JP2010539447A

JP2010539447A - 熱フィードバックつきボロメータ

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Publication number: JP2010539447A
Application number: JP2010523532A
Authority: JP
Inventors: ドゥノワール、マチュー; ロベ、ディディエ; ドゥローネ、セバスティアン
Original assignee: Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Current assignee: Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Priority date: 2007-09-10
Filing date: 2008-09-09
Publication date: 2010-12-16
Anticipated expiration: 2028-09-09
Also published as: CA2698355C; FR2920872A1; US8368022B2; EP2188605B1; WO2009034066A1; US20100288931A1; ATE499592T1; EP2188605A1; JP5240292B2; CA2698355A1; DE602008005161D1; FR2920872B1

Abstract

本発明は、温度に依存した可変抵抗器(R)を有する電磁放射測定要素(3)と熱的接触状態にある、入射電磁放射の熱吸収用外表面(2)を含み、測定要素(3)は、設定温度(T_ref)に等しい電気測定抵抗器の温度を保持するために抵抗加熱手段に加熱パワーを印加するための補正器(14)を備える加熱フィードバックループ(6)内に位置しているボロメータに関する。本発明によると、抵抗加熱手段が測定要素(3)を含み、補正器(14)は加熱パワーの周波数成分(S1)を発生させるように設計され、その加熱パワーが、要素(3)にＤＣを含まない信号を印加するために要素(3)と補正器(14)との間に設けられた結合手段(17)に印加され、この結合手段(17)とは別個の結合手段(19)が抵抗器を所定の直流動作点に維持するために要素(3)とDCバイアス手段(18)との間に設けられている。

Description

本発明は、入射電磁放射（incident radiation）の強度または存在を測定するためのボロメータに関する。
本発明の利用分野は、例えば、赤外線撮像または室温での赤外線サーモグラフィに使用される電磁放射センサである。

ボロメータは、普通には、可変温度依存性の抵抗と入射電磁放射または他の外部信号を吸収する物体とから構成される。この抵抗の変化を測定することにより、その温度を測定することが可能となり、この温度自体によって入射外部信号の変化を突き止めることができる。

この種のセンサは電磁放射測定（radiometry）に応用することができ、ボロメータの表面で吸収された電磁放射エネルギーはボロメータの昇温を生じる。この場合、ボロメータの温度の測定は受け取ったパワーの間接的測定値を与える。

ボロメータの動作原理は、時定数を縮小しうる小型化を想定したとしても本質的に比較的遅い熱現象に基づいている。
本システムの熱特性は、測定要素とサーモスタットとの間の熱コンダクタンス（熱伝導率）ならびに電磁放射にさらされている該要素の熱容量とに関係する。これらのパラメータが本システムの応答時間を決定する。

ボロメータの性能の改善は、目的とする用途の感度および応答時間の高めるためのキーポイントである。これらの性能の改善は、熱フィードバックによって本システムのループを閉じることにより達成することができる。

文献「薄膜白金温度計を用いた室温Ｓｉ₃Ｎ₄／ＳｉＯ₂膜型の電気置換型放射計」G. Allgre, B. Guillet, D. Robbes, L. Mechin, S. Lebargy, S. Nicoletti, Institute of Physics Publishing, Measurement Scienece and Technology, 17 (2006) 1-7は、熱の電気置換によるフィードバック制御の原理を説明している。入射光の不存在下では、吸収用受光体を構成する膜の温度は、抵抗加熱装置および温度制御装置を用いてＴ_refの一定値に保持される。光が存在すると、膜をＴ_refの温度に保持するのに必要なパワーは、抵抗加熱装置と分断（チョップ）された入射光とにより提供される。前記２種類の加熱方法のいずれか一方を用いることにより同じ温度上昇を得るのに必要な等価電力を測定することによって、吸収用受光体に及ぼす入射パワー（入射電磁放射エネルギー）を推定することができる。

この熱フィードバックを備えた公知の装置は占有体積が大きいという欠点があり、これはシステムの集積と小型化には不利に作用する。この欠点は、例えば、夜間撮影（暗視）用カメラを構成するのに使用されうるピクセルのマトリックスといった高集積用途の場合には致命的である。別の欠点は、熱の堆積と温度測定との間の遅延であり、それにより閉ループ内でのシステムの性能（利得＜ゲイン＞＞マージンおよび位相マージン）が制限される。

