JP2011002565A - Digital mixing circuit and mobile terminal equipped with the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、音源として少なくとも音声を含む複数の音データをミキシング処理およびノイズ処理を行うディジタルミキシング回路に関する。 The present invention relates to a digital mixing circuit that performs mixing processing and noise processing on a plurality of sound data including at least sound as a sound source.
例えば昨今の携帯電話では、通話音声データに加えて、音楽データ、ディジタルテレビ付加音声データなど、音声データがある。各音声データのサンプリング周波数およびサンプリング周波数の基準クロックは、一様でない。各音声データは、ミキシング回路を介して、最終的に電話機のスピーカやコネクタを介して接続されるイヤフォンに出力される。異なるサンプリング周波数のデータをミキシングする方法として、例えば、図6に示すディジタルミキシング回路を用いる方法がある。図6は、第1従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。 For example, in recent mobile phones, there are audio data such as music data and digital TV additional audio data in addition to call audio data. The sampling frequency of each audio data and the reference clock of the sampling frequency are not uniform. Each audio data is output to an earphone connected through a speaker or a connector of a telephone through a mixing circuit. As a method for mixing data having different sampling frequencies, for example, there is a method using a digital mixing circuit shown in FIG. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the digital mixing circuit of the first conventional example.
図6では、入力データは、通話音声データ、操作音を発生するためのトーン、呼び出し音や効果音のための音源データ、ディジタルテレビ付加音声データ、記憶媒体に記録されている動画の付加音声データ、電話機でオーディオプレーヤーとして使う場合の音楽データである。 In FIG. 6, the input data includes call voice data, a tone for generating an operation sound, sound source data for a ringing tone and a sound effect, digital TV additional voice data, and additional voice data of a moving image recorded on a storage medium. Music data when used as an audio player in a telephone.
通話音声データのサンプリングクロック(Sampling Clock)は、電話回線側に同期しているため回線の網クロックから生成される。トーンデータおよび音源データのサンプリングクロックは機器のシステムクロックから生成される。ディジタルテレビなどの付加音声データのサンプリングクロックは、放送波から再生したクロックから生成される。音楽データについては、トーンなどと同様にシステムクロックから生成する。 A sampling clock (Sampling Clock) of the call voice data is generated from the network clock of the line because it is synchronized with the telephone line side. The sampling clock for tone data and sound source data is generated from the system clock of the device. A sampling clock for additional audio data such as digital television is generated from a clock reproduced from a broadcast wave. The music data is generated from the system clock in the same manner as the tone.
まず、各種のサンプリングクロックのデータを、それぞれのサンプリングクロックで動作するD/Aコンバータ42〜45でアナログ信号に変換する。変換された各データのアナログ信号を可変利得アンプ46〜51で各々のミキシング比率を調整する。ミキシング比率が調整された各データを抵抗器57〜64で加算して、バッファアンプ55および56から出力する。なお、音源データや放送波付加音声などはステレオデータを想定している。そのため最終的な出力は2チャネルあり、ミキシング回路も2系統存在する。
First, the data of various sampling clocks are converted into analog signals by D /
次に、図7を参照して、ディジタルデータの段階でミキシングする方法もある。図7は、第2従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。各データのサンプリング周波数を一致させて、各データをミキシングする。図7に示すように、サンプリング周波数変換器(以下fsコンバータまたはFSC)72、75または、オーバーサンプリング回路73、74で、共通のサンプリング周波数に変換する。
Next, referring to FIG. 7, there is a method of mixing at the digital data stage. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the digital mixing circuit of the second conventional example. Each data is mixed by matching the sampling frequency of each data. As shown in FIG. 7, sampling frequency converters (hereinafter referred to as fs converters or FSCs) 72 and 75 or
図7のD/Aコンバータ88の入力サンプリングクロックは、システムクロックから生成され、その値は48kHzである。具体的には基準とするクロックからPLLなどで生成されるクロックである。
The input sampling clock of the D /
D/Aコンバータ88は、8倍のオーバーサンプリング(Over sampling)回路84と、ノイズシェーパー(Noise shaper)85と、PWM(Pulse Width Modulation)回路86と、LPF(Low−pass filter)87と、を備える。サンプリング周波数が48kHzに変換された各データは、8倍のオーバーサンプリング回路84により、そのサンプリング周波数が、384kHzにオーバーサンプリングされる。そして、ノイズシェーパー85のサンプリング周波数は、1536kHzである。これらのサンプリングクロックも全てシステムクロックから生成される。
The D /
そして、各入力データのサンプリングクロックを、非同期FSC72、同期/非同期FSC75により48kHzに合わせる。トーンデータと音源データのサンプリングクロックとD/Aコンバータ88の入力のサンプリングクロック48kHzとは単純な整数比なので、オーバーサンプリングする。トーンデータは6倍のオーバーサンプリング回路73を通し、音源データは3/2倍のオーバーサンプリング回路74で、それぞれオーバーサンプリングする。
Then, the sampling clock of each input data is adjusted to 48 kHz by the
通話音声データのサンプリングクロックは、電話回線の網クロックから生成されるため、電話機のシステムクロックとは非同期の関係にある。そのため、非同期fsコンバータ72でD/Aコンバータ88のサンプリングクロックに変換する。
