制御部１１ｎの能動スイッチング素子Ｑｎをオン状態として、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ３及びＳ４をオフ状態とすることにより、平滑用コンデンサＣの両端電圧Ｅｄをバッテリ電圧Ｖｂとすることができる。   In this case, when the AC motor 6 is driven to rotate at a low speed, the active switching element Qn of the negative side opening / closing controller 11n is turned off, and the active semiconductor elements S3 and S4 having reverse breakdown voltage are controlled to be turned off. Thus, the voltage Ed between both ends of the smoothing capacitor C can be set to Vb / 4. Further, when the AC motor 6 is driven at medium speed rotation near a low speed, the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n is turned off, the active semiconductor element S4 having a reverse breakdown voltage is turned on, and the active semiconductor element S3 Is turned off, the voltage Ed across the smoothing capacitor C can be set to Vb / 2. Further, when the AC motor 6 is driven to rotate at a medium speed close to a high speed, the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n is turned off, the active semiconductor element S4 having a reverse breakdown voltage is turned off, and the brain is connected to the semiconductor. By turning on the element S3, the voltage Ed across the smoothing capacitor C can be set to 3Vb / 4. Furthermore, when the AC motor 6 is driven to rotate at high speed, the active switching element Qn of the negative side opening / closing control unit 11n is turned on, and the active semiconductor elements S3 and S4 having reverse breakdown voltage are turned off, thereby smoothing. The voltage Ed across the capacitor C can be set to the battery voltage Vb.

さらに、図１７に示すように、前述した第３の実施形態と同様に、図１１の構成と図１６の構成とを組み合わせて、直流電源２の正極側及び負極側にそれぞれ正側開閉制御部１１ｐ及び負側開閉制御部１１ｎを設けるとともに、正側開閉制御部１１ｐ及びリアクトルＬ間と負側開閉制御部１１ｎと平滑回路４との間にダイオードＤ１１及び逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ３との直列回路、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ１及びＳ４の直列回路、逆耐圧を有する能動半導体素子Ｓ２及びダイオードＤ１２の直列回路を並列に接続し、ダイオードＤ１１及び能動半導体素子Ｓ３の接続点を直流電源２の接続点Ｐｍ１に、能動半導体素子Ｓ１及びＳ４の接続点を直流電源２の接続点Ｐｍ２に、能動半導体素子Ｓ２及びダイオードＤ１２の接続点を直流電源２の接続点Ｐｍ３に接続した構成とすることもできる。この場合には、図１１の構成部分と図１３の構成部分を前述した図６に示すようにデューティ比５０％のパルス列信号で交互に時分割にオンオフ制御するか、図７に示す制御部選択回路を設けて、バッテリユニットＢＵ１〜ＢＵ４の充放電出力電流の積分値が均等になるように制御するか、図８に示す制御部選択回路を設けて、バッテリユニットＢＵ１〜ＢＵ４の充放電電力の積分値が均等になるように制御する。   Further, as shown in FIG. 17, as in the third embodiment described above, the positive side open / close control units are respectively provided on the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power source 2 by combining the configuration of FIG. 11 and the configuration of FIG. 16. 11p and the negative side switching controller 11n, and between the positive side switching controller 11p and the reactor L and between the negative side switching controller 11n and the smoothing circuit 4, the diode D11 and the active semiconductor element S3 having a reverse breakdown voltage A series circuit, a series circuit of active semiconductor elements S1 and S4 having a reverse withstand voltage, a series circuit of active semiconductor elements S2 and a diode D12 having a reverse withstand voltage are connected in parallel, and a connection point between the diode D11 and the active semiconductor element S3 is a DC power source. 2, the connection point of the active semiconductor elements S 1 and S 4 to the connection point Pm 2 of the DC power supply 2, and the connection point of the active semiconductor element S 2 and the diode D 12. It may be formed by the connection to the connection point Pm3 DC power supply 2. In this case, the components shown in FIG. 11 and the components shown in FIG. 13 are alternately turned on / off in a time-sharing manner with a pulse train signal having a duty ratio of 50% as shown in FIG. 6 or the control unit shown in FIG. A circuit is provided to control the integrated values of the charge / discharge output currents of the battery units BU1 to BU4 to be equal, or a control unit selection circuit shown in FIG. 8 is provided to determine the charge / discharge power of the battery units BU1 to BU4. Control so that the integral values are equal.

