JP2010533414A

JP2010533414A - 無線通信システムにおけるｃｃｆｉ／ｐｃｆｉｃｈ送信方法

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Publication number: JP2010533414A
Application number: JP2010515981A
Authority: JP
Inventors: ジュン−ヨン・チョ; ファルーク・カーン; ツォウユェ・ピ; ジャンツォン・ツァン
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2007-07-12
Filing date: 2008-07-11
Publication date: 2010-10-21
Anticipated expiration: 2028-07-11
Also published as: JP5080646B2; AU2008273139A1; CA2694514C; BRPI0814544B1; US8094747B2; MY145505A; RU2010100811A; KR101492291B1; KR20100044797A; DE202008018251U1; CN101803235B; US20120076221A1; US20120076222A1; AU2008273139B2; US8442136B2; US20090015443A1; BRPI0814544A2; CA2694514A1; US8351527B2; CN101803235A

Abstract

本発明は、特にＣＣＦＩの全コーディング長さ結果が３の整数倍でない場合で、ＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）（また、ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）と知られる）を送信するための方法に関するものであって、複数の２−ビットＣＣＦＩと各要素コードワードが３ビットを持つコードブックとをマッピングするステップ、上記コードブックから選択された要素コードワードを所定の回数だけ繰り返して上記選択されたコードワードのシーケンスを生成するステップ、上記選択された要素コードワードのシーケンスと上記元来ＣＣＦＩビットとを連接してコードワードを生成するステップ、及びＣＣＦＩ情報を運搬する上記コードワードを送信するステップを含む。上記方法はＫ個のリソースユニットの各々に３−ビット要素コードワードのＫ回の反復を割り当てて各４個のコードワードの残余Ｋビットは個別的にＫ個のリソースユニット番号にマッピングして各４個のコードワード置換を生成するステップを更に含む。

Description

本発明は、ＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）チャンネル（これはまた、ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）として知られる）コーディングのための方法及び装置に関し、特にＣＣＦＩの全コーディング長さ結果が３の整数倍でない場合で、反復された（３、２）コードワードと元来ＣＣＦＩビットとの連接（concatenation）を用いてＣＣＦＩチャンネルをコーディングする方法及び装置に関する。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、周波数ドメインでデータを多重化する技術である。変調シンボルは周波数副搬送波を通じて運搬される。ＯＦＤＭシステムの全帯域幅は副搬送波と呼ばれる狭帯域周波数単位に分けられる。副搬送波の個数はシステムで使われるＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズＮと等しい。一般に、データのために使われる副搬送波の個数はＮより少ないが、周波数スペクトルの縁部に位置する一部の副搬送波が保護（guard）副搬送波として予約（reserved）されるためである。一般に、保護副搬送波を通じてはどんな情報も送信できない。

典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域やセルを定義する固定された基地局（ＢＳ）の集合を含む。典型的に、基地局と移動局との間に位置した自然的な物体と人工物体によってＮＬＯＳ（non-line-of-sight）無線伝播経路が基地局と移動局との間に存在する。その結果として、無線電波は、反射、回折、及び散乱により伝播される。ダウンリンク方向で移動局（ＭＳ）の（アップリンク方向でＢＳの）到達電波は、個別電波の互いに異なる位相によって建設的な付加と破壊的な付加とを経験する。これは、セルラー無線通信で典型的に使われる高い搬送波周波数で、差等伝播遅延の小さな変化は個別波形の位相で大きい変化を導入するという事実に起因する。ＭＳが移動するか、散乱環境で変化が発生する時、合成受信信号の振幅及び位相での空間偏差はレイリーフェーディングまたは高速フェーディングとして知られた時間偏差として証明される。

ダイバーシティはこのような高速フェーディング効果に対処するために広く使われる。このような思想は受信機に同一情報−ベアリング信号（information-bearing signal）の多数のフェーディングされた複製物を提供する。各アンテナブランチの独立的なフェーディングの仮定下で、瞬時ＳＮＲが各ブランチで一定のしきい値以下の確率は略ｐ^Ｌであり、ここでｐは各アンテナブランチで瞬時ＳＮＲが一定のしきい値以下である確率である。

一般に、ダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、即ち空間、角度、偏波、フィールド（field）、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに分けられる。空間ダイバーシティは多数の受信及び送信アンテナを用いて達成される。このような多数のアンテナの間の空間分離は、ダイバーシティブランチが相関のない、または殆どないフェーディングを経験するように選択される。送信ダイバーシティは受信機に同一信号の多数の相関されていない複製物を提供するように多数の送信アンテナを用いる。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティと閉ループ送信ダイバーシティ方式により更に分けられる。開ループ送信ダイバーシティ方式で、受信機からのどんなフィードバックも要求されない。公知された構成の閉ループ送信ダイバーシティにおいて、受信機は受信機での受信信号電力を最大化するように送信機アンテナに適用されるべき位相及び振幅調整を演算する。選択送信ダイバーシティ（ＳＴＤ）と称される他の閉ループ送信ダイバーシティ構成において、受信機は送信のために使われるアンテナ（複数可）を介して送信機にフィードバック情報を提供する。