Since the sampling clock of the call voice data is generated from the network clock of the telephone line, it has an asynchronous relationship with the system clock of the telephone. Therefore, the
動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、セレクタ71、90、89で適宜切り替える。
Video additional audio data, digital broadcast audio data, and music data are appropriately switched by
動画付加音声データを選択した場合、動画付加音声データのサンプリングクロックは、48kHzであり、D/Aコンバータ88のそれと同じ値なので、fsコンバータ75を通さずに、そのまま次段に渡される。
When moving image additional audio data is selected, the sampling clock of the moving image additional audio data is 48 kHz and is the same value as that of the D /
ディジタル放送音声データを選択した場合、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、D/Aコンバータ88と同じ周波数である。しかし、放送波から再生したクロックから生成されるため、システムクロックとは非同期の関係となっている。つまり、D/Aコンバータ88のサンプリングクロックには同期していないので、fsコンバータ75を非同期モードで動作させて、両者の非同期性を吸収させる。
When digital broadcast audio data is selected, the sampling clock of the digital broadcast audio data has the same frequency as that of the D /
音楽データを選択した場合、サンプリングクロック源は、D/Aコンバータ88と同じだが、サンプリングクロック周波数が異なる。音楽データのサンプリングクロックを、fsコンバータ75を同期モードで動作させて、D/Aコンバータ88のサンプリングクロックに合わせる。
When music data is selected, the sampling clock source is the same as that of the D /
上述のように、D/Aコンバータ88のサンプリングクロックに合わせた各データを、それぞれ乗算器76〜81によりミキシング比率を調整する。そして、加算器82と83で各データを加算して、D/Aコンバータ88に渡す。
As described above, the mixing ratio is adjusted by the multipliers 76 to 81 for each data in accordance with the sampling clock of the D /
次に、音楽再生時の消費電流を最小にするためには、音楽再生のときにfsコンバータ(同期/非同期FSC75)を通さない構成が考えられる。これに対応したものが図8である。図8は、第3従来例のディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。 Next, in order to minimize the current consumption during music playback, a configuration in which the fs converter (synchronous / asynchronous FSC 75) is not passed during music playback is conceivable. FIG. 8 corresponds to this. FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the digital mixing circuit of the third conventional example.
図8に示すように、D/Aコンバータ718の入力のサンプリングクロックは音楽データのサンプリングクロックと同じであり、8倍オーバーサンプリング回路714のサンプリングクロックとノイズシェーパー715のサンプリングクロックは音楽データのサンプリングクロックの整数倍の関係となっている。
As shown in FIG. 8, the sampling clock of the input of the D /
セレクタ720、719は音楽再生のときはfsコンバータ705を通さずに乗算器710、711に音楽データを渡す。また、動画付加音声データのサンプリングクロックはシステムクロックに同期しているので、fsコンバータ705を同期モードで動作させてD/Aコンバータ718のサンプリングクロックに変換する。上記以外の動作は図7と同じである。
The
図6を参照して説明したように、一旦D/Aコンバータ42〜45でアナログ信号に変換する方法は簡単なため良く用いられてきたが、D/Aコンバータ42〜45が多数必要になること、D/Aコンバータ42〜45以降のアナログ回路の経路が多いことから、消費電流の増加およびノイズフロア上昇といった問題があった。
As described with reference to FIG. 6, the method of once converting analog signals by the D /
一方、図7を参照して説明したように、ディジタルデータの段階でミキシングするには、各データのサンプリング周波数を一致させなくてはならないために多数のfsコンバータ(非同期FSC72、同期/非同期FSC75)が必要となる。
On the other hand, as described with reference to FIG. 7, in order to mix at the stage of digital data, the sampling frequency of each data must be matched, so that a large number of fs converters (
fsコンバータ72,75は高次のオーバーサンプリングを施した後、所望出力サンプリングクロックで再サンプリングすることでサンプリング周波数を変換している。そのため多数のディジタルフィルタにより構成されるが、特に直線位相特性を要求される場合にはFIR(Finite Impulse Response)ディジタルフィルタを使うため回路規模や消費電流の点で好ましくない。
After performing high-order oversampling, the
次に、音楽再生時の消費電流を低減したい場合には、図8のような構成を採る。しかし音楽データ以外の各データのサンプリングクロックは、音楽データのサンプリングクロックとは単純な整数比を為していないため、全てfsコンバータ(非同期FSC702,703,704,同期/非同期FSC705)を使うことになり、回路規模の点で問題になる。
Next, when it is desired to reduce current consumption during music reproduction, a configuration as shown in FIG. 8 is adopted. However, since the sampling clock of each data other than music data does not have a simple integer ratio with the sampling clock of music data, all fs converters (
また、D/Aコンバータ718の8倍のオーバーサンプリング回路714で使われるLPFは、音楽再生時の音質を考慮すると直線位相FIRフィルタを用いれば良い。しかし、オーバーサンプリング回路714内のLPFに直線位相FIRフィルタを用いると、1〜2msの遅延時間が発生する。特に携帯電話に、第3従来例のディジタルミキシング回路を適用する場合、通話音声データの遅延時間は、小さいほど良い。そのため、図8に示す第3従来例のディジタルミキシング回路を携帯電話に適用する場合、音楽再生時の音質と通話音声データの遅延時間とは、トレードオフの関係となる。
The LPF used in the
本発明の目的は、回路規模や消費電流を削減でき、かつ各入力信号に対して最適なフィルタを選択可能なディジタルミキシング回路、及びそれを備えた携帯端末を提供することである。 An object of the present invention is to provide a digital mixing circuit capable of reducing a circuit scale and current consumption and selecting an optimum filter for each input signal, and a portable terminal including the digital mixing circuit.