「薄膜白金温度計を用いた室温Ｓｉ3Ｎ4／ＳｉＯ2膜型の電気置換型放射計」G. Allgre, B. Guillet, D. Robbes, L. Mechin, S. Lebargy, S. Nicoletti, Institute of Physics Publishing, Measurement Scienece and Technology, 17 (2006) 1-7

本発明は、従来技術の欠点を克服するボロメータの提供と、フィードバック制御の性能の改善を目的とする。
このために、本発明の第１の目的は、入射電磁放射の熱吸収のための外表面を含み、この吸収表面は、温度に依存して可変性の電気測定抵抗器を有している、入射電磁放射を測定するための少なくとも１つの要素と熱的接触状態にあり、前記測定要素は、電気測定抵抗の温度を設定温度に等しく保持するために抵抗加熱手段に加熱パワーを印加するための補正器を含む加熱フィードバックループ内に位置しているボロメータであって、前記抵抗加熱手段が前記測定要素を含み、前記補正器は前記加熱パワーの周波数成分を発生させるために設けられ、その加熱パワーが前記測定要素に直流（ＤＣ）を含まないＤＣフリー信号を印加するために前記測定要素と前記補正器との間に設けられた第１の結合手段に印加され、前記第１の結合手段とは別個の第２の結合手段が、前記測定電気抵抗を所定のＤＣ動作点に維持するために前記測定要素とＤＣバイアス手段との間に設けられていることを特徴とするボロメータである。

本発明の他の特徴によると、下記の通りである：
・前記抵抗加熱手段が前記測定要素により形成される。
・前記第１の結合手段が容量性である。

・前記熱フィードバックループと前記ＤＣバイアス手段が、測定抵抗器内で消散されるパワーをその動作点を変化させずに変更するために設けられる。
・前記第１の結合手段が２０ｋＨｚ以上の周波数帯の信号を前記測定要素に印加する。

・前記熱フィードバックループが前記測定要素内に存在する信号と所定の一定設定値の対応する信号との間の誤差信号を形成するための手段を備え、前記補正器は、この誤差信号に依存した交番信号（alternating signal）を、前記第１結合手段を介して前記測定要素に印加するために設けられる。

・前記補正器が、前記誤差信号により振幅変調される交番信号を、前記第１結合手段を介して前記測定要素に印加するために設けられる。
・前記補正器が、前記誤差信号により振幅変調される第１の正弦波信号を、前記第１結合手段を介して前記測定要素に印加するために設けられる。

・前記補正器が前記誤差信号に従って前記加熱パワーの周波数成分を線形化するための手段を備える。
・前記補正器の線形化手段が、中間信号を形成するための前記誤差信号のパルス幅変調の手段と、少なくとも第１の結合手段を介して前記測定要素に印加される第１の正弦波信号を形成するために第２の正弦波信号により前記中間信号を変調するための手段とを備える。

・前記補正器がアナログ誤差信号をデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル変換手段を備え、前記誤差信号のパルス幅変調手段が前記中間信号を形成するために前記デジタル信号のための比例・積分型の補正器を備える。

・前記補正器の線形化手段が、中間信号を形成するために前記誤差信号の平方根または前記誤差信号に比例する信号を形成するための手段と、前記交番信号を形成するためにこの中間信号を正弦波信号により変調する手段とを備える。

・前記誤差信号を形成するための手段がデジタルである。
・前記測定抵抗器が例えば磁鉄鉱からなる。
本発明は、制限を意図しない例として示す以下の説明を、添付図面を参照しながら読むことにより、よりよく理解されよう。

本発明に係るボロメータの熱的原理の説明図である。第１の態様における本発明に係るボロメータの原理の電気回路図である。第１の態様に係るボロメータで測定された信号の時間図（タイムチャート）である。第２の態様における本発明に係るボロメータの原理の電気回路図である。第３の態様における本発明に係るボロメータの原理の電気回路図である。第３の態様の変更例における本発明に係るボロメータの原理の電気回路図である。