０番目の動的カテゴリー（Ｃａｔ０）は、３ＧＰＰＬＴＥ標準機構で使われるＬＴＥ用語である。Ｃａｔ０の役目はダウンリンクとアップリンクのスケジューリング許与の個数を表示することで、ダウンリンク制御チャンネルのディメンショニング（dimensioning）（スケーリング（scaling））をサポートする。現在の動作仮定によれば、動的Ｃａｔ０ビットは２ビットの最大サイズを有し、動的Ｃａｔ０ビットは制御チャンネル要素（ＣＣＥ）が存在する毎サブフレームの間に１回ずつ送信されなければならない。Ｃａｔ０ビットにより伝えられる情報はサブフレームの全ての制御チャンネルのために使われるＯＦＤＭシンボルの個数を含むが、これに限定されない。Ｃａｔ０ビットの送信ダイバーシティは最終化されず、本発明の目的はチャンネルで空間ダイバーシティと周波数ダイバーシティ全てをキャプチャーする簡単で、かつ効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。種々のコーディング及び送信ダイバーシティ方式がカテゴリー０ビットとＡＣＫ／ＮＡＣＫチャンネル全てのために提案された。２００７年５月の３ＧＰＰ標準ＲＡＮ１会議で、カテゴリー０ビットはＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）として再命名された。本発明において、１つの追加的なコーディング方法だけでなく、ＣＣＦＩチャンネルの送信のための周波数ドメインリソースマッピング方法が提案される。

付加的に、２つのＣａｔ０ビットと３−ビットコードワード（ｃ_１ｃ_２ｃ_３）をマッピングするために（３、２、２）二進線形コードを使用することが提案されたのであり、このコードワードは任意のコードワード対の間の最小ハミングディスタンス２を持つサイズ４のコードブックに属する。（３、２）コードブックの一例はｃ_１ｃ_２ｃ_３∈Ｃ１＝{111、100、010、001}である。

上記提示された（３、２）コードブックのサイズが３であるので、３−ビットコードワードの反復は単にコード化されたＣＣＦＩ長さが３の整数倍である場合のみに適するようになる。したがって、コード化されたＣＣＦＩ長さが３の整数倍でない場合で、ＣＣＦＩコーディング方法を提供することが必要である。

本発明は、前述した問題点を解決するための過程及び装置を提供することをその目的とする。
本発明の他の目的は、コード化されたＣＣＦＩ長さが３の整数倍でない場合で、ＣＣＦＩコーディング方法を提供することにある。

本発明の一実施形態において、全コードワード長さが３の整数倍でない場合に、反復的な（３、２）コードワードと未コーディングのＣＣＦＩビットの連接を用いてＣＣＦＩチャンネルを符号化することが提案される。上記提示された（３、２）コードブックのサイズが３であるので、コード化されたＣＣＦＩの長さが３の整数倍でない場合に、ＣＣＦＩコーディング方法を提供することが重要である。

＜表１＞に提示されたように、２つのビットＣＣＦＩと（３、２）コードブックの要素コードワードとの間のマッピングが確立される。

長さ−３２コードワードが下記の過程で生成される。
（１）長さ−３要素コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３は、＜表１＞に表すように生成される。
（２）要素コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３は、長さ−３０シーケンスを生成するように１０回反復される。
（３）長さ−３０シーケンスは元来ＣＣＦＩビットｂ_１ｂ_２と連接される。

コードブックＣ_２の各コードワードに対応するコードブックＡのコードワード結果は、次の通りである。
000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 00 (cw 1)
011 011 011 011 011 011 011 011 011 011 01 (cw 2)
101 101 101 101 101 101 101 101 101 101 10 (cw 3)
110 110 110 110 110 110 110 110 110 110 11 (cw 4)
Codebook A

本発明の他の実施形態において、ＣＣＦＩが唯３個の状態のみを有する時に（即ち、ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”のうち、任意の３個である時に）、前述した集合の３個のコードワードのうち、どれか１つがＣＣＦＩ情報を運搬するように使われる。

本発明の他の実施形態において、上記生成されたコードブックは、Ｋ個の１×２ＲＵリソース構成に適するようにコラム−ワイズ置換されるが、これは総４Ｋ個のコード化されたビットを持つ。このような置換方法において、反復的なコードワードの順次的な連接に基づいて、３−ビット要素コードワードのＫ回の反復がＫ個のＲＵに割り当てられ（各ＲＵで１ビットは開放されている）、以後、残余Ｋビットは個別的にＫ個のＲＵにマッピングされる。コードブックＡの他のコードワードは同一な方法から外れることができる。コードブックＡから外れたコードブック結果は、下記に表したコードブックＢと呼ばれる。コードブックＢはフェーディングチャンネルでコードブックＡより良好であるが、ＲＵに対する最大限の反復ができる限りたくさんマッピングされるためである。
0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000 (cw 1)
0110 0111 0111 0110 0111 0111 0110 0111 (cw 2)
1011 1010 1011 1011 1010 1011 1011 1010 (cw 3)
1101 1101 1100 1101 1101 1100 1101 1101 (cw 4)
Codebook B