図7および図8に示すように、fsコンバータ72,75,702〜705ではオーバーサンプリングしてから所望のサンプリング周波数で再サンプリングしており、ノイズシェーパー85,715を用いたD/Aコンバータ88,718では一旦オーバーサンプリングしている。
As shown in FIGS. 7 and 8, the
そこで、fsコンバータ72、75、702〜705での再サンプリング周波数を、D/Aコンバータ88、718のオーバーサンプリング周波数と同じ周波数とすることで、D/Aコンバータ88、718でのオーバーサンプリングを省略できる。
Therefore, the oversampling in the D /
fsコンバータ72、75、702〜705でのオーバーサンプリングで用いられるLPFは、再サンプリング周波数がfsコンバータ72、75、702〜705の入力サンプリング周波数に近い。そのため、第2従来例及び第3従来例のディジタルミキシング回路におけるfsコンバータLPF特性は、図9(a)に示す通り非常に急峻な減衰特性を要求される。すなわち、FSC内のオーバーサンプリングLPF出力は、図9(b)に示すFSC出力をサンプリング周波数fs〜8fsにおいて約100dB減衰させる必要がある。
The LPF used for oversampling in the
一方、D/Aコンバータ88、718でのオーバーサンプリングは、ノイズシェーパー85,715で量子化ノイズを可聴域外に集中させる空き帯域を作るためにある。そのため図9(c)に示すようにD/Aコンバータ88,718でのオーバーサンプリングLPFの特性は、fsコンバータ72,75,702〜705のLPFと比較すると所望減衰量が緩和される。すなわち、サンプリング周波数fs〜4fsにおいて約60dBの減衰でよい。
On the other hand, the oversampling in the D /
つまり、fsコンバータ72,75,702〜705の出力のサンプリング周波数をD/Aコンバータ88,718のオーバーサンプリング周波数と同じ周波数にすれば良い。
That is, the sampling frequency of the output of the
本発明のディジタルミキシング回路は、音源として少なくとも音声を含む複数の音データについて、各音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う複数の周波数変換部と、前記複数の周波数変換部で変換された複数の音データをミキシング処理する少なくとも一つのミキシング部と、前記少なくとも一つのミキシング部でミキシング処理された複数の音データのノイズ処理を行うノイズシェーピング部と、前記ノイズシェーピング部でノイズ処理された複数の音データを、音として出力するためにアナログ信号に変換する変換部と、を備えるディジタルミキシング回路であって、前記周波数変換部は、前記ノイズシェーピング部での入力サンプリング周波数と同じ値で、複数の音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う。 In the digital mixing circuit of the present invention, a plurality of sound data including at least sound as a sound source is converted by a plurality of frequency conversion units that perform processing for converting a sampling clock frequency of each sound data, and the plurality of frequency conversion units. At least one mixing unit for mixing a plurality of sound data, a noise shaping unit for performing noise processing on the plurality of sound data mixed by the at least one mixing unit, and a plurality of noises processed by the noise shaping unit A digital mixing circuit including a conversion unit that converts the sound data into an analog signal for output as sound, wherein the frequency conversion unit has a plurality of values that are the same as the input sampling frequency in the noise shaping unit. The sampling clock frequency of sound data It performs a process that.
上記ディジタルミキシング回路は、更に、前記変換部で変換されたアナログ信号を音として出力する処理を行う出力部を備える。 The digital mixing circuit further includes an output unit that performs processing to output the analog signal converted by the conversion unit as sound.
上記ディジタルミキシング回路では、前記ノイズシェーピング部は、D級アンプ形式で前記出力部の負荷を直接駆動する。 In the digital mixing circuit, the noise shaping unit directly drives the load of the output unit in a class D amplifier format.
また、本発明の携帯端末は、上記ディジタルミキシング回路を備える。 Moreover, the portable terminal of this invention is provided with the said digital mixing circuit.
本発明のディジタルミキシング回路およびそれを備えた携帯端末によれば、回路規模や消費電流を削減でき、かつ各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができる。 According to the digital mixing circuit of the present invention and the mobile terminal equipped with the digital mixing circuit, the circuit scale and current consumption can be reduced, and an optimum filter can be selected for each input signal.
(実施の形態1)
本発明の実施の形態1に係るディジタルミキシング回路の特徴のひとつは、ミキシング装置1の各入力データのサンプリングクロックを、非同期サンプリング周波数変換器102とオーバーサンプリング回路103、104と、同期/非同期サンプリング周波数変換器105とから構成される周波数変換部119により、ミキシング装置100に接続されるD/Aコンバータ2の、ノイズシェーピング回路119の入力サンプリング周波数と同じ値に変換することである。
(Embodiment 1)
One of the features of the digital mixing circuit according to the first embodiment of the present invention is that the sampling clock of each input data of the
この構成により、ミキシング装置1は、D/Aコンバータ2にオーバーサンプリング回路を設けずに、ディジタルフィルタの回路規模や消費電流を削減することができる。
With this configuration, the mixing
図1を参照して、本発明の実施の形態1に係るディジタルミキシング回路の構成について説明する。図1は、本発明の実施の形態1に係るディジタルミキシング回路の構成を示すブロック図である。実施の形態1に係るディジタルミキシング回路は、ミキシング装置1とD/Aコンバータ2とから構成される。
With reference to FIG. 1, the configuration of a digital mixing circuit according to