添付図面において、ボロメータ１は測定すべきパワーＰ_INCを有する入射電磁放射を吸収する材料からなる表面２を備える。この電磁放射は、例えば、赤外線でよい。表面２は少なくとも１つの測定要素３の上に配置されている。測定要素３は、既知因子に従って、特に要素３の構成素材に応じて（これは当業者には公知であるので）抵抗値が温度に依存して変動する可変抵抗器Ｒを有する。抵抗器Ｒは例えば、金またはアルミニウム中に存在させた、抵抗変動の大きい磁鉄鉱（マグネタイト）または酸化マンガンから構成しうる。測定要素３は基体１００上に設けられ、これは一定温度Ｔ０に保持されているサーモスタット１０１への決まった熱コンダクタンス（熱伝導率）Ｇ_thを有する。入射電磁放射Ｐ_INCは、例えば公知のチョッパ（分断）装置２００を介して、要素３に向けて表面２に送られる。この入射放射信号は角周波数Ωを有し、その値は事前に決定されている。もちろん、入射電磁放射（入射電磁波）は分断しなくてもよい。角周波数Ωは、チョッパ装置２００を使用する場合にはその装置に関係し、および／または入射信号の経時変化に関係する。

図面に示した態様では、測定要素３は例えば純粋に抵抗性（抵抗型）である。
さらに、例えば、別の信号測定要素３を設けてもよい。もちろん、例えば、複数の測定要素のアレイ（列）の場合のように、複数の測定要素３を設けてもよい。

本発明によると、測定抵抗器Ｒは、温度量の測定と、熱量のフィードバック制御の両方の目的で使用される。
図１〜３に示した第１の態様では、測定要素３の温度を設定温度Ｔ_refに等しく保持するために、測定要素３はその第１および第２の２つの端子４、５を経て熱フィードバックループ６に接続される。ループ６は次のものを備える：要素３の両端子での電圧を増幅するための装置７および減算要素８。減算要素８は、増幅装置７の電圧出力１０に接続された第１の入力９と、所定の一定設定電圧Ｖ１を賦課するモジュール１２に接続された第２の入力１１とを備え、この減算装置８の出力１３上で、これらの２つの入力９、１１の間の差Ｖ_chauff、即ち、誤差信号を形成する。減算装置８の出力１３は、補正器モジュール１４の入力１５に接続される。補正器モジュール１４は、その出力１６を経て、その入力１５上に存在する信号に依存して交番（交流）信号Ｓ１を印加する。出力１６は第１の結合手段１７を経て測定要素３に接続される。

熱フィードバックループ６とは別個のモジュール１８が、第２の結合手段１９を経て測定要素３の直流（ＤＣ）動作点の所定のバイアス電流Ｉ_polを賦課するために設けられ、一方では、第１の結合手段１７が測定要素３にゼロ平均の周波数成分Ｓ１を印加する。例えば、図２において、結合手段１７、１９は要素３の第１端子４により形成された同じノード（接続点）に接続されており、要素３の第２端子５は接地されている。

周波数信号Ｓ１は、測定要素３の抵抗器Ｒを加熱するために使用される。従って、ループ６の抵抗加熱要素は、測定要素３を含んでいる。
加熱信号Ｓ１による熱フィードバックは、測定抵抗器Ｒの温度を温度Ｔ_refに従わせるが、それを通って流れるバイアス電流Ｉ_polに関係するその動作点は変更を受けない。

１態様において、ループ６の抵抗加熱要素は測定要素３のみからなる。
図示の態様では、第１の結合手段１７は容量性（容量型）で、決まった値のキャパシタンス（静電容量）Ｃを形成する１または２以上のキャパシタを含んでいる。第２の結合手段１９は単なる電気導体（導線）により形成されている。

加熱信号Ｓ１は、例えば、２０ｋＨｚ以上の周波数帯の高周波信号である。
１態様において、補正器１４は、正弦波信号であって、例えば、入力１５上の信号に比例する第１の加熱信号Ｓ１を形成する。この加熱信号Ｓ１は、例えば、差信号Ｖ_chauffの当該周波数を有する第２の正弦波信号Ｓ２による振幅変調によって形成される。このために、補正器１４は、例えば周波数逓倍器（マルチプライア、multiplier）１４１を含んでおり、この周波数逓倍器１４１は、第２の正弦波信号sin（ω・ｔ）を与えるためのモジュール１４３に接続された第１の入力１４２と、例えば、モジュール１４５を経て所定の一定逓倍係数Ｋを与える入力１５に接続された第２の入力１４４と、出力１６に接続された出力１４６とを備えている。要素１４１、１４３は、交番信号Ｓ１を形成するために入力１４４上の中間信号を正弦波信号Ｓ２で変調するための手段を形成する。