本発明の他の実施形態において、コードブックＡの変化はコードブックＣ２の代わりにコードブックＣ１にＣＣＦＩビットをマッピングすることによって獲得される。このような新たなコードブックの生成に使われる同一な反復と連接はコードブックＣと呼ばれる。
111 111 111 111 111 111 111 111 111 111 00 (cw 1)
100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 01 (cw 2)
010 010 010 010 010 010 010 010 010 010 10 (cw 3)
001 001 001 001 001 001 001 001 001 001 11 (cw 4)
Codebook C

本発明の他の実施形態において、前述したような同一なコラム−ワイズ置換がコードブックＣに適用されてコードブックＤを生成する。
1111 1111 1111 1111 1111 1111 1110 1110 (cw 1)
1001 1000 1000 1001 1000 1000 1000 1001 (cw 2)
0100 0101 0100 0100 0101 0100 0101 0100 (cw 3)
0010 0010 0011 0010 0010 0011 0011 0011 (cw 4)
Codebook D

本発明の他の実施形態において、ＣＣＦＩが３個の状態のみを有する時に、提供されたコードブック（例えば、コードブックＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ等）で任意の３個のコードワードがＣＣＦＩ情報を運搬することに使われる。

参照シンボルが同一または類似な要素を示す添付図面と関連して、下記の詳細な説明を参照して本発明がよりよく理解できる時に、本発明のより完全な理解及び多数の伴われる利点は自明になる。

送信機チェーンと受信機チェーンとを持つ直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）送受信機チェーンを示す図である。 Alamouti ２×１空間−時間ダイバーシティ方式を示す図である。 Alamouti ２×１空間−周波数ダイバーシティ方式を示す図である。コラム−ワイズ置換方法の例を示す図である。本発明の互いに異なる実施形態に従ってＣＣＦＩを送信及び受信する過程ステップのフローチャートである。本発明の互いに異なる実施形態に従ってＣＣＦＩを送信及び受信する過程ステップのフローチャートである。

カテゴリー０ビットとＡＣＫ／ＮＡＣＫチャンネル全てのために、種々のコーディング及び送信ダイバーシティ方式が提案される。２００７年５月に開催された３ＧＰＰ標準ＲＡＮ１会議で、カテゴリー０ビットはＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）として再命名された。本発明の原理の実行において、ＣＣＦＩチャンネル送信のための幾つかの追加的なコーディング方法だけでなく、周波数ドメインリソースマッピング方法が開示される。ここで、ＣＣＦＩはまたＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）として知られている。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、周波数ドメインでデータを多重化する技術である。変調シンボルは周波数副搬送波を通じて運搬される。図１は、送信機チェーンと受信機チェーンとを持つ直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）送受信機チェーンを図示する。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）のサンプルが図１に図示される。送信機チェーン１００において、制御信号またはデータ信号は変調器１０１により変調され、変調された信号は直−並列変換器１１２により直並列変換される。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１１４が変調された信号またはデータを周波数ドメインから時間ドメインへ転送することに使われ、時間ドメインへ転送された変調信号は並−直列変換器１１６により並直列変換される。循環プリフィクス（ＣＰ）またはゼロプリフィクス（ＺＰ）がＣＰ挿入段階１１８で各ＯＦＤＭシンボルに付加されて多重経路フェーディングチャンネル１２２で多重経路フェーディングによる影響を防止するか、代案的にこれを緩和させる。循環プリフィクス（ＣＰ）挿入段階１１８からの信号は、送信機フロント−エンド処理ユニット１２０、ＲＦ増幅器１２１、及び以後の単一または多数のアンテナ１２３に適用される。したがって、送信機チェーン１００により送信された信号は受信機チェーン１４０により受信される。受信機チェーン１４０において、完全な時間と周波数同期化が達成されることと仮定する時に、受信機の単一または多数のアンテナ１２５により受信された信号は受信機フロント−エンド処理ユニット１２４に適用され、受信信号で循環プリフィクス（ＣＰ）を除去する循環プリフィクス（ＣＰ）除去段階１２６で処理される。循環プリフィクス（ＣＰ）除去段階１２６で処理された信号は、追加に直−並列変換器１２８により直並列変換される。高速フーリエ変換ユニット１３０は受信信号を追加的な処理のために時間ドメインから周波数ドメインへ転送するが、これは並−直列変換器１３２による並−直列変換と信号復調器１３４による復調を含む。

ＯＦＤＭシステムの全帯域幅は副搬送波と呼ばれる狭帯域周波数単位に分けられる。副搬送波の個数はシステムで使われるＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズ（Ｎ）と同一である。一般に、データのために使われる副搬送波の個数はＮより少ないが、周波数スペクトルの縁部に位置する一部の副搬送波が保護副搬送波として予約されるためである。大体に、保護副搬送波を通じてはどんな情報も送信できない。