図1に示すミキシング装置1は、セレクタ101と、非同期のサンプリング周波数変換器(FSC)102(以下、非同期FSC102)と、48倍のオーバーサンプリングを行う第1オーバーサンプリング回路103と、12倍のオーバーサンプリングを行う第2オーバーサンプリング回路104と、同期/非同期サンプリング周波数変換器(FSC)105(同期/非同期FSC105)と、6つのアンプ106〜111と、2つの加算器112、113と、を備える。
A mixing
ミキシング装置1は、D/Aコンバータ2に接続され、ミキシング装置1の出力信号は、D/Aコンバータ2の入力信号となる。
The mixing
また、非同期FSC102と、第1オーバーサンプリング回路103と、第2のオーバーサンプリング回路104と、同期/非同期FSC105とは、ミキシング装置1の周波数変換部119を構成する。
The
また、6つのアンプ106〜111と、2つの加算器112、113は、ミキシング装置1のミキシング部118を構成する。
Further, the six
また、6つのアンプ106〜111と、2つの加算器112、113で構成されるミキシング部118のサンプリング周波数は、後述するD/Aコンバータ2のノイズシェーパー115の入力サンプリング周波数と同じ384kHzである。
Further, the sampling frequency of the
図1に示すD/Aコンバータ2は、ノイズシェーパー(noise shaper)115と、PWM(Pulse Width Modulation)回路116と、LPF(Low−pass filter)117と、を備える。図1に示すD/Aコンバータ2のノイズシェーパー115の入力サンプリング周波数は、前述したミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値の384kHzである。
The D /
次に、図1を参照して、ミキシング装置1の各構成について詳細に説明する。
非同期FSC102は、網クロックから生成される通話音声データのサンプリングクロック(8kHz)を、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数(384kHz)に同期させる。
Next, with reference to FIG. 1, each structure of the
The
第1のオーバーサンプリング回路103は、システムクロックから生成されるトーンデータのサンプリングクロシステムクロック(8kHz)を、48倍にオーバーサンプリング(Over sampling)し、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数(384kHz)に同期させる。
第2のオーバーサンプリング回路104は、システムクロックから生成される音源データのサンプリングクロック(32kHz)を、12倍にオーバーサンプリングし、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数(384kHz)に同期させる。
The
The
セレクタ101は、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、同期/非同期FSC105に入力するデータを選択する。なお、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、それぞれ異なるクロック源からサンプリングクロックが生成され、図1に示すように、動画付加音声データのサンプリングクロックは48kHzであり、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、48kHzであり、音楽データのサンプリングクロックは、44.1kHzである。
The
同期/非同期FSC105は、セレクタ101で選択されたデータのサンプリングクロックを、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzに変換する。同期/非同期FSC105は、図1に示すように、例えば、8倍のオーバーサンプリングを行うオーバーサンプリング回路として機能する。
The synchronous /
次に、図1を参照して、D/Aコンバータ2の各構成について、詳細に説明する。D/Aコンバータ2の動作周波数は、周波数変換部119により変換された各データのサンプリングクロックと同じである。図1に示すD/Aコンバータ2は、ノイズシェーパー(noise shaper)115と、PWM(Pulse Width Modulation)回路116と、LPF(Low−pass filter)117と、を備える。
Next, each configuration of the D /
ノイズシェーパー115は、ミキシング装置1から出力された各データの量子化ノイズを帯域外へ移動する。
The
PWM回路116は、ノイズシェーパー115によって処理された各データをパルス幅変調する。
The
LPF117は、PWM回路116によって処理された各データの所定の低域周波数のみを信号として通過させる。
The
次に、図1を参照して、ミキシング装置1に入力する各データとそのサンプリングクロックについて、説明する。
Next, each data input to the
通話音声データのサンプリングクロック(8kHz)は、非同期FSC102により、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzに変換される。そして、通話音声データは、非同期FSC102からアンプ106へ出力される。
The sampling clock (8 kHz) of the call voice data is converted by the
トーンデータのサンプリングクロック(8kHz)は、第1オーバーサンプリング回路103により、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzにオーバーサンプリングされる。そして、トーンデータは、第1オーバーサンプリング回路103からアンプ107へ出力される。
The tone data sampling clock (8 kHz) is oversampled by the
音源データのサンプリングクロック(32kHz)は、第2オーバーサンプリング回路104により、ディジタルミキシング回路100のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzにオーバーサンプリングされる。そして、音源データは、第2オーバーサンプリング回路104から2系統に分かれて、アンプ108、109に出力される。
The sampling clock (32 kHz) of the sound source data is oversampled by the
動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、セレクタ101によって選択されたデータのサンプリングクロックは、同期/非同期FSC105により、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzに変換される。
The sampling clock of the data selected by the
まず、セレクタ101によって動画付加音声データが選択された場合、動画付加音声データのサンプリングクロック(48kHz)は、8倍オーバーサンプリング回路として動作する同期/非同期FSC105により、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzに変換される。そして、動画付加音声データは、同期/非同期FSC105から、2系統に分かれて、アンプ110、111に出力される。
First, when the moving image additional audio data is selected by the
次に、セレクタ101によってディジタル放送音声データが選択された場合、放送波から再生したクロック(48kHz)を基準とするディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、同期/非同期FSC105を非同期サンプリング周波数変換器として動作させて、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzに変換する。そして、ディジタル放送音声データは、同期/非同期FSC105から、2系統に分かれて、アンプ110、111に出力される。
Next, when digital broadcast audio data is selected by the