例えば、Ｓ１＝Ｖ_chauff・sin（ω・ｔ）であり、
Ｖ_chauffは入力１４４上に存在する信号であり、
ｔは時間であり、
ωは所定の角周波数である。

そうなると、測定抵抗器Ｒを流れる電流は次式で示される：
Ｉ(ｔ)＝Ｉ_pol＋（Ｖ_chauff／Ｒ）・sin（ω・ｔ）
Ｉ(ｔ)の平均値はＩ_polに等しい。

そこで、測定抵抗器ＲにおけるパワーＰ(ｔ)は次式で示され：
Ｐ(ｔ)＝Ｒ・{Ｉ_pol ²＋2・Ｉ_pol・(Ｖ_chauff/Ｒ)・sin(ω・ｔ)＋((Ｖ_chauff/Ｒ)・sin(ω・ｔ))²}
次式で示される平均値を有する。

測定抵抗Ｒは次式に等しい。

Ｓ：感度、
Ｖ_s：測定抵抗器Ｒの端子４、５間でのボロメータの出力電圧、
Ｐ_INC：測定される電磁放射パワー（radiated power）、
α：抵抗の温度係数（ＴＣＲ）、
η：吸収層２の吸収因子、
Ｉ_pol：バイアス電流、
Ｒ：ボロメータの測定抵抗、
Ｇ_th：ボロメータの測定抵抗器とＴ０でのサーモスタット１０１の方向へのその周囲との間の熱伝導率、
Ω：入射電磁放射信号の角周波数、
Ｃ_th：熱容量。

従って、測定抵抗器を通って流れる平均電流が値Ｉ_polで一定のままであるとすれば、測定抵抗器内で消散されるパワー、従ってその温度を、その動作点を変化させずに変化させることができる。

図３は、横軸の時間ｔ（単位：秒）に対する、ガラス膜・金属抵抗器Ｒ上のでボロメータで行われた種々の電圧測定値（単位：ボルト）の変化を示す。方形波信号Ｐ_INCは入射パワーの印加に対応する。この熱刺激に対して、本閉ループシステムはリターン信号Ｖ_chauffで応答し、この信号が、その包絡（enveloped）信号Ｖ_chauffにより振幅変調された高周波キャリア（搬送波）に対応する信号Ｖ１を介して容量結合により測定抵抗器Ｒに印加される。

従って、本発明は製造方法の単純化を示すと同時に熱フィードバック制御を可能にし、フィードバック制御の積分可能性（integrability）を高め、その性能改善を可能にする。性能改善は、特に測定と加熱抵抗との間の最終的な近接さのために時定数の低減と感度の増大を含んでおり、それは最終的には老化（エージング）に関係するＴＣＲ（抵抗の温度係数）変化に対するより良好な不感受性につながる。

図１〜３に示した第１の態様に従った別の態様では、信号Ｓ１のパワーを差信号Ｖ_chauffまたは要素２により測定された温度信号に依存して線形化することができる手段２０がさらに設けられている。図４では、この線形化手段２０は、例えば、振幅変調周波数逓倍器１４１の上流側で、入力１５の下流側の位置、例えば、モジュール１４５と周波数逓倍器１４１との間（または変更例ではモジュール１４５と入力１５との間）の位置に配置された平方根を形成するモジュールの形態をとる。従って、モジュール２０は入力１４４上で√Ｖ_chauffに比例する信号を形成する。そのため、要素２に手段１７によって印加された信号のパワーＰ（Ｓ１）は、差信号Ｖ_chauffに比例する。

図５に示した第３の態様では、差信号Ｖ_chauffの関数として信号Ｓ１のパワーを線形化するための手段２０は別の形態をとる。差信号Ｖ_chauffはデジタル補正器１４においてデジタル化される。この差信号はコントローラ（制御装置）内で、信号９のデジタル化とコントローラ内のメモリに格納された値による差の計算とによって形成することもできる。この補正器１４は、マイクロコントローラ１４０、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータまたは他の手段によって適用される。このために、差信号Ｖ_chauffは、補正器１４の入力１５上に存在するアナログ差信号Ｖ_chauffからデジタル信号Ｓ１０を与えるアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１４７に送られて補正器１４内に入る。このデジタル信号Ｓ１０は、第３の中間信号Ｓ３（いわゆる熱フィードバック信号）を形成するために、パルス幅変調モジュール１４８によりパルス幅変調（ＰＷＭ）される。このモジュール１４８は、例えば、信号Ｓ１０に比例・積分補正を適用するための比例・積分コントローラＰＩを備えている。この第３のパルス幅変調された中間信号Ｓ３のデューティサイクル（動作周期）βは、％で表して次式に等しい。