典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域やセルを定義する固定された基地局（ＢＳ）の集合を含む。典型的に、基地局と移動局との間に位置した自然的な物体と人工物体によってＮＬＯＳ無線伝播経路が基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線電波は、反射、回折、及び散乱により伝播される。ダウンリンク方向で移動局（ＭＳ）の（アップリンク方向でＢＳの）到達電波は個別電波の互いに異なる位相によって建設的な付加と破壊的な付加とを経験する。これはセルラー無線通信で典型的に使われる高い搬送波周波数で、差等伝播遅延の小さな変化は個別波形の位相で大きい変化を導入するという事実による。ＭＳが移動するか、散乱環境で変化が発生する時に、合成受信信号の振幅及び位相での空間偏差はレイリーフェーディング（Rayleigh fading）または高速フェーディングとして知られた時間偏差として証明される。このような無線チャンネルの時変特性は希望するビットエラーまたはパケットエラーの信頼性を提供するための極めて高い信号−対−雑音比（ＳＮＲ）を要求する。

ダイバーシティは、このような高速フェーディング効果に対処するために広く使われる。このアイデアは受信機に同一情報−ベアリング信号の多数のフェーディングされた複製物を提供する。各アンテナブランチにより放送された信号の独立的なフェーディング仮定下で、瞬時ＳＮＲが各ブランチで一定のしきい値以下の確率は略ｐ^Ｌであり、ここでｐは各アンテナブランチで瞬時ＳＮＲが一定のしきい値以下の確率である。Ｌはアンテナブランチの個数である。システム動作の見地で、“アンテナブランチ”はまた“アンテナポート”として知られており、これは基地局でアンテナの個数を表示する。

使用に適したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、即ち、空間、角度、偏波、フィールド（field）、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに分けられる。空間ダイバーシティは、多数の受信及び送信アンテナを用いて達成される。多数のアンテナの間の空間分離は、ダイバーシティブランチが送信アンテナと受信アンテナとの間の転送の間に信号の相関のない、または殆どないフェーディングを経験するように選択される。送信ダイバーシティは受信機に同一信号の多数の相関されていない複製物を提供するように多数の送信アンテナを用いる。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティと閉ループ送信ダイバーシティ方式とに追加に分けられる。開ループ送信ダイバーシティ方式において、受信機からのどんなフィードバックも要求されない。公知の構成の閉ループ送信ダイバーシティにおいて、受信機は受信機での受信信号電力を最大化するように送信機アンテナに適用されるべき位相及び振幅調整を演算する。選択送信ダイバーシティ（ＳＴＤ）と称される他の閉ループ送信ダイバーシティ構成において、受信機は送信のために使われるアンテナ（複数可）を介して送信機にフィードバック情報を提供する。

開ループ送信ダイバーシティ方式の例は、Alamouti２×１空間−時間ダイバーシティ方式である。図２は、Alamouti２×１空間−時間ダイバーシティ方式を図示する。このような方式で任意のシンボル期間中に、２つのデータシンボルは２つの送信アンテナ（ＡＮＴ１及びＡＮＴ２）から同時に送信される。第１シンボル間隔（ｔ１）の間に、ＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信されたシンボルは、図２に示すように、各々Ｓ_１とＳ_２と表示されると仮定する。後続シンボル期間の間に、ＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信されたシンボルは各々−Ｓ_２ ^＊とＳ_１ ^＊であり、ここでｘ^＊はｘの複素共役を表す。受信機の所定の処理において、元来シンボル（Ｓ_１及びＳ_２）が復元される。ここで、ＡＮＴ１とＡＮＴ２の各々での瞬時的なチャンネル利得推定値（ｈ１及びｈ２）は受信機での忠実な復元のために要求される。これは、受信機でチャンネル利得推定を提供するように２つのアンテナでの個別的なパイロットシンボルを要求する。Alamoutiコーディングにより達成されるダイバーシティ利得は最大比合成法（ＭＲＣ）で達成されるものと同一である。

また、２×１Alamouti方式は、空間−周波数符号化された形態で具現できる。図３は、空間−周波数符号化された形態で具現された２×１Alamouti方式を図示する。この場合に、２つのシンボルは２つの異なる周波数、即ち副搬送波ｆ１とｆ２を通じて、例えば図３に図示された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムの相異する副搬送波を通じて送信される。開ループ送信ダイバーシティ方式において、空間−周波数コード化された形態で具現される時に、図３に図示された２×１Alamouti空間−周波数ダイバーシティ方式は、任意のシンボル期間中に２つのデータシンボルが２つの送信アンテナ（ＡＮＴ１及びＡＮＴ２）から同時に送信される２×１Alamouti空間−周波数ダイバーシティ方式である。第１周波数（ｆ１）の間に、ＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信されたシンボルは、図３に図示されたように、各々Ｓ_１とＳ_２と表示される。後続シンボル期間の間に、ＡＮＴ１とＡＮＴ２から送信されたシンボルは、各々−Ｓ_２ ^＊とＳ_１ ^＊であり、ここでｘ^＊はｘの複素共役を表す。元来シンボル（Ｓ_１及びＳ_２）が受信機により復元される。ここで、ＡＮＴ１とＡＮＴ２の各々での瞬時的なチャンネル利得推定値（ｈ１及びｈ２）は受信機での忠実な復元のために要求される。これは受信機でチャンネル利得推定を提供するように２つのアンテナでの個別的なパイロットシンボルを要求する。Alamoutiコーディングにより達成されるダイバーシティ利得は最大比合成法（ＭＲＣ）により達成されるものと同一である。

