JP2011041184A - 送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 従来と同等の通信特性を維持しながら、従来の通信装置よりもビットインターリーブ処理にかかる回路規模を削減し、処理速度を向上させる。
【解決手段】 従来のビットインターリーバよりも小さいサイズの小型ビットインターリーバ11aを用い、ビット系列をN組に分割してビットインターリーブ処理及びその後の一次変調部12aにおける一次変調処理を実施する。そして、一次変調によって得られたN組分の一次変調シンボルをまとめてトーンインターリーブIFFT部14aに入力し、トーンインターリーブと逆フーリエ変換を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ビット系列を構成するビットの並び替えを行うインターリーブ手段を備えた送信装置及びデインターリーブ手段を備えた受信装置に関するものである。

一般に、誤り訂正符号化を適用した無線通信では、伝送路利得の落ち込みや高いレベルの雑音などによる伝送誤りを回避するため、誤り訂正符号化された連続するビット系列を離して誤りを分散させる必要がある（以降、あるビット系列内における連続する誤り訂正符号化ビット間の距離を、符号化ビット間距離、または単にビット間距離と呼ぶことがある。）。

特に、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM）に代表されるマルチキャリア伝送において通信品質を維持するためには、伝送路利得の落ち込んだ周波数帯による連続誤りを回避することが重要である。符号化ビット間距離を離すためには、送信装置において符号化ビット系列に対してビットインターリーブを適用するのが効果的であることが知られており、米国の無線LAN（Local Area Network）規格であるIEEE８０２.１１a（非特許文献１参照）等においても採用されている。

図３０に、一般的な従来のOFDMベースバンド変復調ブロック図を示す。
送信装置では、誤り訂正符号化部１０において入力情報データs１０に対し、誤り訂正符号化を行う。このとき、伝送レートを向上させる場合には符号化ビットの間引き処理（パンクチャ処理）も併せて行う。次に、ビットインターリーバ１１において符号化ビット系列s１１の並び替えを行う。一次変調部１２では、インターリーブされたビット系列s１２に対して位相シフトキーイング（Phase Shift Keying: PSK）や直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation: QAM）等の一次変調を行い、一次変調シンボルにビットをマッピングする。

生成された一次変調シンボル系列s１３は、シリアル-パラレル変換（S/P変換）部１３にてサブキャリア信号s１４に並列化され、高速逆フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform: IFFT）部１４にてサブキャリア信号s１４から時間信号s１５に変換される。変換された並列の時間信号s１５はパラレル-シリアル変換（P/S変換）部１５にて時間信号系列s１６に直列化され、ガードインターバル（Guard Interval: GI）挿入部にて各OFDMシンボル先頭にGIが挿入され、OFDMベースバンド信号s１７が出力される。このOFDMベースバンド信号s１７は、受信装置に対して送信される。

受信装置では、送信装置から送信されたOFDMベースバンド時間信号を受信する。GI除去部２０においてOFDMベースバンド時間信号s２０からGIを除去し、S/P変換部２１において直列信号s２１を並列な時間信号s２２に変換する。高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform: FFT）部２２において時間信号s２２をサブキャリア信号s２３に変換する。P/S変換部２３において並列なサブキャリア信号s２３を直列化し、一次復調部２４において各一次変調シンボルのマッピングビットが検出される。検出ビット系列s２５はビットデインターリーバ２５によりデインターリーブが施され、正しいビット系列s２６に並び替えられる。誤り訂正復号部２６においてビット系列s２６に誤り訂正復号が適用され、情報データs２７に復号される。

一般的なビットインターリーバの動作を図３１に示す。この例では、簡単のため４＊４のメモリブロックを備えたインターリーバとしている。符号化ビット系列をビットインターリーバが有するメモリブロックの最上位行から横方向に順次書き込み、全ビットの書き込みが終了した後、メモリブロックの最左列から縦方向に順次ビットを読み出し、これをビットインターリーバ出力とする。これにより、符号化ビット間距離を離すことができる。受信装置では、復調後の検出ビット系列に対してこの逆操作（ビットデインターリーブ）を行うことによって、正しい符号化ビット系列に復元できる。

他方、マルチキャリア伝送において誤り分散を実現する方策として、各サブキャリアにマッピングする一次変調シンボルを並び替えるトーンインターリーブ技術がある。トーンインターリーブにより、特定の周波数帯の伝送路品質が落ち込むことによる伝送誤りを分散させることができる（図３２参照）。

特許文献１では、FFT部及びIFFT部の回路構造を利用し、従来回路に比べて処理量を追加することなくトーンインターリーブを実現するアイデアが記載されている。特許文献２では、IFFT部へのベースバンド信号の入力方法を工夫し、処理遅延が少なく回路規模の小さいトーンインターリーブ回路を実現する手段について述べられている。

図３３、３４にそれぞれ通常のIFFT部１４およびFFT部２２の回路を示す。ここでは、簡単のためIFFT部１４およびFFT部２２のポイント数を１６とする。IFFT部１４を例にとると、送信装置においてS/P変換後のサブキャリア信号０〜１５（s１４）は、ビット逆順処理と呼ばれる信号の並び替えにより、中間信号s１４０に変換される。このビット逆順処理は、逆フーリエ変換処理のための並び替えである。この中間信号s１４０はIFFT用バタフライ演算処理の入力用信号となる。中間信号s１４０は、IFFT用バタフライ演算部１４２により時間信号系列a〜p（s１５）に変換される。FFT部２２においては、上記と逆順の処理が実施され、時間信号a〜p（s２２）にFFT用バタフライ演算を適用し、ビット逆順処理によりサブキャリア信号０〜１５（s２３）に変換される。なお、上記のIFFT部１４およびFFT部２２の回路構成は一例であり、これらを実現する手段ではこの限りではない。

図３５、３６に、トーンインターリーブ機能を備えたIFFT部１４t（以降、トーンインターリーブIFFT部と呼ぶ。）およびトーンデインターリーブ機能を備えたFFT部２２t（以降、トーンデインターリーブFFT部と呼ぶ。）の一例を示す。これらは、特許文献１および２に記載の実現手段を参考にしている。トーンインターリーブIFFT部１４tを例にとると、サブキャリア信号０〜１５（s１４）は、トーンインターリーバ１４t１で通常のIFFT部１４とは異なる並び替え（トーンインターリーブ）を施された後、通常のIFFT部１４と同じIFFT用バタフライ演算が適用される。これにより、通常のIFFT出力信号ａ〜ｐと異なる時間信号ａ'〜ｐ'が、トーンインターリーブIFFT部１４tによって生成される。

トーンデインターリーブFFT部２２tでは、上記と逆順の処理が施され、時間信号ａ'〜ｐ'に対しFFT用バタフライ演算が適用された後、トーンインターリーバ２２t２において上記のトーンインターリーブの逆変換（トーンデインターリーブ）が行われる。これにより、図３２に示すように特定のサブキャリアで生じる誤りを分散させることができる。なお、上記のトーンインターリーブIFFT部１４tおよびトーンデインターリーブFFT部２２tの回路構成は一例であり、これらを実現する手段はこの限りではない。

特開平１０−７５２２７号公報 特開平１１−２９８４３６号公報

ＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ａ，１９９９ K. Kambara， et al.， Subblock Processing in MMSE-FDE Under Fast Fading Environments， IEEE J. Select. Areas Commun.， Vol.２６， No.２， pp.３５９-３６５， Feb. ２００８.

しかしながら、上述の従来技術、特許文献１及び２に記載の技術には、以下に示すような問題があった。

ビットインターリーブを行う場合、良好な通信特性を達成するためにはビット間距離を十分に離す必要がある。これを実現するためには、従来、メモリ長の大きなビットインターリーバを要していた。特に、一次変調においてQAM等の多値変調を適用する場合には、より大きなメモリ長を要する（非特許文献１参照）。インターリーバ１１およびデインターリーバ２５のメモリ長が大きいほど回路規模が増大し、回路の小型化が困難となる、コストが高くなる、消費電力が増加する、という問題があった。

また、インターリーバ１１およびデインターリーバ２５では、全てのデータをメモリブロックに書き込まなければその後の読み出しが行えないため、メモリ長が大きいほど処理に時間を要し、送信装置及び受信装置で処理遅延を招くという問題があった。

一方、特許文献１及び２ではトーンインターリーバ１１及びトーンデインターリーバ２５を簡易に実現する手段のみが述べられており、これらを用いて信号処理を工夫することによって従来の通信装置に対して回路規模を削減できること、及び、処理速度の向上が可能であることについては言及されていなかった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、従来と同等の通信特性を維持しながら、従来の通信装置よりもビットインターリーブ処理またはビットデインターリーブ処理にかかる回路規模を削減し、処理速度を向上させることを目的とする。

この発明に係る送信装置は、逆フーリエ変換手段に入力される一次変調シンボルの数に対応したビット数よりも小さいサイズのインターリーブ手段を用い、入力情報データのビット系列から少なくとも第１組及び第２組のビット系列を切り分け、第１組のビット系列を構成するビットの並び替えを行った後、第２組のビット系列を構成するビットの並び替えを行い、一次変調手段が、並び替えられた第１組のビット系列の一次変調処理をインターリーブ手段における第２組のビット系列の並び替え処理と並行して行い、第１組のビット系列の一次変調処理の後、並び替えられた第２組のビット系列の一次変調処理を行うことで、第１組及び第２組のビット系列にそれぞれ対応した第１組及び第２組の一次変調シンボル系列を得るものである。