また、次に、セレクタ101によって音楽データが選択された場合、システムクロックを基準とする音楽データのサンプリングクロックは、同期/非同期FSC105を同期FSCとして動作させて、ミキシング装置1のミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値である、384kHzに変換する。そして、音楽データは、同期/非同期FSC105から、2系統に分かれて、アンプ110、111に出力される。
Next, when music data is selected by the
上述のように、周波数変換部119によりミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値にサンプリングクロックが変換された各データは、それぞれ乗算器106〜111によりミキシング比率を調整される。そして、ミキシング比率が調整された各データは、加算器112と113により加算され、ミキシング装置1から、D/Aコンバータ2の一部を構成するノイズシェーパー115に出力される。
As described above, each data whose sampling clock is converted to the same value as the sampling frequency of the
ここで、本発明の実施の形態1に係るディジタルミキシング回路では、ノイズシェーパー115の入力サンプリング周波数が、ミキシング部118のサンプリング周波数と同じ値の384kHzである。そのため、本発明の実施の形態1に係るミキシング装置1は、出力先であるD/Aコンバータ2にオーバーサンプリング回路を設けなくても良い。
Here, in the digital mixing circuit according to
D/Aコンバータ2に入力した各データは、D/Aコンバータ2のノイズシェーパー115により、各データの量子化ノイズが帯域外へ移動される。そして、PWM(Pulse Width Modulation)回路116に出力される。
For each data input to the D /
ノイズシェーパー115によって処理された各データは、PWM回路116により、パルス幅変調され、LPF(Low−pass filter)117に出力される。そして、PWM回路116によって処理されたデータは、LPF(Low−pass filter)117により、各データ低域周波数のみが出力される。
Each data processed by the
なお、本実施の形態において、非同期FSC102、第1オーバーサンプリング回路103、第2オーバーサンプリング回路104、同期/非同期FSC105の各素子が内蔵するLPFの特性を、図3に示すように、可聴域近傍の減衰域特性を緩和しても良い。
In this embodiment, the characteristics of the LPF built in each element of the
図2は、ミキシング装置1の周波数変換部119を構成する各素子が内蔵するオーバーサンプリング回路のLPFの特性を説明するための図である。図2(a)は、オーバーサンプリング回路の出力とサンプリング周波数との関係を示す図である。図2(a)の縦軸は、オーバーサンプリング回路の出力を示し、横軸は、周波数を示す。図2(b)は、FSC102(又はFSC105)の出力とサンプリング周波数との関係を示す図である。図2(b)の縦軸は、FSCの出力を示し、横軸は、周波数を示す。
FIG. 2 is a diagram for explaining the LPF characteristics of the oversampling circuit incorporated in each element constituting the
図2(a)に示すように、FSC内のオーバーサンプリングLPF出力は、サンプリング周波数fs〜4fsにおいて約60dB減衰させ、サンプリング周波数4fs〜8fsにおいて約100dBまで徐々に減衰させれば良い。
As shown in FIG. 2A, the oversampling LPF output in the FSC may be attenuated by about 60 dB at the sampling frequencies fs to 4 fs and gradually attenuated to about 100 dB at the
また、図2(a)に示す特性をFSC内のオーバーサンプリング回路が有するため、図2(b)に示すような、サンプリング周波数fs〜8fsに亘って、所定の出力を得ることができる。これは、従来例で説明した図9の特性と比較すると可聴域近傍の減衰域特性を緩和したものとなる。そのため、従来例と比して、ミキシング装置の回路規模を縮小できる。 Further, since the oversampling circuit in the FSC has the characteristics shown in FIG. 2A, a predetermined output can be obtained over the sampling frequencies fs to 8fs as shown in FIG. Compared with the characteristic of FIG. 9 described in the conventional example, this is a relaxation of the attenuation region characteristic near the audible region. Therefore, the circuit scale of the mixing device can be reduced as compared with the conventional example.
なお、本実施の形態において、非同期FSC102、第1オーバーサンプリング回路103に、遅延を考慮して最小位相推移フィルタを使っても良い。また、本実施形態において、同期/非同期FSC105に、音質を考慮して直線位相FIRフィルタを使って良い。このため、本実施の形態では、各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができる。
In the present embodiment, a minimum phase transition filter may be used for the
(実施の形態2)
本発明の実施の形態2に係るディジタルミキシング回路の特徴のひとつは、ミキシング装置3の各入力データのサンプリングクロックを、非同期のサンプリング周波数変換器122、123、124と、非同期のサンプリング周波数変換器125とから構成される周波数変換部300により、ミキシング装置3に接続されるD/Aコンバータ4の、ノイズシェーパー(noise shaper)135の入力サンプリング周波数と同じ値に変換することである。すなわち、本実施形態では、ノイズシェーパー135の入力サンプリング周波数が352.8kHzであり、ミキシング部38のサンプリング周波数も352.8kHzとなる。
(Embodiment 2)
One of the features of the digital mixing circuit according to the second embodiment of the present invention is that the sampling clock of each input data of the
この構成により、ミキシング装置3は、出力先であるD/Aコンバータ4にオーバーサンプリング回路を設けずに、ディジタルフィルタの回路規模や消費電流を削減することができる。
With this configuration, the mixing
図3を参照して、本発明の実施の形態2に係るディジタルミキシング回路の構成について説明する。図3は、実施の形態2に係るディジタルミキシング回路を構成するミキシング装置3及びD/Aコンバータ4の構成を示すブロック図である。
With reference to FIG. 3, the configuration of the digital mixing circuit according to the second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the
図3に示すミキシング装置3は、セレクタ121と、非同期のサンプリング周波数変換器(FSC)122(以下、非同期FSC122)と、非同期のサンプリング周波数変換器(FSC)123(以下、非同期FSC123)と、非同期のサンプリング周波数変換器(FSC)124(以下、非同期FSC124)と、非同期のサンプリング周波数変換器(FSC)125(以下、非同期FSC125)と、6つのアンプ126〜131と、2つの加算器132、133と、を備える。