副搬送波（ｆ１、ｒ１）と副搬送波（ｆ２、ｒ２）において、移動局での受信信号（ｒ_１及びｒ_２）は＜数１＞の通りである。

＜数１＞において、ｈ１とｈ２は、各々ＡＮＴ１とＡＮＴ２からのチャンネル利得である。ここで、所定のアンテナからのチャンネルは副搬送波（ｆ１及びｆ２）の間で変更されないことと仮定される。移動局は受信信号に関する等化（equalization）を遂行し、２つの受信信号（ｒ１及びｒ２）を結合することによりシンボル（Ｓ１及びＳ２）を復元する。

２つの送信シンボル（Ｓ１及びＳ２）は完全な空間ダイバーシティを達成することが分かる。

用語‘０番目の動的カテゴリー（Ｃａｔ０）’は、３ＧＰＰＬＴＥ標準機構で使われるＬＴＥ用語である。Ｃａｔ０の役目はダウンリンクとアップリンクのスケジューリング許与の個数を表示することで、ダウンリンク制御チャンネルのディメンショニング（dimensioning）（スケーリング（scaling））をサポートするものである。現在の動作仮定によれば、動的Ｃａｔ０ビットは２ビットの最大サイズを有し、動的Ｃａｔ０ビットは制御チャンネル要素（ＣＣＥ）が存在する毎サブフレームの間に送信されなければならない。Ｃａｔ０ビットにより伝えられる情報はサブフレームの全ての制御チャンネルのために使われるＯＦＤＭシンボルの個数を含むが、これに限定されない。Ｃａｔ０ビットの送信ダイバーシティは最終化されておらず、本発明の目的はチャンネルで空間ダイバーシティと周波数ダイバーシティの全てをキャプチャーする簡単で、かつ効率的な送信ダイバーシティ方式を提供するものである。種々のコーディング及び送信ダイバーシティ方式がカテゴリー０ビットとＡＣＫ／ＮＡＣＫチャンネルの全てのために提案された。２００７年５月の３ＧＰＰ標準ＲＡＮ１会議で、カテゴリー０ビットはＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）として再命名された。本発明において、１つの追加的なコーディング方法だけでなく、ＣＣＦＩチャンネルの送信のための周波数ドメインリソースマッピング方法が提案される。

付加的に、２つのＣａｔ０ビットと３−ビットコードワード（ｃ_１ｃ_２ｃ_３）をマッピングするために（３、２、２）二進線形コードを使用することと、このコードワードは任意のコードワード対の間の最小ハミングディスタンス２を持つサイズ４のコードブックに属するように割り当てることが提案された。線形コード（ｎ、ｋ、ｄ）はｎ個のコード化されたビットでの各コードワード長さを持つコードを意味し、各コードワードは長さｋ情報ビットを持つメッセージに対応する。コードブックの最小ハミングディスタンスはｄである。３−ビットコードワードが規定されれば、Ｃａｔ０ビットで使われる２Ｋチャンネルシンボルに適するように反復され、レートマッチングされる。（３、２）コードブックは（３、２、２）コードの略式記号である。（３、２）コードブックの一例はｃ_１ｃ_２ｃ_３∈Ｃ_１＝｛111、100、010、001｝である。

本発明の一実施形態において、全コードワード長さが３の整数倍でない場合に、反復的な（３、２）コードワードと未コーディングのＣＣＦＩビットとの連接を用いてＣＣＦＩチャンネルを符号化することが提案される。上記提示された（３、２）コードブックのサイズが３であるため、コード化されたＣＣＦＩ長さが３の整数倍でない場合に、ＣＣＦＩコーディング方法を提供することが重要である。

例えば、Ｋ個の１×２リソースユニット（ＲＵ）の全個数がＣＣＦＩチャンネルに割り当てられる時に、各チャンネルシンボルに関するＱＰＳＫ変調を仮定すれば、２Ｋ個のチャンネルシンボルと４Ｋ個のチャンネルビットとがある。ここで、１×２ＲＵは１つのＯＦＤＭシンボルと２つの隣接副搬送波とを占有する。例えば、Ｋ＝８ＲＵである時に、２Ｋ＝１６のチャンネルシンボルがあり、３２つのコード化されたビットがある。３２は３の整数倍でない。

＜表１＞から分かるように、２ビットＣＣＦＩと（３、２）コードブックの要素コードワードとの間のマッピングが設定される。＜表１＞は上記提示された要素コードワードとＣＣＦＩビットとの間のマッピングである。ここで、（３、２）コードブックはｃ_１ｃ_２ｃ_３∈Ｃ１＝｛000、011、101、110｝である。注目する事項として、既に提供された（３、２）コードブックは、ｃ_１ｃ_２ｃ_３∈Ｃ_１＝｛111、100、010、001｝である。ＣＣＦＩビット（ｂ_１及びｂ_２）は元来ＣＣＦＩビットである。ＣＣＦＩビットの各状態に対応する２つの（３、２）コードブック（Ｃ_１及びＣ_２）の要素コードワードは＜表１＞で提供される。