β＝１００・ｔ_ON／Ｔ
式中
ｔ_ONは信号Ｓ３が第１レベル、例えば、高レベル１に存在している時間の長さであり、
Ｔは信号Ｓ３の所定かつ一定の時間間隔であり、
ｔ_OFF＝Ｔ−ｔ_ONは、信号Ｓ３が第１レベルとは異なる第２のレベル（このレベルは例えば低レベルである）に存在している時間の長さである。パルス幅変調された中間信号Ｓ３の平均値は、本コントローラの出力での信号値に等しい。

補正器１４は、その出力１４４で第３の中間信号Ｓ３を与える。出力１４４は、第３の中間信号Ｓ３の第１および第２のレベルの一方だけ、例えば、ｔ_ONに対応する第１のレベルだけに対して第４の正弦波信号Ｓ４を、そしてＳ３の他方のレベル、例えば、ｔ_OFFに対応する第２のレベルに対しては一定信号、例えば、ゼロ信号を、出力１４６上で与えるように、モジュール１４３の第２の正弦波搬送波信号Ｓ２による第３の中間信号Ｓ３の振幅変調を行うために周波数逓倍器１４１に接続される。

その後、第４の信号Ｓ４は、搬送波Ｓ２の周波数付近で例えば帯域フィルタ１４９を介して周波数信号Ｓ１を形成するために結合手段１７によって送られる。
信号Ｓ１０の関数として比例・積分コントローラにより計算されたデジタル値は、信号Ｓ３の平均値に等しい、即ち、β・Ｖmaxに等しい。Ｖmaxは、デューティサイクルβが１００％の場合におけるデジタル成分の出力での最大電圧である。

Ｓ２＝Ｋ_ampl.sin（ω・ｔ)
Ｓ４＝Ｋ_mult.Ｓ３・Ｓ２＝Ｋ_mult.・Ｋ_ampl.sin(ω・ｔ)・Ｓ３、
ここで、Ｋ_ampl.は定数であり、Ｋ_mult.は周波数逓倍器に結びついた定数である。

信号Ｓ４のＲＭＳ値は次式で算出される。

式中、Ｐ(Ｓ１)は、信号Ｓ１のパワーであり、符号∝は比例を意味する。
測定抵抗器に印加されたフィードバックパワーは従ってコントローラ１５８の出力で算出された値に正比例する。本システムはそうなると完全に線形である。線形化のための仮定と補正器の計算をする必要がなくなる。

パルス幅変調では、それにより信号Ｓ１のパワーを差信号Ｖ_chauffの関数として線形化することが可能となる。本システムはまた、使用の単純性が増す。開ループ−閉ループの移行はより良好に制御されうる。コントローラ、従って閉ループ性能のセットアップはより単純である。デジタル平方根関数を用いることによるアナログ線形化におけるような線形化もむろん適用可能であるが、パルス幅変調（ＰＷＭ）の使用により補関数（余関数）または他の計算を全く必要とせずに直接的な線形化が可能となる。

もちろん、上述した態様において、振幅変調は、周波数逓倍器１４１または例えばトランジスタを用いた単純なスイッチにより行うこともできる。
図６は、図５の変更例を示し、ここでは差信号Ｖ_chauffはデジタル信号であって、出力９上に存在するアナログ温度信号をアナログ／デジタル変換器（コンバータ）１４７でデジタル信号に変換した後に形成され、この出力９が入力１５に直接接続されている。要素８、１１および１５は、変換器１４７の出力Ｓ１０でのデジタル化出力９とデジタルモジュール１２により与えられる一定のデジタル信号Ｖ１との間のデジタル差信号Ｖ_chauffを形成するためにデジタルである。このデジタル差信号Ｖ_chauffはモジュール１４８に送られる。一定のデジタル値Ｖ１は、マイクロコントローラまたはたの手段のメモリ１２内に予め記録された設定値である。

本発明は、熱置換技術のあらゆる応用分野で実施可能である。主な想定利用分野は室温でのボロメトリー（電磁放射測定）である。本発明は、赤外線カメラ、ピクセルのマトリックス、およびあらゆる赤外線画像化可視化装置、特に遠赤外線（１テラヘルツ台の周波数）域でのかかる装置に応用されうる。この分野での典型的な応用は、暗視（夜間視覚）用の赤外線サーモグラフィまたは視覚増強装置である。

本発明は、軍事分野にも民生分野にも応用できる。交通安全に関する規定の範囲内での民生用途は運転の補助である。その場合、赤外線サーモグラフィは、衝突防止のための安全性の向上、夜間視覚の補助および高温生物物体の位置推定のために開発中の構想の１つである。