本発明によれば、インターリーブから一次変調までに要する時間を短縮でき、通信装置全体の信号処理速度を向上させることができる。

実施の形態１、２、および３で対象とするＯＦＤＭベースバンド変復調ブロックを示す図である。 本発明の実施の形態１におけるトーンインターリーブＩＦＦＴを示す図である。 本発明の実施の形態１におけるトーンデインターリーブＦＦＴを示す図である。 従来のビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す図である。 従来の一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスを示す図である。 本発明の実施の形態１における小型ビットインターリーバから一次変調までのプロセスを示す図である。 実施の形態１における送信装置でのビットインターリーブから一次変調までの処理時間の比較を示す図である。 実施の形態１における一次復調から小型ビットデインターリーブまでのプロセスを示す図である。 実施の形態１および５における受信装置での一次復調から誤り訂正復号までの処理時間の比較を示す図である。 ６４ポイントＩＦＦＴにおけるビット逆順処理を示す図である。 サブキャリア信号に対するビット逆順処理を示す図である。 本発明の実施の形態２にかかるトーンインターリーブ処理を示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおける従来のビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す図である。 実施の形態２にかかるビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す図である。 実施の形態２および３における受信装置での一次復調から誤り訂正復号までの処理時間の比較を示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおける１６ＱＡＭ変調時のビットインターリーバを示す図である。 実施の形態３におけるＩＥＥＥ８０２．１１ａ準拠１６ＱＡＭ変調時のビットインターリーバを示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおける６４ＱＡＭ変調時のビットインターリーバを示す図である。 実施の形態３におけるＩＥＥＥ８０２．１１ａ準拠６４ＱＡＭ変調時のビットインターリーバを示す図である。 実施の形態４で対象とするＯＦＤＭベースバンド変復調ブロックを示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおける従来のビットインターリーブからＢＰＳＫ変調までのプロセスを示す図である。 実施の形態４におけるＢＰＳＫ変調を示す図である。 従来のＳＣ−ＦＤＥ伝送ベースバンド変復調ブロックを示す図である。 ３２ポイントＩＦＦＴ回路の例を示す図である。 ＳＣ−ＦＤＥ送信装置におけるビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す図である。 ＳＣ−ＦＤＥ受信装置における従来の一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスを示す図である。 実施の形態５におけるＳＣ−ＦＤＥ伝送ベースバンド復調ブロックを示す図である。 ３２ポイントシンボルインターリーブＩＦＦＴ回路の例を示す図である。 実施の形態５の受信装置における一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスを示す図である。 従来のＯＦＤＭベースバンド変復調ブロックを示す図である。 一般的なビットインターリーバを示す図である。 トーンインターリーブの効果を示す図である。 通常のＩＦＦＴの例を示す図である。 通常のＦＦＴの例を示す図である。 トーンインターリーブＩＦＦＴの例を示す図である。 トーンデインターリーブＦＦＴの例を示す図である。

以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態１で対象とするOFDMベースバンド変復調ブロック図である。図３０と異なり、送信装置においては、従来よりもメモリ長の小さい小型ビットインターリーバ１１a、トーンインターリーブIFFT回路１４a、受信装置においては、トーンデインターリーブFFT回路２２a、従来よりもメモリ長の小さい小型ビットデインターリーバ１５aを備えることを特徴とする。これらを除く回路は、図３０の従来のOFDM通信装置と同一のものとする。

送信装置１での一連の処理の流れを説明する。誤り訂正符号化部１０は入力情報データs１０に誤り訂正符号化を行う。このとき、伝送レートを向上させる場合には符号化ビットの間引き処理（パンクチャ処理）も併せて行う。次に、小型ビットインターリーバ１１aは符号化ビット系列s１１の並び替えを行う。一次変調部１２aではインターリーブされたビット系列s１２aに対してPSKやQAM等の一次変調を行い、一次変調シンボルにビットをマッピングする。

生成された一次変調シンボル系列s１３aは、S/P変換部１３にてサブキャリア信号s１４aに並列化され、トーンインターリーブIFFT部１４aにてサブキャリア信号s１４aから時間信号s１５に変換される。並列の時間信号s１５はP/S変換部１５にて時間信号系列s１６に直列化され、GI挿入部１６にて各OFDMシンボル先頭にGIが挿入され、OFDMベースバンド信号s１７が出力される。OFDMベースバンド信号s１７は、受信装置２に対して送信される。

次に受信装置２での一連の処理の流れを説明する。受信装置２は、OFDMベースバンド信号を受信する。GI除去部２０はOFDMベースバンド時間信号s２０からGIを除去し、S/P変換部２１において直列信号s２１を並列信号s２２に変換する。トーンインターリーブFFT部２２aは、並列の時間信号s２２をサブキャリア信号s２３aに変換する。P/S変換部２３はサブキャリア並列信号s２３aを直列化し、一次復調部２４aは各一次変調シンボルのマッピングビットを検出することで検出ビット系列s２５を得る。小型ビットデインターリーバ２５aは、検出ビット系列s２５にデインターリーブを施し、正しいビット系列s２６に並び替える。誤り訂正復号部２６はビット系列s２６に誤り訂正復号を適用し、情報データs２７を得る。

本実施の形態１で用いるビットインターリーバ１１a、ビットデインターリーバ２５aは、従来のビットインターリーバ１１、ビットデインターリーバ２５よりもメモリ長（メモリサイズ）が小さい。ここでは、例として、従来のビットインターリーバサイズは８＊４ビット、従来のビットデインターリーバサイズは４＊８ビットに対し、本実施の形態１で用いる小型ビットインターリーバは２＊４ビット、小型ビットデインターリーバは４＊２ビットである。

ビットインターリーバ１１aのメモリサイズは、変調方式との関係で以下のように設定される。本実施の形態で用いる変調方式は、２ビットが１変調シンボルにマッピングされる QPSK（Quadrature PSK）変調方式である。そのため、ビットインターリーバ１１aの縦のサイズは、２ビットの倍数となる（本実施の形態では２ビット）。ビットインターリーバ１１aの横のサイズは、従来のビットインターリーバ１１の横のサイズと同じである。ビットデインターリーバ２５aの縦、横のサイズは、ビットインターリーバ１１aの横、縦のサイズに設定される。ビットデインターリーバ２５aの横のサイズは、復調方式に応じて設定される（１変調シンボルが２ビットにマッピングされるQPSK復調方式の場合には、２の倍数）。この点は、以下の実施の形態でも同様である。

また、OFDM通信の確立に必要となるフレーム同期、キャリア周波数同期、ゲイン調整、伝送路推定などは、従来の技術を用いるものとし、これらの仮定は以降の実施の形態１〜５で共通とする。

図２、３に本実施の形態１で用いるトーンインターリーブIFFT部１４aおよびトーンデインターリーブFFT部２２aをそれぞれ示す。簡単のため、本実施の形態１ではIFFTおよびFFTのポイント数は１６とする。また、トーンインターリーブIFFT部１４aに入力されるサブキャリア信号s１４aの数、トーンデインターリーブFFT部２２aから出力されるサブキャリア信号s２３aの数は、ポイント数と同じ１６とする。

送信側に設けられるトーンインターリーブIFFT部１４aを、図２を用いて説明する。トーンインターリーブIFFT部１４aは、トーンインターリーバ１４１aとバタフライ演算部１４２aで構成されている。図３３で示したサブキャリア信号s１４とは異なり、トーンインターリーバ１４１aに入力されるサブキャリア信号s１４aのインデックスは、図２に示すように０，４，８，１２，１，・・・，１５の順となっているものとする。
トーンインターリーバ１４１aは、サブキャリア信号s１４aに並び替え処理を施し、中間信号s１４０を得る。ここで、トーンインターリーバ１４１aでの並び替えは、その出力が図３３に示す通常のIFFT部１４内の中間信号s１４０のインデックスと同一となるように行われるものとする。

その後、中間信号s１４０は、バタフライ演算部１４２aによって時間信号s１５に変換される。図２では、トーンインターリーブIFFT部１４aの出力である時間信号s１５をa〜pで表記している。上述したように、トーンインターリーバ１４１aの処理は、通常のIFFT部１４に具備されるビット逆順処理と同等の処理量であり、従来のIFFT部１４に比べて演算量および処理時間は増加しない。

本実施の形態１で用いるトーンインターリーバ１４１aは、サブキャリア信号s１４aの並び替えを行うものであるが、従来のIFFT部１４aに設けられるビット逆順処理部１４１とは次の点で異なる。即ち、従来のビット逆順処理部１４１はIFFT処理に必要な並び替えを行うものであるが、トーンインターリーバ１４１aはIFFT処理に必要な並び替えに加え、小型のビットインターリーバ１１aを用いることによる攪拌効果の低下を補うための並び替えをも行う。この２つの機能を１つのトーンインターリーバ１４１aで行っている点で、従来のビット逆順処理部１４１とは異なる。この点は、以下の実施の形態でも同様である。

受信側に設けられるトーンデインターリーブFFT部２２aは、図３に示すようにFFT用バタフライ演算部２２１aとトーンデインターリーバ２２２aから構成されている。トーンデインターリーブFFT部２２aでは、上記のトーンインターリーブIFFT部１４aの処理とは逆順の処理が実施される。即ち、a〜pからなる時間信号s２２にFFT用バタフライ演算を適用して中間信号s２２０を得、さらにトーンデインターリーバ２２２aによりサブキャリア信号s２３aに変換する。ここで、サブキャリア信号s２３aのインデックスが、サブキャリア信号s１４aと同一となるようにトーンデインターリーブが施されるものとする。上述のトーンインターリーブIFFT部１４aと同様、トーンデインターリーブFFT部２２aは従来のFFT部２２に比べて演算量および処理時間は増加しない。