The mixing
ミキシング装置3は、D/Aコンバータ4に接続され、ミキシング装置3の出力信号は、D/Aコンバータ4の入力信号となる。
The
また、非同期FSC122と、非同期FSC123と、非同期FSC124と、非同期FSC125とは、ミキシング装置3の周波数変換部310を構成する。
Further, the
また、6つのアンプ126〜131と、2つの加算器132、133とは、ミキシング装置3のミキシング部320を構成する。
Further, the six
また、6つのアンプ126〜131と、2つの加算器132、133で構成されるミキシング部320のサンプリング周波数は、後述するD/Aコンバータ4のノイズシェーパー135の入力サンプリング周波数と同じ384kHzである。
Further, the sampling frequency of the
図3に示すD/Aコンバータ4は、ノイズシェーパー(noise shaper)135と、PWM(Pulse Width Modulation)回路136と、LPF(Low−pass filter)137と、を備える。図3に示すD/Aコンバータ4のノイズシェーパー135の入力サンプリング周波数は、前述したミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値の352.8kHzである。
The D /
次に、図3を参照して、ミキシング装置1の各構成について、詳細に説明する。
Next, with reference to FIG. 3, each structure of the
非同期FSC122は、網クロックから生成される通話音声データのサンプリングクロック(8kHz)を、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数(352.8kHz)に同期させる。
The
非同期FSC123は、システムクロックから生成されるトーンデータのサンプリングクロシステムクロック(8kHz)を、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数(352.8kHz)に同期させる。
The
非同期FSC124は、システムクロックから生成される音楽データのサンプリングクロシステムクロック(32kHz)を、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数(352.8kHz)に同期させる。
The
セレクタ121は、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、非同期FSC125に入力するデータを選択する。なお、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、それぞれ異なるクロック源からサンプリングクロックが生成され、図3に示すように、動画付加音声データのサンプリングクロックは48kHzであり、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、48kHzであり、音楽データのサンプリングクロックは、44.1kHzである。
The
非同期FSC125は、セレクタ101で選択されたデータのサンプリングクロックを、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換する。非同期FSC125は、図2に示すように、例えば、8倍のオーバーサンプリングを行うオーバーサンプリング回路として機能する。
The
次に、図3を参照して、D/Aコンバータ4の各構成について、詳細に説明する。D/Aコンバータ4の動作周波数は、ミキシング装置3の周波数変換部320により変換された各データのサンプリングクロックと同じである。
Next, each configuration of the D /
ノイズシェーパー(noise shaper)135は、ミキシング装置3から出力された各データの量子化ノイズを帯域外へ移動する。
A
PWM(Pulse Width Modulation)回路136は、ノイズシェーパー115によって処理された各データをパルス幅変調する。
A PWM (Pulse Width Modulation)
LPF(Low−pass filter)137は、PWM回路136によって処理された各データの所定の低域周波数のみを信号として通過させる。
An LPF (Low-pass filter) 137 passes only a predetermined low frequency of each data processed by the
次に、図3を参照して、ミキシング装置3に入力する各データとそのサンプリングクロックについて、説明する。
Next, each data input to the
通話音声データのサンプリングクロック(8kHz)は、非同期FSC122により、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換される。そして、通話音声データは、非同期FSC122からアンプ126へ出力される。
The sampling clock (8 kHz) of the call voice data is converted to 352.8 kHz which is the same value as the sampling frequency of the
トーンデータのサンプリングクロック(8kHz)は、非同期FSC123により、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換される。そして、トーンデータは、非同期FSC123からアンプ126へ出力される。
The tone data sampling clock (8 kHz) is converted by the
音源データのサンプリングクロック(8kHz)は、非同期FSC124により、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換される。そして、音源データは、非同期FSC125から2系統に分かれて、アンプ128、129へ出力される。
The sampling clock (8 kHz) of the sound source data is converted to 352.8 kHz which is the same value as the sampling frequency of the
動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、セレクタ121によって選択されたデータのサンプリングクロックは、非同期FSC125により、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換される。
The sampling clock of the data selected by the
まず、セレクタ121によって動画付加音声データが選択された場合、動画付加音声データのサンプリングクロック(48kHz)は、非同期FSC105により、ミキシング装置1のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換される。そして、動画付加音声データは、非同期FSC125から、2系統に分かれて、アンプ130、131に出力される。
First, when the video additional audio data is selected by the
次に、セレクタ121によってディジタル放送音声データが選択された場合、放送波から再生したクロック(48kHz)を基準とするディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、非同期FSC125により、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換する。そして、ディジタル放送音声データは、非同期FSC125から、2系統に分かれて、アンプ130、131に出力される。
Next, when digital broadcast audio data is selected by the
また、次に、セレクタ121によって音楽データが選択された場合、音楽データのサンプリングクロック(44.1kHz)は、同期/非同期FSC105を8倍オーバーサンプリング回路として動作させて、ミキシング装置3のミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値である、352.8kHzに変換する。そして、音楽データは、同期/非同期FSC125から、2系統に分かれて、アンプ130、131に出力される。