Claims

入射電磁放射の熱吸収のための表面(2)を含み、この吸収表面は、温度に依存して抵抗が可変性の電気測定抵抗器(R)を備えた、入射電磁放射を測定するための少なくとも１つの要素(3)と熱的接触状態にあり、前記測定要素(3)は、電気測定抵抗器(R)の温度を設定温度(T_ref)に等しい温度に保持するために抵抗加熱手段に加熱パワーを印加するための補正器(14)を備える加熱フィードバック制御ループ(6)内に位置しているボロメータであって、
前記抵抗加熱手段が前記測定要素(3)を含み、前記補正器(14)は前記加熱パワーの周波数成分(S1)を発生させるために設けられ、その加熱パワーが、前記測定要素(3)にＤＣ成分を全くもたない信号を印加するために前記測定要素(3)と前記補正器(14)との間に設けられた第１の結合手段(17)に印加され、前記電気測定抵抗器を所定の直流動作点に維持するために、前記第１の結合手段(17)とは別個の第２の結合手段(19)が前記測定要素(3)と直流バイアス手段(18)との間に設けられていることを特徴とするボロメータ。
前記抵抗加熱手段が前記測定要素(3)により形成されていることを特徴とする、請求項１記載のボロメータ。
前記第１の結合手段(17)が容量性であることを特徴とする、請求項１または２記載のボロメータ。
前記熱フィードバック制御ループ(6)と前記直流バイアス手段(18)とが、測定抵抗器(R)内で消散されるパワーをその動作点を変化させずに変更するために設けられることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載のボロメータ。
前記第１の結合手段(17)が２０ｋＨｚ以上の周波数帯の信号を前記測定要素(3)に印加することを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載のボロメータ。
前記熱フィードバック制御ループ(6)が、前記測定要素(3)内に存在する信号と所定の一定設定値をもつ対応する信号(V1)との間で誤差信号(V_chauff)を形成するための手段(7、8、12)を備え、前記補正器(14)は、この誤差信号(V_chauff)に依存した交番信号(S1)を、前記第１結合手段(17)を介して前記測定要素(3)に印加するために設けられることを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載のボロメータ。
前記補正器(14)が、前記誤差信号(V_chauff)により振幅変調された交番信号(S1)を、前記第１結合手段(17)を介して前記測定要素(3)に印加するために設けられることを特徴とする、請求項６記載のボロメータ。
前記補正器(14)が、前記誤差信号(V_chauff)により振幅変調された第１の正弦波信号(S1)を、前記第１結合手段(17)を介して前記測定要素(3)に印加するために設けられることを特徴とする、請求項６または７記載のボロメータ。
前記補正器(14)が、前記誤差信号(V_chauff)の関数として前記加熱パワーの周波数成分(S1)を線形化するための手段(20)を備えることを特徴とする、請求６〜８のいずれかに記載のボロメータ。
前記補正器(14)の線形化手段(20)が、中間信号(S3)を形成するために前記誤差信号(V_chauff)のパルス幅変調のための手段(148)と、少なくとも前記第１の結合手段(17)を介して前記測定要素(3)に印加される第１の正弦波信号(S1)を形成するために第２の正弦波信号(S2)により前記中間信号(S3)を変調するための手段とを備えることを特徴とする、請求項９記載のボロメータ。
前記補正器(14)がアナログ誤差信号(V_chauff)をデジタル信号(S10)に変換するためのアナログ／デジタル変換手段(147)を備え、前記誤差信号(V_chauff)のパルス幅変調手段(148)が、前記中間信号(S3)を形成するために前記デジタル信号(S10)のための比例・積分型の補正器を備えることを特徴とする、請求項１０記載のボロメータ。
前記補正器(14)の線形化手段(20)が、中間信号(144)を形成するために誤差信号(V_chauff)の平方根または誤差信号(V_chauff)に比例する信号を形成するための手段(148)と、前記交番信号(S1)を形成するためにこの中間信号(144)を正弦波信号(S2)により変調するための手段(141、143)とを備えることを特徴とする、請求項９記載のボロメータ。
前記誤差信号(V_chauff)を形成するための手段(7、8、12)がデジタルであることを特徴とする、請求項６〜１２のいずれかに記載のボロメータ。
前記測定抵抗器(R)が磁鉄鉱からなることを特徴とする、請求項１〜１３のいずれかに記載のボロメータ。