本実施の形態１で用いるトーンデインターリーバ２２２aは、サブキャリア信号s１４aの並び替えを行うものであるが、従来のFFT部２２に設けられるビット逆順処理部２２２とは次の点で異なる。即ち、従来のビット逆順処理部２２２はFFT処理に必要な並び替えを行うものであるが、トーンデインターリーバ２２２aはFFT処理に必要な並び替えに加え、小型のビットデインターリーバ２５aを用いることによる攪拌効果の低下を補うための並び替えをも行う。この２つの機能を１つのトーンデインターリーバ２２２aで行っている点で、従来のビット逆順処理部２２２とは異なる。この点は、以下の実施の形態でも同様である。

次に、ビットインターリーブから一次変調までのプロセス及び一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスについて、従来と本実施の形態とを対比しながら説明する。

図４に、従来の送信装置でのビットインターリーバ１１及び一次変調部１２の処理プロセスを示す。以降、OFDMにおけるビットインターリーブから一次変調、および、一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスの説明では、ある１つのOFDMシンボルについて述べることとする。本実施の形態１では、一次変調としてQPSK変調を行うものとする。従来のOFDM送信装置では、誤り訂正符号化された３２ビットのビット系列｛b_０〜b_３１｝に８＊４ビットインターリーバ１１でビットインターリーブを施し、一次変調部１２でQPSK変調を行い、一次変調シンボル系列｛d_０，d_１，・・・，d_１５｝を順に生成する。生成された一次変調シンボル系列はS/P変換部１３を介し、通常のIFFT部１４に入力される。

図５に、従来の受信装置での一次復調部２４及びビットデインターリーバ２５での処理プロセスを示す。一次復調部２４ではサブキャリア信号系列｛x_０，x_１，・・・，x_１５｝から復号前ビット系列｛y_０，y_４，y_８，y_１２，y_１，・・・，y_３１｝を検出し、ビットデインターリーバ２５により｛y_０，y_１，y_２，y_３，y_４，・・・，y_３１｝の順に並び替え、誤り訂正復号処理を行う。

ビットインターリーブ及びビットデインターリーブ処理では、ビットの書き込みが終了するまで読み出しを行うことができず、読み書きにはインターリーバサイズに比例した処理時間を要する。特に、１６QAMや６４QAMなど一次変調で多値化を行う場合にはより大きなビットインターリーバおよびビットデインターリーバが必要となり、多くの時間を要する。この問題は誤り訂正復号処理を行う受信装置において特に深刻となり、処理遅延を招く可能性がある。

図６に、本実施の形態１における送信装置での小型ビットインターリーバ１１a及び一次変調部１２aの処理プロセスを示す。実施の形態１では、符号化ビット系列s１１を｛b_０〜b_７｝、｛b_８〜b_１５｝、｛b_１６〜b_２３｝、｛b_２４〜b_３１｝の４組(#１〜#４)に分け、各組に逐次ビットインターリーブ及びQPSK変調を施す。
たとえば、第１組（#１）については、小型ビットインターリーバ１１aにより符号化ビット系列｛b_０，b_１，b_２，b_３，b_４，b_５，b_６，b_７｝を｛b_０，b_４，b_１，b_５，b_２，b_６，b_３，b_７｝の順に並び替えた後、一次変調部１２aでQPSK変調を行い、一次変調シンボル系列｛d_０，d_４，d_８，d_１２｝を出力する。このとき、ビットインターリーバ１１aのサイズが従来の１/４であるため、小型ビットインターリーバ１１aの書き込み時間および読み出し時間も１/４となる。第１組（#１）についての小型ビットインターリーバ１１aからの読み出しが完了すると、即時に次の第２組（#２）の符号化ビット系列｛b_８〜b_１５｝を入力する。同様の手順で、第３組（#３）、第４組（#４）の符号化ビット系列の処理を行う。

ビットインターリーバ１１aは、従来のビットインターリーバ１１よりも小型であるが、これはトーンインターリーブIFFT部１４aとの関係で次のように説明できる。従来においては、IFFT部１４に入力されるサブキャリア信号s１４の数（１６）に対応したビット数（QPSK変調の場合、３２ビット）を一度に処理するのに十分なサイズのビットインターリーバ１１を用いていた（８＊４ビット）。これに対し、本実施の形態のビットインターリーバ１１aが一度にインターリーブ処理できるビット数（ビットインターリーバのサイズ２＊４ビット）は、トーンインターリーブIFFT部１４aに入力されるサブキャリア信号s１４aの数（１６）に対応したビット数（QPSK変調の場合、３２ビット）よりも少ない。この点は、以下の実施の形態でも同様である。

このように、ビットインターリーバ１１aを小型化し、読み書き時間を短縮することで、ビットインターリーバの稼働率を向上させ、全体として送信処理速度を向上させることができる（図７参照）。即ち、本実施の形態では、ビットインターリーバ１１aのサイズが従来のビットインターリーバ１１の１/４であるため、各組の符号化ビット系列の書き込み時間はTa/４となる。また、第１組（#１）の符号化ビット系列を一次変調している間（一次変調#１）に、並行して第２組（#２）の符号化ビット系列のビットインターリーバ１１aへの書き込みやビットインターリーバ１１aからの読み出しを行うことができる。そのため、４組分の符号化ビット系列のインターリーブ及び一次変調が完了するまでに要する時間は、Ta/４+Tｂ+Tcとなる。ここで、Taは従来のビットインターリーバ１１の書き込み時間、Tbは従来のビットインターリーバ１１の読み出し開始から一次変調の処理開始までの時間、Tcは従来の一次変調部１２が変調処理に要する時間である。本実施の形態は、従来に比べて３Ta/４の時間短縮となる。

また、図４、６から分かるように、従来のビットインターリーバ１１に比べ、本実施の形態の小型ビットインターリーバ１１aはメモリ長を１/４に縮小しているため、回路規模を削減できる。
図６から分かるように、全４組の信号処理を終えて得られるQPSK変調シンボル系列は｛d_０，d_４，d_８，d_１２，d_１，・・・，d_１５｝の順となるが、上述したトーンインターリーブIFFT部１４a（図２）により適切に並び替えが行われ、従来と同一のOFDM変調信号を出力することができる。

ビットインターリーバ１１aを小型にすると、従来のビットインタリーバ１１に比べて攪拌効果が低下するが、トーンインターリーブIFFT１４a内に設けられているトーンインターリーバ１４１aが攪拌効果を補う並び替えを行うことによって、攪拌効果を従来並み又はそれ以上にすることが可能である。言い換えれば、本実施の形態ではインターリーブを、ビットインターリーバ１１aとトーンインターリーバ１４１aとの２段階で行っていることに特徴がある。この点、以下の実施の形態でも同様である。

図８に、本実施の形態における受信装置での一次復調部２４a及びビットデインターリーバ２５aの処理プロセスを示す。
図３に示したトーンデインターリーブFFT部２２aからの出力であるサブキャリア信号s２３aをP/S変換した後、一次復調部２４aに入力される。一次復調部２４aに入力される一次復調入力信号系列（サブキャリア信号系列）s２４は、｛x_０，x_４，x_８，x_１２，x_１，・・・，x_１５｝の順となっている。上述の送信処理と同様に、一次復調入力信号系列s２４を{x_０，x_４，x_８，x_１２}、{x_１，x_５，x_９，x_１３}、{x_２，x_６，x_１０，x_１４}、{x_３，x_７，x_１１，x_１５}の４組に分割し、各組に対し逐次一次復調およびビットデインターリーブを実施する。

たとえば、第１組（#１）について、一次復調部２４aがサブキャリア信号系列{x_０，x_４，x_８，x_１２}のQPSK復調を行い、復号前ビット系列｛y_０，y_４，y_１，y_５，y_２，y_６，y_３，y_７｝を検出する。検出した復号前ビット系列を小型ビットデインターリーバ２５aにより｛y_０，y_１，y_２，y_３，y_４，y_５，y_６，y_７｝の順に並び替えた後、誤り訂正復号処理部２６に入力する。
このとき、上述のビットインターリーバ１１aと同様に、ビットデインターリーバ２５aのサイズも従来の１/４であるため、小型ビットデインターリーバ２５aの書き込み時間および読み出し時間も１/４となる。ビットデインターリーバ２５aは、第１組についての読み出しが完了すると、即時に次の第２組の復号前ビット系列｛y_８，y_１２，y_９，y_１３，y_１０，y_１４，y_１１，y_１５｝を入力する。

一次復調部２４aにおける一次復調処理は、小型ビットデインターリーバ２５aの書き込み処理と同期したタイミングで実行される。即ち、第１組についての小型ビットデインターリーバ２５aへの書き込み処理が完了したタイミングで、第２組の復号前ビット系列の一次復調を開始する（図９）。このような同期が行われる点で、本実施の形態の一次復調部２４aは、従来の一次復調部２４とは異なる。この点は、以下の実施の形態でも同様である。

ビットデインターリーバ２５aは、従来のビットデインターリーバ２５よりも小型であるが、これはトーンデインターリーブFFT部２２aとの関係で次のように説明が可能である。従来においては、FFT部２２から出力されるサブキャリア信号s２３の数（１６）に対応したビット数（QPSK変調の場合、３２ビット）を一度に処理するのに十分なサイズのビットデインターリーバ２５を用いていた（４＊８ビット）。これに対し、本実施の形態のビットデインターリーバ２５aが一度にデインターリーブ処理できるビット数（ビットデインターリーバのサイズ２＊４ビット）は、トーンデインターリーブFFT部２２aから出力されるサブキャリア信号s２３aの数（１６）に対応したビット数（QPSK変調の場合、３２ビット）よりも少ない。この点は、以下の実施の形態でも同様である。

図９に示したように、ビットデインターリーバ２５aを小型化し、読み書き時間を短縮することで、ビットデインターリーバの稼働率を向上させ、全体として受信処理速度を向上させることができる。即ち、本実施の形態では、ビットデインターリーバ２５aのサイズが従来のビットデインターリーバ２５の１/４であるため、各組の復号前ビット系列の書き込み時間はTf/４となる。