前述した例のために、ＣＣＦＩビット（ｂ_１ｂ_２）のために生成された長さ３２の４個のコードワードが下記のように提供される。ここで、（３、２）コードブック（Ｃ_２）が使われる。長さ−３２コードワードは下記の過程ステップで変調器１０１により生成される。

（１）長さ−３要素コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３は、＜表１＞に表すように生成される。
（２）要素コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３は、長さ−３０シーケンスを生成するように１０回反復される。
（３）長さ−３０シーケンスは、元来ＣＣＦＩビットｂ_１ｂ_２と連接される。

ここで、要素コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３は

回反復され、シーケンス結果は元来ＣＣＦＩビットｂ_１ｂ_２と連接される。このような連接されたビットシーケンスは変調されてチャンネルシンボルにマッピングされる最終チャンネルビットシーケンスである。

コードブック（Ｃ_２）の各コードワードに対応するコードブックＡの４個のコードワード結果は、次の通りである。
000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 00 (cw 1)
011 011 011 011 011 011 011 011 011 011 01 (cw 2)
101 101 101 101 101 101 101 101 101 101 10 (cw 3)
110 110 110 110 110 110 110 110 110 110 11 (cw 4)
Codebook A

本発明の他の実施形態において、ＣＣＦＩが唯３個の状態のみを持つ時に（即ち、ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”のうち、任意の３個である時に）、前述した集合の３個のコードワードのうち、どれか１つがＣＣＦＩ情報を運搬するように使われる。

本発明の他の実施形態において、上記生成されたコードブックは、Ｋ個の１×２ＲＵリソース構成に適するようにコラム−ワイズ置換されるが、これは総４Ｋ個のコード化されたビットを持つ。図４は、コラム−ワイズ置換方法の例を図示する。このような置換方法において、反復的なコードワードの順次的な連接に基づいて、３−ビット要素コードワードのＫ回の反復がＫ個のＲＵに割り当てられ（各ＲＵで１ビットは開放されている）、以後、残余Ｋビットは個別的にＫ個のＲＵにマッピングされる。ＣＷ４の置換が図４に図示される。コードブックＡの他のコードワードは同一な方法から外れることができる。コードブックＡから外れたコードブック結果は、下記に表したコードブックＢと呼ばれる。コードブックＢはフェーディングチャンネルでコードブックＡより良好であるが、ＲＵに対する最大限の反復ができる限りたくさんマッピングされるためである。
0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000 (cw 1)
0110 0111 0111 0110 0111 0111 0110 0111 (cw 2)
1011 1010 1011 1011 1010 1011 1011 1010 (cw 3)
1101 1101 1100 1101 1101 1100 1101 1101 (cw 4)
Codebook B

本発明の他の実施形態において、コードブックＡの変化は＜表１＞に表すように、コードブックＣ２の代わりにコードブックＣ１にＣＣＦＩビットをマッピングすることによって獲得される。このような新たなコードブックの生成に使われる同一な反復と連接は、コードブックＣと呼ばれる。
111 111 111 111 111 111 111 111 111 111 00 (cw 1)
100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 01 (cw 2)
010 010 010 010 010 010 010 010 010 010 10 (cw 3)
001 001 001 001 001 001 001 001 001 001 11 (cw 4)
Codebook C

本発明の他の実施形態において、ＣＣＦＩが３個の状態のみを有する時に、提供されたコードブック（例えば、コードブックＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ等）での任意の３個のコードワードがＣＣＦＩ情報を運搬することに使われる。

図５Ａ及び図５Ｂは、本発明の互いに異なる実施形態に従ってＣＣＦＩを送信及び受信する過程ステップのフローチャートである。
図５ＡにコードブックＡ及びＣを生成する過程が提示される。ＣＣＦＩが送信機で送信される時に、ステップ２０１で２−ビットＣＣＦＩは＜表１＞に示されたコードブックＣ１及びＣ２の３−ビットコードワードにマッピングされ、ステップ２０３で３−ビットコードワードは所定の回数だけ反復され、ここで所定の回数は商の最低点（flooring）

であり、Ｋはリソースユニットの個数である。ステップ２０５でビットシーケンス結果は元来ＣＣＦＩビットと連接され、これによって最終ビットシーケンスが生成され、送信アンテナで送信される。受信機側で、ステップ２１１で受信アンテナは送信機から送信されたビットシーケンス結果を受信し、ステップ２１３で受信機の復調器は受信されたビットシーケンスを復調し、ステップ２１５で受信機はＣＣＦＩにより運搬された情報を獲得し、これによってＣＣＦＩにより運搬された獲得情報は受信機により用いられる。