また、上記第５の実施形態においては、直流電源２を４分割してバッテリユニットＢＵ１〜ＢＵ４を形成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流電源２を３分割したり、５分割以上に分割することもできる。
また、上記第５の実施形態においては、ダイオードＤ１１及びＤ１２を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ダイオードＤ１１及びＤ１２を、逆耐圧を有する能動半導体素子に置換することもできる。 In the fifth embodiment, the case where the DC power source 2 is divided into four parts to form the battery units BU1 to BU4 has been described. However, the present invention is not limited to this, and the DC power source 2 is divided into three parts. It can also be divided into five or more.
In the fifth embodiment, the case where the diodes D11 and D12 are applied has been described. However, the present invention is not limited to this, and the diodes D11 and D12 are replaced with active semiconductor elements having a reverse breakdown voltage. You can also.

さらに、上記第１〜第３の実施形態及び第５の実施形態においては、リアクトルＬを適用したが、リアクトルＬの介挿位置は正電位側及び負電位側の何れでもよく、リアクトルＬ自体も配線のインダクタンス分で代用するようにしてもよい。
さらにまた、上記第１〜第５の実施形態においては、正側開閉制御部１１ｐ及び負側開閉制御部１１ｎのスイッチング素子を能動スイッチング素子とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、機械式スイッチを適用するようにしてもよい。 Further, in the first to third embodiments and the fifth embodiment, the reactor L is applied. However, the insertion position of the reactor L may be on either the positive potential side or the negative potential side, and the reactor L itself is also used. The wiring inductance may be used instead.
In the first to fifth embodiments, the switching elements of the positive side opening / closing control unit 11p and the negative side opening / closing control unit 11n are active switching elements. However, the present invention is not limited to this. Instead, a mechanical switch may be applied.

なおさらに、前記第１〜第５の実施形態は、単に交流電動機６の電動機駆動装置として電力変換装置１を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１８に示すように、交流電動機６を、必要に応じて減速機構７１を介して例えばデファレンシャルギヤ７２に連結し、このデファレンシャルギヤ７２に連結された駆動輪７３を回転駆動する構成として、ハイブリッド電気自動車や電気自動車に適用することもでき、電気自動車以外の産業機械の交流電動機を直流電源２で駆動する電動機駆動装置にも本発明を適用することができる。   Furthermore, although the said 1st-5th embodiment demonstrated the case where the power converter device 1 was applied only as an electric motor drive device of the alternating current motor 6, it is not limited to this, As shown in FIG. Further, the AC motor 6 is connected to, for example, a differential gear 72 through a speed reduction mechanism 71 as necessary, and a drive wheel 73 connected to the differential gear 72 is rotationally driven. The present invention can also be applied to an electric motor driving device that drives an AC electric motor of an industrial machine other than an electric vehicle with a DC power source 2.

１…電力変換装置、２…直流電源、ＢＵａ，ＢＵｂ…バッテリユニット、３…電位選択部、４…平滑回路、Ｃ…平滑用コンデンサ、５…ＤＣ−ＡＣ変換回路、６…交流電動機、１１ｐ…正側開閉制御部、１２ｐ…ダイオード、１１ｎ…負側開閉制御部、１２ｎ…ダイオード、１４…制御装置、１５…制御部、２０…制御信号形成回路、２１…比較器、２２…パルス列発生器、２３…論理反転回路、３０…制御部選択回路、３１ａ，３１ｂ…積分回路、３２…比較器、３３…論理反転回路、４１ａ，４１ｂ…乗算回路、４２ａ，４２ｂ…積分回路、４３…比較器、４４…論理反転回路、５１…双方向昇圧チョッパ部、６１ａ〜６１ｃ…比較器、６２ａ〜６２ｄ…アンド回路、６３ａ…低速制御部、６３ｂ…中下速制御部、６３ｃ…中上速制御部、６３ｄ…高速制御部、Ｄ１１，Ｄ１２…ダイオード、Ｓ１〜Ｓ４…逆耐圧を有する能動半導体素子   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Power converter device, 2 ... DC power supply, BUa, BUb ... Battery unit, 3 ... Potential selection part, 4 ... Smoothing circuit, C ... Smoothing capacitor, 5 ... DC-AC conversion circuit, 6 ... AC motor, 11p ... Positive side open / close control unit, 12p ... diode, 11n ... negative side open / close control unit, 12n ... diode, 14 ... control device, 15 ... control unit, 20 ... control signal forming circuit, 21 ... comparator, 22 ... pulse train generator, DESCRIPTION OF SYMBOLS 23 ... Logic inversion circuit, 30 ... Control part selection circuit, 31a, 31b ... Integration circuit, 32 ... Comparator, 33 ... Logic inversion circuit, 41a, 41b ... Multiplication circuit, 42a, 42b ... Integration circuit, 43 ... Comparator, 44 ... Logic inversion circuit, 51 ... Bidirectional boost chopper unit, 61a to 61c ... Comparator, 62a to 62d ... AND circuit, 63a ... Low speed control unit, 63b ... Middle lower speed control unit, 63c ... Middle upper speed control unit 63d ... high-speed control unit, D11, D12 ... diodes, S1 to S4 ... active semiconductor device having a reverse breakdown voltage