また、第１組（#１）の復号前ビット系列をビットデインターリーバ２５aから読み出している間（小型ビットデインタリーバ読み出し#１）に、並行して第２組（#２）についての一次復調（#２）や、第１組（#１）の復号前ビット系列の誤り訂正復号処理の一部を行うことができる。そのため、４組分のサブキャリア信号系列の一次復調及びデインターリーブが完了するまでに要する時間は、Te+Tf/４+Tg+Thとなる。ここで、Teは従来における一次復調処理の開始からビットデインターリーバ２５の書き込み開始までの時間、Tfは従来のビットデインターリーバ２５の書き込み時間、Tgは従来におけるビットデインターリーバ２５の読み出し開始から誤り訂正復号処理を開始するまでの時間、Thは従来の誤り訂正復号処理に要する時間である。本実施の形態は、従来に比べて３Tf/４の時間短縮となる。

本手法は、特に、誤り訂正復号処理を行う受信装置において効果を発揮する。一般に、ヴィタビ復号等の誤り訂正復号処理は演算負荷が大きく、処理遅延を生じやすい。また、復号結果を順次得るためには、ある程度の復号器入力データ数が必要となるため、従来よりも早期に復号器入力が可能となる本手法は、受信処理速度の向上に大きく貢献する。
また、図５、８から分かるように、従来のビットデインターリーバ２５に比べ、本手法の小型ビットデインターリーバ２５aはメモリ長を１/４に縮小可能であり、回路規模を削減できる。

ビットデインターリーバ２５aを小型にすると、従来のビットデインタリーバ２５に比べて攪拌効果が低下するが、トーンデインターリーブFFT２２a内に設けられているトーンデインターリーバ２２２aが攪拌効果を補う並び替えを行うことによって、攪拌効果を従来並み又はそれ以上にすることが可能である。言い換えれば、本実施の形態ではデインターリーブを、トーンデインターリーバ２２２aとビットデインターリーバ２５aとの２段階で行っていることに特徴がある。この点、以下の実施の形態でも同様である。

実施の形態１では、伝送方式としてOFDMを用いた場合について例示した。しかしながら、これに限らず、マルチキャリア伝送方式であれば他の伝送方式でも良い。
本実施の形態１では、トーンインターリーブIFFT部１４aおよびトーンデインターリーブFFT２２aを用いた送受信処理について例示した。しかしながら、これに限らず、トーンインターリーブ機能およびトーンデインターリーブ機能を実現する手段であって、送信装置全体および受信装置全体として回路規模および処理時間が増加しない手段であれば良い。

本実施の形態１では、通信装置はFFT部またはIFFT部を備えるものとし、FFT部およびIFFT部のポイント数を１６とした。しかしながら、これに限らず、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform: DFT）または離散逆フーリエ変換（Inverse DFT: IDFT）により時間・周波数変換を行っても良い。本明細書では、FFT、DFT等の処理を総称して、フーリエ変換処理又は時間−周波数変換処理と呼び、IFFT、IDFT等の処理を総称して、逆フーリエ変換処理又は周波数−時間変換処理と呼ぶ。また、１以上の整数値であれば任意のポイント数で良い。

本実施の形態１では、サブキャリア信号数を１６とし、FFT部およびIFFT部のポイント数と同じものとした。しかしながら、これに限らず、任意のサブキャリア信号数でも良い。例えばサブキャリア信号数がFFTおよびIFFTのポイント数よりも少ない場合には、無線LAN規格IEEE８０２.１１a（非特許文献１）に規定されているように、伝送に使用しないヌルキャリア（DCキャリアやガードバンドなど）を設けるようにしても良く、さらにパイロットキャリアが挿入されていても良い。

本実施の形態１では、従来のビットインターリーバ１１のサイズとして８＊４、従来のビットデインターリーバ２５のサイズとして４＊８とし、本発明の小型ビットインターリーバ１１aのサイズとして２＊４、小型ビットデインターリーバ２５aのサイズとして４＊２とし、従来に比べてメモリ長を１/４とした場合について例示した。しかしながら、これに限らず、インターリーバサイズは任意で良く、小型ビットインターリーバ１１aおよび小型ビットデインターリーバ２５aが従来のビットインターリーバ１１およびビットデインターリーバ２５よりも回路規模が大きくなければ良い。

本実施の形態１では、一次変調方式としてQPSKを用いた場合について例示した。しかしながら、これに限らず、任意のディジタル変調方式を用いて良い。
本実施の形態１では、一次復調出力（誤り訂正復号入力）｛y_０，y_１，y_２，y_３，y_４，・・・，y_３１｝を復号前ビットと記載した。しかしながら、これに限らず、｛y_０，y_１，y_２，y_３，y_４，・・・，y_３１｝は硬判定ビットでも良く、ビット尤度やビット対数尤度比などの軟判定値でも良い。

本実施の形態１では、通信システムとして単一入力単一出力（Single-Input Single-Output: SISO）システムを仮定した。しかしながら、これに限らず、たとえば無線通信において、MIMO（Multiple-Input Multiple-Output）システムで実施しても良い。
本実施の形態１は、有線通信か無線通信かを問わず、適用可能である。

以上説明したように、本実施の形態１では、小型ビットインターリーバ１１aを用いているため、ビットインターリーブから一次変調までの処理時間を短くすることができる。また、回路規模を小さくすることができる。
また、トーンインターリーバ１４１aが、小型ビットインターリーバ１１aの攪拌効果を補う並び替えを行うことにより、装置全体として、攪拌効果を従来並みに維持又は従来以上に向上させることができる。
さらに、トーンインターリーバ１４１aが、１つの回路によってIFFT処理に必要な並び替えに加え、小型ビットインターリーバ１１aの攪拌効果を補う並び替えをも行うため、回路規模や処理時間を削減することができる。
また、受信装置においても同様の効果を有する。

実施の形態２．
本発明にかかる本実施の形態２は、図１に示すOFDMベースバンド変復調ブロックを基本的な構成とする。但し、実施の形態２では、トーンインターリーブIFFT部１４a、トーンデインターリーブFFT部２２aのポイント数が実施の形態１とは異なる。本実施の形態２は、無線LAN規格IEEE８０２.１１aに則ったものである。これにより、本発明の実運用上での効果を示す。

図１０に、通常のIFFT部１４およびFFT部２２に含まれるビット逆順処理部１４１又は２２２の例を示す。IEEE８０２.１１aでは一般に６４ポイントのIFFT部１４により周波数−時間の信号変換を行い、FFT部２２により時間−周波数の信号変換が行われる。ここでは、IEEE８０２.１１aの仕様にならいサブキャリア番号を-３２〜３１としている。
図１１に、従来のIFFT部１４に含まれるビット逆順処理部１４１による、サブキャリア信号の並び替えの様子を示す。IEEE８０２.１１aでは、サブキャリア番号-３２〜-２７、０、２７〜３１を伝送に用いないサブキャリア（ヌルサブキャリア）としている。残るサブキャリアのうち、サブキャリア番号-２１、-７、７、２１はパイロット信号に、それ以外の４８サブキャリアはデータ信号に使用される。ここでは、パイロット信号をp_７、p_２１、p_-７、p_-２１と表記し、データサブキャリア信号をd_０〜d_４７と表記する。

図１２に、本実施の形態２で用いるトーンインターリーブIFFT部１４aでのトーンインターリーブの様子を示す。図１１の従来のIFFT入力と異なり、入力される４８データサブキャリア信号d_０〜d_４７は、図１２に示すように上から｛d_０，d_３，d_６，d_９，・・・，d_４５，d_１，d_４，d_７，・・・，d_４７｝の順となっている。信号順が従来のIFFT入力と異なるのは、小型ビットインターリーバ１１aの処理が従来と異なるためである。小型ビットインターリーバ１１aの処理は後述する。
一方、トーンインターリーバ出力が、図１１の従来のIFFTのビット逆順処理出力と同一の順となるよう並び替えが行われる。

次に、ビットインターリーブから一次変調までのプロセス及び一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスについて、従来と本実施の形態とを対比しながら説明する。
図１３に、従来のIEEE８０２.１１a準拠OFDM送信装置でのビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す。ここでは、一次変調としてQPSK変調を行うものとする。従来のIEEE８０２.１１a準拠OFDM送信装置では、誤り訂正符号化ビット系列９６ビットb_０〜b_９５を６＊１６ビットインターリーバ１１によりビットインターリーブを施し、QPSK変調を行い、一次変調シンボル系列｛d_０，d_１，・・・，d_４７｝を順に生成する。生成された一次変調シンボル系列はS/P変換を介し、通常のIFFT部１４（図１１のビット逆順処理）に入力される。

図１４に、本実施の形態２における送信装置での小型ビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す。小型ビットインターリーバサイズは２＊１６とする。従来のインターリーバにおいて１回で処理していたビット数の符号化ビット系列を｛b_０〜b_３１｝、｛b_３２〜b_６３｝、｛b_６４〜b_９５｝の３組に分け、実施の形態１と同様に、各組に逐次ビットインターリーブ及びQPSK変調を施す。

たとえば、第１組(#１)については、小型ビットインターリーバ１１aにより符号化ビット｛b_０，b_１，b_２，・・・，b_３１｝を｛b_０，b_１６，b_１，b_１７，b_２，b_１８，・・・，b_１５，b_３１｝の順に並び替えた後、QPSK変調を行い、一次変調シンボル系列｛d_０，d_３，d_６，・・・，d_４５｝を出力する。このとき、ビットインターリーバサイズが従来の１/３であるため、小型ビットインターリーバ１１aの書き込み時間および読み出し時間も１/３となる。第１組(#１)についての小型ビットインターリーバ１１aからの読み出しが完了すると、即時に次の第２組(#２)の符号化ビットb_３２〜b_６３を入力することができる。同様の手順で第３組（#３）の符号化ビットb_６４〜b_９５の処理を行う。
このプロセスでは、第２組（#２）の符号化ビットのインターリーブ処理を行っている間に、並行して第１組（#１）の符号化ビット系列を一次変調することができる。他の組においても同様である。そのため、全体の処理時間を短縮できる。