図５Ｂで、コードブックＢ及びＤを生成する過程が提示される。ＣＣＦＩが送信機で送信された時に、ステップ３０１で２−ビットＣＣＦＩは＜表１＞に表すように、コードブックＣ１またはＣ２の３−ビットコードワードにマッピングされ、ステップ３０３で３−ビットコードワードは所定の回数だけ反復され、ここで所定の回数は４Ｋ／３の商であり、Ｋはリソースユニットの個数である。ステップ３０５でビットシーケンス結果は元来ＣＣＦＩビットと連接され、これによってビットシーケンスが生成される。ここで、ビットシーケンスは図４に図示されたｃｗ４として例示される。ステップ３０７で、ビットシーケンス結果での＜表１＞で提供された３−ビットコードワードの先頭Ｋ回の反復は、各々Ｋ個のリソースユニットの番号にマッピングされるが、各リソースユニットの１ビットは開放されており、ステップ３０９で、ビットシーケンスの残余Ｋ個のビットは、各Ｋ個のリソースユニットの番号の開放ビットに個別的にマッピングされる。ステップ３０７は、図４に図示された中間ビットシーケンスで図示されたように、各々で１ビットが開放された中間ＲＵ＃１乃至ＲＵ＃８として例示される。ステップ３０９は、図４に図示されたビットシーケンス結果に図示されたように、各々が４ビット割り当てられた最終ＲＵ＃１乃至ＲＵ＃８として例示される。マッピングされたビットシーケンス結果は、送信アンテナにより送信される。受信機側で、ステップ３１１で受信アンテナは送信機から送信されたビットシーケンス結果を受信し、ステップ３１３で受信機の復調器は受信されたビットシーケンスを復調し、ステップ３１５で受信機はＣＣＦＩにより運搬された情報を獲得し、これによってＣＣＦＩにより運搬された獲得情報は受信機により用いられる。

送信機１００の変調器１０１とＩＦＦＴ１１４はマイクロプロセッサ基盤の制御器を含む。受信機１４０の復調器１３４及びＦＦＴ１３０はマイクロプロセッサ基盤の制御器を含む。

１００送信機チェーン
１０１変調器
１１３直−並列変換器
１１４逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット
１１６並−直列変換器
１１８循環プリフィクス（ＣＰ）挿入段階
１２０送信機フロント−エンド処理ユニット
１２１ＲＦ増幅器
１２２多重経路フェーディングチャンネル
１２３，１２５アンテナ
１２４受信機フロント−エンド処理ユニット
１２６循環プリフィクス（ＣＰ）除去段階
１２８直−並列変換器
１３０高速フーリエ変換ユニット
１３２並−直列変換器
１３４信号復調器
１４０受信機チェーン

Claims

制御チャンネルフォーマット表示器を送信する方法であって、
複数の２−ビットＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）を第１コードブックと第２コードブックから選択された１つにマッピングするステップと、ここで、前記複数のＣＣＦＩは、“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成されるグループから選択され、前記第１コードブックは、指定されたＣＣＦＩに対応する要素コードワード“000”、“011”、“101”、及び“110”で構成されるグループから選択されるコードワードを含み、前記第２コードブックは、前記指定されたＣＣＦＩに対応する要素コードワード“111”、“100”、“010”、及び“001”で構成される要素コードワードグループから選択されるコードワードを含み、
所定の回数だけ前記選択された要素コードワードを繰り返して前記第１コードブックや第２コードブックから選択されるコードワードシーケンスを生成するステップと、ここで、前記所定の回数は商の最低点