Claims (10)

直流電源と、
該直流電源の複数の電位のうち一つを選択する電位選択部と、
該電位選択部で選択された直流電位を平滑化する平滑回路と、
前記電位選択部と前記平滑回路とを接続する正極側ライン及び負極側ラインの一方に介挿されたリアクトルと、
前記平滑回路と並列に接続された直流電力を多相交流電力に変換して多相交流電動機に供給する電力変換部と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 DC power supply,
A potential selection unit for selecting one of a plurality of potentials of the DC power supply;
A smoothing circuit that smoothes the DC potential selected by the potential selection unit;
A reactor inserted in one of a positive electrode side line and a negative electrode side line connecting the potential selection unit and the smoothing circuit;
A power conversion device comprising: a power conversion unit that converts DC power connected in parallel with the smoothing circuit into multiphase AC power and supplies the same to a multiphase AC motor. 前記電位選択部は、前記直流電源の正極側と前記リアクトルとの間に接続されたコレクタが当該直流電源の正極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に介挿された前記開閉制御部が遮断状態で、中間電位を前記リアクトルに与える中間電位点接続半導体素子とで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。   The potential selection unit includes an active switching element in which a collector connected between a positive electrode side of the DC power supply and the reactor is a positive electrode side of the DC power supply, and a diode connected in antiparallel with the active switching element; An open / close control unit comprising: an intermediate potential point of the DC power supply; and the open / close control unit interposed between the connection point of the open / close control unit and the reactor is in a cut-off state, and the intermediate potential is supplied to the reactor. The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device includes an intermediate potential point connecting semiconductor element to be applied. 前記直流電源の複数の異なる中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に個別に前記中間電位点接続半導体素子が接続され、最も低い中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に接続された中間電位点接続半導体素子をダイオード及び逆耐圧を有する能動半導体素子の何れか一方で構成し、他の中間電位点接続半導体素子を、逆耐圧を有する能動半導体素子で構成したことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。   The intermediate potential point connection semiconductor element is individually connected between a plurality of different intermediate potential points of the DC power source and connection points of the switching control unit and the reactor, and the lowest intermediate potential point, the switching control unit, and the The intermediate potential point connection semiconductor element connected to the reactor connection point is configured by either a diode or an active semiconductor element having a reverse breakdown voltage, and the other intermediate potential point connection semiconductor element is an active element having a reverse breakdown voltage. The power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device is constituted by a semiconductor element. 前記電位選択部は、前記直流電源の負極側と前記リアクトルとの間に接続されたエミッタが当該直流電源の負極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に介挿された前記開閉制御部が遮断状態で、中間電位点を前記リアクトルに接続する中間電位点接続半導体素子とで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。   The potential selection unit includes an active switching element in which an emitter connected between a negative electrode side of the DC power supply and the reactor is a negative electrode side of the DC power supply, and a diode connected in reverse parallel to the active switching element; An open / close control unit comprising: an intermediate potential point of the DC power source; and the open / close control unit interposed between the open / close control unit and the connection point of the reactor, and the intermediate potential point is set to the reactor. The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is configured by an intermediate potential point connection semiconductor element connected to the semiconductor device. 前記直流電源の複数の異なる中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に個別に前記中間電位点接続半導体素子が接続され、最も高い中間電位点と前記開閉制御部及び前記リアクトルの接続点との間に接続された中間電位点接続半導体素子をダイオード及び逆耐圧を有する能動スイッチング素子の何れか一方で構成し、他の中間電位点接続半導体素子を、逆耐圧を有する能動スイッチング素子で構成したことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。   The intermediate potential point connection semiconductor element is individually connected between a plurality of different intermediate potential points of the DC power source and connection points of the switching control unit and the reactor, and the highest intermediate potential point, the switching control unit, and the The intermediate potential point connection semiconductor element connected between the reactor connection point is configured by either a diode or an active switching element having a reverse breakdown voltage, and the other intermediate potential point connection semiconductor element is active by having a reverse breakdown voltage. The power conversion device according to claim 4, wherein the power conversion device is configured by a switching element. 