このように、ビットインターリーバを小型化し、読み書き時間を短縮することで、ビットインターリーバの稼働率を向上させ、全体として送信処理速度を向上させることができる。また、図１３、１４から分かるように、従来のビットインターリーバに比べ、本手法の小型ビットインターリーバはメモリ長を１/３に縮小可能であり、回路規模を削減できる。

図１４から分かるように、全３組の信号処理を終えて得られるQPSK変調シンボルは｛d_０，d_３，d_６，・・・，d_４７｝の順となる。これが本実施の形態２で用いるトーンインターリーブIFFT部１４aのIFFT入力が従来のIFFT入力と異なる理由である。しかし、上述したトーンインターリーブIFFT部１４a（図１１）により適切に並び替えが行われ、従来と同一のOFDM変調信号を出力することができる。

受信装置では、上述の送信処理に対応する受信処理を行う。具体的には、一次復調部２４aに入力される一次復調入力信号系列（サブキャリア信号系列）s２４aを３組に分割し、各組に対して逐次一次復調及びビットデインターリーブを実施する。

これにより、ビットデインターリーバを小型化し、読み書き時間を短縮することができ、ビットデインターリーバの稼働率を向上させることができる（図１５参照）。即ち、本実施の形態２では、ビットデインターリーバ２５aのサイズが従来のビットデインターリーバ２５の１/３であるため、各組の復号前ビット系列の書き込み時間はTj/３となる。

また、第１組（#１）の復号前ビット系列を読み出している間（小型ビットデインタリーバ読み出し#１）に、並列して第２組（#２）のサブキャリア信号系列の一次復調（#２）や、第１組（#１）の復号前ビット系列の誤り訂正復号処理の一部を行うことができる。そのため、３組分のサブキャリア信号系列の一次復調及びデインターリーブが完了するまでに要する時間は、Ti+Tj/３+Tk+Tlとなる。ここで、Tiは従来における一次復調処理の開始からビットデインターリーバ２５の書き込み開始までの時間、Tjは従来のビットデインターリーバ２５の書き込み時間、Tkは従来におけるビットデインターリーバ２５のデータ読み出し開始から誤り訂正復号処理を開始するまでの時間、Tlは従来の誤り訂正復号処理に要する時間である。本実施の形態は、従来に比べて２Tj/３の時間短縮となる。

ビットインターリーバ１１aは、従来のビットインターリーバ１１よりも小型であるが、これはトーンインターリーブIFFT部１４aとの関係で次のように説明できる。従来においては、IFFT部１４に入力されるデータサブキャリア信号s１４の数（４８）に対応したビット数（QPSK変調の場合、９６ビット）を一度に処理するのに十分なサイズのビットインターリーバ１１を用いていた（６＊１６ビット）。これに対し、本実施の形態のビットインターリーバ１１aが一度にインターリーブ処理できるビット数（ビットインターリーバのサイズ２＊１６ビット）は、トーンインターリーブIFFT部１４aに入力されるデータサブキャリア信号s１４aの数（４８）に対応したビット数（QPSK変調の場合、９６ビット）よりも少ない。

ビットデインターリーバ２５aについては、次のように説明が可能である。従来においては、FFT部２２から出力されるデータサブキャリア信号s２３の数（４８）に対応したビット数（QPSK変調の場合、９６ビット）を一度に処理するのに十分なサイズのビットデインターリーバ２５を用いていた（１６＊６ビット）。これに対し、本実施の形態のビットデインターリーバ２５aが一度にデインターリーブ処理できるビット数（ビットデインターリーバのサイズ１６＊２ビット）は、トーンデインターリーブFFT部２２aから出力されるサブキャリア信号s２３aの数（４８）に対応したビット数（QPSK変調の場合、９６ビット）よりも少ない。

また、全体として受信処理速度を向上可能、並びに回路規模削減可能であることは容易に理解できる。
本実施の形態２では、一次変調方式としてQPSKを用いた場合について例示した。しかしながら、これに限らず、後述するようにIEEE８０２.１１aで規定されているBPSK（Binary Phase Shift Keying）、１６QAM、６４QAMなどの他の変調方式を用いても良い。

本実施の形態２では、トーンインターリーブIFFT部１４aおよびトーンデインターリーブFFT２２aを用いた送受信処理について例示した。しかしながら、これに限らず、トーンインターリーブ機能およびトーンデインターリーブ機能を実現する手段であって、送信装置全体および受信装置全体として回路規模および処理時間が増加しない手段であれば良い。

本実施の形態２では、通信装置はFFT部またはIFFT部を備えるものとし、FFTおよびIFFTのポイント数を６４とした。しかしながら、これに限らず、DFTまたはIDFTにより時間・周波数変換を行っても良い。本明細書では、FFT、DFT等の処理を総称して、フーリエ変換処理又は時間−周波数変換処理と呼び、IFFT、IDFT等の処理を総称して、逆フーリエ変換処理又は周波数−時間変換処理と呼ぶ。また、１以上の整数値であれば任意のポイント数で良い。
本実施の形態２における一次復調出力および誤り訂正復号部入力は、硬判定ビットに限らず、ビット尤度やビット対数尤度比などの軟判定値でも良い。

本実施の形態２では、通信システムとして単一アンテナを用いたSISO無線システムを仮定した。しかしながら、これに限らず、MIMOシステムで実施しても良い。特に、策定中の無線LAN規格IEEE８０２.１１nでは、本実施の形態２とはビットインターリーバ形状およびビットインターリーバ形状が異なるが、本実施の形態２と同様の送受信処理手順が適用可能である。

以上説明したように、本実施の形態２では、小型ビットインターリーバ１１aを用いているため、ビットインターリーブから一次変調までの処理時間を短くすることができる。また、回路規模を小さくすることができる。
また、トーンインターリーバ１４１aが、小型ビットインターリーバ１１aの攪拌効果を補う並び替えを行うことにより、装置全体として、攪拌効果を従来並みに維持又は従来以上に向上させることができる。
さらに、トーンインターリーバ１４１aが、１つの回路によってIFFT処理に必要な並び替えに加え、小型ビットインターリーバ１１aの攪拌効果を補う並び替えをも行うため、回路規模や処理時間を削減することができる。
また、受信装置においても同様の効果を有する。

実施の形態３．
本発明にかかる通信装置の実施の形態３は、実施の形態２と同様に、図１に示すOFDMベースバンド変復調ブロック図を基本的な構成とする。本実施の形態３は、実施の形態２と同様に、無線LAN規格IEEE８０２.１１aに則ったものであるが、一次変調方式として１６QAMおよび６４QAMを用いる点で異なる。これにより、本発明の実運用上での効果を示す。以下では、ビットインターリーバを中心に説明する。

図１６に、IEEE８０２.１１aで規定されている１６QAM変調時の従来のビットインターリーバ１１を示す。従来は、入力ビットb_０〜b_１９１を１２＊１６ビットのメモリブロックに図１６のように書き込み、最左列から縦方向に逐次読み出すことでビットインターリーブを実現している。このビットインターリーバへの書き込みは２＊１６のメモリブロックへの書き込みを１周期とし、これを６回繰り返している。また、読み出し後の１６QAM変調処理では４ビットを１変調シンボルにマッピングする。

このため、図１７に示すように、本実施の形態３では４＊１６ビットの小型ビットインターリーバを用意し、実施の形態２と同様に、ビットインターリーブおよび一次変調を３回に分割して実施する。実施の形態２のトーンインターリーブ機能を導入することにより、一次変調後は実施の形態２と同様にOFDMベースバンド信号を生成できる。受信装置では、実施の形態２と同様に、トーンデインターリーブ機能を導入することにより、１６QAM一次復調およびビットデインターリーブを３回に分割して実施することができ、回路規模削減および処理時間短縮を達成できることは容易に理解されるところである。

図１８にIEEE８０２.１１aで規定されている６４QAM変調時の従来のビットインターリーバを示す。従来は、入力ビットb_０〜b_２８７を１８＊１６ビットのメモリブロックに図１８のように書き込み、最左列から縦方向に逐次読み出すことでビットインターリーブを実現している。このビットインターリーバへの書き込みは３＊１６ビットのメモリブロックへの書き込みを１周期とし、これを６回繰り返している。また、読み出し後の６４QAM変調処理では６ビットを１変調シンボルにマッピングする。

本実施の形態３では、図１９に示すように、６＊１６ビットの小型ビットインターリーバを用意し、実施の形態２と同様に、ビットインターリーブおよび一次変調を３回に分割して実施する。実施の形態２のトーンインターリーブ機能を導入することにより、一次変調後は実施の形態２と同様にOFDMベースバンド信号を生成できる。受信装置では、実施の形態２と同様に、トーンデインターリーブ機能を導入することにより、６４QAM一次復調およびビットデインターリーブを３回に分割して実施することができ、回路規模削減および処理時間短縮を達成できることは容易に理解されるところである。