により決定され、Ｋは１つの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルと２つの隣接副搬送波を占有するリソースユニットの個数であり、
前記元来指定されたＣＣＦＩビットと前記選択された要素コードワードのシーケンスとを連接してコードワードを生成するステップと、
ＣＣＦＩ情報を運搬する前記コードワードを送信するステップと、
を含むことを特徴とする送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成される４個の状態を持つ時に、前記方法は、前記第１コードブックから選択される要素コードワードのシーケンスと、前記選択された要素コードワードに対応する前記指定されたＣＣＦＩとを連接して、４個のコードワードを含む第３コードブックを生成するステップを更に含み、
ここで、前記４個のコードワードは、“000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 00”、“011 011 011 011 011 011 011 011 011 011 01”、“101 101 101 101 101 101 101 101 101 101 10”、及び“110 110 110 110 110 110 110 110 110 110 11”であり、
前記４個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項１に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成されるグループから選択される３個の状態を持つ時に、前記方法は、前記第１コードブックから選択される要素コードワードのシーケンスと、前記選択された要素コードワードに対応する前記指定されたＣＣＦＩとを連接して、３個のコードワードを含む第３コードブックを生成するステップを更に含み、
ここで、前記３個のコードワードは、“000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 00”、“011 011 011 011 011 011 011 011 011 011 01”、“101 101 101 101 101 101 101 101 101 101 10”、及び“110 110 110 110 110 110 110 110 110 110 11”で構成されるグループから選択され、
前記３個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項１に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成される４個の状態を持つ時に、前記方法は、前記第２コードブックから選択される要素コードワードのシーケンスと、前記選択された要素コードワードに対応する前記指定されたＣＣＦＩとを連接して、４個のコードワードを含む第４コードブックを生成するステップを更に含み、
ここで、前記４個のコードワードは、“111 111 111 111 111 111 111 111 111 111 00”、“100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 01”、“010 010 010 010 010 010 010 010 010 010 10”、及び“001 001 001 001 001 001 001 001 001 001 11”であり、
前記４個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項１に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成されるグループから選択される３個の状態を持つ時に、前記方法は、前記第２コードブックから選択される要素コードワードのシーケンスと、前記選択された要素コードワードに対応する前記指定されたＣＣＦＩとを連接して、３個のコードワードを含む第４コードブックを生成するステップを更に含み、
ここで、前記３個のコードワードは、“111 111 111 111 111 111 111 111 111 111 00”、“100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 01”、“010 010 010 010 010 010 010 010 010 010 10”、及び“001 001 001 001 001 001 001 001 001 001 11”で構成されるグループから選択され、
前記３個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項１に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成される４個の状態を持つ時に、前記方法は、前記４個のコードワードで３−ビット要素コードワードの先頭Ｋ回の反復と、Ｋ個のリソースユニットの各々の番号とをマッピングし、
ここで、各リソースユニットの１ビットは開放させて置き、
前記４個のコードワードの各々の残余Ｋ個のビットと、Ｋ個のリソースユニットの各々の番号の前記開放ビットとを個別的にマッピングして、
前記４個のコードワードの各々の置換を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求項２に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成される４個の状態を持つ時に、前記方法は、４個のコードワードを持つ第５コードブックを生成するステップを更に含み、
前記４個のコードワードは、“0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000”、“0110 0110 0110 0110 0110 0110 0110 0110”、“1011 1011 1011 1011 1011 1011 1011 1011”、及び“1101 1101 1101 1101 1101 1101 1101 1101”であり、
前記４個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項６に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成される４個の状態を持つ時に、前記方法は、前記４個のコードワードで３−ビット要素コードワードの先頭Ｋ回の反復と、Ｋ個のリソースユニット個数とを各々マッピングし、
ここで、各リソースユニットの１ビットは開放させて置き、
前記４個のコードワードの各々の残余Ｋ個のビットと、Ｋ個のリソースユニットの各々の番号の前記開放ビットとを個別的にマッピングして、
前記４個のコードワードの各々の置換を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求項４に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成される４個の状態を持つ時に、前記方法は、４個のコードワードを持つ第６コードブックを生成するステップを更に含み、
前記４個のコードワードは、“1111 1111 1111 1111 1111 1111 1111 1111”、“1001 1001 1001 1001 1001 1001 1001 1001”、“0100 0100 0100 0100 0100 0100 0100 0100”、及び“0010 0010 0010 0010 0010 0010 0010 0010”であり、
前記４個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項８に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成されるグループから選択される３個の状態を持つ時に、前記方法は、３個のコードワードを持つ第５コードブックを生成するステップを更に含み、
前記３個のコードワードは、“0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000 0000”、“0110 0110 0110 0110 0110 0110 0110 0110”、“1011 1011 1011 1011 1011 1011 1011 1011”、及び“1101 1101 1101 1101 1101 1101 1101 1101”から選択され、
前記３個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項７に記載の送信方法。
ＣＣＦＩが“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成されるグループから選択される３個の状態を持つ時に、前記方法は、３個のコードワードを持つ第６コードブックを生成するステップを更に含み、
前記３個のコードワードは、“1111 1111 1111 1111 1111 1111 1111 1111”、“1001 1001 1001 1001 1001 1001 1001 1001”、“0100 0100 0100 0100 0100 0100 0100 0100”、及び“0010 0010 0010 0010 0010 0010 0010 0010”から選択され、
前記３個のコードワードは、前記指定されたＣＣＦＩに対応することを特徴とする請求項９に記載の送信方法。
複数の２−ビットＣＣＦＩ（Control Channel Format Indicator）を第１コードブックと第２コードブックから選択された１つにマッピングし、ここで、前記複数のＣＣＦＩは、“00”、“01”、“10”、及び“11”で構成されるグループから選択され、前記第１コードブックは、指定されたＣＣＦＩに対応する要素コードワード“000”、“011”、“101”、及び“110”で構成されるグループから選択されるコードワードを含み、前記第２コードブックは、前記指定されたＣＣＦＩに対応する要素コードワード“111”、“100”、“010”、及び“001”で構成される要素コードワードグループから選択されるコードワードを含み、所定の回数だけ前記選択された要素コードワードを繰り返して前記第１コードブックや第２コードブックから選択されるコードワードシーケンスを生成し、ここで、前記所定の回数は商の最低点

により決定され、Ｋは１つの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルと２つの隣接副搬送波とを占有するリソースユニットの個数であり、前記元来指定されたＣＣＦＩビットと前記選択された要素コードワードのシーケンスとを連接してコードワードを生成する符号化器と、
ＣＣＦＩ情報を運搬する前記コードワードの送信を可能にするＲＦ増幅器と、
を含むことを特徴とする装置。