前記電位選択部は、前記直流電源の正極側に接続されたコレクタが当該直流電源の正極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される正側開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記正側開閉制御部の前記直流電源とは反対側との間に介挿された中間電位を前記平滑回路に与える正側中間電位点接続半導体素子と、前記直流電源の負極側に接続されたエミッタが当該直流電源の負極側となる能動スイッチング素子と、該能動スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとで構成される負側開閉制御部と、前記直流電源の中間電位点と前記負側開閉制御部の前記直流電源とは反対側との間に介挿された中間電位点を前記平滑回路の負側に接続する負側中間電位点接続半導体素子とで構成され、前記正側開閉制御部及び正側中間電位点接続半導体素子の接続点と前記平滑回路の正極側との間及び前記負側開閉制御部及び負側中間電位点接続半導体素子の接続点と前記平滑回路の負極側との間の少なくとも一方にリアクトルが介挿されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。   The potential selection unit includes a positive side composed of an active switching element whose collector connected to the positive side of the DC power source is the positive side of the DC power source, and a diode connected in reverse parallel to the active switching element. A positive-side intermediate potential point connection semiconductor that provides the smoothing circuit with an intermediate potential interposed between the switching control unit and the intermediate potential point of the DC power supply and the side opposite to the DC power supply of the positive-side switching control unit Negative switching control unit comprising an element, an active switching element whose emitter connected to the negative side of the DC power supply is the negative side of the DC power supply, and a diode connected in reverse parallel to the active switching element And a negative intermediate potential point that connects an intermediate potential point interposed between the intermediate potential point of the DC power supply and the opposite side of the negative power supply control unit to the negative power supply of the smoothing circuit. Connection semiconductor Element, and between the connection point of the positive side switching control unit and the positive intermediate potential point connection semiconductor element and the positive side of the smoothing circuit, and the negative side switching control unit and the negative side intermediate potential point connection semiconductor element. The power converter according to claim 1, wherein a reactor is inserted in at least one of the connection point between the first node and the negative electrode side of the smoothing circuit. 前記正側開閉制御部及び負側開閉制御部の能動スイッチング素子を時分割で交互にオンオフ制御することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。   The power conversion device according to claim 6, wherein the active switching elements of the positive side opening / closing control unit and the negative side opening / closing control unit are alternately turned on / off in a time-sharing manner. 前記オンオフ制御を行う場合のデューティ比を、オンオフ時間を均等に設定する均等時間制御、分割された前記直流電源の各々の充放電時間の積分値を均等に設定する均等時間積分値制御、及び分割された前記直流電源の各々の入出力電力の積分値を均等に設定する均等電力積分値制御の少なくとも１つで制御することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。   Duty ratio in the case of performing the on / off control, equal time control for setting the on / off time uniformly, equal time integral value control for setting the integral value of each charge / discharge time of the divided DC power supply, and division 8. The power conversion apparatus according to claim 7, wherein control is performed by at least one of equal power integral value control for uniformly setting the integral value of the input / output power of each of the direct current power supplies. 前記正側中間電位点接続半導体素子と前記負側中間電位点接続半導体素子とを直列に接続した直列回路を並列に複数設け、各直列回路の正側中間電位点接続半導体素子と前記負側中間電位点接続半導体素子の接続点を前記直流電源の異なる複数の中間電位点に接続したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。   A plurality of series circuits in which the positive intermediate potential point connection semiconductor element and the negative intermediate potential point connection semiconductor element are connected in series are provided in parallel, and the positive intermediate potential point connection semiconductor element of each series circuit and the negative intermediate point The power converter according to claim 6, wherein a connection point of the potential point connection semiconductor element is connected to a plurality of intermediate potential points different in the DC power source. 前記正側開閉制御部及び負側開閉制御部の能動スイッチング素子を時間管理で交互にオンオフ制御することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 9, wherein the active switching elements of the positive side opening / closing control unit and the negative side opening / closing control unit are alternately turned on / off by time management.
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0624357U (en) * 1992-08-20 1994-03-29 株式会社アイチコーポレーション Power supply
JP2008067432A (en) * 2006-09-05 2008-03-21 Nissan Motor Co Ltd Power supply device and its control method
JP2009050118A (en) * 2007-08-22 2009-03-05 Fuji Electric Systems Co Ltd Method of controlling gate driving circuit
JP2009072040A (en) * 2007-09-18 2009-04-02 Aisin Seiki Co Ltd Battery charging apparatus for electric motor

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0624357U (en) * 1992-08-20 1994-03-29 株式会社アイチコーポレーション Power supply
JP2008067432A (en) * 2006-09-05 2008-03-21 Nissan Motor Co Ltd Power supply device and its control method
JP2009050118A (en) * 2007-08-22 2009-03-05 Fuji Electric Systems Co Ltd Method of controlling gate driving circuit
JP2009072040A (en) * 2007-09-18 2009-04-02 Aisin Seiki Co Ltd Battery charging apparatus for electric motor

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