本実施の形態３で用いるビットインターリーバ１１aのメモリサイズは、変調方式との関係で以下のように設定される。
即ち、使用する変調方式が、４ビットが１変調シンボルにマッピングされる１６QAM変調方式の場合には、図１７のように、ビットインターリーバ１１aの縦のサイズは、４ビットの倍数となる。ビットインターリーバ１１aの横のサイズは、従来のビットインターリーバ１１の横のサイズと同じである。ビットデインターリーバ２５aの縦、横のサイズは、ビットインターリーバ１１aの横、縦のサイズに設定される。
使用する変調方式が、６ビットが１変調シンボルにマッピングされる６４QAM変調方式の場合には、図１９のように、ビットインターリーバ１１aの縦のサイズは、６ビットの倍数となる。ビットインターリーバ１１aの横のサイズは、従来のビットインターリーバ１１の横のサイズと同じである。ビットデインターリーバ２５aの縦、横のサイズは、ビットインターリーバ１１aの横、縦のサイズに設定される。

実施の形態２で説明したQPSK変調のケースに比べ、１６QAM変調や６４QAM変調での従来のビットインターリーバ１１およびビットデインターリーバ２５は、より多くのメモリ長を要し、ビットの読み書きにより多くの時間を要していた。本実施の形態３を実施することにより、これらの課題を緩和可能であり、実施の形態２のQPSKのケースに比べて回路規模削減量および処理時間短縮量が大きい。

本実施の形態３における一次復調出力および誤り訂正復号部入力は、硬判定ビットに限らず、ビット尤度やビット対数尤度比などの軟判定値でも良い。
本実施の形態３では、通信システムとして単一アンテナを用いたSISO無線システムを仮定した。しかしながら、これに限らず、MIMOシステムで実施しても良い。特に、策定中の無線LAN規格IEEE８０２.１１nでは、本実施の形態３とはビットインターリーバ形状およびビットインターリーバ形状が異なるが、本実施の形態３と同様の送受信処理手順が適用可能である。

以上説明したように、本実施の形態３では、小型ビットインターリーバ１１aを用いているため、ビットインターリーブから一次変調までの処理時間を短くすることができる。また、回路規模を小さくすることができる。
また、トーンインターリーバ１４１aが、小型ビットインターリーバ１１aの攪拌効果を補う並び替えを行うことにより、装置全体として、攪拌効果を従来並みに維持又は従来以上に向上させることができる。
さらに、トーンインターリーバ１４１aが、１つの回路によってIFFT処理に必要な並び替えに加え、小型ビットインターリーバ１１aの攪拌効果を補う並び替えをも行うため、回路規模や処理時間を削減することができる。
また、受信装置においても同様の効果を有する。

実施の形態４．
本発明にかかる通信装置の実施の形態４は、図２０に示すOFDMベースバンド変復調ブロックを基本的な構成とする。本実施の形態４は、実施の形態２および３と同様、無線LAN規格IEEE８０２.１１aに則ったものであるが、一次変調方式としてBPSKを用いる点で異なる。
また、本実施の形態では、図１に示す通信装置と異なり、小型ビットインターリーバ１１aと小型ビットデインターリーバ２５aが省略され、送信装置においては誤り訂正符号化ビットが直接BPSK一次変調され、受信装置においてはBPSK一次復調データが直接誤り訂正復号処理部２６に渡される。これらを除く各ブロックは図１と同一である。

図２１に、IEEE８０２.１１aで規定されているBPSK変調時の従来のビットインターリーブからBPSK一次変調までのプロセスを示す。従来は、入力ビットb_０〜b_４７を３＊１６ビットのメモリブロックに図２１のように書き込み、最左列から縦方向に逐次読み出すことでビットインターリーブを実現している。図２１から分かるように、このビットインターリーバ１１への書き込みは１＊１６ビットのメモリブロックへの書き込みを１周期とし、これを３回繰り返している。また、読み出し後のBPSK変調処理では１ビットを１変調シンボルにマッピングする。

本実施の形態４では、図２０に示すように、ビットインターリーバを省略し、直接BPSK一次変調を逐次実施する。図２２に、誤り訂正符号化部１０から符号化ビットb_０〜b_４７をBPSK一次変調部１２bに直接渡し、BPSK変調を行う様子を示す。このとき、出力されるBPSK変調信号は｛d_０，d_３，d_６，d_９，・・・，d_４７｝となるが、実施の形態２のトーンインターリーブ機能を導入することにより（図１２参照）、一次変調後は実施の形態２および３と同様にOFDMベースバンド信号を生成できる。

即ち、トーンインターリーブIFFT部１４aは、トーンインターリーバ１４１aとIFFT用バタフライ演算部とを有しており、トーンインターリーブIFFT部１４aによってBPSK変調信号｛d_０，d_３，d_６，d_９，・・・，d_４７｝の並び替え（トーンインターリーブ）が行われる。その後、IFFT用バタフライ演算部によってIFFTがなされ、P/S変換、GI挿入がなされる。
BPSK変調方式では１ビットを１変調シンボルにマッピングするため、ビットインタリーバ及びビットデインターリーバを省略することができる。

受信装置では、実施の形態２および３と同様に、トーンデインターリーブ機能を導入することにより、BPSK一次復調部２４bの出力を直接誤り訂正復号部２６に渡すことができ、即時に復号を開始できることは、容易に理解されるところである。トーンデインタリーブ２２aは、FFT用バタフライ演算部とトーンデインタリーバを有しており、BPSK一次復調部２４bの出力はFFT用バタフライ演算部によってFFTがなされ、トーンデインタリーバによって並び替え（トーンデインタリーブ）がなされる。その後、BPSK一次復調、誤り訂正復号がなされる。

本実施の形態４におけるトーンインターリーバ１４１aは、従来のIFFT部１４のビット逆順処理部１４１で行うようなIFFT処理のための並び替えに加え、サブキャリア信号s１４aを周波数信号レベルで並び替えるトーンインターリーブ処理としての機能を有する。また、トーンデインターリーバ２２２aは、従来のFFT部２２のビット逆順処理部２２２で行うようなFFT処理のための並び替えに加え、サブキャリア信号s１４aを周波数信号レベルで並び替えるトーンデインターリーブ処理としての機能を有する。そのため、小型ビットインターリーバ１１aと小型ビットデインターリーバ２５aを省略しても、装置全体としては攪拌効果がある。

本実施の形態４における一次復調出力および誤り訂正復号部入力は、硬判定ビットに限らず、ビット尤度やビット対数尤度比などの軟判定値でも良い。
本実施の形態４では、通信システムとして単一アンテナを用いたSISO無線システムを仮定した。しかしながら、これに限らず、MIMOシステムで実施しても良い。特に、策定中の無線LAN規格IEEE８０２.１１nでは、本実施の形態４とはビットインターリーバ形状およびビットインターリーバ形状が異なるが、本実施の形態４と同様の送受信処理手順が適用可能である。

この実施の形態では１ビットを１変調シンボルにマッピングする変調方式としてBPSK変調方式を例に説明したが、他の変調方式としてFSK（Frequency Shift Keying）、OOK（On Off Keying）も適用可能である。

以上説明したように、本実施の形態４では、IEEE８０２.１１a準拠OFDM通信装置にトーンインターリーブ機能およびトーンデインターリーブ機能を導入し、これらを利用することで、BPSK変調時にはビットインターリーブおよびビットデインターリーブを省略可能である。これにより、従来に比べて信号処理時間を大幅に削減でき、同時に、従来ビットインターリーブおよびビットデインターリーブに要していた回路を省略することができる。

実施の形態５．
これまでは、マルチキャリア伝送に用いられる例を説明してきたが、本実施の形態５では、周波数領域等化（Frequency Domain Equalization: FDE）を用いる広帯域シングルキャリア伝送（Single Carrier: SC）（以降、SC-FDEと呼ぶ。）を行う通信装置、特に受信装置について説明する。

図２３は、従来のSC-FDEベースバンド変復調ブロック図を示している。ここでは、３２変調シンボルの先頭に８変調シンボルのサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix: CP）を付加した４０変調シンボルを１ブロックとし、１ブロックの送受信処理について述べることとする。ただし、これらのシンボル数は一例であり、CP長やブロック長はこの限りではない。また、非特許文献２に記載のように、CPの代わりにユニークワードと呼ばれる受信側で既知の信号を付加しても良い。

まず、従来のSC-FDEを行う通信装置における一連の処理の流れを説明する。
送信装置では、誤り訂正符号化部３０において、入力情報データs３０に対し誤り訂正符号化を行う。このとき、伝送レートを向上させる場合には、符号化ビットの間引き処理（パンクチャ処理）も併せて行う。次に、ビットインターリーバ３１において符号化ビット系列s３１の並び替えを行う。一次変調部３２では、インターリーブされたビット系列s３２に対してPSKやQAM等の一次変調を行い、一次変調シンボルにビットをマッピングする。CP挿入部３３にてCPが付加され、SCベースバンド信号s３４が出力される。

受信装置では、CP除去部４０においてSCベースバンド時間信号s４０からCPを除去し、S/P変換部４１において直列信号s４１を並列信号s４２に変換する。FFT部４２において時間信号s４２を周波数信号s４３に変換する。FDE部４３において等化が施され、IFFT部４４において時間信号s４５に変換される。P/S変換部４５において時間信号s４５を直列化し、一次復調部４６において各一次変調シンボルのマッピングビットが検出される。検出ビット系列s４７はビットデインターリーバ４７によりデインターリーブが施され、正しいビット系列s４８に並び替えられる。誤り訂正復号部４８において系列s４８に誤り訂正復号が適用され、情報データs４９に復号される。

図２４に、図２３のSC-FDE受信装置で用いるIFFT部４４を示す。実施の形態１および２で述べたIFFT部とは異なり、周波数信号f_０〜f_３１（s４４）はまずIFFT用バタフライ演算部４４でIFFT用バタフライ演算が行われ、時間信号s４４０に変換される。その後、時間信号s４４０はビット逆順処理部４４２で並び替えが行われ、正しい順の時間信号x_０〜x_３１（s４５）が得られるものとする。