Next, when music data is selected by the
上述のように、周波数変換部310によりミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値にサンプリングクロックが変換された各データは、それぞれ乗算器126〜131によりミキシング比率を調整される。そして、ミキシング比率が調整された各データは、加算器132と133とにより加算され、ミキシング装置3から、D/Aコンバータ4の一部を構成するノイズシェーパー135に出力される。ここで、本発明の実施の形態2では、ノイズシェーパー135の入力サンプリング周波数は、ミキシング部320のサンプリング周波数と同じ値の352.8kHzである。そのため、本発明の実施の形態2に係るミキシング装置3は、出力先であるD/Aコンバータ4にオーバーサンプリング回路を設けなくても良い。
As described above, each data whose sampling clock is converted to the same value as the sampling frequency of the
なお、実施の形態2においても、実施の形態1と同様、3つの非同期FSC122、123、124および非同期FSC125の各素子が内蔵するLPFの特性を、図2に示すように可聴域近傍の減衰域特性を緩和しても良い。これは、従来例で説明した図9の特性と比較すると可聴域近傍の減衰域特性を緩和したものとなる。そのため、従来例と比して、ミキシング装置の回路規模を縮小できる。
In the second embodiment, as in the first embodiment, the characteristics of the LPF built in each of the three
(実施の形態3)
次に、図4、図5を参照して、本発明の実施の形態3に係るディジタルミキシング回路の構成について、説明する。本発明の実施の形態3に係るミキシング装置5は、携帯電話の音声出力部に適用した場合の一例である。図4は、実施の形態3に係るディジタルミキシング回路を構成するミキシング装置5およびスピーカ部6の構成を示すブロック図であり、図5(a)〜図5(c)は、各データのサンプリングクロックを生成するための回路図を示す。
(Embodiment 3)
Next, the configuration of a digital mixing circuit according to
以下、図4、図5を参照して、本実施形態のミキシング装置5及びスピーカ部6の構成について、説明する。
Hereinafter, the configuration of the
図4に示すミキシング装置5は、周波数変換部510と、ミキシング部520とから構成される。
The
周波数変換部510は、セレクタ101と、非同期のサンプリング周波数変換器(FSC)102(以下、非同期FSC102)と、48倍のオーバーサンプリングを行う第1オーバーサンプリング回路103と、12倍のオーバーサンプリングを行う第2オーバーサンプリング回路104と、同期/非同期サンプリング周波数変換器(FSC)105(同期/非同期FSC105)と、を備える。なお、周波数変換部500の構成のうち、実施の形態1の周波数変換部119と同じ構成には、同じ参照符号を用いて説明する。
The
非同期FSC102は、網クロックから生成される通話音声データのサンプリングクロック(8kHz)を、ミキシング装置5のミキシング部520のサンプリング周波数に同期させる。なお、図5(a)に示すように、通話音声データのサンプリングクロックは、網クロックを分周回路161で分周した8kHzを用いる。
第1のオーバーサンプリング回路103は、システムクロックから生成されるトーンデータのサンプリングクロシステムクロック(8kHz)を、48倍にオーバーサンプリング(Over sampling)し、ミキシング装置5のミキシング部520のサンプリング周波数に同期させる。なお、図5(b)に示すように、システムクロックである水晶発振回路163の出力をPLL164で適宜逓倍し、分周回路160で分周した8kHzがトーンデータのサンプリングクロックとなる。
The
第2のオーバーサンプリング回路104は、システムクロックから生成される音源データのサンプリングクロック(32kHz)を、12倍にオーバーサンプリングし、ミキシング装置5のミキシング部520のサンプリング周波数に同期させる。なお、図5(b)に示すように、システムクロックである水晶発振回路163の出力をPLL164で適宜逓倍し、分周回路160で分周した32kHzが音源データのサンプリングクロックとなる。
The
セレクタ101は、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データのうち、同期/非同期FSC105に入力するデータを選択する。なお、動画付加音声データ、ディジタル放送音声データ、音楽データは、それぞれ異なるクロック源からサンプリングクロックが生成され、図4に示すように、動画付加音声データのサンプリングクロックは48kHzであり、ディジタル放送音声データのサンプリングクロックは、48kHzであり、音楽データのサンプリングクロックは、44.1kHzである。
The
なお、図5(b)に示すように、システムクロックである水晶発振回路163の出力をPLL164で適宜逓倍し、これを分周回路160で分周することで、同期/非同期FSC105に入力される各データのうち、動画付加音声データおよび音楽データのサンプリングクロックが生成される。また、ディジタル放送音声のサンプリングクロックは、図5(c)に示すように、放送波から再生されたクロックを分周回路162で分周して得られる48kHzである。
As shown in FIG. 5B, the output of the
同期/非同期FSC105は、セレクタ101で選択されたデータのサンプリングクロックを、ミキシング装置5のミキシング部520のサンプリング周波数と同じ値に変換する。同期/非同期FSC105は、図4に示すように、例えば、8倍のオーバーサンプリングを行うオーバーサンプリング回路としても機能する。
The synchronous /
ここで、実施の形態3では、ミキシング装置5の周波数変換部510において、各データのサンプリングクロックが、ミキシング部のミキサ部528〜532のノイズシェーパー172の入力サンプリング周波数と同じ値に設定されている。そのため、本発明の実施の形態3に係るディジタルミキシング回路は、本発明でいうD/Aコンバータの一部を構成する各ミキサ部528〜532のノイズシェーパー172の前段に、オーバーサンプリング回路を設けなくても良い。
Here, in
次に、図4を参照して、ミキシング部520の構成を説明する。ミキシング部520は、加算器526、527と、1チャネル当たりのミキサ部528〜532と、を備える。
Next, the configuration of the
加算器526、527は、第2オーバーサンプリング回路104から出力された音源データと、同期/非同期FSC105から出力されたデータを加算し、ミキサ部528へ出力する。
各ミキサ部528〜532は、周波数変換部500から出力された各データを、出力形態にあわせてミキシングする。各ミキサ部528〜532は、周波数変換部500から出力された各データのミキシング比率を出力形態にあわせて調整する乗算器170と、ミキシングのための加算器171と、ノイズシェーパー172と、PWM回路173と、負荷を駆動するためのバッファ174、175から構成される。
Each mixer unit 528 to 532 mixes each data output from the frequency conversion unit 500 in accordance with the output form. Each mixer unit 528 to 532 includes a multiplier 170 that adjusts the mixing ratio of each data output from the frequency conversion unit 500 according to the output form, an
各ミキサ部528〜532のノイズシェーパー172と、PWM回路173と、負荷を駆動するためのバッファ174、175が、本発明でいうD/Aコンバータに相当する。
The noise shaper 172 of each of the mixer units 528 to 532, the
各ミキサ部528〜532は、ステレオイヤフォン150、スピーカ151〜153に接続される負荷を、直接駆動するD級アンプを構成する。
Each mixer section 528 to 532 constitutes a class D amplifier that directly drives a load connected to