図２５に、従来の送信装置におけるビットインターリーブから一次変調までのプロセスを示す。ここではQPSK変調を行うものとし、ビットインターリーバ３１およびビットデインターリーバ４７のサイズは８＊８ビットであるものとする。誤り訂正符号化系列b_０〜b_６３（s３１）は８＊８ビットインターリーバ３１により並び替えが行われ、QPSK一次変調部３２によりQPSK変調シンボルd_０〜d_３１（s３３）が生成される。

図２６に、従来の受信装置における一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスを示す。P/S変換部４５の出力｛x_０〜x_３１｝（s４６）は一次復調部４６に入力され、復号前ビット｛y_０，y_８，y_１６，y_２４，・・・，y_５５，y_６３｝（s４７）が検出される。８＊８ビットデインターリーバ４７により復号前ビットの並び替えが行われ、｛y_０，y_１，y_２，y_３，・・・，y_６３｝（s４８）が誤り訂正復号部４８に入力される。

図２７に、本実施の形態５におけるSC-FDE受信装置のベースバンド復調ブロック図を示す。図２３の受信ブロック図と異なる点は、IFFT部４４の代わりにシンボルインターリーブIFFT部４４aが用いられ、８＊８ビットデインターリーブ部４７の代わりに８＊２ビットサイズの小型ビットデインターリーブ部４７aが用いられる点である。これらを除く各部は図２３の従来の受信ブロックと同一である。なお、送信装置は従来と同一である。

図２８に、本実施の形態５におけるシンボルインターリーブIFFT部４４aを示す。IFFT用バタフライ演算部４４１aの処理は図２４の従来のIFFT部４４と同じであるが、その後シンボルインターリーブが施され、図２８のように時間信号s４５aが｛x_０，x_４，x_８，x_１２，x_１６，・・・，x_５５，x_６３｝の順に並び替えられる。
上述のシンボルインターリーブIFFT４４aを利用した、一次復調からビットデインターリーブまでのプロセスを図２９に示す。図２８に示したシンボルインターリーブIFFT部４４aの出力が一次復調入力s４６aとなるため、一次復調入力s４６aは｛x_０，x_４，x_８，x_１２，・・・，x_２７，x_３１｝の順となっている。実施の形態１と同様に、一次復調入力s４６aを{x_０，x_４，x_８，x_１２，・・・，x_２８}、{x_１，x_５，x_９，x_１３，・・・，x_２９}、{x_２，x_６，x_１０，x_１４，・・・，x_３０}、{x_３，x_７，x_１１，x_１５，・・・，x_３１}の４組に分割し、各組に対し逐次一次復調およびビットデインターリーブを実施する。

たとえば、第１組（#１）については、{x_０，x_４，x_８，x_１２，・・・，x_２８}に対してQPSK復調を行い、復号前ビット｛y_０，y_８，y_１，y_９，・・・，y_７，y_１５｝を検出する。８＊２ビットサイズの小型ビットデインターリーバにより｛y_０，y_１，y_２，y_３，・・・，y_１４，y_１５｝の順に並び替えた後、誤り訂正復号部４８に入力する。このとき、ビットデインターリーバ４７aのサイズは従来の１/４であるため、小型ビットデインターリーバの書き込み時間および読み出し時間も１/４となり、第１組についての小型ビットデインターリーバからの読み出しが完了すると、即時に次の第２組（#２）の一次復調出力{x_１，x_５，x_９，x_１３，・・・，x_２９}を小型ビットデインターリーバに入力することができる。同様の処理を、第３組（#３）、第４組（#４）についても行う。
この手順の場合、第２組の復号前ビットのデインターリーブ処理を行っている間に、並行して第１組の一次復調処理を行うことができる。他の組についても同様である。そのため、全体の処理時間を短縮できる。

以上説明したように、本実施の形態５では、広帯域SC-FDE受信装置にシンボルインターリーブ機能を導入し、これらを利用した信号処理手順（一次復調とビットデインターリーブ）を実施することにより、シングルキャリア伝送であっても、従来に比べて受信信号処理時間を削減でき、同時に、ビットデインターリーブに要する回路規模を削減することができる。即ち、小型ビットデインターリーバ４７aを用いているため、一次復調からビットデインターリーブまでの処理時間を短くすることができる。また、回路規模を小さくすることができる。

また、シンボルインターリーバ４４２aが、小型ビットインターリーバ４７aの攪拌効果を補う並び替えを行うことにより、装置全体として、攪拌効果を従来並みに維持又は従来以上に向上させることができる。
さらに、シンボルインターリーバ４４２aが、１つの回路によってIFFT処理に必要な並び替えに加え、小型ビットインターリーバ４７aの攪拌効果を補う並び替えをも行うため、回路規模や処理時間を削減することができる。
実施の形態１〜４と同様に、ビットデインターリーバの稼働率を向上させ、全体として受信処理速度を向上させることができる（図９参照）。

本実施の形態５では、スペクトラム拡散等を適用しないシングルキャリア伝送を行う場合について例示した。しかしながら、これに限らず、スペクトラム拡散を行っても良く、送信装置において周波数領域での重み付け等を行っても良い。

本実施の形態５では、シンボルインターリーブIFFT部４４aを用いた受信処理について例示した。しかしながら、これに限らず、シンボルインターリーブ機能を実現する手段であって、受信装置全体として回路規模および処理時間が増加しない手段であれば良い。
本実施の形態５では、受信装置においてFFTおよびIFFTを用い、ポイント数（シンボル数）を３２とした。しかしながら、これに限らず、DFTまたはIDFTにより時間・周波数変換を行っても良い。本明細書では、FFT、DFT等の処理を総称して、フーリエ変換処理又は時間−周波数変換処理と呼び、IFFT、IDFT等の処理を総称して、逆フーリエ変換処理又は周波数−時間変換処理と呼ぶ。また、１以上の整数値であれば任意のポイント数で良い。

本実施の形態５では、従来のビットインターリーバおよびビットデインターリーバのサイズを８＊８とし、本発明の小型ビットデインターリーバのサイズを８＊２とし、従来に比べてメモリ長を１/４とした場合について例示した。しかしながら、これに限らず、インターリーバサイズは任意で良く、小型ビットインターリーバおよび小型ビットデインターリーバが従来のビットインターリーバおよびビットデインターリーバよりも回路規模が大きくなければ良い。

本実施の形態５では、一次変調方式としてQPSKを用いた場合について例示した。しかしながら、これに限らず、任意のディジタル変調方式を用いて良い。特に、一次変調方式としてBPSK変調を行う場合には、シンボルインターリーブ機能を利用することで、実施の形態４と同様、ビットデインターリーバを省略することが可能となる。
本実施の形態５では、一次復調出力（誤り訂正復号入力）｛y_０〜y_６１｝を復号前ビットと記載した。しかしながら、これに限らず、｛y_０〜y_６１｝は硬判定ビットでも良く、ビット尤度やビット対数尤度比などの軟判定値でも良い。

本実施の形態５では、通信システムとしてSISOシステムを仮定した。しかしながら、これに限らず、たとえば無線通信において、MIMOシステムで実施しても良い。
本実施の形態５は、有線通信か無線通信かを問わず、適用可能である。

以上、本発明について実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

以上のように、本発明にかかる通信装置は、誤り訂正符号化、ビットインターリーブ処理、およびフーリエ変換処理または逆フーリエ変換処理を要する通信装置に有用である。

１・・・送信装置
２・・・受信装置
１０、３０・・・誤り訂正符号化部
１１、３１・・・ビットインターリーバ
１１ａ・・・小型ビットインターリーバ
１２、１２ａ、３２・・・一次変調部
１２ｂ・・・ＢＰＳＫ一次変調部
１３、２１、４１・・・Ｓ／Ｐ変換部
１４、４４・・・ＩＦＦＴ部
１４ｔ、１４ａ・・・トーンインターリーブＩＦＦＴ部
１４ｔ１、１４１ａ・・・トーンインターリーバ
１４ｔ２、１４２ａ、４４１、４４１ａ・・・ＩＦＦＴ用バタフライ演算部
１４１、２２２、４４２・・・ビット逆順処理部
４４２ａ・・・シンボルインターリーバ
１５、２３、４５・・・Ｐ／Ｓ変換部
１６・・・ＧＩ挿入部
２０・・・ＧＩ除去部
２２、４２・・・ＦＦＴ部
２２ｔ、２２ａ・・・トーンデインターリーブＦＦＴ部
２２ｔ１、２２１ａ・・・ＦＦＴ用バタフライ演算部
２２ｔ２、２２２ａ・・・トーンデインターリーブ部
２４、２４ａ、４６・・・一次復調部
２４ｂ・・・ＢＰＳＫ一次復調部
２５、４７・・・ビットデインターリーバ
２５ａ・・・小型ビットデインターリーバ
２６、４８・・・誤り訂正復号部
３３・・・ＣＰ挿入部
４０・・・ＣＰ除去部
ｓ１０、ｓ３０・・・情報信号
ｓ１１、ｓ３１・・・誤り訂正符号化ビット
ｓ１２、ｓ３２・・・ビットインターリーバ出力ビット
ｓ１２ａ・・・小型ビットインターリーバ出力ビット
ｓ１３、ｓ１３ａ、ｓ３３・・・一次変調信号
ｓ１４、ｓ１４ａ・・・送信サブキャリア信号
ｓ１５、ｓ１６、ｓ１７・・・ＯＦＤＭ送信時間信号
ｓ２０、ｓ２１、ｓ２２・・・ＯＦＤＭ受信時間信号
ｓ２３、ｓ２３ａ、ｓ２４、ｓ２４ａ・・・受信サブキャリア信号
ｓ２５、ｓ２５ａ、ｓ４７、ｓ４７ａ・・・一次復調出力信号
ｓ２６、ｓ４８・・・誤り訂正復号入力信号
ｓ２７、ｓ４９・・・復号結果
ｓ３４・・・シングルキャリア送信信号
ｓ４０、ｓ４１、ｓ４２・・・シングルキャリア受信時間信号
ｓ４３・・・シングルキャリア受信周波数信号
ｓ４４・・・周波数領域等化出力信号
ｓ４５、ｓ４６・・・等化後の時間信号
ｓ４５ａ、ｓ４６ａ・・・シンボルインターリーブＩＦＦＴ後の時間信号
ｓ１４０、ｓ４４０、ｓ４４０ａ・・・ＩＦＦＴ内中間信号
ｓ２２０・・・ＦＦＴ内中間信号

Claims (14)

1. 入力情報データのビット系列を並び替えるインターリーブ手段と、
   前記インターリーブ手段で並び替えられた前記ビット系列を一次変調することにより、対応する一次変調シンボル系列を得る一次変調手段と、
   前記一次変調手段で得られた所定数の一次変調シンボルをまとめて逆フーリエ変換する変換手段と、
   前記変換手段で得られた信号を送信する送信手段と、
   を有する送信装置において、
   前記インターリーブ手段は、前記所定数の一次変調シンボルに対応するビット数よりも小さいサイズであり、該サイズに応じて前記入力情報データのビット系列から少なくとも第１組及び第２組のビット系列を切り分け、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えを行った後、前記第２組のビット系列を構成するビットの並び替えを行い、
   前記一次変調手段は、並び替えられた前記第１組のビット系列の一次変調処理を前記インターリーブ手段における前記第２組のビット系列の並び替え処理と並行して行い、前記第１組のビット系列の一次変調処理の後、並び替えられた前記第２組のビット系列の一次変調処理を行うことで、前記第１組及び第２組のビット系列にそれぞれ対応した第１組及び第２組の一次変調シンボル系列を得、
   前記変換手段は、前記一次変調手段で得た少なくとも前記第１組及び第２組の一次変調シンボル系列をまとめて逆フーリエ変換することを特徴とする送信装置。
2. 前記変換手段は、
   少なくとも前記第１組及び第２組の一次変調シンボル系列を構成する複数の一次変調シンボルの並び替えを行うトーンインターリーブ手段と、
   前記トーンインターリーブ手段により並び変えられた前記複数の一次変調シンボルを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
   を有することを特徴とする請求項１記載の送信装置。
3. 前記変換手段は、
   前記第１組及び第２組の一次変調シンボル系列を構成する一次変調シンボルをサブキャリア信号として逆フーリエ変換処理を行うことにより、マルチキャリア信号を得ることを特徴とする請求項１又は２記載の送信装置。
4. 前記インターリーブ手段のサイズは、前記一次変調手段で用いる変調方式に応じて設定されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の送信装置。
5. 入力情報データのビット系列を並び替えるインターリーブステップと、
   前記インターリーブステップで並び替えられた前記ビット系列を一次変調することにより、対応する一次変調シンボル系列を得る一次変調ステップと、
   前記一次変調ステップで得られた所定数の一次変調シンボルをまとめて逆フーリエ変換する変換ステップと、
   前記変換ステップで得られた信号を送信する送信ステップと、
   を有する送信方法において、
   前記インターリーブステップは、前記所定数の一次変調シンボルに対応するビット数よりも小さいサイズのインターリーバを用い、前記サイズに応じて前記入力情報データのビット系列から少なくとも第１組及び第２組のビット系列を切り分け、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えを行った後、前記第２組のビット系列を構成するビットの並び替えを行い、
   前記一次変調ステップは、並び替えられた前記第１組のビット系列の一次変調処理を前記インターリーブステップにおける前記第２組のビット系列の並び替え処理と並行して行い、前記第１組のビット系列の一次変調処理の後、並び替えられた前記第２組のビット系列の一次変調処理を行うことで、前記第１組及び第２組のビット系列にそれぞれ対応した第１組及び第２組の一次変調シンボル系列を得、
   前記変換ステップは、前記一次変調ステップで得た少なくとも前記第１組及び第２組の一次変調シンボル系列をまとめて逆フーリエ変換することを特徴とする送信方法。
6. 受信した複数の時間信号をまとめてフーリエ変換し、所定数の周波数信号からなる周波数信号系列を得る変換手段と、
   前記変換手段で得られた前記周波数信号系列を一次復調することにより、対応するビット系列を得る一次復調手段と、
   前記ビット系列を構成するビットを並び替えるデインターリーブ手段と、
   を有する受信方法において、
   前記一次復調手段は、前記変換手段によって得られた前記周波数信号系列から少なくとも第１組及び第２組の周波数信号系列を切り分け、前記第１組の周波数信号系列の一次復調処理を行った後、前記第２組の周波数信号系列の一次復調処理を行うことで、前記第１組及び第２組の周波数信号系列にそれぞれ対応した第１組及び第２組のビット系列を得、
   前記デインターリーブ手段は、前記所定数の周波数信号に対応するビット数よりも小さいサイズであり、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えを前記一次復調手段における前記第２組の周波数信号系列の一次復調処理と並行して行い、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えの後、前記第２組のビット系列を構成するビットの並び替えを行うことを特徴とする受信装置。
7. 前記変換手段は、
   前記複数の時間信号をまとめてフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変化手段によって得られた所定数の周波数信号を並び替えるトーンデインターリーブ手段とを有することを特徴とする請求項６記載の受信装置。
8. 前記時間信号はマルチキャリア信号であり、
   前記周波数信号はサブキャリア信号であり、
   前記変換手段は、複数の前記マルチキャリア信号をフーリエ変換することにより、対応する複数のサブキャリア信号を得ることを特徴とする請求項６又は７記載の受信装置。
9. 前記デインターリーブ手段のサイズは、前記一次復調手段で用いる復調方式に応じて設定されることを特徴とする請求項６から８のいずれかに記載の受信装置。
10. 受信した複数の時間信号をまとめてフーリエ変換し、所定数の周波数信号からなる周波数信号系列を得る変換ステップと、
    前記変換ステップで得られた前記周波数信号系列を一次復調することにより、対応するビット系列を得る一次復調ステップと、
    前記ビット系列を構成するビットを並び替えるデインターリーブステップと、
    を有する受信方法において、
    前記一次復調ステップは、前記変換ステップで得られた前記周波数信号系列から少なくとも第１組及び第２組の周波数信号系列を切り分け、前記第１組の周波数信号系列の一次復調処理を行った後、前記第２組の周波数信号系列の一次復調処理を行うことで、前記第１組及び第２組の周波数信号系列にそれぞれ対応した第１組及び第２組のビット系列を得、前記デインターリーブステップは、前記所定数の周波数信号に対応するビット数よりも小さいサイズのデインタリーバを用い、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えを前記一次復調ステップにおける前記第２組の周波数信号系列の一次復調処理と並行して行い、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えの後、前記第２組のビット系列を構成するビットの並び替えを行うことを特徴とする受信方法。
11. 入力情報データに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、
    １ビットを１次変調シンボルにマッピングする変調方式を用いて、前記誤り訂正符号化手段によって得られたビット系列を一次変調することにより、対応する一次変調シンボル系列を得る一次変調手段と、
    前記一次変調手段で得られた所定数の一次変調シンボルの並び替えを行うトーンインターリーブ手段と、
    前記トーンインターリーブ手段によって並び替えられた所定数の一次変調シンボルを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
    前記逆フーリエ変換手段で得られた信号を送信する送信手段と、
    を有する送信装置。
12. 受信した複数の時間信号をまとめてフーリエ変換することにより、対応する複数の周波数信号を得るフーリエ変換手段と、
    前記フーリエ変換手段によって得られた前記複数の周波数信号を並び替えるトーンデインターリーブ手段と、
    １つの周波数信号を１ビットにマッピングする復調方式を用いて、前記トーンデインターリーブ手段によって並び替えられた前記複数の周波数信号を一次復調することにより、対応するビット系列を得る一次復調手段と、
    前記一次復調手段によって得られたビット系列に対して誤り訂正復号を行う誤り訂正復号手段とを有することを特徴とする受信装置。
13. 受信したシングルキャリア信号をフーリエ変換することにより、対応する周波数信号を得る第１の変換手段と、
    前記周波数信号に等化処理を行う周波数領域等化手段と、
    前記等化処理が行われた複数の周波数信号をまとめて逆フーリエ変換することにより、所定数の時間信号を得る第２の変換手段と、
    前記所定数の時間信号からなる時間信号系列を一次復調し、対応するビット系列を得る一次復調手段と、
    前記ビット系列を構成するビットを並び替えるデインターリーブ手段と、
    を有する受信装置において、
    前記一次復調手段は、前記時間信号系列から少なくとも第１組及び第２組の時間信号系列を切り分け、前記第１組の時間信号系列の一次復調処理を行った後、前記第２組の時間信号系列の一次復調処理を行うことで、前記第１組及び第２組の時間信号系列に対応した第１組及び第２組のビット系列を得、
    前記デインターリーブ手段は、前記所定数の時間信号に対応するビット数よりも小さいサイズであり、前記第１組のビット系列のビットの並び替えを前記一次復調手段における前記第２組の時間信号系列の一次復調処理と並行して行い、前記第１組のビット系列を構成するビットの並び替えの後、前記第２組のビット系列を構成するビットの並び替えを行うことを特徴とする受信装置。
14. 前記第２の変換手段は、
    前記複数の周波数信号をまとめて逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
    前記逆フーリエ変化手段によって得られた前記所定数の周波数信号を並び替えるシンボルインターリーブ手段とを有することを特徴とする請求項１３記載の受信装置。

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