スピーカ部6は、ローパスフィルター(Low Pass Filter、 LPF)を構成するインダクタ139〜142及びキャパシタ146〜149と、ステレオイヤフォン150と、通話用のレシーバー151と、ステレオスピーカー152、153と、を備える。
The speaker unit 6 includes inductors 139 to 142 and
通話用のレシーバー151への出力はミキサ部128が受け持つ。この出力をインダクタ133および134とキャパシタ143によるLPFを通してレシーバー151を接続する。ステレオスピーカー152と153の接続も同様である。
The
ステレオイヤフォン150は、PLLで生成したクロックに基づき、ミキサ部131、132の出力を、インダクタ139〜142及びキャパシタ146〜149で構成されるLPFを通して、ステレオイヤフォン150に接続する。
The
なお、本実施の形態では、本発明の実施の形態3に係るディジタルミキシング回路を携帯電話の音声出力部に適用した場合の一例として説明したが、これに限らない。音源として音声含む音データをミキシング処理し、ミキシング処理した音データから音声を出力する機能を備える携帯端末であれば本発明の実施の形態3に係るディジタルミキシング回路を適用できる。
In the present embodiment, the digital mixing circuit according to
なお、本実施の形態においても、実施の形態1と同様、非同期FSC102、FSC125の各素子が内蔵するLPFの特性を、図3に示すように可聴域近傍の減衰域特性を緩和しても良い。これは、従来例と比較すると可聴域近傍の減衰域特性を緩和したものとなる。そのため、従来例と比して、ミキシング装置の回路規模を縮小できる。
In this embodiment as well, as in the first embodiment, the characteristics of the LPF built in each of the
なお、本実施の形態において、非同期FSC102、第1オーバーサンプリング回路103に、遅延を考慮して最小位相推移フィルタを使っても良い。また、本実施形態において、同期/非同期FSC105に、音質を考慮して直線位相FIRフィルタを使って良い。このため、本実施の形態では、各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができる。
In the present embodiment, a minimum phase transition filter may be used for the
本発明のディジタルミキシング回路およびそれを備えた携帯端末によれば、回路規模や消費電流を削減でき、かつ各入力信号に対して最適なフィルタを選択することができ、携帯電話機などに適用できる。 According to the digital mixing circuit of the present invention and the mobile terminal equipped with the digital mixing circuit, the circuit scale and current consumption can be reduced, and an optimum filter can be selected for each input signal, which can be applied to a mobile phone or the like.
1、3、5 ミキシング装置
2、4 D/Aコンバータ
6 スピーカ部
100、310、510 周波数変換部
101 セレクタ
102 非同期FSC
103 第1オーバーサンプリング回路
104 第2オーバーサンプリング回路
105 同期/非同期FSC
106〜111、126〜131 アンプ
112、113、131、132、171、526、527 加算器
115、135、172 ノイズシェーパー
116、136、172PWM回路
117、137、LPF
118、320、520 ミキシング部
121 セレクタ
122〜124 非同期FSC
125 同期/非同期FSC
139〜142 インダクタ
146〜149 キャパシタ
150 ステレオイヤフォン
151 通話用のレシーバー
152、153 ステレオスピーカー
170 乗算器
174、175 バッファ
528〜532 ミキサ部
1, 3, 5
103
106 to 111, 126 to 131
118, 320, 520
125 Synchronous / Asynchronous FSC
139 to 142
Claims (4)
前記複数の周波数変換部で変換された複数の音データをミキシング処理する少なくとも一つのミキシング部と、
前記少なくとも一つのミキシング部でミキシング処理された複数の音データのノイズ処理を行うノイズシェーピング部と、
前記ノイズシェーピング部でノイズ処理された複数の音データを、音として出力するためにアナログ信号に変換する変換部と、を備えるディジタルミキシング回路であって、
前記周波数変換部は、前記ノイズシェーピング部での入力サンプリング周波数と同じ値で、複数の音データのサンプリングクロック周波数を変換する処理を行う、
ことを特徴とするディジタルミキシング回路。 For a plurality of sound data including at least sound as a sound source, a plurality of frequency conversion units that perform processing for converting the sampling clock frequency of each sound data;
At least one mixing unit that performs mixing processing on the plurality of sound data converted by the plurality of frequency conversion units;
A noise shaping unit that performs noise processing on a plurality of sound data mixed by the at least one mixing unit;
A plurality of sound data subjected to noise processing by the noise shaping unit, a conversion unit that converts the sound data into an analog signal for output as sound, and a digital mixing circuit comprising:
The frequency conversion unit performs a process of converting sampling clock frequencies of a plurality of sound data with the same value as the input sampling frequency in the noise shaping unit.
A digital mixing circuit characterized by the above.
前記変換部で変換されたアナログ信号を音として出力する処理を行う出力部を備えるディジタルミキシング回路。 The digital mixing circuit according to claim 1, further comprising:
A digital mixing circuit comprising an output unit for performing processing for outputting the analog signal converted by the conversion unit as sound.
前記ノイズシェーピング部は、D級アンプ形式で前記出力部の負荷を直接駆動する、ディジタルミキシング回路。 A digital mixing circuit according to claim 2,
The noise shaping unit is a digital mixing circuit that directly drives the load of the output unit in a class D amplifier format.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20120904 |